DE3335587C2

DE3335587C2 - Verfahren zum Messen des Durchsatzes eines Fluids

Info

Publication number: DE3335587C2
Application number: DE3335587A
Authority: DE
Inventors: Toyofumi Fuchu Tokio/Tokyo Tomita
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1982-09-30
Filing date: 1983-09-30
Publication date: 1987-04-23
Also published as: GB2127978B; DE3335587A1; GB8326111D0; JPS5960318A; JPH0216974B2; GB8618365D0; US4545257A; GB2127978A

Abstract

Die Erfindung betrifft einen elektromagnetischen Strömungsmesser mit einem eine Erregerspule (3) aufweisenden Strömungsmengen-Detektor (1) und einem Impulsbreiten-Modulationskreis (10). Die Erregerspule (3) ist durch einen Rechteckwellen-Erregungsstrom erregbar, um in einem Strömungsmittel eine Spannung zu induzieren, die abgegriffen und als Strömungsmengensignal benutzt wird. Der Modulationskreis (10) verstärkt dieses Signal, um es sodann zu invertieren und (erneut) zu verstärken und damit ein verstärktes Strömungsmengensignal sowie ein invertiertes, verstärktes Strömungsmengensignal zu liefern. Weiterhin tastet (samples) der Modulationskreis (10) eines dieser Signale zur Lieferung eines Impulssignals ab, dessen Breite dem Strömungsmengensignal proportional ist. Weiter vorgesehen ist eine Zeitsteuer- oder Taktschaltung zur Lieferung eines ersten Steuersignals einer vorbestimmten Frequenz und eines zweiten Steuersignals, von denen das erstere die Bauelemente des Detektors (1) und den Modulationskreis (10) (an)steuert. Das zweite Steuersignal steuert den Modulationskreis (10) in der Weise (an), daß er das Signal wiederholt, und zwar jeweils (je einmal) pro vorbestimmter Zeitspanne abtastet (samples).

