JPH11501170A - スピーカひずみを適応事前補償する装置及び方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 音声システムにおいて、スピーカが、入力信号に応答して、入力信号の線形関数である線形成分と、入力信号の非線形関数である不要非線形成分とを有する音波を発生する。したがって、出力音波の非線形成分を減少させることが望ましい。この非線形成分を減少させる適応事前補償音声システムが、音波を発生するスピーカ、及び所望音波を表す入力信号を事前補償する事前補償フィルタを含む。更に、マイクロホンが、生じる音波を音声信号に変換するために使用されることがあり、及び事前補償フィルタ修正器が音声信号に応答して事前補償フィルタを修正することがある。好適には、事前補償フィルタは、スピーカに対して推定された伝達関数の逆を使用して入力信号を変形する。

Description

【発明の詳細な説明】 スピーカひずみを適応事前補償する装置及び方法 本願は、これと同時に出願されたかつ本願の讓受者に讓受された「スピーカ付 き電話内の非線形ひずみを含む音響エコーを消去する装置及び方法 （Ａｐｐａｒａｔｕｓ ａｎｄ Ｍｅｔｈｏｄ ｆｏｒ Ｃａｎｃｅｌｉｎｇ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｅｃｈｏｅｓ Ｉｎｃｌｕｄｉｎｇ Ｎｏｎ−Ｌｉｎｅａｒ Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎｓ ｉｎ Ｌｏｕｄｓｐｅａｋｅｒ Ｔｅｌｅｐｈｏｎ ｅｓ）」と題する米国特許出願第０８／３９３，７１１号に関し、ここに列挙す ることによってその開示の内容が全面的に本明細書に組み入れられている。 発明の分野 本願は、音声システムの分野、特にスピーカ内の音声ひずみの抑制に関する。 発明の背景 音声システムは、所望の音波を表す入力信号に応答して音波を発生するスピー カのような出力トランスジューサを含む。しかしながら、ほとんどのスピーカは 、入力信号によって表される所望音波と相違する実際音波を発生する。この相違 は、部分的にスピーカの非線形アスペクト（ａｓｐｅｃｔｓ）に起因する。特に 、スピーカの振動板は、非線形応力−ひずみ曲線を有する。更に、振動板の運動 は、低振動数による高振動数の遅延変調を生じる。したがって、スピーカに所望 音波と相違する実際音波を発生させるこれら及び他の因子を補償する技術上の努 力が払われてきた。 例えば、共にコワンズ（Ｃｏｗａｎｓ）外に発行されたかつ共に「スピーカひ ずみ補償器（Ｓｐｅａｋｅｒ Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｏｒ ）」と題する米国特許第４，４２６，５５２号及び第４，３４０，７７８号は、 質量、コンプライアンス、及び減衰を補償するためにシステム内で各スピーカに 結合された手段を開示している。処理回路はフィードフォワード構成要素を提供 する能動回路及び受動回路によって例示され、この構成要 素は、スピーカ振動板の動特性のゆえにさもなければ許容不能である複雑な運動 に振動板が追従しようとする際に、さもなければ発達するであろう寄生エマネー ション（ｓｐｕｒｉｏｕｓ ｅｍａｎａｔｉｏｎ）を無効にする。 ケーザー（Ｋａｉｓｅｒ）外に発行された、「電気信号を音響信号に又はこれ と逆に変換する構成及びこの構成内に使用される非線形回路網（Ａｒｒａｎｇｅ ｍｅｎｔ Ｆｏｒ Ｃｏｎｖｅｒｔｉｎｇ Ａｎ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｓｉｇｎ ａｌ Ｉｎｔｏ Ａｎ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｓｉｇｎａｌ Ｏｒ Ｖｉｃｅ Ｖｅｒｓａ Ａｎｄ Ａ Ｎｏｎ−Ｌｉｎｅａｒ Ｎｅｔｗｏｒｋ Ｆｏｒ Ｕ ｓｅ Ｉｎ Ｔｈｅ Ａｒｒａｎｇｅｍｅｎｔ）」と題する米国特許第４，７０ ９，３９１号は、出力信号内のひずみを減少させる手段を含む構成を開示してい る。その減少させる手段は、出力信号内の少なくとも二次ひずみ成分又は高次ひ ずみ成分を補償することによって非線形ひずみを減少させるために構成された非 線形回路網を含む。 更に、ド・ヴリエ（ｄｅ Ｖｒｉｅｓ）外による、「スピーカ内の非線形ひず みのデイジタル補償（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ ｏｆ Ｎｏ ｎｌｉｎｅａｒ Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ ｉｎ Ｌｏｕｄｓｐｅａｋｅｒｓ）」 と題する、ＩＥＥＥ、１９９３、Ｉ−１６５からＩ−１６７頁に掲載された論文 は、スピーカによって発生された非線形ひずみを非線形ディジタル信号処理によ って実時間に補償する方法を開示している。動電スピーカの電気等価回路が開発 され、その結果、線形集中パラメータモデルを生じる。線形モデルが非線形影響 を含むように拡張され、かつ逆回路がディジタル信号プロセッサ上で実時間に実 現される。 上述の参考資料にかかわらず、スピーカの非線形アスペクトを補償する改善さ れた音声システム及び方法に対する技術上の要求が引き続き存在する。この要求 は、電話においては、特に小形スピーカを使用するスピーカ付き電話においては 、決定的に重要である。この要求は、そもそも了解度が困難であるセルラスピー カ付き電話応用においてはなおさら決定的に重要である。 発明の要約 したがって、本発明の目的は、改善された音声システムを提供することである 。 本発明の他の目的は、改善されたセルラ無線電話を提供することである。 本発明のなお他の目的は、非線形スピーカひずみを減少させるためにスピーカ の非線形アスペクトを事前補償する改善されたシステム及び方法を提供すること である。 本発明のなお他の目的は、改善され事前補償セルラ無線電話を提供することで ある。 これら及び他の目的は、スピーカの出力に応答して音声システム内の事前補償 フィルタの動作を修正する適応事前補償方法を提供するによって本発明により達 成される。したがって、事前補償フィルタ動作は、固定されるのではなく、時間 経過に従って変動させられる。したがって、事前補償フィルタ動作を、スピーカ のエージング及びそのシステムが動作させられる環境内の変化のような他の影響 を計算に入れて修正することができる。 好適実施例では、スピーカの電気特性のモデルがこのスピーカの伝達関数の近 似を導出するために使用される。この伝達関数の逆は、所望スピーカ出力を表す 入力信号に事前補償フィルタによって遂行される。次いで、事前補償信号がこの スピーカに印加される。したがって、スピーカの出力は、所望スピーカ出力にい っそう厳密に似る。事前補償フィルタが実際スピーカ出力を所望出力と比較する ことができるように、マイクロホンのような入力トランスジューサがスピーカか ら事前補償フィルタへのフィードバックループを提供するために使用される。こ のフィードバックによって、事前補償フィルタは、その動作を改善するために近 似逆伝達関数を適応させることができる。 本発明は、好適には、ハンドフリー動作用に設計されたスピーカ付きセルラ無 線電話に応用される。この応用は、スピーカ付き電話がスピーカ及びマイクロホ ンを含むので、特に適当である。スピーカは典型的にその寸法上制約されており かつ比較的大きい振幅を有する音波波形を発生することを要求されるので、スピ ーカによって発生されたひずみは他の音声システム内に発生されたひずみよりも はっきりと断定され得る。更に、スピーカ付きセルラ電話は、そもそもそれらの 使用を困難にする自動車のような、固有雑音環境内でしばしば使用される。した がって、事前補償フィルタを、これらの応用に使用された小形スピーカによって 発生されて再生音をより理解不可能にするひずみを減少させるために使用するこ とができる。 本発明は、また、フィードバックを提供するマイクロホンを含むことによって ハイファイ音声システムに応用することができる。どちらの応用においても、そ のシステムを、スピーカ出力を監視しかつ事前補償フィルタの動作を必要とされ るに従って適応させるために使用することができる。そのシステムは、エージン グ（ａｇｉｎｇ）ばかりでなくこのシステムが動作する空間の音響特性のような 環境変化を償うためにその動作を適応させることができる。 