KR19980702165A - 라우드스피커 왜곡들에 대한 적응적 전치보상을 위한 장치 및 방법 - Google Patents

라우드스피커 왜곡들에 대한 적응적 전치보상을 위한 장치 및 방법 Download PDF

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Abstract

오디오시스템에 있어서 라우드스피커는 상기 입력신호의 선형적 함수인 바람직한 선형성분과, 상기 입력신호의 비선형적 함수인 바람직하지 않은 비선형성분을 포함하는 음압파를 만드는 입력신호에 응답한다. 따라서, 출력 음압파에서 비선형 성분을 저감시키는 것이 바람직하다. 이 비선형 성분을 저감시키기 위한 적응적 전치보상 시스템은 음압파를 발생시키기 위한 라우드스피커와 소망의 음압파를 나타내는 입력신호를 전치보상하기 위한 전치보상 필터를 포함한다. 더불어, 결과적인 음압파를 음성신호로 변환하기위해 마이크로폰이 사용될 수 있으며, 음성신호에 응답하여 전치보상 필터를 수정하기 위하여 전치보상 필터 수정기가 사용될 수 있다. 전치보상 필터는 라우드스피커에 대한 추정된 전달함수의 인버스를 사용하여 변환하는 것이 바람직하다.

Description

라우드스피커 왜곡들에 대한 적응적 전치보상을 위한 장치 및 방법
본 발명은 본 출원과 동시에 출원되고 본 발명의 양수인에게 위탁된 라우드스피커 텔레폰에서 비선형 왜곡을 포함하는 음성에코를 소거하는 장치 및 방법(Apparatus and Method for Canceling Acoustic Echoes Including Non-Linear Distortions in Loudspeaker Telephone)이라는 제목의 미국출원 일련번호 08/393,711과 관련되며, 개시된 내용들을 전체적으로 참조하여 여기에 병합하였다.
오디오 시스템은 소정의 음압파로 나타내어지는 입력신호에 응답하여 음압파를 만들기 위한 라우드스피커와 같은 출력변환기를 포함하고 있다. 하지만, 대부분의 라우드스피커들은 입력신호에 의해 나타내어지는 소정의 음압파와 다른 현실적 음압파를 발생한다. 이러한 차이는 부분적으로 라우드스피커의 비선형적 특성에 기인한다. 특히, 라우드스피커의 진동판은 비선형 압력-긴장곡선을 갖는다. 게다가, 진동판의 운동은 저주파수에 의한 고주파수의 지연 변조를 유발한다. 따라서, 라우드스피커가 소망의 음압파와 다른 현실적인 음압파를 만드는 이러한 요소들과 다른 요소들에 대해 보상을 하는 기술에 관한 노력이 있어 왔다.
예를 들어, 코완스 외(Cowans et al.)에 의한 스피커 왜곡 보상기(Speaker Distortion Compensator)라는 제목의 미국특허 제4,426,552호와 제4,340,778호에서는 한 시스템내에서 질량, 관성 및 댐핑을 보상하기 위하여 각 스피커에 커플링된 수단들이 개시되었다. 처리회로들로서는 의사(擬似)적 방사를 없애는 피드포워드 부품들을 제공하고 있는 능동적 및 수동적 회로들이 예시되었는데 이러한 방법이 아니면 그 역학성때문에 허용되지 않는 라우드스피커 진동판의 복잡한 동작들을 추종하는 시도로 개발이 진행되었을 것이다.
카이저 외(Kaiser et al.)에 의한 전기적 신호를 음향 신호로 또는 그 반대로 변환하는 장치 및 상기 장치에서 사용하기 위한 비선형 네트워크(Arrangement For Converting An Electric Signal Into An Acoustic Signal Or Vice Versa And A Non-Linear Network For Use In The Arrangement)라는 제목의 미국특허 제4,709,391호에서는 출력신호내에서 왜곡을 저감시키는 수단들을 포함하는 장치가 개시되었다. 상기 저감수단은 출력신호내의 최소한 이차 또는 고차 왜곡에 대하여 보상함에 의해 비선형 왜곡을 저감시키기도록 배치된 비선형 네트워크를 포함한다.