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Messen des Durchsatzes eines Fluids nach dem Oberbegriff des Patentanspruches 1.
Fig. 1 veranschaulicht einen aus der US-PS 42 06 641 bekannten elektromagnetischen Strömungsmesser, der durch einen Rechteckwellenstrom erregbar und mit dem ein derartiges Verfahren durchführbar ist. Dieser Strömungsmesser umfaßt einen Durchsatzdetektor 1, einen Impulsbreiten- Modulationskreis 10 und einen Impulsbreiten/- Spannungswandler 30. Der Modulationskreis 10 erzeugt einen Impuls mit einer Breite, welche der Spannung des Ausgangssignals des Detektors 1 proportional ist. Der Wandlerkreis 30 glättet den Imuls vom Modulationskreis 10 und wandelt ihn in ein analoges Gleichspannungssignal um. Der Detektor 1 besteht aus einer Rohrleitung 2, einer Erregerspule 3 und zwei Elektroden 4. Letztere sind einander gegenüberstehend am Innenumfang der Leitung 2 angebracht, die von einem Strömungsmittel durchströmt und von den durch die Spule 3 erzeugten Magnetflüssen im rechten Winkel zur Strömungsrichtung des Strömungsmittels durchdrungen wird. Zwei Konstantstromquellen 13, 14 sind mittels eines Schalters 12, der durch ein in Fig. 2a dargestelltes Schalter-Steuersignal Ea umschaltbar ist, abwechselnd mit der Erregerspule 3 verbindbar. Die Spule 3 wird somit durch einen Strom Eb der Wellenform gemäß Fig. 2b erregt. Wenn die Leitung 2 dabei von einem elektisch leitenden Strömungsmittel durchströmt wird, wird zwischen den Elektroden 4 eine der Stärke des Magnetfelds und der Geschwindigkeit des Strömungsmittels proportionale elektromotorische Kraft erzeugt, die durch die Elektroden 4 abgegriffen und dann durch einen Wechselspannungs- Verstärker 15 verstärkt wird. Das in Fig. 2c dargestellte Ausgangssignal Ec des Verstärkers 15 wird einem invertierenden Verstärker 26 mit einem Verstärkungsfaktor "1" eingespeist und durch diesen invertiert. Das Ausgangssignal Ec des Verstärkers 15 und das Ausgangssignal des invertierenden Verstärkers 26 werden mittels eines Schalters 16 so gewählt, daß an einem Schalter 17 ständig eine negative Spannung anliegt. Der Schalter 16 wird durch das Schaltersteuersignal Ea von einer Zeitsteuer- oder Taktschaltung 11 umgeschaltet.
Das in Fig. 2d dargestellte Ausgangssignal Ed des Schalters 16 wird einem noch näher zu beschreibenden Doppelintegrationskreis zugeführt.
Der Schalter 17 wird durch das Signal Ee von der Taktschaltung 11 während der EIN-Periodendauer des Netz-Wechselstroms geschlossen, wenn sich der Magnetfluß stabilisiert, d. h. unmittelbar vor dem Umschalten des Schalters 12. Der Schalter 17 greift mithin das Signal Ed, d. h. die elektromotorische Kraft, ab, um ein Durchsatzsignal zu liefern, das nicht das sog. um 90° verschobene oder gedrehte Rauschen enthält. Ein Doppelintegrationskreis mit Widerständen 18, 19, einem Kondensator 20 und einem Operationsverstärker 21 integriert das Signal Ed in regelmäßigen Intervallen je einmal in jeder EIN-Periodendauer des Netz-Wechselstroms, und er liefert damit ein in Fig. 2f dargestelltes, kein Rauschen enthaltendes Signal Ef. Das Ausgangssignal Ef des Doppelintegrationskreises wird dann in einen Komparator oder Vergleicher 22 eingespeist, dessen Ausgangssignal vom logischen Pegel "1" auf den logischen Pegel "0" abfällt, wenn das Signal Ef den Null-Pegel annimmt. Durch das Ausgangssignal des Komparators 22 wird ein Flipflop 23 rückgesetzt, das durch das Signal Ee der Taktschaltung 11 gesetzt wird. Infolgedessen liefert das Flipflop 23 ein Impulssignal Eg, dessen Breite dem Pegel des Durchsatzsignals, d. h. des Ausgangssignals des Komparators 22 proportional ist.
Gemäß Fig. 1 umfaßt der Impulsbreiten-Modulationskreis 10 weiterhin eine Bezugsspannungsquelle 24, einen Schalter 25, der durch das Ausgangssignal &wedgeq; des Flipflops 23 geschlossen und geöffnet wird, sowie ein lichtemittierendes Element 31.
Das vom Flipflop 23 gelieferte Impulssignal wird dem Impulsbreiten/Spannung-Wandlerkreis 30 zugeführt. Genauer gesagt: Bei Empfang des Impulssignals vom Flipflop 23 emittiert das Element 31 Licht, das ein vom Element 31 elektrisch isoliertes Lichtempfangselement 32 erreicht, das daraufhin ein Ausgangssignal erzeugt, durch welches ein Schalter 33 geschlossen und geöffnet wird. Der von einer Stromquelle 34 zum Schalter 33 gelieferte Strom wird daher zu einem Impulssignal umgewandelt, das durch einen Glättungskreis aus einem Widerstand 35 und einem Operationsverstärker 37 geglättet wird. Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 37 wird einem Ausgangskreis 38 eingespeist, welcher das Eingangssignal in ein analoges Gleichstromsignal von z. B. 4-20 mA umsetzt. Die Stromquelle 34 und der Verstärker 37 sind an einem anderen Punkt als der Verstärker 21, der Komparator 22, die Stromquelle 24 und das Element 31 geerdet.