本発明の動作を、スピーカからマイクロホンへのエコー又はリングアラウンド 信号の推定を提供するエコーフィルタを含めることによって更に改善することが できる。その際、この推定されたエコー信号は、マイクロホンによって発生され た音声信号から減算又はこれと合成され、それによって事前補償フィルタへのフ ィードバックループ内の音声信号のエコー部分を減少させる。したがって、事前 補償フィルタは、その動作をより正確に修正することができる。 エコーフィルタは、他のフィードバックループを備えることができる。推定さ れたエコー信号を実際エコー信号と比較することによって、エコーフィルタは、 信号のエコー部分を更に減少させるためにその動作を修正することができる。事 前補償フィルタによるスピーカの非線形アスペクトの減少のために、エコーフィ ルタはそれ自体の動作をより正確に修正することができる。 最も好適な実施例では、事前補償フィルタ及びエコーフィルタの両方がディジ タル信号プロセッサ（「ＤＳＰ」）内に実現される。この実施例では、アナログ ・ディジタル変換器及びデイジタル・アナログ変換器を使用することができる。 図面の簡単な説明 図１は、スピーカ、事前補償フィルタ、及び有限インパルス応答フィルタを含 む本発明による音声システムの概略ブロック図である。 図２は、図１に示されたスピーカの電気特性のモデルを表す概略ブロック図で ある。 好適実施例の詳細な説明 本発明を添付図面を参照して更に詳細に説明する。これらの図面には本発明の 好適実施例が示されている。しかしながら、本発明は多くの異なる形式で実現さ れてよく、ここに記載された実施例に限定されると解釈すべきではなく、これら の実施例はこの開示が徹底しておりかつ完璧であるように、及び技術の熟練者に 本発明の範囲を充分に伝えるように提供される。全体を通して、同一符号は同一 機能を有する素子を示す。 音声システム１０は、好適にはスピーカ１４として実現された出力トランスジ ューサ手段の非線形アスペクトの影響を減少させる適応事前補償フィルタ１２の ような事前補償手段を含む。このシステムはまた、スピーカ１４から好適にはマ イクロホン２０として実現された入力トランスジューサ手段への多重路チャンネ ル１８に起因する環境ひずみを減少させる適応エコーフィルタ１６を含む。事前 補償フィルタとエコーフィルタは、組み合わさって互いの動作を強化する。スピ ーカ１４の特性を、線形成分及び非線形成分の両方を有する伝達関数Hによって 表すことができる。スピーカ伝達関数Ｈの逆Ｈ ^-1を近似することによって、事前 補償フィルタ１２は、スピーカによって発生される非線形ひずみを減少させるこ とができる。事前補償フィルタ１２からスピーカ１４及び多重路チャンネル１８ を通してマイクロホン２０までの及び事前補償フィルタ１２へ帰るフィードバッ クループ内の事前補償フィルタ修正器３４は、スピーカによって発生された非線 形ひずみを更に減少させるために事前補償フィルタの近似逆伝達関数Ｈ ^-1を修正 又は適応させることができる。事前補償フィルタ修正器は、Ｗ（Ｔ）、Ｖ（ｔ） 、Ｚ（ｔ）、及びＥ（ｔ）のような種々の波形の部分を比較のために記憶するメ モリを含むことができる。 エコーフィルタ１６は、スピーカ１４とマイクロホン２０との間の多重路音響 チャンネル１８上に起こるエコー又はリングアラウンドのような環境ひずみの近 似を発生するために使用されてよい。この近似を、音声信号中のエコー又はリン グアラウンド（ｒｉｎｇ−ａｒｏｕｎｄ）のような不要環境ひずみを減少させる ために、減算器２２のような合成手段又は減算手段を通してマイクロホン２０に よって発生される音声信号と合成することができる。エコーフィルタ１６から減 算器２２を通してエコーフィルタに帰るフィードバックループを含む修正手段の ために、エコーフィルタは、環境ひずみの影響を更に減少させるようにその動作 を変調することができる。スピーカを備えるセルラ電話では、エコーフィルタ１ ６は、遠方相手へのスピーカ出力のフィードバックを減少させる。 事前補償フィルタ１２とエコーフィルタ１６とを組み合わせることによって、 スピーカ１４の非線形アスペクトに起因するひずみ及びスピーカ１４からマイク ロホン２０までの多重路チャンネル１８に起因するひずみを、どちらか一方のみ が減少させるであろうよりも更に減少させることができる。すなわち、事前補償 フィルタ１２は、さもなければエコーフィルタ１６によっては償うことのできな い非線形ひずみを減少させるのに対して、エコーフィルタ１６はさもなければ事 前補償フィルタ１２によっては償うことのできない環境ひずみを減少させる。換 言すれば、事前補償フィルタ及びエコーフィルタの各々は、他に対するフィード バックループ内のひずみを減少させる。したがって、事前補償フィルタ及びエコ ーフィルタの各々の動作を、動作の所望レベルにいっそう厳密に近似するように 修正することができる。 図１はまた、事前補償フィルタ１２、エコーフィルタ１６、事前補償フィルタ 修正器３４、及び減算器２２を単一ディジタル信号プロセッサ２４（「ＤＳＰ」 ）内に組み込んでよいことを示す。ディジタル単一プロセッサ２４として実現さ れるとき、本発明は、ＤＳＰ２４とスピーカ１４との間にディジタル・アナログ （「ＤＡ」）変換器２６及びマイクロホン２０とＤＳＰ２４との間にアナログ・ ディジタル（「ＡＤ」）変換器２８を必要とすることがある。更に、もし信号が アナログ源から又はこれへ供給されるならば、ＡＤ変換器３０及びＤＡ変換器３ ２が必要であろう。このシステムはまた、増幅器３６を含むことがある。 スピーカ付きセルラ電話として実現されるとき、遠方相手音声を表す入力音声 波形Ｗ（ｔ）はセルラ電話システム基地局から電話トランシーバによって受信さ れ、かつ適当な処理の後、入力接続点３６に印加される。移動セルラ電話システ ムでは、このような処理は、ディジタル被変調無線信号の復調、誤差訂正デコー ディング、及び音声デコーディングを含むことがあり、これは残留励起線形予測 （Ｒｅｓｉｄｕａｌｌｙ Ｅｘｃｉｔｅｄ Ｌｉｎｅａｒ Ｐｒｅｄｉｃｔｉｏ ｎ；「ＲＥＬＰ」）音声合成器又はベクトル集合励起線形予測（Ｖｅｃｔｏｒ Ｓｅｔ Ｅｘｃｉｔｅｄ Ｌｉｎｅａｒ Ｐｒｅｄｉｃｔｉｏｎ；「ＶＳＥＬＰ」）音声合成器を使用する。波形Ｗ（ｔ） は、このような処理の結果であり、かつディジタル書式を取ることがあり、この 書式は本発明のエコー消去器による処理にいっそう適している。例えば、もし電 話が入力接続点３６にディジタル信号を供給しかつ接続点３８にディジタル信号 を要求するならば、ＡＤ変換器３０及びＤＡ変換器３２は必要ない。しかしなが ら、もし電話が接続点３６にアナログ信号を供給しかつ接続点３８にアナログ信 号を要求するならば、変換器３０及び変換器３２が必要である。事前補償フィル タ１２はスピーカひずみを減少させるのに対して、エコーフィルタ１６はエコー 及びリングアラウンドを減少させる。 スピーカ付きセルラ電話実施例では、事前補償フィルタ及びエコーフィルタの 訓練を連続的に遂行することができる。好適には、訓練機能は、関連信号をいっ そう容易に分離するように、遠方相手だけが話しているときに遂行される。これ は、いつマイクロホンがスピーカだけによって発生された顕著な音波を受信中で あるかを決定しかつその時間に事前補償フィルタを適応させるために入力信号と 音声信号とを比較することによって、達成することができる。いつマイクロホン の信号出力が音響フィードバックから実質的に導出されるかを決定するデバイス は、例えば、チュー（Ｃｈｕ）に発行された、「スピーカとマイクロホンとの間 の音響フィードバックのレベルを推定する方法及び装置（Ｍｅｔｈｏｄ ａｎｄ Ａｐｐａｒａｔｕｓ ｆｏｒ Ｅｓｔｉｍａｔｉｎｇ ｔｈｅ Ｌｅｖｅｌ ｏｆ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｆｅｅｄｂａｃｋ Ｂｅｔｗｅｅｎ ａ Ｌｏｕｄｓ ｐｅａｋｅｒ ａｎｄ Ｍｉｃｒｏｐｈｏｎｅ）」と題する米国特許第５，２６ ３，０１９号に論じられており、ここに列挙することによってその開示の内容が 全面的に本明細書に組み入れられている。代りに、訓練機能を試験信号を使用す ることによって周期的に遂行することがある。 