또한, 드 브라이스 외(De Vries et al.)에 의한 라우드스피커들에서 비선형 왜곡의 디지탈 보상(Digital Compensation of Nonlinear Distortion in Loudspeakers: IEEE, 1993, 페이지 I-165 에서 I-167)라는 제목의 자료에서는 라우드스피커에서 발생된 비선형 왜곡들을 비선형 디지탈 신호처리에 의해 실시간으로 보상하는 방법이 개시되었다. 선형 집중(lumped) 파라미터 모델로 귀결된 전기역학적 라우드스피커의 전기적 등가회로가 개발되었다. 상기 선형모델은 비선형 효과들을 포함하는 것으로 확장되고, 디지탈 신호처리기상에서 실시간으로 인버스 회로가 구현된다.
이와 같이 위에서 언급한 참고자료들에도 불구하고, 라우드스피커의 비선형적 특성들을 보상하는 개선된 오디오시스템들과 방법들에 대한 기술의 필요성이 계속하여 존재한다. 이러한 필요성은 텔레폰 특히 소형 라우드스피커가 사용되는 스피커폰분야에서 중요하다. 이러한 필요성은 우선적으로 이해하기 어려운 셀룰러 스피커폰 응용분야들에서 더욱 중요하다.
본 발명은 오디오 시스템에 관련된 것으로, 특히 라우드스피커내의 음성 왜곡의 억제에 관한 것이다.
도 1은 본 발명에 의한 일실시예로서 라우드스피커, 전치보상 필터, 유한 임펄스응답 필터를 포함하는 오디오 시스템의 개략도이다.
도 2는 도 1에 도시한 라우드스피커의 전기적 특성들의 모델을 나타낸 개략도이다.
본 발명은 개선된 오디오 시스템을 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 발명의 다른 목적은 개선된 셀룰러 무선텔레폰을 제공하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은 비선형 라우드스피커 왜곡들을 저감시키기 위하여 라우드스피커의 비선형적 특성들을 전치보상하는 개선된 오디오시스템과 방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은 개선된 전치보상 셀룰러 무선 텔레폰을 제공하는 것이다.
상기 과제들을 이루기 위하여 본 발명에 따르면 오디오 시스템내에서 라우드스피커의 출력에 응답하여 전치보상 필터의 동작을 보정하는 적응적 전치보상 방법 및 시스템이 제공된다. 따라서, 전치보상 필터의 동작들은 고정되어 있지 않으며, 오히려 시간에 따라 변화한다. 따라서, 전치보상 필터 동작은 라우드스피커의 노화및 시스템이 동작되는 환경내의 변화들과 같은 다른 효과들을 고려하여 수정될 수 있다.
본 발명의 바람직한 실시예에서는 라우드스피커의 전달함수에 대한 근사값을 추출하기 위해 라우드스피커의 전기적 특성 모델이 사용된다. 이 전달함수의 인버스(역)는 소망의 라우드스피커 출력을 나타내는 입력신호상에 전치보상 필터에 의해 수행된다. 다음으로 전치보상 신호는 라우드스피커에 인가된다. 따라서, 라우드스피커의 출력은 소망의 라우드스피커 출력에 보다 가깝게 근사하게 된다. 전치보상 필터가 실제 라우드스피커 출력과 소망의 출력을 비교할 수 있도록 라우드스피커로부터 전치보상 필터까지의 궤환루프를 제공하기 위하여 마이크로폰과 같은 입력변환기가 사용된다. 이러한 궤환은 전치보상 필터가 그 동작을 향상시키기 위해 근사 인버스 전달함수에 적응될 수 있도록 한다.