Fig. 3 ist ein Schaltbild der Zeitsteuer- bzw. Taktschaltung 11 für die Ansteuerung der Schalter 12, 16 und 17. Dabei wird ein Ausgangssignal Eh mit der Wellenform gemäß Fig. 4h von einer Netzstromquelle 111 zu einem Pufferkreis 112 geliefert, der ein in Fig. 4i dargestelltes Impulssignal Ei liefert, dessen Frequenz durch D-Typ-Flipflops 113-115 geteilt wird, so daß ein Signal El (Fig. 41) erhalten wird, das zur Steuerung der Schalter 12 und 16 benutzt wird. Die Ausgangssignale von den Klemmen &wedgeq; der D-Typ-Flipflops 113, 114, d. h. die Signale Ej, Ek gemäß Fig. 4 werden zu einem zwei Eingänge besitzenden UND-Glied 116 geleitet, welches ein Ausgangssignal Em (Fig. 4m) liefert, das seinerseits zur Steuerung des Schalters 17 benutzt wird. Die Taktschaltung 11 gemäß Fig. 3 kann somit ohne weiteres einen Signalimpuls erzeugen, der nur während der EIN-Periodendauer des Netz-Wechselstroms unmittelbar vor dem Umschalten des Schalters 12 den hohen Pegel besitzt.
Die Impulsbreiten der Signale El und Em von der Taktschaltung 11 ändern sich entsprechend der Frequenz des Netzwechselstroms von 50 oder 60 Hz. Der Takt (Zeitpunkt) für die Abtastung bzw. das Abgreifen des Durchsatzsignals ändert sich unweigerlich ebenfalls in Abhängigkeit von der Frequenz des Wechselstroms. Während der Erregungsstrom konstant ist, ändert sich das Ausgangssignal des Impulsbreiten/Spannung- Wandlerkreises 30, wenn auch geringfügig, infolge der Einschwingerschaltung beim Umschalten des Schalters 12, z. B. wegen der Störung des Ansprechens des Detektors 1 und der Kreise 10, 30, auch wenn der Durchsatz des Strömungsmittels unverändert bleibt. Der Grund hierfür ist im folgenden anhand von Fig. 5 erläutert.
In Fig. 5 stehen die Kurven a und b für die Wellenformen eines Erregungsstroms von 60 Hz bzw. eines solchen von 50 Hz. Der waagerecht schraffierte Bereich c gibt die Abtastperiode für den Fall an, daß der Erregungsstrom von 60 Hz an der Spule 3 anliegt. Im diagonal schraffierten Bereich d liegt der Erregungsstrom von 50 Hz an der Spule 3 an. Aus Fig. 3 geht hervor, daß die Ströme von 60 Hz und 50 Hz unterschiedliche Größen besitzen. Mit anderen Worten: Das Durchsatzsignal aufgrund des an die Spule 3 angelegten 60-Hz-Stroms unterscheidet sich in seiner Größe von dem entsprechenden Signal aufgrund des an der Spule 3 anliegenden 50-Hz-Stroms, auch wenn der Durchsatz des Strömungsmittels unverändert bleibt. Wenn der elektromagnetische Strömungsmesser zur Messung des Durchsatzes mit hoher Genauigkeit benutzt wird, müssen der Verstärkungsfaktor des Modulationskreises 10 oder die Größe des Erregungsstroms entsprechend der Frequenz des Erregungsstroms eingestellt werden. In der Praxis ist der Verstärkungsfaktor des Modulationskreises 10 festgelegt, weil es nicht wirtschaftlich erscheint, zwei derartige Kreise 10 zu verwenden, nämlich je einen für 50-Hz- und 60-Hz-Strom. Infolgedessen wird die Größe des Erregungsstroms in Abhängigkeit von seiner Frequenz, also 50 Hz oder 60 Hz, geändert.
Der elektromagnetische Strömungsmesser muß deshalb für den Einsatz in einem bestimmten Gebiet oder Land so eingestellt oder justiert werden, daß er der dort vorliegenden Netzfrequenz angepaßt ist. Ein solches Einstellen erweist sich als umständlich und zeitraubend und aus wirtschaftlichen Gründen als unerwünscht. Zur Ermöglichung des praktischen Einsatzes des Strömungsmessers ohne ein solches Einstellen können die Ansprechverhalten des Detektors 1 und des Impulsbreiten-Modulationskreises 10 verbessert werden. Für die Verbesserung des Ansprechens des Detektors 1, d. h. zur schnellen Stabilisierung des Magnetflusses, kann der Detektor 1 so ausgelegt werden, daß er nicht von Wirbelströmen durchflossen wird. Wahlweise können die an den Erregerkreis, d. h. die Kombination aus Spule 3 und Elektroden 4, sowie die Konstantstromquellen 13, 14 angelegten Spannungen zu demselben Zweck erhöht werden. Diese beiden Maßnahmen erfordern jedoch einen komplizierteren und aufwendigeren Durchsatz-Detektor und einen größeren Erregerkreis.
Eine Verbesserung des Ansprechens von Detektor 1 und Modulationskreis 10 bedeutet eine Erweiterung des Frequenzbands des Modulationskreises 10. Da aber die zwischen den Elektroden 4 erzeugte elektromotorische Kraft klein ist, empfiehlt sich eine solche Frequenzbanderweiterung nicht, weil dabei der Rauschabstand des Ausgangssignals vom Modulationskreis 10 verringert wird. Tatsächlich kann Rauschen im Ausgangssignal des Modulationskreises 10 ausgeschaltet werden, wenn der Schalter 17, ob nun die Netzfrequenz 50 Hz oder 60 Hz beträgt, jeweils nur 100 ms geschlossen ist. Weiterhin kann die Erregungsfrequenz festgelegt werden, um den Rauschabstand des Ausgangssignals anzuheben. Jede Möglichkeit verschlechtert jedoch das Ansprechen des elektromagnetischen Strömungsmessers, weil die Erregungsfreuquenz ziemlich niedrig sein muß.