ハイファイ音声システムとして実現されるとき、接続点３６における入力信号 は、同調器、テープ再生装置、コンパクトディスク再生装置等のようないくつか のディジタル又はアナログ音声構成要素のどれかによって供給されてよい。この 実施例では、ＤＡ変換器３２又は出力接続点３８を必要とすることはなく、かつ 事前補償フィルタ及びエコーフィルタはスピーカひずみを減少させるために一緒 に働く。訓練機能は、好適には、テープ又はその他の信号入力手段によって供給 されることがある試験信号を使用して周期的に遂行される。 図２は、典型的スピーカ１４の電気特性のアナログモデルを示す。電気入力信 号は、入力接続点Ａに印加されて、スピーカコイルを通して電流を発生する。ス ピーカ入力信号は、図１に示された事前補償フィルタ１２からの事前補償された 入力信号Ｖ（ｔ）である。電流は、コイル抵抗４０及びコイルインダクタンス４ ２ばかりでなく磁界内のコイル速度によって誘導される逆起電力によって反対さ れる。モデル内の単位及び拡大縮小（ｓｃａｌｉｎｇ）の適当な選択によって、 接続点Ｃにおける電圧は、逆起電力に等しいばかりでなくコイル速度を表すこと がある。接続点Ｃからの逆起電力は、差働演算増幅器４４の正入力への接続によ って、入力接続点Ａにおける電圧と反対であるように表される。増幅器４４の出 力は、接続点Ｃからの逆起電力とコイル内の電流に比例する項との和である。増 幅器４６は逆起電力を差し引いてコイル内の電流のみを表す電圧を生じ、及び任 意の単位を適当に選択することによって、この電圧がまたスピーカ磁石によって 発生される磁界と反応する電流によってスピーカ振動板にコイルが加える力を表 す。技術の熟練者によって理解されるように、用語、振動板は、プレーナ振動板 、ドーム形振動板、又はコーン形振動板を含むように本明細書全体を通してその 最も広い意味に使用される。 この力は或る定められた速度へのスピーカ振動板の加速を起こし、この速度は 振動板質量又は振動板慣性によって及び出合う空気抵抗によって抵抗される。演 算増幅器４８は、振動板の質量を表すフィードバックキャパシタ５０、及び振動 板に作用する空気抵抗を表す非線形であることもあるフィードバック抵抗器５２ を有する。抵抗器５２を流れる電流は、加速力に反対し、かつ振動板運動によっ て作られる空気圧力波に関係する。電流センサ５４は、振動板運動によって作ら れるこの空気圧力波を表す信号を接続点Ｃ′に発生する。 しかしながら、音波は運動物体、振動板から発する。振動板がスピーカの前方 へ瞬間的に変位させられるとき、それはスピーカの前方にいる聴取者にいっそう 近くなる。したがって、音波は、振動板がスピーカの後方へ向けて変位させられ るときよりも短い時間遅延で以て聴取者に達することになる。振動板変位は、低 振動数で最大振幅を以て起こり、低振動数による高振動数の遅延変調（位相変調 としても知られている）の非線形現象を引き起こす。振動板変位の信号表示は、 積分器６５を一緒に構成する抵抗６０、キャパシタンス６２、及び演算増幅器６ ４によってＤ接続点に発生される。それゆえ、振動板から接続点Ｃ′に発生され た圧力波信号は、聴取者に伝達される正味音波波形を出力接続点Ｂに発生するた めに、接続点Ｄに発生された振動板変位信号に従って遅延変調器６６が発生する 遅延変調を施される。 接続点Ｄに発生された振動板変位信号は、演算増幅器４６が発生したコイル力 信号で表されるコイルが加えた力に反対する振動板ばね回復力をモデル化するた めに必要とされる。振動板ばねは、非線形抵抗器５６によってモデル化される非 線形応力−ひずみ曲線を示すと予想される。そのフィードバック路に非線形抵抗 器５６を有する演算増幅器５８は接続点Ｄに発生された変位関連信号を回復力に 変換し、回復力は演算増幅器４８の入力におけるコイル力信号と反対に加えられ る。Ｒ₀と標識された抵抗器は１オームに等しくてよい。 それゆえ、図２について上に説明されたモデル内のパラメータ及び拡大縮小の 適当な選択で以て、スピーカ出力接続点Ｂに発生された音波を、スピーカ入力接 続点Ａに印加される電気信号から予測することができる。本発明の１態様によれ ば、上に論じたモデルは、出力接続点Ｂに所望の音波を得るように入力接続点Ａ においてスピーカを励振するのに用いられる電気信号を決定するために、反転し て使用される。換言すれば、スピーカモデルは、そのスピーカの伝達関数の適当 な逆を決定するために使用される。これは、下に説明されるように行われる。 所望音波は、入力信号Ｗ（ｔ）によって表され、接続点３６に印加され、もし 必要ならばＡＤ変換器３０によってディジタル信号に変換される。事前補償フィ ルタ１２は事前補償された信号Ｖ（ｔ）を発生し、この信号はもし必要ならばＤ Ａ変換器２６によってアナログ信号に変換される。もし信号Ｖ（ｔ）が正しく発 生されるならば、出力音波Ｗ′（ｔ）は信号Ｗ（ｔ）によって表される所望音波 の厳密な近似であることになる。 図２に示されたように、音波波形Ｗ′（ｔ）を出力接続点Ｂに発生されかつ数 値サンプルの系列によって表してよい。これらのサンプルは、 で表される。これらのサンプルは、サンプル，…，Ｕ（ｉ−１），Ｕ（ｉ），Ｕ （ｉ＋１），…，で表される図２の接続点Ｃ′における信号Ｕ（ｔ）をサンプル ，…，Ｄ（ｉ−１），Ｄ（ｉ），Ｄ（ｉ＋１），…，で表される振動板変位関連 信号Ｄ（ｔ）によって遅延変調した結果に近似的に等しい。 空気抵抗を表す非線形抵抗器５２のゆえに、接続点Ｃにおける抵抗器５２に掛 かる電圧を関数Ｆ（Ｕ（ｔ））によって表してよい。関数Ｆ（Ｕ（ｔ））は接続 点Ｃ′に発生される電流信号の関数であり、それであるからサンプル，…，Ｃ（ ｉ−１），Ｃ（ｉ），Ｃ（ｉ＋１），…，によって表される接続点Ｃにおける関 数Ｃ（ｔ）の信号値は、次式によって表される。 積分器６５は、次の離散時間近似を使用することによって接続点Ｃにおける信号 Ｃ（ｔ）を積分して接続点Ｄに信号Ｄ（ｔ）を得る。 Ｄ（ｉ）を計算するには、Ｃ（ｉ−１）のみ、かつそれゆえ、Ｕ（ｉ−１）が必 要であることが判る。これらのサンプルが先行逐次代入で計算されており、及び われわれは、いま、Ｕ（ｉ）を計算したいと仮定すると、遅延変調器６６によっ て発生される遅延変調は、次のようにＷ′（ｔ）音波サンプル間の可変時間補間 によって表される。もし遅延変調がないとすれば、 そうでなくて、もし遅延変調があるとすれば、 この計算は、信号Ｄ（ｔ）が上式に挿入されるのに正しい大きさのものであると 云うほどに、積分器６５内の拡大縮小（ｓｃａｌｉｎｇ）を仮定する。 例えば、もしサンプル速度が８ｋサンプル毎秒であるならば、時間間隔（ｉ− １），（ｉ），（ｉ＋１），…，は１２５μｓ離れている。１２５μｓ中に、音 は、約０．０３８メートル走行する。したがって、振動板変位サンプルＤ（ｉ） は、０．０３８メートルの単位で積分器６５によって計算されるべきである。Ｄ （ｉ）は、この拡大縮小の場合の単位の大きさ（ｕｎｉｔｙ）より遥かに小さい と想定される。もしＤ（ｉ）が或る１つの全体サンプルの遅延変調を意味する１ 単位に等しく作られるならば、式は次のように変化される。 又は 及び しかしながら、Ｄ（ｉ）は０．５より小さいと予想されるので、式（３）が最も 適当であると云える。 上に示された式で、遅延変調の符号は任意に仮定された。積分器６５の拡大縮 小を変更することによって、遅延変調の符号を変えることが必要であると云える 。これは、式（２）に倍率を導入することによって完遂されると云える。式（２ ）からＤ（ｉ）を、式（３）からＵ（ｉ）を、及び式（１）からＣ（ｉ）を決定 したならば、演算増幅器４８内への電流サンプル値Ｉ（ｉ）を次の式を使用して 決定することができる。 この式で、Ｃ（ｉ）−Ｃ（ｉ−１）は、演算増幅器４８の出力における電圧の 変化速度を表し、及びＸは振動板質量パラメータ、すなわち、キャパシタ５０に 時間ｄＴを乗じたものを表す。 非線形関数Ｇ（ｔ）は、振動板回復力対変位曲線（応力−ひずみ曲線）を表す 。空気抵抗関数Ｆ（ｔ）、振動板質量パラメータＸ、及び関数Ｇ（ｔ）のそれぞ れ相対的大きさすなわち拡大縮小は、これらが追加の倍率を用いることなく式（ ４）内で加算されるように正しく選択されていると仮定する。 サンプル，…，Ｖ（ｉ−１），Ｖ（ｉ），Ｖ（ｉ＋１），…，によって表され る事前補償入力電圧信号Ｖ（ｔ）が下に示された式から計算される。 この式で、Ｒ及びＬは、それぞれ、コイル抵抗４０及びコイルインダクンス４２ である。