JPH11510037A - ピークツーピーク電圧制御装置を有する精密rc発振器 - Google Patents
ピークツーピーク電圧制御装置を有する精密rc発振器Info
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- JPH11510037A JPH11510037A JP9542394A JP54239497A JPH11510037A JP H11510037 A JPH11510037 A JP H11510037A JP 9542394 A JP9542394 A JP 9542394A JP 54239497 A JP54239497 A JP 54239497A JP H11510037 A JPH11510037 A JP H11510037A
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- Inductance-Capacitance Distribution Constants And Capacitance-Resistance Oscillators (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
マイクロコントローラチップ内のRC発振回路(10)には、精確な高及び低電圧レベル(V2及びV1)の間でRC網のコンデンサ(14)の充電及び放電を制御するため直列RC網(22,14)に結合された出力端をもつフリップフロップ(20)のセット及びリセット入力端にそれぞれ結合された出力端を有する第1及び第2の比較器(16,18)が含まれている。各々の比較器の1つの入力端はRC網に結合され、一方第2の入力端はそれぞれの修正された高及び低しきい電圧レベル(Vh’,Vl’)に結合され、かくして発振器信号が精確な高及び低電圧レベル(V2,V1)を上回らないようになっている。発振器の出力周波数は、低電圧レベル(V1)の異なる値を選択することによって調整できる。
Description
【発明の詳細な説明】
ピークツーピーク電圧制御装置を有する精密RC発振器
関連出願
本特許出願は、発明人としての Russell E.Couperの名前で1995年7月7
日に出願され本書に参考として内含されている、08/499,602という通
し番号の「精密RC発振器」という題の係属米国特許出願に関連する。この特許
出願は同様に、発明人としての Richard Hull 及び Gregory Bingham 名前で出
願され本書に参考として内含されている「ファームウェア選択可能な発振器トリ
ミングを伴うマイクロコントローラ及びそのための方法」と題された付属米国特
許出願にも関連する。
発明の背景
1.発明の分野
本発明は、発振回路及び振動信号の生成方法の分野のものであり、より特定的
に言うと、電圧、温度及びプロセスの変動とは実質的に無関係の精確な電圧間で
精密に振動することによって予め定められた周波数で振動するためのRC発振回
路に関する。
2.関連技術の説明
発振回路は、エレクトロニクスの分野で数多くの異なる利用分野において実施
されている。RC発振回路は通常、直列抵抗器−コンデンサ(RC)網の間の相
互接続に対して結合された制御回路を内含している。制御回路は、コンデンサを
横断して現われる振動信号を生成するべく抵抗器を通してコンデンサを横断する
電圧を交互に充電又は放電する。振動周波数は、抵抗器及びコンデンサの時定数
によって決定される。
RC発振器を構築するための1つの方法は、RC網のコンデンサの充電及び放
電を制御する回路として National Semiconductor によって製造された従来のN
E555タイマー(555タイマー)を使用することである。555タイマーに
は、セット/リセット(SR)フリップフロップ及び第1及び第2の比較器が含
まれている。直列RC網の相互接続は、比較器の各々の1つの入力端に結合され
ている。第1の比較器のもう1つの入力端は、高いしきい電圧(Vh)を受理す
るように結合され、一方第2の比較器のもう1つの入力端は、低いしきい電圧(
V1)を受理するように結合される。第1の比較器の出力端はフリップフロップ
のセット入力端に結合され、一方第2の比較器の出力端はフリップフロップのリ
セット入力端に結合される。フリップフロップの出力端がRC網の抵抗器に結合
される。
作動中、第1の比較器は、RC振動信号が予め定められた高いしきい電圧を上
回った時点でコンデンサを横断する電圧の放電を開始するフリップフロップをセ
ットし、第2の比較器は、RC振動信号が低いしきい電圧より下まで降下した時
点でコンデンサを横断する電圧の充電を開始するフリップフロップをリセットす
る。この要領で、コンデンサを横断して現われる信号は、RC網の抵抗器及びコ
ンデンサの値により決定される周波数で高いしきい値及び低いしきい値の間でお
およそ振動する。
しかしながら、このような構成には、1方の比較器の切換えに応えてフリップ
フロップがセット(又はリセット)された時点ですでにRC振動信号が実際に高
いしきい電圧より上まで上昇している(フリップフロップをセットする場合)か
又は低いしきい電圧より下まで降下している(フリップフロップをリセットする
場合)という欠点がある。その結果、RC振動信号が精密に望まれる高しきい電
圧と低しきい電圧の間で振動しないことから、振動周波数の変動が発生する。こ
のような誤差は、精密な振動信号が要求される場合には受容できないものである
。
Chenに対する米国特許第4,122,413号(「Chen'413特許」)は、