Es ist Aufgabe der Erfindung, ein Verfahren zum Messen des Durchsatzes eines Fluids zu schaffen, mit dem unabhängig von der Netzfrequenz gute und genaue Ergebnisse ohne großen Aufwand erhalten werden können.
Diese Aufgabe wird bei einem Verfahren nach dem Oberbegriff des Patentanspruches 1 erfindungsgemäß durch die in dessen kennzeichnendem Teil enthaltenen Merkmale gelöst.
Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den Patentansprüchen 2-5.
Der Erzeugungsstrom kann unabhängig vom verfügbaren Netzstrom, d. h. 50 Hz oder 60 Hz, dieselbe Größe besitzen. Damit vermag der Strömungsmesser unabhängig vom jeweiligen, als Erregungsstrom dienenden Netzstrom ein von Rauschen freies Ausgangssignal zu liefern. Der Strömungsmesser kann demzufolge in jedem Gebiet oder Land eingesetzt werden, wo Netzstrom zur Verfügung steht. Darüber hinaus kann der Strömungsmesser mit einem Erregungsstrom arbeiten, dessen Frequenz nicht niedriger ist als bei dem für den bisherigen Strömungsmesser verwendeten Erregungsstrom.
Die Bauelemente des Strömungsmessers sind so ausgelegt, daß die Größendifferenz zwischen den mit Erregungsströmen von 50 Hz und 60 Hz gewonnenen Strömungsmengensignalen auf ein Mindestmaß verringert wird. Diese Bauelemente brauchen dagegen nicht auf diese Weise ausgelegt zu sein, wenn der Strömungsmesser nur mit einem Erregungsstrom von 50 Hz oder 60 Hz arbeitet. In diesem Fall ist es unnötig, das Ansprechverhalten des Durchsatz-Detektors zu verbessern oder das Frequenzband des Modulationskreises zu verbreitern; der Strömungsmesser ist daher kostengünstig herstellbar, und der Rauschabstand des Impulsbreiten-Modulationskreises kann angehoben werden.
Im folgenden sind bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung im Vergleich zum Stand der Technik anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigt
Fig. 1 ein Schaltbild eines bisherigen elektromagnetischen Strömungsmessers mit einer Spule, die durch einen Rechteckwellen-Erregungsstrom erregbar ist,
Fig. 2 Wellenformdiagramme von an den Bauelementen des Strömungsmessers nach Fig. 1 anliegenden Signalen,
Fig. 3 ein Schaltbild einer beim Strömungsmesser nach Fig. 1 vorgesehenen Zeitsteuer- oder Taktschaltung,
Fig. 4 Wellenformdiagramme von an den Bauelementen der Taktschaltung nach Fig. 3 anliegenden Signalen, Fig. 5 eine graphische Darstellung zur Veranschaulichung des beim Strömungsmesser nach Fig. 1 bei Verwendung von Netzströmen von 50 Hz und 60 Hz als Erregungsstrom auftretenden Problems,
Fig. 6 ein Blockschaltbild einer Zeitsteuer- oder Taktschaltung,
Fig. 7 ein Wellenformdiagramm zweier durch die Schaltung nach Fig. 6 erzeugter Schalter-Steuersignale,
Fig. 8 ein Schaltbild einer Zeitsteuer- oder Taktschaltung,
Fig. 9 Wellenformdiagramme von den Bauelementen der Schaltung nach Fig. 8 zugeführten Signalen,
Fig. 10 Wellenformdiagramme zur Veranschaulichtung der Art und Weise der Beseitigung von Störsignalen aus einem mittels eines 60-Hz-Erregungsstroms erzeugten Durchsatzsignal,
Fig. 11 Wellenformdiagramme zur Veranschaulichung der Art und Weise der Beseitigung von Störsignalen aus einem mittels eines 50-Hz-Erregungsstroms erzeugten Durchsatzsignal,
Fig. 12 ein Schaltbild einer anderen Zeitsteuer- oder Taktschaltung und
Fig. 13 einen bei der Zeitsteuer- oder Taktschaltung gemäß Fig. 8 oder 12 verwendeten Signaloszillator.
Im folgenden ist anhand der Fig. 6 bis 10 ein elektromagnetischer Strömungsmesser beschrieben, welcher dem bisherigen Strömungsmesser nach Fig. 1 entspricht, nur daß er anstelle der Zeitsteuer- oder Taktschaltung nach Fig. 3 eine im folgenden einfach als Taktschaltung bezeichnete Zeitsteuer- oder Taktschaltung 40 verwendet, die zwei Schalter-Steuersignale n und s liefert. Das Signal n steuert dabei die Schalter 12 und 16 (Fig. 1) an, während das Signal s den Schalter 17 (Fig. 1) ansteuert. Gemäß Fig. 7 sind beide Signale n und s Impulssignale, und das Signal n besitzt eine durch Dividieren von 50 Hz durch eine gerade Zahl erhaltene Frequenz. Die Impulsbreite der Schalter- Steuersignale s beträgt ¹/&sub6;&sub0; s. Wahlweise können das Signal n eine durch Dividieren von 60 Hz durch eine gerade Zahl erhaltene Frequenz und das Signal s eine Impulsbreite von ¹/&sub5;&sub0; s besitzen.
Fig. 8 veranschaulicht eine Taktschaltung zur Lieferung eines Schalter-Steuersignals n mit der Frequenz 50/8 Hz und eines Schalter-Steuersignals s mit einer Impulsbreite ¹/&sub6;&sub0; s.