このようにして、要求される入力電圧サンプルの系列，…，Ｖ（ｉ−２ ），Ｖ（ｉ−１），Ｖ（ｉ），…，が計算されて音波サンプル，…，Ｗ′（ｉ− ２），Ｗ′（ｉ−１），Ｗ′（ｉ），…，を生じ、これらが，…，Ｗ（ｉ−２） ，Ｗ（ｉ−１），Ｗ（ｉ），…，によって表される所望音波サンプルに厳密に近 似する。５つの最も関連のある式を下にまとめる。 これらの５つの式は、次のパラメータを含む。 非線形空気抵抗関数 Ｆ 積分器６５倍率（遅延変調パラメータ） ｄＴ 振動板質量慣性パラメータ Ｘ 振動板ばね応力−ひずみ関数 Ｇ コイル抵抗 Ｒ コイルインダクタンスパラメータＬ／ｄＴ Ｙ＝Ｌ／ｄＴ パラメータのこの数は、図２のモデルを実現するのに充分である。パラメータｄ Ｔは式（２）にだけ独立に現れるので、それを遅延変調の正しい量を得るように 選択してよく、かつしたがってサンプル間隔に必ずしも等しくない。パラメータ ｄＴが現れる他の場所は項Ｌ／ｄＴだけであるので、この計算は許容される。 項Ｌ／ｄＴをＹで置換することによって、コイルインダクタンスの影響を独立に 表する能力が確保される。 もしＤ（ｔ）に他の拡大縮小を与えるためにｄＴを選択することによって遅延 変調の量を変動させるならば、振動板ばねの応力−ひずみ曲線を変更することを 回避するために関数Ｇ（ｔ）を変化させることが必要である。この依存性を回避 するには、同じ応力−ひずみ曲線を維持するために遅延変調ｄＴの変動がＧ（ｔ ）の変更を必要としないように、ｄＴを遅延変調式（２）へ移すのが更に適当で あると云える。それゆえ、次の式が得られる。 なおこの簡単化は、空気抵抗関数Ｆ（ｔ）が線形であると、及びＣ（ｉ）＝Ｕ（ ｉ）と仮定することである。ここで、拡大縮小は、電気信号の音波への変換を定 義するために特定の単位が仮定されていないと云う事実を表す。したがって、次 の４つの式が生じる。 遅延変調及び振動板応力−ひずみ曲線は、これらだけが上に掲げた式内でモデル 化された非線形影響である。遅延変調は簡単な乗法（ｍｕｌｔｉｐｌｉｃａｔｉ ｖｅ）パラメータｄＴによって表され、及び振動板応力−ひずみ曲線は関数Ｇ（ Ｄ（ｔ））によって表される。 関数Ｇ（Ｄ（ｔ））を、勾配Ｇ₀の線形応力−ひずみ曲線と線形剰余Ｇ′（Ｄ （Ｔ））−Ｇ₀（ｔ）との和に分割することができる。これの目的は、小信号式 を次の線形式へ簡単化することである。 上に示した式中の線形パラメータを測定によって決定することができる。技術の 熟練者に理解されるように、コイル抵抗パラメータＲ及びコイルインダクタンス パラメータＹの決定は、直載的である。スピーカがその意図したハウジング内に あるとき、振動板の質量及び振動板応力−ひずみ曲線の線形部分を、振動板の機 械共振振動数及びＱ係数を測定することによって決定することができる。 次いで、小信号パラメータを固定し、かつ遅延変調を表す非線形パラメータｄ Ｔ、及び応力−ひずみ曲線の非線形部分を表すＧ（Ｄ（ｔ））を大信号測定によ って決定することができる。遅延変調は、大きな振動板変位を起こす低振動数正 弦波信号と低振動数振動板変位による位相変調に最も感知性である高振動数正弦 波信号との間のツートーン（ｔｗｏ−ｔｏｎｅ）試験の際に発生される相互変調 をスペクトル分析器を使用して観察することによって、決定することができる。 応力−ひずみ曲線の非線形部分は、振幅の関数としての低振動数正弦波大信号 の高調ひずみをスペクトル分析器を使用して観察することによって及び試行錯誤 を通して関数Ｇ′（Ｄ（ｔ））を説明する結果この関数を見付けることによって 、得ることができる。この関数を、ルックアップテーブルによってＤＳＰのよう な数値信号プロセッサ内に表示することができる。代りに、この曲線を、振動板 を測定された量だけ変位させるのに要する力又は交流電流の物理測定によって直 接決定することができる。本発明は、モデルパラメータの決定又は適応更新を実 時間に助援する目的のために振動板変位センサ又は振動板運動センサを用意する ことを含むことがある。 実際には、応力−ひずみ曲線Ｇ′（Ｄ（ｔ））は、特定のスピーカに対して、 倍率は別として、既知であると仮定してよい。同様に、特定の振動板機械共振を 生じる線形モデルパラメータは、特定スピーカ寸法及び構造（ｍａｋｅ）に対し て周知であると仮定されてよい。どのシステムも線形周波数応答を補償を施すよ うに適応させる或る能力を有すると仮定されるので、小信号周波数応答に影響す る小信号パラメータ中の小誤差はさほど重大はない。例えば、手動等化器又はト ーン制御が提供されることがある。 ハンドフリー動作用スピーカを含むセルラ電話では、スピーカからマイクロホ ンへの線形周波数応答は、付近の物体からの反射、起こり得る室共鳴、多重路音 響チャンネル１８によって図１に図解された環境が誘導するその他のひずみを含 む。これらの環境ひずみを、エコー又はリングアラウンドとして知られた適応有 限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタのようなエコーフィルタによってモデル化 することができる。 エコー消去に使用される適応フィルタは、例えば、フジイ（Ｆｕｊｉｉ）外に 発行された、「エコー路遷移検出（Ｅｃｈｏ Ｐａｔｈ Ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎ Ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）」と題する米国特許第５，２３７，５６２号に論じられ ている。適応エコー推定又は有限インパルス応答フィルタを含む他のエコー消去 器は、エサキ（Ｅｓａｋｉ）外に発行された、「エコー消去器及びこれを採用す る通信装置（Ｅｃｈｏ Ｃａｎｃｅｌｌｅｒ ａｎｄ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉ ｏｎ Ａｐｐａｒａｔｕｓ Ｅｍｐｏｌｏｙｉｎｇ ｔｈｅ Ｓａｍｅ）」と題 する米国特許第５，１３１，０３２号及びコイケ（Ｋｏｉｋｅ）に発行された「 ロングテールエコーを消去するためのＦＩＲ及びＩＩＲフィルタを有するエコー 消去器（Ｅｃｈｏ Ｃａｎｃｅｌｌｅｒ Ｈａｖｉｎｇ ＦＩＲ ａｎｄ ＩＩ Ｒ Ｆｉｌｔｅｒｓ ｆｏｒ Ｃａｎｃｅｌｉｎｇ Ｌｏｎｇ Ｔａｉｌ Ｅｃ ｈｏｅｓ）」と題する米国特許第５，０８４，８６５号にそれぞれ論じられてい る。上に挙げた３つの特許の各各は、ここに列挙することによってそれらの内容 が全面的に本明細書に組み入れられている。 環境ひずみを減少させるために、モデル化されたひずみをマイクロホンによっ て発生された音声信号から減算することができる。しかしながら、エコー又はリ ングアラウンドは、エコーフィルタ１６によってモデル化されない上に論じた非 線形スピーカの影響に部分的に起因して、不完全にモデル化される。したがって 、不完全エコー消去を招く。しかしながら、上述した事前補償技術を使用して、 事前補償フィルタ１２の電気入力からマイクロホン２０出力へのチャンネルは、 それがエコーフィルタ１６によってより正確にモデル化されると云うほどに、線 形 化されてエコーの優れた消去をもたらす。 ここで、図１を援用して、残留未消去エコーひずみ残留を連続的に減少させる ように、いかに事前補償フィルタ１２を非線形ひずみ項ｄＴ及びＧ′（Ｄ（ｉ） ）を調節するために実時間に適応させることができるかを説明する。図１は、事 前補償されたスピーカ入力信号Ｖ（ｔ）を発生させるために前述の議論に従って 事前補償フィルタ１２に印加される所望音波を表す入力信号Ｗ（ｔ）を示す。事 前捕償フィルタ１２は、スピーカの真非線形伝達関数Ｈの推定Ｈの逆動作Ｈ ^-1を 実現する。それゆえ、もしＨ及びＨ ^-1が完全にモデル化されるならば、 もしＨ及びＨ ^-1が真関数の厳密な近似ならば、スピーカは、事前補償された入力 信号Ｖ（ｔ）を入力信号Ｗ（ｔ）によって表される所望音波の厳密な近似である 音波Ｗ′（ｔ）へ変形することになる。 しかしながら、モデルパラメータ内の誤差のために、推定が正確でないことが あり及びひずみが音波波形内に依然存在することがある。この波形は、音響多重 路チャンネル１８を通してマイクロホン２０へ伝搬して、エコー部分又はリング アラウンド部分を有する音声信号Ｚ（ｔ）を発生する。事前補償フィルタ１２入 力信号Ｗ（ｔ）からマイクロホン増幅器３６出力音声信号Ｚ（ｔ）への全通路は エコーフィルタ１６によってモデル化され、かつこのフィルタの係数，…，ａ₁ ，ａ₂，ａ₃，…，ａ_nがこのフィルタの出力である推定されたエコー信号Ｚ′（ ｔ）と信号Ｚ（ｔ）のエコー部分との間の平均二乗誤差を減少させるように選択 される。