その差異が実質的に一定にとどまっている2つのしきい値レベルの間で振動する
ための単一ピンMOS RC発振回路を開示している。RC発振回路は、集積回
路(IC)の給電端末を横断して直列に接続された外部抵抗器及びコンデンサを
内含している。ICは、コンデンサの充電及び放電を制御する。ICは、抵抗器
及びコンデンサの相互接続に接続されており、コンデンサを横断して結合されて
いるMOSスイッチを内含する。スイッチがオンに入っている場合、コンデンサ
を横断する電圧は抵抗器を通して放電し、スイッチがオフに切換わっている場合
、コンデンサは抵抗器を通して充電される。ICは同様に、抵抗器とコンデンサ
の間に結合された状態で、類似しているものの異なっているしきい値をもつ一対
のインバータを内含する。ICの論理回路はインバータの対に結合され、コンデ
ンサ電圧が両方のインバータのしきい値より下にあるかぎりスイッチが「オフ」
となるものの、コンデンサ電圧が両方のしきい値を超えた時点で「オン」となる
ような形で構成される。従って、Chen '413特許は、コンデンサを横断した電
圧がRC網のRC時定数によってセットされた周波数でインバータの2つのしき
い電圧の間で振動することになる、と教示している。しかしながら、Chen '41
3特許の中で述べられているように、インバータのしきい電圧は精確でなく、変
動する。しかし、しきい電圧は、それらの差が実質的に一定にとどまるような形
で同じ方向で変動することになる。従って、振動周波数は実質的に一定にとどま
る。
発振器技術において特に有利な1つの分野は、マイクロコントローラを伴う発
振器の実施の分野である。過去において、大部分のマイクロコントローラユーザ
は、マイクロコントローラに対して精密なクロック信号を提供するために外部発
振器に頼ることになった。このアプローチは、マイクロコントローラに対し精密
なクロック信号を生成するという利点を有するものの、外部クロックソースの使
用に付随するより高いコストそしてマイクロコントローラに加えて外部発振器及
びそれに付随するコンポーネントが必要とされることに起因する効率の悪い空間
利用といった固有の欠点を有する。かくして、コスト削減及び空間節約の両方の
意味で、マイクロコントローラチップ自体の内部に発振器を有することが有利で
ある。しかしながら、当業者であれば、製造手順に固有のプロセス変動が究極的
に、不精確なクロック出力周波数をもつ発振器を生成することになるということ
を知っている。
従って、温度、電源及びプロセスの変動とは実質的に無関係でありながら、精
確な高いしきい電圧値と低いしきい電圧値の間を精密に振動することによって予
め定められた周波数で振動する信号を提供するための内部RC発振回路を有する
マイクロコントローラ及びそのための方法を提供する必要性が存在していた。
本発明の1つの目的は、精密な内部RC発振器をもつマイクロコントローラ及
びそのための方法を提供することにある。
本発明のもう1つの目的は、デジタルトリミングを伴う精密な内部RC発振器
をもつマイクロコントローラ及びそのための方法を提供することにある。
本発明のさらにもう1つの目的は、温度、電圧及びプロセスの変動とは実質的
に独立した精確な周波数クロック信号を提供する精密な内部RC発振器をもつマ
イクロコントローラ及びそのための方法を提供することにある。
好ましい実施形態の簡単な説明
本発明に従うと、振動の周波数がRC網の時定数及び第1及び第2の電圧の間
の差の両方によって決定され、供給電圧源から生成された第1の電圧と第2の電
圧の間で振動信号が精密に振動するようにすることによって直列抵抗器コンデン
サ(RC)網を横断して予め定められた周波数の振動信号を生成するための回路
において、振動信号の電圧が第1のしきい電圧を上回った時点で開始するコンデ
ンサを横断する電圧の放電のため、及び振動信号の電圧が第2のしきい電圧より
下まで降下した時点で開始するコンデンサを横断する電圧の充電のための充電−
放電用手段;コンデンサを横断する電圧の放電の開始時点で振動信号の第1のサ
ンプリング電圧を得るため、充電−放電手段に結合された第1のサンプリング手
段;第1の電圧と第1のサンプリング電圧の間の電圧差によって修正された第1
の電圧となるように第1のしきい電圧を調整するため第1のサンプリング手段に
結合された第1の補償手段;コンデンサを横断する電圧の充電の開始時点で振動
信号の第2のサンプリング電圧を得るための、充電−放電用手段に結合された第
2のサンプリング手段;第2の電圧と第2のサンプリング電圧の間の電圧差によ
って修正された第2の電圧となるように、第2のしきい電圧を調整するための、
第2のサンプリング手段に結合された第2の補償手段;及び、考えられる複数の
異なる電圧から第2の電圧を選択しかくして第1及び第2の電圧の間の電圧差を
選択するための、第2の補償手段に結合された電圧差設定手段、を組合せた形で
含んで成る回路が開示されている。充電−放電用手段には、コンデンサを横断す
る電圧の充電及び放電を制御するため、直列RC網にその1つの出力端が結合さ
れたフリップフロップが含まれている。
第1のサンプリング手段には、充電−放電手段の1つの出力端に接続された入
力端を有する負にトリガーされたパルス発生器;及び負にトリガーされたパルス
発生器からのパルスの受理に応答して、振動信号の第1のサンプリング電圧に対
し第1の補償手段を瞬間的に結合するための、負にトリガーされたパルス発生器
の出力端に結合された第1のスイッチ手段が含まれている。同様にして第2のサ
ンプリング手段には、充電−放電手段の出力端に接続された入力端を有する正に