Die Taktschaltung 40 umfaßt einen frei schwingenden Oszillator 41, einen Frequenzteilerkreis 44, einen Logikkreis aus Invertern 44 a, 44 b und NOR-Gliedern 45 a-45 g, ein D-Typ-Flipflop 47 und einen Inverter 46. Der Oszillator 41 dividiert die Frequenz eines von z. B. einem Quarzkristalloszillator gelieferten Impulssignals zur Lieferung eines Impulssignals P 41 von 300 Hz gemäß Fig. 9. Die Frequenz dieses Impulssignals P 41 wird durch den Frequenzteilerkreis 44 durch 24 dividiert. Der Frequenzteilerkreis 44 besteht aus D-Flipflops 42 a-42 c und JK-Typ-Flipflops 43 a, 43 b, deren Klemmen K mit einer Hochspannungsquelle V _DD verbunden sind. Die Flipflops 42 a-42 c sind von dem an der positiven Flanke triggerbaren Typ und liefern &wedgeq;-Ausgangssignale, d. h. Signale °K&udf53;lu,4,,100,5,1&udf54;QA°k&udf53;lu&udf54;, °K&udf53;lu,4,,100,5,1&udf54;QB°k&udf53;lu&udf54; bzw. °K&udf53;lu,4,,100,5,1&udf54;OC°k&udf53;lu&udf54; gemäß Fig. 9. Das JK-Flipflop 43 b erzeugt ein &wedgeq;-Ausgangssignal, d. h. ein Signal °K&udf53;lu,4,,100,5,1&udf54;QD°k&udf53;lu&udf54; (Fig. 9). Diese Ausgangssignale °K&udf53;lu,4,,100,5,1&udf54;QA°k&udf53;lu&udf54;, °K&udf53;lu,4,,100,5,1&udf54;QB°k&udf53;lu&udf54;, °K&udf53;lu,4,,100,5,1&udf54;QC°k&udf53;lu&udf54; und °K&udf53;lu,4,,100,5,1&udf54;QD°k&udf53;lu&udf54; werden dem Logikkreis zugeführt, der ein Schalter-Steuersignal s gemäß Fig. 9 liefert, das eine Frequenz von 300/24 Hz und eine EIN- Periode von ¹/&sub6;&sub0; s, d. h. eine Fünfperiodendauer des Signals P 41 besitzt. Das Signal s wird dem D-Flipflop 46 zugeliefert, welches die Frequenz (d. h. 300/24 Hz) des Signals s durch 2 dividiert und dabei ein ebenfalls in Fig. 9 dargestelltes Schalter-Steuersignal n mit einer Frequenz von 50/8 Hz (= 300/48 Hz) erzeugt. Da das D-Flipflop 46 an der positiven Flanke triggerbar ist, wird das Signal s durch den Inverter 47 invertiert und dann dem Flipflop 46 als Taktsignal zugeführt. Die NOR-Glieder 45 c, 45 d erzeugen Ausgangssignale QF bzw. QG gemäß Fig. 9. Da die Schalter 12, 16 durch das Signal n und der Schalter 17 durch das Signal s angesteuert werden, kann das Strömungsmengensignal während einer vorbestimmten Periode abgetastet oder abgegriffen werden, nämlich vor dem Umschalten des Schalters 12.
Die Arbeitsweise des elektromagnetischen Strömungsmessers mit der Taktschaltung 40 nach Fig. 8 ist im folgenden erläutert.
Wenn der Schalter 12 durch das Signal n zum Wählen der Konstantstromquelle 13 (Fig. 1) umgeschaltet wird, liegt eine negative Spannung an der Ausgangsklemme des Wechselspannungs-Verstärkers 15 an. Gleichzeitig wird der Schalter 16 durch das Signal n geschlossen, um das Ausgangssignal Ec des Verstärkers 15 abzugreifen. Wenn dagegen der Schalter 12 durch das Signal n zum Wählen der Konstantstromquelle 14 umgeschaltet wird, besitzt das Signal Ec ein positives Potential, während das Ausgangssignal des invertierenden Verstärkers 26ein negatives Potential besitzt. In diesem Fall ist der Schalter 16 mit dem Ausgang des invertierenden Verstärkers 16 verbunden. Mit anderen Worten: Der Schalter 16 wird so umgeschaltet, daß an den Schalter 17 stets eine negative Spannung angelegt wird.
Es sei angenommen, daß die Erregerspule 3 mit einem Netzstrom von 60 Hz beschickt und im Ausgangssignal des Strömungsmengen-Detektors 1 ein 60-Hz-Störsignal induziert wird. Fig. 10J zeigt das Ausgangssignal Ec des Wechselspannungs-Verstärkers 15, dem das Störsignal bzw. Rauschen überlagert ist. Das Störsignal wird für ¹/&sub6;&sub0; s, d. h. die EIN-Periodendauer des Wechselstroms integriert. Je zwei unmittelbar aufeinanderfolgende Halbwellen des induzierten Störsignals heben sich daher gegenseitig auf. Das Störsignal hat mithin keinen nachteiligen Einnfluß auf das die Wellenform nach Fig. 10L besitzende Ausgangssignal Ef des Doppelintegrationskreises (Fig. 1). Fig. 10K zeigt die Wellenform des Schalter-Steuersignals s; die Wellenform des Ausgangssignals Eg des Flipflops 23 ist in Fig. 10M dargestellt.
In Fig. 10L ist in gestrichelten Linien das Ausgangssignal Ef des Doppelintegrationskreises für den Fall dargestellt, daß es erzeugt wird, ohne daß dem Ausgangssignal Ec des Verstärkers 15 Störsignale überlagert sind. Gemäß Fig. 10L erreicht außerdem das Signal Ef nach Abschluß der Integration jeweils dieselbe Spitzenspannung unabhängig davon, ob dem Ausgangssignal Ec des Verstärkers 15 Störsignale überlagert sind oder nicht. Infolgedessen liefert das Flipflop 23 unabhängig davon, ob dem Signal Ec Störsignale überlagert sind oder nicht, jeweils dasselbe Ausgangssignal Eg, dessen Impulsbreite dem Durchsatz des Strömungsmittels proportional ist.