본 발명은 핸즈프리 작동을 위해 설계된 라우드스피커 셀룰러 무선텔레폰에 적용되는 것이 바람직하다. 이러한 응용은 라우드스피커 텔레폰이 라우드스피커와 마이크로폰은 포함하기 때문에 특히 적합하다. 라우드스피커는 통상적으로 그 사이즈에 제약을 받으며, 상대적으로 큰 진폭의 음압파형을 발생시킬 것이 요구되기 때문에 라우드스피커에 의해 발생된 왜곡들이 다른 오디오 시스템에서 발생된 왜곡들보다 더 표출이 된다. 게다가 라우드스피커 셀룰러 텔레폰들은 종종 자동차와 같이 본질적으로 시끄러운 환경에서 쓰이므로 무엇보다 먼저 사용을 어렵게 한다. 따라서, 이러한 응용분야들에서 사용되는 소형 라우드스피커에 의해 생성된 왜곡들을 저감시키기 위하여 전치보상 필터를 사용함으로써 재생음을 보다 알아듣기 쉽게 한다.
본 발명은 궤환을 제공하기 위해 마이크로폰을 구비함으로써 하이파이 오디오 시스템에도 적용할 수 있다. 두 응용에서 상기 시스템은 필요에 따라 라우드스피커 출력을 모니터링하고 전치보상 필터를 적응시키는 데 사용될 수 있다. 상기 시스템은 시스템이 동작되는 공간의 음향적 특성들과 같은 환경적 변화들 뿐만 아니라 노화도 고려하기 위해 상기 시스템의 동작을 적응시킨다.
본 발명의 동작은 라우드스피커에서 마이크로폰까지의 에코 또는 잔향(ring around) 신호의 추정값을 제공하는 에코필터를 포함함으로써 보다 더 개선될 수 있다. 다음으로 이 추정 에코신호는 마이크로폰에 의하여 생성된 음성신호로부터 감산되거나, 상기 음성신호와 조합되어, 전치보상 필터에 이르는 궤환루프내 음성신호의 에코부분을 저감시킨다. 따라서, 전치보상 필터는 그 동작을 보다 정확하게 수정할 수 있다.
에코필터가 다른 궤환루프로 구비될 수 있다. 에코필터는 신호의 에코부분을 더 저감시키기 위하여 추정 에코신호와 실제 에코신호를 비교함에 의해 그 동작을 보정할 수 있다. 전치보상 필터에 의한 라우드스피커의 비선형적 특성 저감은 그 자체 동작을 보다 정확하게 수정할 수 있게 한다.
본 발명의 가장 바람직한 실시예로서는 전치보상 필터와 에코필터가 디지탈 신호처리기(DSP; Digital Signal Processor)내에 구현되는 것이다. 이러한 실시예에서는 아날로그-디지탈 변환기 및 디지탈-아날로그 변환기가 사용될 수 있다.
이하 유첨의 도면을 참조하여 본 발명의 바람직한 실시예들을 자세히 설명하기로 한다. 단, 기술된 실시예들은 본 명세서가 완전하고 완성될 수 있고, 본 발명의 범위를 당업자에게 모두 전달 할 수 있도록 제공된 것으로, 본 발명은 많은 다른 형태들로 구체화될 수 있으며, 기술된 실시예에 한정된다는 것으로 해석될 수 없다. 동일한 번호들은 동일한 구성요소들을 나타낸다.
도 1을 참조하면, 본 발명의 일실시예에 의한 오디오 시스템 10은 라우드스피커 14로 구현되는 것이 바람직한 출력변환기의 비선형적 특성들의 효과들을 저감시키기 위한 전치보상 필터 12와 같은 전치보상 장치를 포함하고 있다. 상기 시스템은 또한 라우드스피커 14로부터 마이크로폰 20으로 구현되는 것이 바람직한 입력변환기까지의 다중경로 채널 18에 기인한 환경적 왜곡들을 저감시키기 위한 적응적 에코 필터 16을 포함하고 있다. 전치보상 필터와 에코필터의 조합은 서로의 동작을 개선시킨다. 라우드스피커 14 특성들은 선형 및 비선형 성분을 모두 가지고 있는 전달함수 H로 나타내어질 수 있다. 라우드스피커의 전달함수 H의 인버스H -1을 근사시킴으로써, 전치보상 필터 12는 라우드스피커에 의해 발생된 비선형 왜곡들을 저감시킬 수 있다. 전치보상 필터 12에서 라우드스피커 14와 다중경로 채널 18을 통하여 마이크로폰 20까지와 전치보상 필터 12로 돌아오는 궤환루프내의 전치보상 필터 수정기 34는 라우드스피커에 의해 발생된 비선형 왜곡들을 보다 더 저감시키기 위하여 전치보상 필터의 근사된 인버스 전달함수H -1을 수정 또는 적응시킨다. 상기 전치보상필터 수정기는 비교를 위한 W(t), V(t), Z(t) 및 E(t)와 같은 다양한 파형들을 저장하기 위한 메모리를 포함할 수 있다.