トリガーされたパルス発生器;及び正にトリガーされたパルス発生器からのパル
スの受理に応答して、振動信号の第2のサンプリング電圧に対して第2の補償手
段を瞬間的に結合させるため、正にトリガーされたパルス発生器の出力端に結合
された第2のスイッチ手段が含まれている。
本発明の回路は、フリップフロップをセットしかつリセットするため、フリッ
プフロップの第1及び第2の入力端にそれぞれその出力端が結合されている第1
及び第2の比較器をさらに含んで成り、第1の比較器は、RC網の抵抗器とコン
デンサの間のノードに対するその非反転入力端からの接続を有し、第2の比較器
は、その反転入力端からノードへの接続を有している。第1の補償手段には、第
1及び第2の入力端及び1つの出力端を有し、この第1の出力端が第1の電圧を
受理するよう結合されこの出力端が第1の比較器の反転入力端に結合されている
増幅器;及び増幅器の出力端に対し片端で結合され、増幅器の第2の入力端に対
してもう1方の端部で結合されたコンデンサが含まれている。同様にして第2の
補償手段には、第1及び第2の入力端及び1つの出力端を有し、この第1の出力
端が第2の電圧を受理するよう結合されこの出力端が前記第2の比較器の非反転
入力端に結合されている増幅器;及び増幅器の出力端に対し片端で結合され増幅
器の第2の入力端に対してもう1方の端部で結合されたコンデンサが含まれてい
る。
電圧差設定用手段には、その入力端で供給電圧源に結合され第2の電圧を第2
の補償手段の増幅器に供給する出力端を有するマルチプレクサが含まれている。
マルチプレクサは、選択された時点で第2の補償手段の増幅器に対してこのマル
チプレクサから異なる電圧を各々供給する複数の入力タップを有している。さら
にマルチプレクサは前記複数の入力タップのうちの1つを選択するための選択手
段を内含している。
代替的には、本発明は、振動の周波数がRC網の時定数及び第1及び第2の電
圧の間の差の両方によって決定され、供給電圧源から生成された第1の電圧と第
2の電圧の間で振動信号が精密に振動するようにすることによって直列抵抗器−
コンデンサ(RC)網を横断して予め定められた周波数の振動信号を生成するた
めの方法において、振動信号の電圧が第1のしきい電圧を上回った時点で開始す
るコンデンサを横断する電圧の放電のため、及び振動信号の電圧が第2のしきい
電圧より下まで降下した時点で開始するコンデンサを横断する電圧の充電のため
の充電−放電用手段を提供する段階;コンデンサを横断する電圧の放電の開始時
点で振動信号の第1のサンプリング電圧を得るため、充電−放電手段に結合され
た第1のサンプリング手段;第1の電圧と第1のサンプリング電圧の間の電圧差
によって修正された第1の電圧となるように第1のしきい電圧を調整するため第
1のサンプリング手段に結合された第1の補償手段を提供する段階;コンデンサ
を横断する電圧の充電の開始時点で振動信号の第2のサンプリング電圧を得るた
めの、充電−放電用手段に結合された第2のサンプリング手段を提供する段階;
第2の電圧と前記第2のサンプリング電圧の間の電圧差によって修正された第2
の電圧となるように第2のしきい電圧を調整するための、第2のサンプリング手
段に結合された第2の補償手段を提供する段階;及び考えられる複数の異なる電
圧から第2の電圧を選択しかくして第1及び第2の電圧の間の電圧差を選択する
ための、第2の補償手段に結合された電圧差設定手段を提供する段階;を含んで
成る方法を開示している。充電−放電用手段には、コンデンサを横断する電圧の
充電及び放電を制御するため、直列RC網にその1つの出力端が結合されたフリ
ップフロップが含まれている。
第1のサンプリング手段を提供する段階には、充電−放電手段の1つの出力端
に接続された入力端を有する負にトリガーされたパルス発生器を提供する段階;
及び負にトリガーされたパルス発生器からのパルスの受理に応答して、振動信号
の第1のサンプリング電圧に対し第1の補償手段を瞬間的に結合するため、負に
トリガーされたパルス発生器の出力端に結合された第1のスイッチ手段を提供す
る段階、が含まれている。同様にして第2のサンプリング手段を提供する段階に
は、充電−放電手段の出力端に接続された入力端を有する正にトリガーされたパ
ルス発生器を提供する段階;及び正にトリガーされたパルス発生器からのパルス
の受理に応答して、振動信号の第2のサンプリング電圧に対して第2の補償手段
を瞬間的に結合させるため、正にトリガーされたパルス発生器の出力端に結合さ
れた第2のスイッチ手段を提供する段階、が含まれている。
この方法はさらに、フリップフロップをセットしリセットするため、フリップ
フロップの第1及び第2の入力端にそれぞれその出力端が結合されている第1及
び第2の比較器を提供する段階をさらに含んで成り、第1の比較器は、RC網の
抵抗器とコンデンサの間のノードに対するその非反転入力端からの接続を有し、
第2の比較器は、その反転入力端からノードへの接続を有している。
第1の補償手段を提供する段階には、第1及び第2の入力端及び1つの出力端
を有し、この第1の出力端が第1の電圧を受理するよう結合されこの出力端が第
1の比較器の反転入力端に結合されている増幅器を提供する段階;及び増幅器の
出力端に対し片端で結合され、増幅器の第2の入力端に対してもう1方の端部で
結合されたコンデンサを提供する段階、が含まれている。同様にして第2の補償
手段を提供する段階には、第1及び第2の入力端及び1つの出力端を有し、この
第1の出力端が第2の電圧を受理するよう結合され、この出力端が前記第2の比
較器の非反転入力端に結合されている増幅器を提供する段階、及び増幅器の出力