Nunmehr sei angenommen, daß an die Erregerspule 3 der Netzstrom von 50 Hz angelegt wird und im Ausgangssignal des Detektors 1 50-Hz-Störsignale inkduziert werden. In diesem Fall besitzt das Ausgangssignal Ec des Wechselspannungs-Verstärkers 15 die Wellenform nach Fig. 11N. Fig. 11P veranschaulicht das Schalter- Steuersignal s. Das Ausgangssignal Ef des Doppelintegrationskreises besitzt die Wellenform nach Fig. 11Q. Die gestrichelten Linien in Fig. 11Q geben die Wellenform des Signals Ef für den Fall an, daß dem Ausgangssignal Ec des Verstärkers 15 kein Störsignal überlagert ist. Das Ausgangssignal Eg des Flipflops 23 besitzt die Wellenform gemäß Fig. 11R. Die gestrichelten Linien in Fig. 11R veranschaulichen die Wellenform des Signals Eg, welches das Flipflop 23 liefert, wenn dem Signal Ec des Verstärkers 15 Störsignale überlagert sind. Die Impulsbreite des Signals Eg ist der Spitzenspannung proportional, die das Signal Ef nach Abschluß der Integration (z. B. Abtastung) des Ausgangssignals Ec des Verstärkers 15 erreicht. Während das Signal Ec ein positives Potential besitzt, wird das Ausgangssignal des invertierenden Verstärkers 26 dem Doppelintegrationskreis gemäß Fig. 1 zugeführt. Der Einfluß Δ N ₊ auf das Ausgangssignal Eg des Flipflops 23 bestimmt sich daher wie folgt: °=c:50&udf54;&udf53;vu10&udf54;&udf53;vz4&udf54; &udf53;vu10&udf54;
In obiger Gleichung bedeuten: ts = Abtastzeit (d. h. ¹/&sub6;&sub0; s), k = Konstante und R = Phase des Störsignals zum Zeitpunkt t=0. Das Vorzeichen"-" vor sin (100 π t+R) zeigt, daß das Ausgangssignal des invertierenden Verstärkers 26 gewählt worden ist. Gleichung (1) reduziert sich zu folgender Gleichung: °=c:30&udf54;&udf53;vu10&udf54;&udf57;°KD&udf56;°KN°k°T+°t = @W:2¤°Kk°k:100¤&udf57;°Kp&udf56;&udf54; &udf58;(&udf56;sin (50 &udf57;°Kp&udf56;°Kts°k+&udf57;°KV&udf56;) sin 50 &udf57;°Kp&udf56;°Kts°k&udf58;)&udf56;@,(2)&udf53;zl&udf54;&udf53;vu10&udf54;
Während das Signal Ec gemäß Fig. 11N ein negatives Potential besitzt, läßt sich der Einfluß Δ N _- auf das Ausgangssignal Eg des Flipflops 23 wie folgt darstellen: °=c:50&udf54;&udf53;vu10&udf54;&udf53;vz4&udf54; &udf53;vu10&udf54;
Δ N ₊ und Δ N _- können nach Maßgabe von R eine positive oder eine negative Größe besitzen. Wenn Δ N ₊ eine positive Größe besitzt, muß Δ N _- eine negative Größe besitzen und umgekehrt. Dennoch beeinflußt das Störsignal das Signal Eg nicht nachteilig, weil der Glättungskondensator 36 Δ N ₊ und Δ N _- nach folgender Gleichung glättet: °=c:20&udf54;&udf53;vu10&udf54;&udf57;°KD&udf56;°KN°k°T+°t + &udf57;°KD&udf56;°KN°k°T^°t = 0@,(4)&udf53;zl&udf54;&udf53;vu10&udf54;
Wie oben beschrieben wurde, kann die Zeitsteuer- bzw. Taktschaltung 40 gemäß Fig. 8 Störsignale aus dem Ausgangssignal Ec des Wechselspannungs-Verstärkers 15 unabhängig davon beseitigen, ob dem Durchsatz-Detektor 1 ein 50-Hz- oder ein 60-Hz-Netzstrom zugeführt wird. Es ist zu beachten, daß der Logikkreis aus den Invertern 44 a, 44 b und den NOR-Gliedern 45 a-45 g so ausgelegt ist, daß er Zufallsfehler ausschließt.
Wenn der Frequenzteilerkreis 44 aus zwei D-Flipflops und drei JK-Flipflops aufgebaut ist und sein Frequenzteilverhältnis 1/20 beträgt, liefert die Taktschaltung 40 ein Schalter-Steuersignal s mit einer Impulsbreite von ¹/&sub5;&sub0; s und einer Frequenz von 60/4 Hz sowie ein Schalter-Steuersignal n mit einer Frequenz von 60/8 Hz. In diesem Fall beträgt die Abtastperiode ¹/&sub5;&sub0; s. Bei Verwendung des 50-Hz- Netzstroms als Erregungsstrom wird das induzierte Störsignal für die während der EIN-Periodendauer dieses Stroms, d. h. für ¹/&sub5;&sub0; s, integriert und schließlich beseitigt. Bei Verwendung eines 60-Hz-Netzstroms bestimmen sich andererseits die Ergebnisse der Integration des induzierten Störsignals für ¹/&sub5;&sub0; s nach folgenden Gleichungen: °=c:80&udf54;&udf53;vu10&udf54;&udf57;°KD&udf56;°KN°k°T+°t = @W:2¤°Kk°k:120¤&udf57;°Kp&udf56;&udf54; sin (60 &udf57;°Kp&udf56;°Kt°T°Kt°t+&udf57;°KV&udf56;°T°Kl°t) sin 60 &udf57;°Kp&udf56;°Kt°T°Kt°t@,(5)&udf53;zl10&udf54;&udf57;°KD&udf56;°KN°k°T^°t = @W:^2¤°Kk°k:120¤&udf57;°Kp&udf56;&udf54; sin (60 &udf57;°Kp&udf56;°Kt°T°Kt°t+&udf57;°KV&udf56;°T°Kl°t) sin 60 &udf57;°Kp&udf56;°Kt°T°Kt°t@,(6)&udf53;zl10&udf54;&udf57;°KD&udf56;°KN°k°T+°t + &udf57;°KD&udf56;°KN°k°T^°t = 0@,(7)&udf53;zl&udf54;&udf53;vu10&udf54;
In obigen Gleichungen bedeutet t _t = Abtastzeit, d. h. ¹/&sub5;&sub0; s. Der Frequenzteilerkreis 44 ist nicht auf einen solchen aus D-Flipflops und JK-Flipflops beschränkt, sondern kann auch andere Arten von Flipflops und/oder andere logische Elemente enthalten.