Ｚ′（ｔ）は、好適には、信号Ｚ（ｔ）のエコー部分の厳密な予測であ りかつエコーを信号Ｅ（ｔ）の小残留成分へ減少させるめにＺ（ｔ）から減算さ れることがある。 このような適応エコー消去器の実用的な実現によって、エコーフィルタ１６の 複雑性が増すに従って信号Ｅ（ｔ）の残留エコー部分の抑制を増すことが示され る。その複雑性は、エコーフィルタ１６が使用する係数ａ_iの数を増すことによ って増加させられる。しかしながら、事前補償手段を使用しないときエコーフィ ルタによってもまたモデル化されない非線形スピーカひずみのために限界に達す る。本発明の好適実施例は事前補償フィルタ１２によってこのようなひずみを減 少させるので、信号Ｅ（ｔ）の残留エコー部分を更に減少させることができる。 もし事前補償フィルタ１２が非線形スピーカひずみを正確に消去するならば、信 号Ｅ（ｔ）の残留エコー部分を、エコーフィルタ１６の線形チャンネルモデル化 を改善することによって無限に減少させることができる。 スピーカ伝達関数Ｈの逆Ｈ ^-1の近似を改善することを通して事前補償フィルタ 動作を改善することによって信号Ｅ（ｔ）の残留エコー部分を減少させるために 、非線形影響に関係するスピーカモデルのパラメータを更新又は「学習」するプ ロセスをいまから説明する。信号Ｖ（ｔ）、Ｗ（ｔ）、及びＺ（ｔ）の対応する セグメントが、メモリを含むことがある事前補償フィルタ修正器３４内にまず収 集される。非線形影響を最良に推定するために、これらの信号の大信号セグメン トが好適には収集される。ハンドフリー動作用スピーカを備える電話では、マイ クロホン出力音声信号のスピーカ信号に対する比は、どの相手が話中であるかを 決定するために処理されることがある。信号セグメントは、マイクロホン音声信 号Ｚ（ｔ）が局部的に発生された音声を含まないように遠方の相手だけが話中で あるときに好適には選択されるべきである。したがって、マイクロホン音声信号 Ｚ（ｔ）は、エコー又はリングアラウンドでほとんど全面的にできていることに なる。次いで、エコーフィルタ１６が信号Ｗ（ｔ）のセグメントを信号Ｚ（ｔ） のエコー部分へ可能な限り厳密に整合させて変形させるように、このフィルタの 係数ａ_iが選択される。この変形された信号は、Ｚ′（ｔ）で標識される。 次いで、修正された波形Ｗ′（ｔ）がこれらの係数を使用して計算され、この 波形が信号Ｚ（ｔ）の実際エコー部分へ変形されるであろう。波形Ｗ′（ｔ）を 導出する１つの方法は、逆ＦＩＲフィルタへの最良の利用可能ＦＩＲ近似を使用 すること、又は出力におけるＺ（ｔ）サンプルへの厳密な整合を得るために、入 力されるＷ′（ｔ）サンプルについての１組の式を解くことである。 所与の事前補償された入力信号Ｖ（ｔ）セグメントを修正されたＷ′（ｔ）波 形セグメントへ変形するスピーカ伝達関数Ｈの推定されたパラメータを見つける ことによって、少なくとも１つの入力信号セグメントＷ（ｔ）を正しく事前補償 するモデルが得られ、このようにして事前補償フィルタ入力からスピーカ及び多 重路チャンネルを通しての全チャンネルが近似的に線形チャンネルであるように なる。もし波形Ｗ′（ｔ）セグメントが全ての可能な波形を充分に表すならば、 事前補償フィルタ動作は全ての他の波形に対して正しいと云える。こうした判定 上の評価は、もしそれらのセグメントが波形及びスペクトルの多くの例を含むの に充分に長いならば、下せると云える。 図２にモデル化されたスピーカの入力接続点Ａに印加された所与の事前補償さ れた入力信号Ｖ（ｔ）がスピーカの出力接続点Ｂにおける第２所与の波形Ｗ′（ ｔ）に変形されるように、いかにモデルパラメータを更新することができるかを 説明する。図２のモデルをまず使用して、入力接続点Ａに印加された事前補償さ れた入力信号Ｖ（ｔ）から接続点Ｃ′及びＤにおける信号を計算する。これを、 次の離散時間式によって遂行することができる。 式（７）の逆は、遅延変調の符号を反転することによって簡単に得られる。 次いで 遅延変調パラメータｄＴは、式（１３）が所与の波形Ｗ′（ｔ）をより正確に再 生すると云うほどに更新される。これは、まず次の波形を事前計算することによ って行われ、 かつ次いで、Ｗ′（ｉ）−Ｃ（ｉ）＋Ｂ（ｉ）＊ｄＴの平方の和を減少させると 云うようなｄＴを見付ける。ｄＴのこの値は、 によって与えられる。換言すると、Ｂ（ｉ）はｉ＝１からＮサンプルにわたって Ｗ（ｉ）−Ｃ（ｉ）と相関させられる。 非線形振動板ばね関数Ｇ（ｔ）を次のように更新することができる。式（６） 及び（７）は、所望音波波形を発生するであろう信号Ｃ（ｔ）及びＤ（ｔ）のサ ンプルＣ（ｉ）及びＤ（ｉ）を計算するために使用される。次いで、式（１０） が、Ｃ（ｉ）及びサンプルＶ（ｉ）として所与の信号Ｖ（ｔ）を与えられた信号 Ｉ（ｔ）のサンプルＩ（ｉ）を計算するために使用される。次いで、式（８）が 逆にされて、次のようになる。 もし関数Ｄ（ｔ）が多項式Ｇ₀＊Ｄ（ｔ）＋Ｇ₁＊Ｄ²（ｔ）＋Ｇ₂＊Ｄ³（ｔ） ，…として表されるならば、これらの係数を従来の最小二乗法適合手順によって 決定することができる。これはまた線形パラメータＧ₀を更新し、このパラメー タは機械共振振動数のモデル化に影響することに注意されたい。代わりに、Ｇ₀ パラメータを変化させないでおき、かつ非線形係数Ｇ₁，Ｇ₂，…のみを更新する ことができる。 上に論じた方法は、可能な限り正確に所与の出力信号Ｚ（ｔ）を得るために所 与のフィルタへの入力波形Ｗ′（ｔ）の計算を必要とすることがある。これは、 常に可能であるとは云えない、フィルタ伝達関数を逆にすることを有効に説明す る。もしこの調査研究が行われるならば、逆フィルタへの近似が使用される。こ れらの近似は、例えば、ロバート及びミューリス「ディジタル信号処理」、アジ ソン・ウェスリー（１９８７）、章７（Ｒｏｂｅｒｔ ＆ Ｍｕｌｌｉｓ “Ｄ ｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ”，Ａｄｄｉｓｏｎ−Ｗｅ ｓｌｅｙ（１９８７）、Ｃｈａｐｔｅｒ ７）に開示された技術によって計算さ れ、ここに列挙することによってその開示の内容が本明細書に組み入れられてい る。 代わりの調査研究は、図２のスピーカモデルの逆である事前補償フィルタの入 力における音波波形Ｗ′（ｔ）又は入力信号Ｗ（ｔ）が、次のような式（１３） によって近似される遅延変調器６６に起因する２つの部分の和を含むことに注目 することである。 この式の第１部分Ｃ（ｉ）は非線形遅延変調された波形であり、第２部分は遅延 変調係数ｄＴによって拡大縮小されている同波形の導関数と積分との積である。 エコーフィルタは線形であるので、その出力Ｚ′（ｔ）は式（１３）の第１部分 と第２部分とを別々にフィルタすることによって得られる出力の和である。Ｃ（ ｉ）はもともと波形Ｗ′（ｔ）から式（７）によって計算されており、及びＤ（ ｉ）は式（６）から（９）を使用して計算された。したがって、（１３）の第２ 部分は次のように計算される。 次いで、Ｃ（ｉ）及びＱ（ｉ）が順方向にエコーフィルタ１６を使用して別々 にフィルタされて、２つの信号Ｚ₁（ｔ）及びＺ₂（ｔ）のサンプルを得る。これ らの離散時間サンプルは、Ｚ₁（ｔ）及びＺ₂（ｔ）によって表示される。ここで 、ＡＬＰＨＡにＺ₁（ｔ）を乗じたものとＢＥＴＡにＺ₂（ｔ）を乗じたものとの 和を、（ＡＬＰＨＡ）＊Ｚ₁（ｔ）＋（ＢＥＴＡ）＊Ｚ₂（ｔ）がＺ（ｔ）に可能 な限り厳密に等しいと云うほどに計算する。Ｚ（ｉ）に整合するに当たって平均 二乗誤差を減少させるＡＬＰＨＡ及びＢＥＴＡについての解は、 ここに 及び それゆえ、２つの信号Ｃ（ｉ）及びＱ（ｉ）に対する新値ＡＬＰＨＡ及びＢＥＴ Ａが、同じ事前補償された入力信号Ｖ（ｔ）を与えられた図２のモデルによって 発生されることが望まれる。このチャンネル（ｃｈａｎｎｅｌ）は、モデルパラ メータを更新することによって遂げようとするものである。しかしながら、総合 拡大縮小の変化をＦＩＲフィルタ係数を拡大縮小することによって遂げることが できるので、われわれは、遅延変調パラメータｄＴを新値ＢＥＴＡ／ＡＬＰＨＡ へ更新することによってモデルが発生した２つの信号Ｃ（ｉ）及びＱ（ｉ）の比 を更新するだけになる。