端に対し片端で結合され、増幅器の第2の入力端に対してもう1方の端部で結合
されたコンデンサを提供する段階、が含まれている。
電圧差設定用手段には、その入力端で供給電圧源に結合され第2の電圧を第2
の補償手段の増幅器に供給する出力端を有するマルチプレクサが含まれている。
さらにマルチプレクサは、選択された時点で第2の補償手段の増幅器に対してこ
のマルチプレクサから異なる電圧を各々供給する複数の入力タップを有している
。
本発明の上述の及びその他の目的、特長及び利点は、添付図面の中で例示され
ているように、本発明の好ましい実施形態についての以下のさらに特定的な記述
から明らかとなることだろう。
図面の簡単な説明
図1は、マイクロコントローラチップ(簡略化を期して図示せず)内に配置さ
れているRC発振器の電気回路図である。
図2は、本発明の振動信号例を示すグラフである。
好ましい実施形態の説明
図1を参照すると、ピークツーピーク電圧制御装置を有する精密RC発振器(以
下簡略化のため発振器と呼ぶ)が図示され、10という包括な的参照番号で付さ
れている。発振器10はマイクロコントローラ(図示せず)と共にチップ上に配
置されており、本発明のマイクロコントローラではいかなる外部の分離した発振
器も必要とされないことから、これは請求対象の発明の主要な特長である。発振
器10は、例えば、それぞれ予め定められた第1及び第2の電圧、つまり高電圧
又は低電圧(Vh及びV1)といった予め精確に定められた電圧レベルの間で精
密に振動することによって、予め定められた周波数の1つの振動信号を生成する
。発振器10は、高及び低電圧値(Vh及びV1)の間で精密に振動する回路ノ
ード12における(すなわちコンデンサ14を横断する)振動信号を生成する。
振動周波数は、一部には、抵抗器22及びコンデンサ14のRC時定数によって
決定され、ここで振動周波数は、抵抗器22及びコンデンサ14にそれぞれ付随
する抵抗及びキャパシタンスの積に反比例する。振動周波数は、ノード12にお
ける振動信号が高低電圧(Vh及びV1)間でピークからピークへ精確に交番す
ることから、これらの電圧の間の差異によっても同様に影響される。より特定的
に
言うと、抵抗器22及びコンデンサ14に付随する一定の与えられたRC時定数
について、VhとV1の間の電圧差がさらに低くなることから、振動周波数は増
大し、その逆も又言える。
発振器10は、比較器16及び18及びSRフリップフロップ20を内含し、
これらは全て従来の555タイマのコンポーネントを含んで成る。比較器16及
び18は、発振器10のための充電−放電用部分として考えることのできるSR
フリップフロップ20のセット及びリセット入力端にそれぞれ結合された出力端
を有する。コンデンサ14及び抵抗器22から成るRC網の相互接続である回路
ノード12は、比較器16の非反転入力端及び比較器18の反転入力端に結合さ
れている。比較器16の反転入力端は、高いしきい電圧(Vh')によって表わさ
れるような高電圧(Vh)の修正されたバージョンを受理するように結合されて
いる。同様にして、比較器18の非反転入力端は、低しきい電圧(V1')によっ
て表わされるような、低電圧(V1)の修正されたバージョンを受理するように
結合されている。
反転出力フリップフロップ20が、抵抗器22を通して回路ノード12に結合
されている。フリップフロップ20の出力端は、フリップフロップがセットされ
ているかリセットされているかに応じて、フリップフロップ20に印加された供
給電圧の間、例えばVdd及びVssという電圧と一般に呼ばれているものの間
で切換わる。例えば、フリップフロップ20がセットされた時点で、フリップフ
ロップ20の反転する出力端は論理1から論理0まで切換わり、かくして電圧V
ddから電圧Vssまで遷移する。
好ましい実施形態はフリップフロップ20の反転出力端を利用するものの、比
較器16及び18からフリップフロップ20のセット及びリセット入力端への接
続が逆転されるようなフリップフロップ20の非反転出力端(図示せず)が使用
されている可能性もあるということも特筆に値する。代替的には、各々の比較器
16及び18の入力端は、そのそれぞれの出力端において反転した極性を提供す
るべく入れ替えすることもできる。
発振器10は、第1のサンプリング部分及び第1の補償部分を含む第1の電圧
修正部分を内含している。同様にして、発振器10は、第2のサンプリング部分
及び第2の補償部分を含む第2の電圧修正部分を内含する。第1及び第2の電圧
修正部分は、フリップフロップ20が切換わった時点で回路ノード12に現われ
る振動信号のオーバーシュート(電圧Vhの)又はアンダーシュート(電圧V1
の)に基づいてそれそれ比較器16及び18に対し印加するための修正された高
及び低しきい電圧(Vh'及びV1')を生成する。特に、第1の電圧修正部分は、
フリップフロップ20が修正された高いしきい電圧Vh’を超える振動信号に応
えて実際に切換わる時点までに、振動信号が予め定められた高い電圧Vhに実質
的に等しくなるような形で、比較器16の反転入力端に対し修正された高いしき
い電圧Vh’を生成し印加する。同様にして、第2の電圧修正部分は、フリップ
フロップ20が修正された低いしきい電圧V1’より低く降下した振動信号に応
えて実際に切換わる時点までに、振動信号が予め定められた低い電圧V1に実質
的に等しくなるような形で、比較器18の非反転入力端に対し修正された低いし
きい電圧V1’を生成し印加する。この要領で、本発明は、電圧V1とVhの間