Fig. 12 veranschaulicht eine andere Zeitsteuer- oder Taktschaltung 40. Diese Taktschaltung 40 umfaßt ein 8-Bit-Schieberegister 51 und ein 18-Bit- Schieberegister 52. Das Schieberegister 51 ist vom Paralleleingang/Reihenausgang- und Reiheneingang/ Reihenausgang-Typ (z. B. C²MOS TC4021BP der Firma TOSHIBA). Das Schieberegister 52 kann ein handelsüblicher Baustein (z. B. TC4006BP der Firma TOSHIBA) sein. Die Schieberegister 51, 52 sind zu einem 24-Bit- Schieberegister kombiniert. Ein Initialisierkreis 53 setzt zunächst die parallelen Eingangsklemmen PI 1-PI 5 auf den hohen Pegel und die anderen parallelen Eingangsklemmen PI 6-PI 18 auf den niedrigen Pegel. Das Impulssignal wird dem Schieberegister 51 vom Signaloszillator 41 geliefert, so daß der Inhalt des 24-Bit-Schieberegisters (d. h. der Kombination aus den Schieberegistern 51, 52) alle ¹/&sub3;&sub0;&sub0; s nach rechts verschoben wird. Gleichzeitig wird ein Signal des Pegels "0" an die Reiheneingangsklemme SI des Schieberegisters 51 angelegt. Das an der Ausgangsklemme b 24 des Schieberegisters 52 gelieferte Signal wird als Schalter- Steuersignal s benutzt. Dieses Signal s fällt nach Ablauf von ¹/&sub6;&sub0; s (= ¹/&sub3;&sub0;&sub0; s×5) nach Erreichen seines hohen Pegels auf den niedrigen Pegel ab. Dieser Abfall des Signals s wird durch einen Reiheneingang/Paralleleingang- Steuerkreis 54 erfaßt. Nach Erfassung des Signals s setzt dieser Steuerkreis 54 das Schieberegister 51 in die Paralleleingang-Betriebsart. Als Ergebnis werden die Paralleleingangsklemmen PI 1-PI 5 des Schieberegisters 51 wieder auf den hohen Pegel und die Paralleleingangsklemmen PI 6-PI 18 wieder auf den niedrigen Pegel gesetzt.
Die vorstehend beschriebene Arbeitsreihenfolge wiederholt sich, so daß ein Schalter-Steuersignal s erzeugt wird, dessen Abtastzeit ¹/&sub6;&sub0; s und dessen Frequenz 50/4 Hz betragen. Die Frequenz des Signals s wird durch ein D-Flipflop 46, das ein Schalter- Steuersignal n mit einer Frequenz von 50/8 Hz liefert, durch 2 dividiert.
Wenn die Paralleleingangsklemme PI 6 des Schieberegisters 51 auf den hohen Pegel gesetzt wird und die Schieberegister 51, 52 zur Bildung eines 20-Bit- Schieberegisters umgeordnet werden, wird ein Schalter- Steuersignal s mit einer Abtastzeit von ¹/&sub5;&sub0; s und einer Frequenz von 60/4 Hz erzeugt. Dieses Signal s kann einer Frequenzteilung durch 2 unterworfen werden, um damit ein Schalter-Steuersignal n mit der Frequenz 60/8 Hz zu liefern. Wenn weiterhin der Ausgang des 20-Bit-Schieberegisters, d. h. die Ausgangsklemme b 24 des Schieberegisters 52, an die Reiheneingangsklemme SI des Schieberegisters 51 angeschlossen ist, reicht es aus, dem Schieberegister 51 über die Paralleleingangsklemmen nur einmal Daten einzugeben. Danach ist es unnötig, Daten parallel einzugeben.
Fig. 13 veranschaulicht einen Signaloszillator 41 mit einem phasenstarren Regelkreis 60. Bei diesem Oszillator 41 vergleicht ein Komparator 62 das Ausgangssignal der Netzstromquelle 61 mit dem Massepegel, um dabei ein Impulssignal zu liefern, das mit dem Wechselstrom der Stromquelle 61 synchron ist. Die phasenstarre Regelschleife 60 wird in Synchronismus mit diesem Impulssignal betrieben, um ein Ausgangssignal von 300 Hz zu liefern. Die Regelschleife 60 umfaßt einen Phasenkomparator 601, einen spannungsgesteuerten Oszillator 602, einen Frequenzteilerkreis 603 und einen Umschalter 604. Letzterer dient zum Wählen der Frequenzteilverhältnisse von 1/5 oder 1/6 für den Frequenzteilerkreis 603. Aufgrund der Verwendung der phasenstarren Regelschleife 60 und der Tatsache, daß die Frequenz des Netz-Wechselstroms normalerweise stabil ist, können Störsignale einwandfrei unterdrückt werden.
Die Frequenz eines Netzwechselstromes beträgt nicht genau 50 Hz oder 60 Hz, sondern schwankt immer ein wenig innerhalb eines erlaubten Bereichs. Demgemäß muß die Frequenz des Erregungsstroms nicht genau 50 Hz oder 60 Hz betragen. Sie kann vielmehr innerhalb eines erlaubten Frequenzbereichs eines Netzwechselstromes variieren, d. h. einen Frequenzwert nahe der Soll-Frequenz annehmen. Eine solche Frequenz soll hier unter Netzfrequenz verstanden werden. Auch muß die Abtastzeit nicht genau ¹/&sub5;&sub0; s oder ¹/&sub6;&sub0; s betragen, solange sie der Kehrwert der Netzfrequenz von 50 Hz oder 60 Hz ist.
Bei den beschriebenen Ausführungsformen betragen die Abtastzeit ¹/&sub6;&sub0; s und die Frequenz des Erregungsstroms 50/8 Hz. Auch wenn die Abtastzeit ¹/&sub6;&sub0; s, die Abtastfrequenz 50/q und die Frequenz des Erregungsstroms 50/2q (mit q = eine ganze Zahl) betragen, kann das Störsignal unabhängig von der Verwendung eines 50-Hz- oder eines 60-Hz-Netzstroms als Erregungsstrom sicher beseitigt bzw. unterdrückt werden. Dasselbe gilt für eine Abtastzeit von ¹/&sub5;&sub0; s, eine Abtastfrequenz von 60/q und eine Erregungsstromfrequenz von 60/2q bei Verwendung eines 50-Hz- oder eines 60-Hz- Netzstroms.