라우드스피커 14와 마이크로폰 20사이의 다중경로 음향채널 18에 걸쳐 나타나는 에코 또는 잔향 신호와 같은 환경적 왜곡들의 근사값을 발생시키기 위하여 에코필터 16이 사용될 수 있다. 이 근사값은 상기 신호내의 에코 또는 잔향 신호와 같은 바람직하지 않은 환경적 왜곡들을 저감시키기 위하여 마이크로폰 20에 의해 발생되는 음성신호와 감산기 22와 같은 조합기 또는 감산장치를 통하여 조합될 수 있다. 에코필터 16에서 감산기 18을 통하여 에코 필터 16으로 돌아오는 궤환루프를 포함하는 수정장치는 에코필터가 그 동작을 수정하여 환경적 왜곡들의 효과들을 보다 더 저감시키도록 한다. 라우드스피커를 갖는 셀룰러 텔레폰에서 에코필터 16은 원격지로의 라우드스피커 출력의 궤환값을 저감시킨다.
전치보상 필터 12와 에코필터 16을 조합합에 의해 라우드스피커 14의 비선형 특성에 기인한 왜곡들과 라우드스피커 14에서 마이크로폰 20까지의 다중경로 채널 18에 기인한 왜곡들을 각각이 독립적으로 가능한 것보다 추가적으로 저감시킬 수 있다. 즉, 전치보상 필터 12는 에코필터 16에 의해서는 고려되지 않았을 비선형 왜곡들을 저감시키고, 반면에 에코필터 16은 전치보상 필터 12에 의해서는 고려되지 않았을 환경적 왜곡들을 저감시킨다. 달리 말하면, 각 전치보상 필터와 에코필터는 다른 쪽의 궤환루프내 왜곡들을 저감시킨다. 따라서, 각 전치보상 필터와 에코필터의 동작은 동작의 바람직한 수준에 가깝게 근사하도록 수정될 수 있다.
도 1은 또한 전치보상 필터 12, 에코필터 16, 전치보상 필터 수정기 34 및 감산기 22를 단일 디지탈 신호처리기(DSP; Digital Signal Processor) 24 내에 포함시킬 수 있다. 디지탈 신호처리기 24로 구현될 때는 DSP 24와 라우드스피커 14의 사이에는 디지탈-아날로그 변환기가, 마이크로폰 20과 DSP 24사이에는 아날로그-디지탈 변환기 28이 요구될 수 있다. 또한, 신호들이 아날로그 소스에서/로 공급되어질 때는 아날로그-디지탈 변환기 30과 디지탈-아날로그 변환기 32가 요구될 수 있다. 상기 시스템은 또한 증폭기 36을 포함할 수 있다.
라우드스피킹(loudspeaking) 셀룰러 텔레폰으로 구현될 때는 원격지 음성을 나타내는 입력음성파형 W(t)가 셀룰러 텔레폰 시스템 기지국으로부터 텔레폰 송수신기에 의해 수신되고, 적절한 처리후에 입력 노드 36에 인가된다. 휴대용 셀룰러 텔레폰 시스템에서 그러한 처리는 디지탈로 변조된 무선신호의 복조, 에러정정 디코딩, 및 부분여기 선형예측(RELP; Residually Excited Linear Prediction) 또는 벡터셋트 선형예측(VSELP; Vector Set Excited Linear Prediction) 음성합성장치와 같은 음성디코딩을 포함할 수도 있다. 파형 W(t)는 이러한 처리의 결과이며, 본 발명의 에코제거기에 의하여 처리되기에 보다 적절한 디지탈 포맷일 수 도 있다. 예를들어, 만일 상기 텔레폰이 입력노드 36에 디지탈 신호를 공급하고 노드 38에서 디지탈신호를 요구한다면, 아날로그-디지탈 변환기 30과 디지탈-아날로그 변환기 32는 불필요하다. 하지만, 만일 상기 텔레폰이 입력노드 36에 아날로그 신호를 공급하고 노드 38에서 아날로그 신호를 요구하면, 아날로그-디지탈 변환기 30과 디지탈-아날로그 변환기 32가 요구될 수 있다. 전치보상 필터 12는 에코필터 16이 에코 및 잔향을 저감시키는 동안 라우드스피커 왜곡들을 저감시킨다.