で精密に振動する回路ノード12に現われる信号を提供する。こうして、回路ノ
ード12における信号は予め定められた実質的に一定の周波数で確実に振動する
ことになる。
前述の通り、第1の電圧修正部分には、第1のサンプリング部分と第1の補償
部分が含まれる。第1のサンプリング部分は、充電−放電部分つまりフリップフ
ロップ20の出力端に接続された入力端を有する負にトリガーされたパルス発生
器24及び、このパルス発生器24からのパルスの受理に応えて振動信号の第1
のサンプリング電圧に対する第1の補償部分を瞬間的に結合するための、パルス
発生器24の出力端に結合された第1のスイッチ部分26を含んで成る。負にト
リガーされたパルス発生器24は、フリップフロップ20からの出力信号の立下
り区間をその入力端で受理したのに応えて約2〜5ナノセカンドの持続する出力
パルスを提供する。負にトリガーされたパルス発生器24のようなパルス発生器
は、当業者にとって周知のものである。第1の補償部分は、増幅器30及びコン
デンサ28を含んでいる。増幅器30の第1の入力端は第1のつまり高い電圧(
Vh)を受理するように結合されており、増幅器30の出力端は第1の比較器1
6の反転入力端に結合される。コンデンサ28は、片端において増幅器30の出
力端に結合され、もう1方の端部において増幅器30の第2の入力端に結合され
ている。
作動中、増幅器30は、その反転入力端及び非反転入力端に現われる電圧を実
質的に等しく維持することから、コンデンサ28を横断する電圧がVh’とVh
の間の電圧差であるような形でフィードバックコンデンサ28と単位利得構成で
結合される。さらに、電圧Vh’は、当初電圧Vhに等しくなるようにセットさ
れる。しかしながら、フリップフロップ20が論理高から論理低まで切換わると
き、スイッチ26は瞬間的に閉じ(負にトリガーされたパルス発生器24に起因
して)、コンデンサ28の第1の端末に回路ノード12を接続する。こうして回
路ノード12に現われる電圧(すなわち振動信号の電圧)は強制的にコンデンサ
28の第1の端末に現われることになる。従って、コンデンサ28を横断する電
圧は、コンデンサを横断する電圧がVh>(回路ノード12における電圧)であ
った場合さらに正になり、Vh<(回路ノード12における電圧)であった場合
さらに負となるような形で、回路ノード12においてサンプリング電圧と電圧V
hの間の差だけ変化することになる。この要領で、コンデンサ28は、この電圧
差を有効に記憶する。その上、サンプル時間においてひとたびVh=(回路ノー
ド12における電圧)となると、コンデンサ28を横断する電圧は変化せず、オ
ーバーシュート条件は補正されてしまった状態となる。
特に、振動信号が電圧Vhをオーバーシュートする場合、コンデンサ28の第
1の端末で現われる第1のサンプリング電圧は、電圧Vhよりも大きくなる。従
って、増幅器30は、コンデンサ28を横断する電圧ひいては電圧Vh’を電圧
オーバーシュートの量だけ降下させることによって応答することになる。換言す
ると、増幅器30は、回路ノード12における最初のサンプリング電圧と電圧V
hの間の電圧差に等しい修正された高いしきい電圧Vh’を生成し、この電圧V
h’を比較器16に印加する。その上、サンプル時間はきわめて短い(すなわち
約2〜5ナノセカンド)ことから、振動信号がオーバーシュート無く精確に高電
圧Vhに達するまでに開始時点から数回の反復が必要となる可能性がある。しか
しながら、その後、比較器16は、回路ノード12における電圧が電圧Vh’を
超えた時点で、フリップフロップ20が実際に切換わり回路ノード12での電圧
を放電し始める時までに回路ノード12における電圧が精密かつ精確に望まれる
Vhの高い値に達しているような形で、切換わることになる。
同様に、前述のとおり、第2の電圧修正部分にはこのサンプリング部分と第2
の補償部分が含まれる。第2のサンプリング部分は、充電−放電部分つまりフリ
ップフロップ20の出力端に接続された入力端を有する正にトリガーされたパル
ス発生器32及び、このパルス発生器32からのパルスの受理に応えて振動信号
の第2のサンプリング電圧に対する第2の補償部分を瞬間的に結合するための、
パルス発生器32の出力端に結合された第2のスイッチ部分又は単なるスイッチ
34を含んで成る。正にトリガーされたパルス発生器32は、フリップフロップ
20からの出力信号の立上り区間をその入力端で受理したのに応えて約2〜5ナ
ノセカンドの接続時間の出力パルスを提供する。正にトリガーされたパルス発生
器32のようなパルス発生器は、当業者にとって周知のものである。第2の補償
部分は、増幅器38及びコンデンサ36を含んでいる。増幅器38の第1の入力
端は第2のつまり低い電圧(V1)を受理するように結合されており、増幅器3
8の出力端は第2の比較器18の非反転入力端に結合される。コンデンサ36は
、片端において増幅器38の出力端に結合され、もう1方の端部において増幅器
38の第2の入力端に結合されている。
増幅器30と同様、増幅器38はコンデンサ36を横断する電圧がV1’とV
1の間の電圧差であるような形でフィードバックコンデンサ36と単位利得構成
で結合される。さらに、電圧V1’は、当初電圧Vhに等しくなるようにセット
される。フリップフロップ20が論理低から論理高まで切換わるとき、スイッチ
34は瞬間的に閉じ(正にトリガーされたパルス発生器32に起因して)、コン
デンサ36の第1の端末に回路ノード12を接続する。こうして回路ノード12
に現われる電圧のサンプルは強制的にコンデンサ36の第1の端末に現われるこ
とになる。従って、コンデンサ36を横断する電圧は、回路ノード12において