Claims

1. Verfahren zum Messen des Durchsatzes eines Fluids, bei dem

(a) ein Rechteckwellen-Magnetfluß an ein zu messendes Fluid gelegt wird,

(b) die im Fluid aufgrund der Einwirkung des Magnetflusses auf das Fluid induzierte Spannung erfaßt und ein der erfaßten Spannung entsprechendes Signal (Ed) erzeugt wird,

(c) das Signal (Ed) entsprechend der erfaßten Spannung abgetastet wird und

(d) der Durchsatz des Fluids aufgrund des Ergebnisses der Abtastung gemessen wird,

dadurch gekennzeichnet, daß

(e) der Rechteckwellen-Magnetfluß mit einer von zwei möglichen Netzfrequenzen, also entweder 50 Hz oder 60 Hz, geteilt durch eine gerade Zahl an das Fluid gelegt wird und

(f) das Signal (Ed) in jeder Periode während einer Zeitdauer abgetastet wird, die der Kehrwert der jeweils anderen der beiden möglichen Netzfrequenzen ist und die Zeitdauer beginnt, wenn das Signal (Ed) einen konstanten Pegel aufweist.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein Rechteckwellen-Anregungsstrom mit einer von zwei möglichen Netzfrequenzen, also entweder 50 Hz oder 60 Hz, geteilt durch eine ganze Zahl, in eine Erregerspule (3) zur Erzeugung eines Magnetflusses eingespeist und der Magnetfluß an das Fluid angelegt wird, und daß das Signal (Ed) abgetastet wird, nachdem ein vorbestimmtes Zeitintervall nach der Änderung des Strompegels des Anregungsstroms (Eb) abgelaufen ist.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein Signal (P 41) mit einer Frequenz (300 Hz) erzeugt wird, die ein gemeinsames Vielfaches der beiden möglichen Netzfrequenzen von 50 Hz und 60 Hz ist, daß das Signal (P 41) mit der Frequenz des gemeinsamen Vielfachen frequenzgeteilt und ein erstes Steuersignal (Ea) mit der Netzfrequenz von 50 Hz, geteilt durch eine ganze Zahl, erzeugt wird, daß ein erster Schalter (12) abhängig vom ersten Steuersignal (Ea) gesteuert wird, um abwechselnd zwischen zwei konstanten Strömen (13, 14) zu schalten und den sich ergebenden Strom als Anregungsstrom (Eb) in eine Erregerspule (3) zu speisen, daß das Signal (P 41) mit der Frequenz des gemeinsamen Vielfachen der möglichen Netzfrequenzen von 50 Hz und 60 Hz nochmals frequenzgeteilt und ein zweites Steuersignal (Ee) mit einer doppelt so hohen Frequenz als die Netzfrequenz von 50 Hz, geteilt durch eine ganze Zahl, und mit einem vorbestimmten Signalpegel für eine Zeitdauer erzeugt wird, die der Kehrwert der jeweils anderen möglichen Netzfrequenz von 60 Hz ist, und daß ein zweiter Schalter (17) zum Abtasten des Signals (Ed) entsprechend der erfaßten Spannung für eine Zeitdauer eingeschaltet wird, während der das zweite Steuersignal (Ee) auf dem vorbestimmten Signalpegel ist.

4. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein Signal (P 41) mit einer Frequenz (300 Hz) erzeugt wird, die ein gemeinsames Vielfaches der beiden möglichen Netzfrequenzen von 50 Hz und 60 Hz ist, daß das Signal mit der Frequenz des gemeinsamen Vielfachen frequenzgeteilt und ein erstes Steuersignal (Ea) mit der Netzfrequenz von 60 Hz, geteilt durch eine ganze Zahl, erzeugt wird, daß ein erster Schalter (12) abhängig von dem ersten Steuersignal (Ea) gesteuert wird, um abwechselnd zwischen zwei konstanten Strömen (13, 14) umzuschalten und den sich ergebenden Strom als den Anregungsstrom (Eb) in eine Erregerspule (3) zu speisen, daß das Signal (P 41) mit der Frequenz des gemeinsamen Vielfachen der möglichen Netzfrequenzen von 50 Hz und 60 Hz frequenzgeteilt und ein zweites Steuersignal (Ee) mit einer doppelt so hohen Frequenz als die Netzfrequenz von 60 Hz, geteilt durch eine ganze Zahl, und mit einem vorbestimmten Signalpegel für eine Zeitdauer erzeugt wird, die der Kehrwert der jeweils anderen möglichen Netzfrequenz von 50 Hz, geteilt durch eine ganze Zahl, ist, und daß ein zweiter Schalter (17) zum Abtasten des Signals (Ed) entsprechend der erfaßten Spannung für eine Zeitdauer eingeschaltet wird, während der das zweite Steuersignal (Ee) auf dem vorbestimmten Signalpegel ist.

5. Verfahren nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß zur der Erzeugung des ersten Steuersignals (Ea) die Frequenz des zweiten Steuersignals (Ee) durch 2 dividiert wird, um das erste Steuersignal (Ea) zu gewinnen.