라우드스피킹 셀룰러 텔레폰 구현에서, 전치보상과 에코필터들의 훈련은 연속적으로 수행될 수 있으나, 원격지에서 말을 할때만 훈련기능이 수행되어 관련 신호들이 보다 용이하게 고립되도록 하는 것이 바람직하다. 이는 언제 마이크로폰이 라우드스피커만에 의해 생성된 중요 음압파들을 수신하고 동시에 전치보상 필터를 적응시키는지를 판정하기 위하여 입력신호와 음성신호를 비교함으로써 달성될 수 있다. 언제 마이크로폰으로부터 나오는 신호가 음향적 궤환으로부터 실질적으로 추출되는지를 판정하는 장치는, 예를들어, 츄(Chu)에 의한 라우드스피커와 마이크로폰사이의 음향 궤환 레벨을 평가하기 위한 장치 및 방법(Apparatus and Method for Estimating the Level of Acoustic Feedback Between Loudspeaker and Microphone)이라는 제목의 미국특허 제5,263,019호에서 논의되며, 개시된 내용들을 전체적으로 참조하여 여기에 병합하였다. 한편으로, 테스트 신호들을 사용하여 주기적으로 훈련기능을 수행할 수 있다.
하이파이 오디오시스템으로 구현될 때는, 노드 36에서 입력신호는 튜너, 테이프 플레이어, 콤팩트디스크 플레이어등과 같은 많은 디지탈 또는 아날로그 오디오 콤포넨트들중 하나에 의해 공급될 수 있다. 본 실시예에서는, 디지탈-아나로그 변환기 32 또는 출력노드 38과 전치보상 필터 및 에코필터가 라우드스피커 왜곡들을 저감시키기 위하여 상호작용할 필요가 없을 수도 있다. 테이프 또는 기타 신호 입력장치들에 의해 공급되는 테스트 신호들을 사용하여 주기적으로 훈련기능을 수행하는 것이 바람직하다.
도 2에는 통상적인 라우드스피커 14의 전기적 특성들의 아날로그 모델을 도시하였다. 라우드스피커 코일을 통해 전류를 발생시키기 위해 전기적 입력신호가 입력노드 A에 공급된다. 라우드스피커 입력신호는 도 1에 도시한 전치보상 필터 12로부터의 전치보상된 입력신호 V(t)이다. 전류흐름은 자기장내에서 코일속도에 의해 유기되는 역기전력뿐만 아니라 코일저항 40과 코일 인덕턴스 42에 의해서도 저항을 받는다. 상기 모델에서 적절한 단위들과 스케일링을 선택하면, 노드 C에서의 전압은 코일속도를 나타내는 것뿐만 아니라 역기전력과 동일할 수 있다. 노드 C로부터의 역기전력은 차동증폭기 44의 양의 입력에 연결됨에 의해 입력노드 A에서의 구동전압에 반대로 나타난다. 증폭기 44의 출력은 노드 C로부터의 역기전력과 코일내의 전류에 비례한 항의 합이다. 증폭기 46은 코일내에서의 전류만을 나타내는 전압을 구하기 위하여 역기전력을 감산하고, 적절한 임의의 단위들을 선택함으로써 이 전압은 또한 라우드스피커 자석에 의해 발생된 자기장과 작용하는 전류에 의해 라우드스피커 진동판상에서 코일이 겪는 힘을 나타낸다. 동 기술분야에 기술자에 의하여 이해될 수 있는 바와 같이, 이 명세서에서 일관적으로 사용된 진동판이라는 용어는 평면형 진동판, 도움형 진동판, 또는 고깔형 진동판등을 포함하기 위하여 가장 넓은 의미로 사용하였다.