同時に、エコーフィルタ１６のＦＩＲ係数が全てＡＬＰ ＨＡを乗ぜられる。この結果、所望信号Ｚ₁（ｔ）及びＺ₂（ｔ）は、依然、エコ ーフィルタ１６の出力におけるＺ（ｔ）に最も厳密に整合する和信号として発生 される。更に、信号Ｅ（ｔ）の残留エコー部分は、スピーカ内に起こる非線形遅 延変調の推定を改善したことを通してその先行値に比較して減少させられる。振 動板ばね応力−ひずみ多項式係数もまた、エコーフィルタ１６の逆を必要とする ことなく再推定することができる。 図２のモデルへの同じ事前補償された入力信号を使用して、出力波形Ｗ（ｔ） 及びＷ₁（ｔ）が元のかつ僅かに修正された多項式係数を用いて計算される。例 えば、三次係数Ｇ₂は、その値を１６分の１だけ増加される。次いで、波形Ｗ₁（ ｔ）−Ｗ（ｔ）の変化がエコーフィルタ１６によってフィルタされて信号Ｚ₃（ ｔ）を得る。次いで、Ｚ₃（ｔ）の量ＧＡＭＭＡが見付けられ、これがＺ′（ｔ ）をＺ（ｔ）にいっそう厳密に整合させる。この量は、次の式によって与えられ る。 次いで、この三次係数が所望信号Ｚ₃（ｔ）を発生するためにその現存する値に その元の値の１６分のＧＡＭＭＡを加算することによって修正されて、信号Ｅ（ ｔ）の残留エコー部分を減少させる。 それゆえ、スピーカのひずみの影響を減少させる事前補償されたスピーカ入力 信号を発生させる手順を生じるために、いかにスピーカの非線形モデルをパラメ ータの数に関してモデル化することができかつ逆にすることができるかが上に示 された。また、いかにスピーカ線形モデルパラメータ及びスピーカ非線形パラメ ータを、例えば、設置の際、事前補償フィルタを同調させる目的のために測定す ることができるかが開示された。また、本明細書は、いかに音響をマイクロホン を使用してマイクロホン出力音声信号に変換することができ、かつ次いで、いか に音響を使用してスピーカと事前補償手段との組み合わせの総合線形性を逐次改 善するためにスピーカモデルパラメータを適応更新するかを開示している。この ような発明は、改善された音響忠実性を備える音声システムを提供するに当たっ てばかりでなく、全二重、ハンドフリー機能を有するスピーカ付き電話又はセル ラ無線電話内のエコー消去を改善するに当たって有効であり得る。 技術の熟練者に理解されるであろうように、これらのモデル及び付随式上の種 種の変形は、特定応用又は音響スピーカに適合するように作ることができる。更 に、本発明は、特殊アナログ信号処理回路、ＡＤ変換器及びＤＡ変換器を備える 特殊ディジタル信号処理回路、汎用プログラマブルディジタル信号処理回路、又 は上掲の組み合わせを使用して実現され得る。したがって、本発明の多くの修正 及びその他の実施例は、上述の説明及び関連図面に表された教示の利点を把握し た上は技術の熟練者にとって明かであろう。それゆえ、本発明が、開示された特 定の実施例に限定されないこと、及び修正は添付の請求の範囲に包含されると意 図することは、云うまでもない。

【手続補正書】特許法第１８４条の８第１項 【提出日】１９９７年３月１９日 【補正内容】 処理回路はフィードフォワード構成要素を提供する能動回路及び受動回路によっ て例示され、この構成要素は、スピーカ振動板がこの要素がなければ振動板の動 特性のゆえに許容不能である複雑な運動に追従しようとする際に、この要素がな ければ発達するであろう寄生エマネーション（ｓｕｐｒｉｏｕｓ ｅｍａｎａｔ ｉｏｎ）を無効にする。 ケーザー（Ｋａｉｓｅｒ）他に発表された、「電気信号を音響信号に又はこれ と逆に変換する構成及びこの構成内に使用される非線形回路網（Ａｒｒａｎｇｅ ｍｅｎｔ Ｆｏｒ Ｃｏｎｖｅｒｔｉｎｇ Ａｎ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｓｉｇｎ ａｌ Ｉｎｔｏ Ａｎ Ａｃｏｕｓｔｉｃ Ｓｉｇｎａｌ Ｏｒ Ｖｉｃｅ Ｖｅｒｓａ Ａｎｄ Ａ Ｎｏｎ−Ｌｉｎｅａｒ Ｎｅｔｗｏｒｋ Ｆｏｒ Ｕ ｓｅ Ｉｎ Ｔｈｅ Ａｒｒａｎｇｅｍｅｎｔ）」と題する米国特許第４，７０ ９，３９１号は、出力信号内のひずみを減少させる手段を含む構成を開示してい る。その減少させる手段は、出力信号内の少なくとも二次ひずみ成分又は高次ひ ずみ成分を補償することによって非線形ひずみを減少させるために構成された非 線形回路網を含む。 更に、ド・ヴリエ（ｄｅ Ｖｒｉｅｓ）他による、「スピーカ内の非線形ひず みのディジタル補償（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ ｏｆ Ｎｏ ｎｌｉｎｅａｒ Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ ｉｎ Ｌｏｕｄｓｐｅａｋｅｒｓ）」 と題する、ＩＥＥＥ、１９９３、Ｉ−１６５からＩ−１６７頁に掲載された論文 は、スピーカによって発生された非線形ひずみを非線形ディジタル信号処理によ って実時間に補償する方法を開示している。動電スピーカの電気等価回路が開発 され、その結果、線形集中パラメータモデルを生じる。線形モデルが非線形影響 を含むように拡張され、かつ逆回路がディジタル信号プロセッサ上で実時間に実 現される。 同様に、ガオ（Ｇａｏ）他による、「スピーカの適当線形化（Ａｄａｐｔｉｖ ｅ Ｌｉｎｅａｒｉｚａｔｉｏｎ ｏｆ Ａ Ｌｏｕｄｓｐｅａｋｅｒ）」と題 する、ＩＥＥＥ、１９９１、３５８９から３５９２頁に掲載された論文は、スピ ーカの非線形性能の補償を論じている。ド・ヴリエ外の場合のように、スピーカ のモデルが開発される。スピーカの線形化のた めに適応事前ひずみ線形化方式が使用される。 上述の参考資料にかかわらず、スピーカの非線形アスペクトを補償する改善さ れた音声システム及び方法に対する技術上の要求が引き続き存在する。この要求 は、電話においては、特に小形スピーカを使用するスピーカ付き電話においては 、決定的に重要である。 請求の範囲 １．スピーカの音声入力に印加される音声入力信号に応答して音波を発生する 前記スピーカ（１４）であって前記音波が前記音声入力信号の線形関数である所 望線形成分と前記音声入力信号の非線形関数である不要非線形成分とを含む前記 スピーカと、前記音波を音声信号に変換するマイクロホン（２０）とを有する適 応事前補償スピーカ付き電話であって、 事前補償された出力信号を発生するために前記所望線形成分を表す入力信号を 事前補償する、かつ前記不要非線形成分を減少させるように前記音声入力に前記 事前補償された出力信号を印加する事前補償フィルタ（１２）、及び 前記不要非線形成分を更に減少させるために、前記事前補償フィルタを修正す る、前記音声信号と前記入力信号とに応答性の事前補償フィルタ修正器（３４） を含む適応事前補償スピーカ付き電話。 ２．請求の範囲第１項による適応事前補償音声システムであって、 推定されたエコー信号を発生する、前記入力信号に応答性のエコーフィルタ（ １６）、 減少されたエコー音声信号を供給するように前記音声信号のエコー部分を減少 させるように前記音声信号から前記推定されたエコー信号を減算しかつ前記事前 補償フィルタ修正器に前記減少されたエコー音声信号を供給する減算手段（２２ ）、を更に含み、及び 前記事前補償フィルタ修正器が前記減少されたエコー音声信号に更に応答性で ある 適応事前補償音声システム。 ３．請求の範囲第１項による適応事前補償音声システムにおいて、前記事前補 償フィルタが、推定されたエコー信号を発生する、前記入力信号に応答性のエコ ーフィルタ（１６）と、前記音響信号のエコー部分を減少させるように前記音声 信号から前記推定されたエコー信号を減算する減算手段（２２）とを含み、及び 前記事前補償フィルタ修正器が前記エコーを減少された音声信号に更に応答性 である 適応事前補償音声システム。 ４．請求の範囲第２項による適応事前補償音声システムにおいて、前記エコー フィルタ（１６）が、前記音声信号の前記エコー部分を更に減少させるために、 前記入力信号と、前記推定されたエコー信号と、前記音声信号とに応答して前記 エコーフィルタを修正する修正手段を含む適応事前補償音声システム。 ５．請求の範囲第２項による適応事前補償音声システムにおいて、前記エコー フィルタ（１６）が有限インパルス応答フィルタを含む適応事前補償音声システ ム。 ６．請求の範囲第１項による適応事前補償音声システムにおいて、前記事前補 償フィルタ（１２）がディジタル信号プロセッサを含む適応事前補償音声システ ム。 ７．