サンプリング電圧と電圧V1の差だけ変化し、コンデンサ36はこの電圧差を有
効に記憶する。例えば、振動信号が電圧V1をアンダーシュートするとき、コン
デンサ36の第1の端末において現われるサンプリング電圧は電圧V1よりも低
くなる。従って、増幅器38は、コンデンサ36を横断する電圧ひいては電圧V
1’を、第2のサンプリング電圧と電圧V1の間の電圧差だけ増大させることに
よって応答し、この電圧を比較器18に印加する。ここでも又、サンプル時間は
きわめて短かい(すなわち約2〜5ナノセカンド)ことから、振動信号が全くア
ンダーシュート無く低電圧V1に精確に達するまでに、数回の反復が必要となる
可能性がある。その後、比較器18は、回路ノード12における電圧が電圧V1
を上回った時点で、フリップフロップ20が実際に切換わり回路ノード12での
電圧を放電し始める時までに回路ノード12における電圧が望まれる低い電圧V
1に精密に達しているような形で、切換わることになる。
ここまでに論述されてきた発振器10の各部分は、低及び高電圧V1及びVh
の間で予め定められた周波数で振動する信号を提供する。振動信号の周波数は、
抵抗器22及びコンデンサ14に付随するRC時定数と、電圧V1及びVhの間
の電圧差の両方の関数であることから、この電圧差は同様に、発振器10からの
振動信号の周波数をも制御することになる。かくして、複数の考えられる異なる
電圧から第2のつまり低い電圧(V1)を選択しかくして第1のつまり高い(V
h)電圧と第2のつまり低い(V1)電圧の間の電圧差を選択するため、電圧差
設定部分が提供される。この電圧差設定部分は、供給電圧源Vddに対してその
入力端で結合され第2の補償部分の増幅器38に対して第2のつまり低い電圧(
V1)を供給する出力端を有するマルチプレクサ40を含んで成る。マルチプレ
クサ40は、選択された時点で、マルチプレクサ40から増幅器38まで異なる
電圧を各々供給する複数の入力タップ44を有している。マルチプレクサ40は
、複数の入力タップ44のうちの1つを選択するための選択部分つまりデジタル
調整部分42を内含する。このデジタル調整部分42は、マルチプレクサ40の
ためのn行のデジタルデータを含む。かくして、デジタル調整部分42は、R0
からR(2n−1)までの2n個の入力タップ44をアドレスすることができる
。各々の入力タップ44の間には、マルチプレクサ40に対し異なる電圧レベル
を提供するようにもう1つの抵抗器46が存在する。同様に、電圧源Vddと大
地の間には、設定用抵抗器48及び50が存在することにも留意されたい。デジ
タル調整部分42データは、望みに応じてマイクロコントローラチップ上のメモ
リーからか又はその他の供給源から提供され得る。
図2を参照すると、グラフが、予め定められた高及び低電圧Vh及びV1の間
で信号が振動する本発明の振動信号の例を示している。
本発明は、その好ましい実施形態と基準にして特に図示され記述されてきたが
、当業者であれば、本発明の精神及び範囲から逸脱することなく形態及び細部の
変更を加えることが可能であることを理解することであろう。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1. 振動の周波数がRC網の時定数及び第1及び第2の電圧の間の差の両方に よって決定され、供給電圧源から生成された第1の電圧と第2の電圧の間で振動 信号が精密に振動するようにすることによって直列抵抗器−コンデンサ(RC) 網を横断して予め定められた周波数の振動信号を生成するための回路において、 振動信号の電圧が第1のしきい電圧を上回った時点で開始するコンデンサを横 断する電圧の放電のため、及び振動信号の電圧が第2のしきい電圧より下まで降 下した時点で開始するコンデンサを横断する前記電圧の充電のための充電−放電 用手段; コンデンサを横断する前記電圧の放電の開始時点で振動信号の第1のサンプリ ング電圧を得るため、前記充電−放電手段に結合された第1のサンプリング手段 ; 第1の電圧と前記第1のサンプリング電圧の間の電圧差によって修正された第 1の電圧となるように前記第1のしきい電圧を調整するため前記第1のサンプリ ング手段に結合された第1の補償手段; コンデンサを横断する前記電圧の充電の開始時点で振動信号の第2のサンプリ ング電圧を得るための、前記充電−放電用手段に結合された第2のサンプリング 手段; 第2の電圧と前記第2のサンプリング電圧の間の電圧差によって修正された第 2の電圧となるように前記第2のしきい電圧を調整するための、前記第2のサン プリング手段に結合された第2の補償手段;及び 考えられる複数の異なる電圧から第2の電圧を選択しかくして第1及び第2の 電圧の間の電圧差を選択するための、前記第2の補償手段に結合された電圧差設 定手段; を組合わせた形で含んで成る回路。 2. 前記充電−放電用手段には、コンデンサを横断する前記電圧の充電及び放 電を制御するため、直列RC網にその1つの出力端が結合されたフリップフロッ プが含まれている、請求の範囲第1項に記載の回路。 3. 前記第1のサンプリング手段には、 前記充電−放電手段の1つの出力端に接続された入力端を有する負にトリガー されたパルス発生器;及び 前記負にトリガーされたパルス発生器からのパルスの受理に応答して、振動信 号の前記第1のサンプリング電圧に対し前記第1の補償手段を瞬間的に結合する ための、前記負にトリガーされたパルス発生器の出力端に結合された第1のスイ ッチ手段; が含まれている、請求の範囲第1項に記載の回路。 4. 