상기 힘은 진동판의 질량, 관성 및 공기저항에 의해 저항을 받아 어느 속도까지 라우드스피커 진동판의 가속을 유발시킨다. 연산증폭기 48은 진동판의 질량을 나타내는 궤환 캐패시터 50과 진동판에 대하여 작용하는 공기저항을 나타내고 비선형일 수 있는 궤환저항 52를 가지고 있다. 저항 52를 통한 전류흐름은 가속력에 반대이며 진동판 운동에 의해 생성되는 공기압력파에 관계된다. 전류센서 54는 진동파 운동에 의해 생성된 공기압력파를 나타내는 노드 C'의 신호를 발생한다.
하지만, 상기 압력파는 움직이는 물체, 즉, 진동판에서 방사된다. 진동판이 일시적으로 라우드스피커의 전면으로 변위를 한다면, 상기 진동판은 라우드스피커의 전면에 있는 청취자에게 가까와진다. 따라서, 진동판이 라우드스피커의 후면쪽으로 변위할 때보다 짧은 시간지연을 가지는 음파들이 청취자에게 도달하게 된다. 저주파수에서 가장 큰 진폭으로 유발되는 진동판의 변위는 저주파수에 의한 고주파수의 지연변조(위상 변조로도 알려져 있는)에서의 비선형현상을 야기시킨다. 저항 60, 캐패시턴스 62 및 연산증폭기 64가 조합하여 구성되는 적분기 65에 의해 진동판의 변위를 나타내는 신호가 노드 D에서 발생된다. 즉 노드 C'에서 발생되는 진동판에서의 압력파신호는 청취자에게로 전송되는 출력노드 B에서의 순 음압파형을 발생시키기 위하여 노드 D에서 생성되는 진동판의 변위신호에 따라 지연변조기 66에 의해 발생되는 지연변조를 받게된다.
노드 D에서 발생되는 진동판 변위신호는 또한 연산증폭기 46에 의해 발생된 코일 장력 신호로 나타내어지며 코일이 받게되는 힘에 반대되는 진동판스프링 복원력을 모델링할 필요가 있다. 진동판스프링은 비선형저항 56에 의해 모델링되는 비선형 압력-긴장 곡선을 나타내게 된다. 궤환경로내에 비선형 저항 56을 포함하는 연산증폭기 58은 노드 D에서 발생된 변위관련신호를 연산증폭기 48의 입력에서 코일장력신호에 반대로 더해지는 복원력으로 변환한다. R0로 명칭된 저항들은 1 오옴일 수도 있다.
즉, 도 2의 상술한 모델에서 파라미터들과 스케일링들을 적절히 선택함으로써 라우드스피커 출력노드 B에서 발생되는 음압파형이 라우드스피커 입력노드 A로 인가되는 전기적 신호로부터 예견될 수 있다. 본 발명의 일태양에 따르면, 위에서 논의된 모델은 입력노드 A에서 라우드스피커를 구동하는 전기적 신호를 판정하여 출력노드 B에서 소망의 음압파를 구하기 위해 역으로 사용된다. 다시 말하면, 라우드스피커 전달함수의 근사적 역을 판정하기 위하여 라우드스피커 모델이 사용된다. 이것은 이하에서 설명하는 것과 같이 수행될 수 있다.
소망의 음압파는 노드 36에 인가되고 필요시 아날로그-디지탈 변환기 30에 의해 디지탈로 변환되는 입력신호 W(t)로 나타내어 진다. 전치보상 필터 12는 필요시 디지탈-아날로그 변환기 26에 의해 아날로그 신호로 변환되는 전치보상 신호 V(t)를 발생시킨다. 만일 신호 V(t)가 바르게 생성되었다면, 출력 음압파 W'(t)는 신호 W(t)로 나타내어지는 소망의 음압파의 근접한 근사값이 될것이다.
도 2에 도시한 바와 같이, 음압파형 W'(t)는 출력노드 B에서 발생되며, 대수적 샘플들의 열로서 나타내어질 수 있다. 이러한 샘플들은:
..., W(i-1), W(i), W(i+1), ...