請求の範囲第１項による適応事前補償音声システムにおいて、前記事前補 償フィルタ（１２）が前記事前補償された出力信号を発生するために前記入力信 号の変形を遂行する手段を含み、前記変形が前記スピーカの非線形伝達関数の推 定である適応事前補償音声システム。 ８．請求の範囲第７項による適応事前補償音声システムにおいて、前記非線形 伝達関数が前記スピーカの遅延変調と前記スピーカの振動板応力−ひずみ曲線と のうちの１つを表す適応事前補償音声システム。 ９．出力トランスジューサ手段（１４）の音声入力に印加される音声入力信号 に応答して音波を発生する前記出力トランスジューサ手段であって前記音波が前 記音声入力信号の線形関数である所望線形成分と前記音声入力信号の非線形関数 である不要非線形成分とを含む前記出力トランスジューサ手段を有する適応事前 補償音声システムであって、 事前補償された出力信号を発生するために前記所望線形成分を表す入力信号を 事前補償する、かつ前記不要非線形成分を減少させるように前記音声入力に前記 事前補償された出力信号を印加する事前補償手段（１２）、及び 前記不要非線形成分を更に減少させるために、前記事前補償手段（１２）の動 作を修正する、前記音波と前記入力信号とに応答性の事前補償手段修正器（３４ ） を含む適応事前補償音声システム。 10．請求の範囲第９項による適応事前補償音声システムにおいて、前記事前補 償手段修正器（３４）が前記音波を音声信号に変換する入力トランスジューサ（ ２０）を含む適応事前補償音声システム。 11．請求の範囲第１０項による適応事前補償音声システムであって、 推定されたエコー信号を発生する、前記入力信号に応答性のエコーフィルタ手 段（１６）、 減少されたエコー音声信号を供給するように前記音声信号のエコー部分を減少 させるように、前記推定されたエコー信号と前記音声信号とを合成しかつ前記事 前補償手段修正器に前記減少されたエコー音声信号を供給する合成手段（２２） を更に含み、及び 前記事前補償手段修正器が前記減少されたエコー音声信号に更に応答性である 適応事前補償音声システム。 12．請求の範囲第１１項による適応事前補償音声システムにおいて、前記エコ ーフィルタ手段（１６）が、前記音声信号の前記エコー部分を更に減少させるよ うに、前記入力信号と、前記推定されたエコー信号と、前記音声信号とに応答し て前記エコーフィルタを修正する修正手段を含む適応事前補償音声システム。 13．請求の範囲第１１項による適応事前補償音声システムにおいて、前記エコ ーフィルタ手段（１６）が有限インパルス応答フィルタを含む適応事前補償音声 システム。 14．請求の範囲第９項による適応事前補償音声システムにおいて、前記事前補 償手段（１２）がディジタル信号プロセッサを含む適応事前補償音声システム。 15．請求の範囲第１４項による適応事前補償音声システムにおいて、前記事前 補償手段（１２）が前記事前補償された出力信号を発生するために前記入力信号 の数学的変形を遂行する手段を含み、前記数学的変形が前記出力トランスジュー サ手段の逆伝達関数の推定である適応事前補償音声システム。 16．出力トランスジューサ手段（１４）の音声入力に印加される音声入力信号 に応答して音波を発生する前記出力トランスジューサ手段であって前記音波が前 記音声入力信号の線形関数である所望線形成分と前記音声入力信号の非線形関数 である不要非線形成分とを含む前記出力トランスジューサ手段を有する適応事前 補償音声システムであって、 事前補償された出力信号を発生するために前記所望線形成分を表す入力信号を 事前補償する、かつ前記不要非線形成分を減少させるように前記音声入力に前記 事前補償された出力信号を印加する事前補償手段（１２）、 前記音波をエコー部分を含む音声信号に変換する入力トランスジューサ手段（ ２０）、及び 前記入力信号に応答して推定されたエコー信号を発生し、かつ前記音声信号の 前記エコー部分を減少させるために前記推定されたエコー信号を前記音声信号と 合成し、かつ前記不要非線形成分を更に減少させるために前記出力電気信号と前 記入力信号とに応答して前記事前補償手段の動作を修正するエコーフィルタ手段 （１６） を含む適応事前補償音声システム。 17．請求の範囲第１６項による適応事前補償音声システムにおいて、前記エコ ーフィルタ手段（１６）が、前記音声信号の前記エコー部分を更に減少させるた めに前記エコーフィルタ手段の動作を修正する、前記入力信号と、前記推定され た入力信号と、前記音声信号とに応答性のエコー修正器をまた含む適応事前補償 音声システム。 18．請求の範囲第１６項による適応事前補償音声システムにおいて、前記エコ ーフィルタ手段（１６）が有限インパルス応答フィルタを含む適応事前補償音声 システム。 19．請求の範囲第１６項による適応事前補償音声システムにおいて、前記事前 補償手段（１２）がディジタル信号プロセッサを含む適応事前補償音声システム 。 20．音声システムがスピーカを含み、前記スピーカが音声入力信号に応答して 音波を発生し、前記音波が音声入力信号の線形関数である所望線形成分と音声入 力信号の非線形関数である不要非線形成分とを含み、前記音声システム内のひず みを適応補償する方法であって、 前記所望線形成分を表す入力信号を提供するステップ、 事前補償された出力信号を発生するために前記入力信号に事前補償機能を遂行 するステップ、 前記不要非線形成分を減少させるように出力音波を発生するために前記スピー カに前記事前補償された出力信号を印加するステップ、 前記所望音波と前記出力音波との間の差を決定するステップ、及び 前記不要非線形成分を更に減少させるために前記差に応答して前記事前補償機 能を適応させるステップ を含む方法。 21．請求の範囲第２０項による方法であって、 前記入力信号に応答して推定されたエコー信号を発生するためにエコー推定機 能を遂行するステップ、 エコー部分を含む音声信号を発生するために前記出力音波を変換するステップ 、 減少されたエコー音声信号を供給するように前記音声信号の前記エコー部分を 減少させるために前記音声信号から前記推定されたエコー信号を減算するステッ プを含み、及び 前記決定するステップが入力信号と減少されたエコー音声信号との間の差を決 定するステップを含む 方法。 22．請求の範囲第２１項による方法であって、前記音声信号の前記エコー部分 を更に減少させるために、前記入力信号と、前記出力音波と、前記推定されたエ コー機能とに応答して前記エコー推定機能を適応させるステップを更に含む方法 。 23．請求の範囲第２１項による方法であって、いつ前記音声信号が前記エコー 部分のみを実質的に含むかを決定するために前記入力信号を前記音声信号と比較 するステップを更に含み、前記適応させるステップは前記音声信号が前記エコー 部分のみを実質的に含むとき遂行される方法。 24．請求の範囲第２０項による方法において、前記提供するステップが試験信 号を提供するステップを含む方法。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (81)指定国 ＥＰ(ＡＴ，ＢＥ，ＣＨ，ＤＥ， ＤＫ，ＥＳ，ＦＲ，ＧＢ，ＧＲ，ＩＥ，ＩＴ，ＬＵ，Ｍ Ｃ，ＮＬ，ＰＴ，ＳＥ)，ＯＡ(ＢＦ，ＢＪ，ＣＦ，ＣＧ ，ＣＩ，ＣＭ，ＧＡ，ＧＮ，ＭＬ，ＭＲ，ＮＥ，ＳＮ， ＴＤ，ＴＧ)，ＡＰ(ＫＥ，ＬＳ，ＭＷ，ＳＤ，ＳＺ，Ｕ Ｇ)，ＵＡ(ＡＺ，ＢＹ，ＫＧ，ＫＺ，ＭＤ，ＲＵ，ＴＪ ，ＴＭ)，ＡＬ，ＡＭ，ＡＴ，ＡＴ，ＡＵ，ＡＺ，ＢＢ ，ＢＧ，ＢＲ，ＢＹ，ＣＡ，ＣＨ，ＣＮ，ＣＺ，ＣＺ， ＤＥ，ＤＥ，ＤＫ，ＤＫ，ＥＥ，ＥＥ，ＥＳ，ＦＩ，Ｆ Ｉ，ＧＢ，ＧＥ，ＨＵ，ＩＳ，ＪＰ，ＫＥ，ＫＧ，ＫＰ ，ＫＲ，ＫＺ，ＬＫ，ＬＲ，ＬＳ，ＬＴ，ＬＵ，ＬＶ， ＭＤ，ＭＧ，ＭＫ，ＭＮ，ＭＷ，ＭＸ，ＮＯ，ＮＺ，Ｐ Ｌ，ＰＴ，ＲＯ，ＲＵ，ＳＤ，ＳＥ，ＳＧ，ＳＩ，ＳＫ ，ＳＫ，ＴＪ，ＴＭ，ＴＲ，ＴＴ，ＵＡ，ＵＧ，ＵＳ， ＵＺ，ＶＮ (72)発明者 ジョンセン，ロナルド ジェイ. アメリカ合衆国 27513 ノースカロライ ナ州キャリー，リビングストン ドライブ 305