前記第2のサンプリング手段には、 前記充電−放電手段の出力端に接続された入力端を有する負にトリガーされた パルス発生器;及び 前記正にトリガーされたパルス発生器からのパルスの受理に応答して、振動信 号の前記第2のサンプリング電圧に対して前記第2の補償手段を瞬間的に結合さ せるため、前記正にトリガーされたパルス発生器の出力端に結合された第2のス イッチ手段; が含まれている、請求の範囲第1項に記載の回路。 5. 前記フリップフロップをセットしリセットするため前記フリップフロップ の第1及び第2の入力端にそれぞれその出力端が結合されている第1及び第2の 比較器をさらに含んで成り、前記第1の比較器が、RC網の抵抗器とコンデンサ の間のノードに対するその非反転入力端からの接続を有し、前記第2の比較器が 、その反転入力端から前記ノードへの接続を有している、請求の範囲第2項に記 載の回路。 6. 前記第1の補償手段には、 第1及び第2の入力端及び1つの出力端を有し、この第1の出力端が第1の電 圧を受理するよう結合され、この出力端は前記第1の比較器の反転入力端に結合 されている、増幅器;及び 増幅器の出力端に対し片端で結合され、増幅器の第2の入力端に対してもう1 方の端部で結合されたコンデンサ; が含まれている、請求の範囲第5項に記載の回路。 7. 前記第2の補償手段には、 第1及び第2の入力端及び1つの出力端を有し、この第1の出力端が第2の電 圧を受理するよう結合され、この出力端は前記第2の比較器の非反転入力端に結 合されている、増幅器;及び 増幅器の出力端に対し片端で結合され、増幅器の第2の入力端に対してもう1 方の端部で結合されたコンデンサ; が含まれている、請求の範囲第5項に記載の回路。 8. 前記電圧差設定用手段には、その入力端で供給電圧源に結合され第2の電 圧を前記第2の補償手段の前記増幅器に供給する出力端を有するマルチプレクサ が含まれている、請求の範囲第7項に記載の回路。 9. 前記マルチプレクサは、選択された時点で前記第2の補償手段の前記増幅 器に対してこのマルチプレクサから異なる電圧を各々供給する複数の入力タップ を有している請求の範囲第8項に記載の回路。 10. 前記マルチプレクサが前記複数の入力タップのうちの1つを選択するた めの選択手段を含み、マイクロコントローラと共にチップ上に位置づけされてい る、請求の範囲第9項に記載の回路。 11. 振動の周波数がRC網の時定数及び第1及び第2の電圧の間の差の両方 によって決定され、供給電圧源から生成された第1の電圧と第2の電圧の間で振 動信号が精密に振動するようにすることによって直列抵抗器−コンデンサ(RC )網を横断して予め定められた周波数の振動信号を生成するための方法において 、 振動信号の電圧が第1のしきい電圧を上回った時点で開始するコンデンサを横 断する電圧の放電のため、及び振動信号の電圧が第2のしきい電圧より下まで降 下した時点で開始するコンデンサを横断する前記電圧の充電のための充電−放電 用手段を提供する段階 コンデンサを横断する前記電圧の放電の開始時点で振動信号の第1のサンプリ ング電圧を得るため、前記充電−放電手段に結合された第1のサンプリング手段 ; 第1の電圧と前記第1のサンプリング電圧の間の電圧差によって修正された第 1の電圧となるように前記第1のしきい電圧を調整するため前記第1のサンプリ ング手段に結合された第1の補償手段を提供する段階; コンデンサを横断する前記電圧の充電の開始時点で振動信号の第2のサンプリ ング電圧を得るための、前記充電−放電用手段に結合された第2のサンプリング 手段を提供する段階; 第2の電圧と前記第2のサンプリング電圧の間の電圧差によって修正された第 2の電圧となるように前記第2のしきい電圧を調整するための、前記第2のサン プリング手段に結合された第2の補償手段を提供する段階;及び 考えられる複数の異なる電圧から第2の電圧を選択し、かくして第1及び第2 の電圧の間の電圧差を選択するための、前記第2の補償手段に結合された電圧差 設定手段を提供する段階; を含んで成る方法。 12. 前記充電−放電用手段には、コンデンサを横断する前記電圧の充電及び 放電を制御するため、直列RC網にその1つの出力端が結合されたフリップフロ ップが含まれている、請求の範囲第11項に記載の方法。 13. 前記第1のサンプリング手段を提供する段階には、 前記充電−放電手段の1つの出力端に接続された入力端を有する負にトリガー されたパルス発生器を提供する段階;及び 前記負にトリガーされたパルス発生器からのパルスの受理に応答して、振動信 号の前記第1のサンプリング電圧に対し前記第1の補償手段を瞬間的に結合する ための、前記負にトリガーされたパルス発生器の出力端に結合された第1のスイ ッチ手段を提供する段階; が含まれている、請求の範囲第11項に記載の方法。 14.前記第2のサンプリング手段を提供する段階には、 前記充電−放電手段の出力端に接続された入力端を有する正にトリガーされた パルス発生器を提供する段階;及び 前記正にトリガーされたパルス発生器からのパルスの受理に応答して、振動信 号の前記第2のサンプリング電圧に対して前記第2の補償手段を瞬間的に結合さ せるため、前記正にトリガーされたパルス発生器の出力端に結合された第2のス イッチ手段を提供する段階; が含まれている、請求の範囲第11項に記載の方法。 15. 前記フリップフロップをセットしかつリセットするため前記フリップフ ロップの第1及び第2の入力端にそれぞれその出力端が結合されている第1及び 第2の比較器を提供する段階をさらに含んで成り、前記第1の比較器が、RC網 の抵抗器とコンデンサの間のノードに対するその非反転入力端からの接続を有し 、前記第2の比較器が、その反転入力端から前記ノードへの接続を有している、 請求の範囲第12項に記載の方法。 16. 前記第1の補償手段を提供する段階には、 第1及び第2の入力端及び1つの出力端を有し、この第1の出力端が第1の電 圧を受理するよう結合され、この出力端は前記第1の比較器の反転入力端に結合 されている、増幅器を提供する段階;及び 増幅器の出力端に対し片端で結合され、増幅器の第2の入力端に対してもう1 方の端部で結合されたコンデンサを提供する段階; が含まれている請求の範囲第15項に記載の方法。 17. 前記第2の補償手段を提供する段階には、 第1及び第2の入力端及び1つの出力端を有し、この第1の出力端が第2の電 圧を受理するよう結合され、この出力端は前記第2の比較器の非反転入力端に結 合されている、増幅器を提供する段階;及び 増幅器の出力端に対し片端で結合され、増幅器の第2の入力端に対してもう1 方の端部で結合されたコンデンサを提供する段階; が含まれている請求の範囲第15項に記載の方法。 18. 前記電圧差設定用手段には、その入力端で供給電圧源に結合され、第2 の電圧を前記第2の補償手段の前記増幅器に供給する出力端を有するマルチプレ クサが含まれている請求の範囲第17項に記載の方法。 19. 前記マルチプレクサは、選択された時点で前記第2の補償手段の前記増 幅器に対してこのマルチプレクサから異なる電圧を各々供給する複数の入力タッ プを有している請求の範囲第18項に記載の方法。 20. 振動の周波数がRC網の時定数及び第1及び第2の電圧の間の差の両方 によって決定され、供給電圧源から生成された第1の電圧と第2の電圧の間で振 動信号が精密に振動するようにすることによって直列抵抗器−コンデンサ(RC )網を横断して予め定められた周波数の振動信号を生成するための回路において 、フリップフロップをセットしリセットするためフリップフロップの第1及び第 2の入力端にそれぞれその出力端が結合されている第1及び第2の比較器を含ん で成り、フリップフロップの1つの出力端は、コンデンサを横断する電圧の充電 及び放電を制御するための直列RC網に結合されており、直列RC網の相互接続 は、第1及び第2の比較器の両方の入力端に連結されている回路であって、 第1の電圧を受理し、振動信号が実際に第1の電圧に達する前に第1の比較器 が切換わりかくしてフリップフロップが切換わる時点までに振動信号が実際に第 1の電圧に達しているようにする形で第1の比較器のもう1つの入力端に対し第 1の電圧の修正されたバージョンを印加するための第1の電圧修正手段; 第2の電圧を受理し、振動信号が実際に第2の電圧に達する前に第2の比較器 が切換わりかくしてフリップフロップが切換わる時点までに振動信号が実際に第 2の電圧に達しているようにする形で第2の比較器のもう1つの入力端に対し第 2の電圧の修正されたバージョンを印加するための第2の電圧修正手段; 考えられる複数の異なる電圧から第2の電圧を選択しかくして第1及び第2の 電圧の間の電圧差を選択するため前記第2の電圧修正手段に結合された電圧差設 定手段 を含んで成り;かつ マイクロコントローラと共にチップ上に配置されている、改良。
Applications Claiming Priority (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US08/644,917 US5670915A (en) | 1996-05-24 | 1996-05-24 | Accurate RC oscillator having peak - to - peak voltage control |
US08/644,917 | 1996-05-24 | ||
PCT/US1997/007242 WO1997045956A1 (en) | 1996-05-24 | 1997-04-12 | Accurate rc oscillator having peak-to-peak voltage control |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH11510037A true JPH11510037A (ja) | 1999-08-31 |
JP3297878B2 JP3297878B2 (ja) | 2002-07-02 |
Family
ID=24586887
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP54239497A Expired - Fee Related JP3297878B2 (ja) | 1996-05-24 | 1997-04-12 | ピークツーピーク電圧制御装置を有する精密rc発振器 |
Country Status (6)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5670915A (ja) |
EP (1) | EP0840952A4 (ja) |
JP (1) | JP3297878B2 (ja) |
KR (1) | KR100284109B1 (ja) |
TW (1) | TW357485B (ja) |
WO (1) | WO1997045956A1 (ja) |
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KR100284109B1 (ko) | 2001-03-02 |
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