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １．適応事前補償スピーカ付き電話であって、 スピーカの音声入力に印加される音声入力信号に応答して音波を発生する前 記スピーカであって、前記音波が前記音声入力信号の線形関数である所望線形成 分と前記音声入力信号の非線形関数である不要非線形成分とを含む前記スピーカ 、 事前補償された出力信号を発生するために前記所望線形成分を表す入力信号を 事前補償する、かつ前記不要非線形成分を減少させるように前記音声入力に前記 事前補償された出力信号を印加する事前補償フィルタ、 前記音波を音声信号に変換するマイクロホン、及び 前記不要非線形成分を更に減少させるために、前記事前補償フィルタを修正す る、前記音声信号と前記入力信号とに応答性の事前補償フィルタ修正器 を含む適応事前補償スピーカ付き電話。 ２．請求の範囲第１項による適応事前補償音声システムであって、 推定されたエコー信号を発生する、前記入力信号に応答性のエコーフィルタ、 前記音声信号のエコー部分を減少させるように前記音声信号から前記推定され たエコー信号を減算する減算手段 を更に含む適応事前補償音声システム。 ３．請求の範囲第１項による適応事前補償音声システムにおいて、前記事前補 償フィルタが、推定されたエコー信号を発生する、前記入力信号に応答性のエコ ーフィルタと、前記音響信号のエコー部分を減少させるように前記音声信号から 前記推定されたエコー信号を減算する減算手段とを含む適応事前補償音声システ ム。 ４．請求の範囲第２項による適応事前補償音声システムにおいて、前記エコー フィルタが、前記音声信号の前記エコー部分を更に減少させるために、前記入力 信号と、前記推定されたエコー信号と、前記音声信号とに応答して前記エコーフ ィルタを修正する修正手段を含む適応事前補償音声システム。 ５．請求の範囲第２項による適応事前補償音声システムにおいて、前記エコー フィルタが有限インパルス応答フィルタを含む適応事前補償音声システム。 ６．請求の範囲第１項による適応事前補償音声システムにおいて、前記事前補 償フィルタがディジタル信号プロセッサを含む適応事前補償音声システム。 ７．請求の範囲第１項による適応事前補償音声システムにおいて、前記事前補 償フィルタが前記事前補償された出力信号を発生するために前記入力信号の変形 を遂行する手段を含み、前記変形が前記スピーカの非線形伝達関数の推定である 適応事前補償音声システム。 ８．請求の範囲第７項による適応事前補償音声システムにおいて、前記非線形 伝達関数が前記スピーカの遅延変調と前記スピーカの振動板応力−ひずみ曲線と のうちの１つを表す適応事前補償音声システム。 ９．適応事前補償音声システムであって、 出力トランスジューサ手段の音声入力に印加される音声入力信号に応答して 音波を発生する前記出力トランスジューサ手段であって、前記音波が前記音声入 力信号の線形関数である所望線形成分と前記音声入力信号の非線形関数である不 要非線形成分とを含む前記出力トランスジューサ手段、 事前補償された出力信号を発生するために前記所望線形成分を表す入力信号を 事前補償する、かつ前記不要非線形成分を減少させるように前記音声入力に前記 事前補償された出力信号を印加する事前補償手段、及び 前記不要非線形成分を更に減少させるために、前記事前補償手段の動作を修正 する、前記音波と前記入力信号とに応答性の事前補償手段修正器 を含む適応事前補償音声システム。 10．請求の範囲第９項による適応事前補償音声システムにおいて、前記事前補 償手段修正器が前記音波を音声信号に変換する入力トランスジューサを含む適応 事前補償音声システム。 11．請求の範囲第１０項による適応事前補償音声システムであって、 推定されたエコー信号を発生する、前記入力信号に応答性のエコーフィルタ手 段、 前記音声信号のエコー部分を減少させるように、前記推定されたエコー信号と 前記音声信号とを合成する合成手段 を更に含む適応事前補償音声システム。 12．請求の範囲第１１項による適応事前補償音声システムにおいて、前記エコ ーフィルタ手段が、前記音声信号の前記エコー部分を更に減少させるように、前 記入力信号と、前記推定されたエコー信号と、前記音声信号とに応答して前記エ コーフィルタを修正する修正手段を含む適応事前補償音声システム。 13．請求の範囲第１１項による適応事前補償音声システムにおいて、前記エコ ーフィルタ手段が有限インパルス応答フィルタを含む適応事前補償音声システム 。 14．請求の範囲第９項による適応事前補償音声システムにおいて、前記事前補 償手段がディジタル信号プロセッサを含む適応事前補償音声システム。 15．請求の範囲第１４項による適応事前補償音声システムにおいて、前記事前 補償手段が前記事前補償された出力信号を発生するために前記入力信号の数学的 変形を遂行する手段を含み、前記数学的変形が前記出力トランスジューサ手段の 逆伝達関数の推定である適応事前補償音声システム。 16．適応事前補償音声システムであって、 出力トランスジューサ手段の音声入力に印加される音声入力信号に応答して 音波を発生する前記出力トランスジューサ手段であって、前記音波が前記音声入 力信号の線形関数である所望線形成分と前記音声入力信号の非線形関数である不 要非線形成分とを含む前記出力トランスジューサ手段、 事前補償された出力信号を発生するために前記所望線形成分を表す入力信号を 事前補償する、かつ前記不要非線形成分を減少させるために前記音声入力に前記 事前補償された出力信号を印加する事前補償手段、及び 前記音波をエコー部分を含む音声信号に変換する入力トランスジューサ手段、 及び 前記入力信号に応答して推定されたエコー信号を発生し、かつ前記音声信号の 前記エコー部分を減少させるために前記推定されたエコー信号を前記音声信号と 合成し、かつ前記不要非線形成分を更に減少させるために前記出力電気信号と前 記入力信号とに応答して前記事前補償手段の動作を修正するエコーフィルタ手段 を含む適応事前補償音声システム。 17．請求の範囲第１６項による適応事前補償音声システムにおいて、前記エコ ーフィルタ手段が、前記音声信号の前記エコー部分を更に減少させるために前記 エコーフィルタ手段の動作を修正する、前記入力信号と、前記推定された入力信 号と、前記音声信号とに応答性のエコー修正器をまた含む適応事前補償音声シス テム。 18．請求の範囲第１６項による適応事前補償音声システムにおいて、前記エコ ーフィルタ手段が有限インパルス応答フィルタを含む適応事前補償音声システム 。 19．請求の範囲第１６項による適応事前補償音声システムにおいて、前記事前 補償手段がディジタル信号プロセッサを含む適応事前補償音声システム。 20．音声システムがスピーカを含み、前記スピーカが音声入力信号に応答して 音波を発生し、前記音波が音声入力信号の線形関数である所望線形成分と音声入 力信号の非線形関数である不要非線形成分とを含み、前記音声システム内のひず みを適応補償する方法であって、 前記所望線形成分を表す入力信号を提供するステップ、 事前補償された出力信号を発生するために前記入力信号に事前補償機能を遂行 するステップ、 前記不要非線形成分を減少させるように出力音波を発生するために前記スピー カに前記事前補償された出力信号を印加するステップ、 前記所望音波と前記出力音波との間の差を決定するステップ、及び 前記不要非線形成分を更に減少させるために前記差に応答して前記事前補償機 能を適応させるステップ を含む方法。 21．請求の範囲第２０項による方法であって、 前記入力信号に応答して推定されたエコー信号を発生するためにエコー推定機 能を遂行するステップ、 エコー部分を含む音声信号を発生するために前記出力音波を変換するステップ 、及び 前記音声信号の前記エコー部分を減少させるために前記音声信号から前記推定 されたエコー信号を減算するステップ を更に含む方法。 22．請求の範囲第２１項による方法であって、前記音声信号の前記エコー部分 を更に減少させるために、前記入力信号と、前記出力音波と、前記推定されたエ コー機能とに応答して前記エコー推定機能を適応させるステップを更に含む方法 。 23．請求の範囲第２１項による方法であって、いつ前記音声信号が前記エコー 部分のみを実質的に含むかを決定するために前記入力信号を前記音声信号と比較 するステップを更に含み、前記適応させるステップは前記音声信号が前記エコー 部分のみを実質的に含むとき遂行される方法。 24．請求の範囲第２０項による方法において、前記提供するステップが試験信 号を提供するステップを含む方法。 25．請求の範囲第２０項による方法において、前記事前補償機能が前記スピー カの非線形伝達関数の数学的逆の推定を含む方法。