와 같이 표현된다. 이러한 샘플들은 샘플들 ..., D(i-1), D(i), D(i+1), ...로 나타내어지는 진동판 변위-관련 신호 D(t)에 의해 샘플들 ..., U(i-1), U(i), U(i+1), ...로 나타내어지는 도 2의 노드 C'에서의 신호 U(t)를 지연변조한 결과와 근사적으로 동일하다.
공기저항을 나타내는 비선형 저항 52로 인하여 노드 C에서의 저항 52 양단의 전압은 함수 F(U(t))에 의하여 나타내어질 수 있다. 함수 F(U(t))는 노드 C'에서 발생되는 전류신호의 함수로, 샘플들 ..., C(i-1), C(i), C(i+1), ...로 나타내어지는 노드 C에서 함수 C(t)의 신호값들은 다음의 수학식 1:
C(i-1) = F(U(i-1))
C(i) = F(U(i)
C(i+1) = F(U(i+1)
로 주어진다. 적분기 65는 노드 D에서의 신호 D(t)를 구하기 위하여 이산-시간 근사인 다음의 수학식 2를 사용하여 노드 C에서의 신호 C(t)를 적분한다.
D(i-1) = D(i-2) - C(i-2)dT
D(i) = D(i-1) - C(i-1)dT
D(i+1) = D(i) - C(i)dT
D(i)를 계산하기 위해, 단지 C(i-1)과 따라서 U(i-1)이 요구됨을 알 수 있다. 이러한 샘플들이 앞의 반복으로 계산되고 U(i)를 계산하고자 한다면, 지연변조기 66에 의해 발생되는 지연변조는 음압파 샘플들 W'(t)간의 가변-시간 보간에 의해 다음의 수학식 3과 같이 나타내어진다.
만일, 지연변조가 없다면:
D(i) = 0; U(i) = W(i)
반면에, 지연변조가 있다면:
U(i) = W(i) + 0.5(W(i+1) - W(i-1))D(i)
이러한 계산은 신호 D(t)가 상기 수학식내에 삽입하기 위한 적절한 크기가 되도록 적분기 65에서 스케일링을 가정하고 있다.
예를들어, 만일 샘플링율이 초당 8킬로 샘플이면, 시간간격들 ..., (i-1), (i), (i+1), ...들은 125 마이크로 초(μS)의 간격을 가지고 있다. 125 마이크로초 동안에 소리는 대략 1.5 인치(inch)를 이동하므로, 진동판 변위 샘플 D(i)를 적분기 65에 의해 1.5 인치단위로 계산하여야 한다. D(i)는 이 스케일링에서 일보다 훨씬 적을것으로 예상된다. 만일 D(i)를 하나의 전체 샘플의 지연변조를 의미하는 1 단위로 놓으면, 상기 공식은:
D(i) = -1 경우, U(i) = W(i-1)
D(i) = 1 경우, U(i) = W(i+1),
또는,
D(i) = 0.5인 경우, U(i) = 0.5(W(i) + W(i+1)),
D(i) = -0.5인 경우, U(i) = 0.5(W(i) + W(i-1))
로 바뀌게 될 것이다. 하지만, D(i)가 0.5보다 작을것으로 기대되므로 수학식 3이 보다 적절할 수 있다.
상술한 수학식들에 있어서, 지연변조의 부호는 임의로 가정되었다. 적분기 65의 스케일링을 변경함에 의해 지연변조의 부호를 바꿀 필요가 있을 수 있다. 이것은 수학식 2에 스케일링 계수를 도입함으로써 달성될 수 있다. 수학식 2에서 D(i)를, 수학식 3에서 U(i)를, 수학식 1에서 C(i)를 판정함으로써 다음의 수학식 4를 사용하여 연산증폭기 48로 들어가는 전류 샘플값 I(i)를 구할 수 있다.
I(i) = -U(i) -(C(i) - C(i-1))*X + G(D(i))
이 수학식에서, C(i) - C(i-1)은 연산증폭기 48의 출력전압의 변화율을 나타내며, X는 진동판-질량 파라미터, 캐패시터 50 곱하기 dT를 나타낸다.
비선형함수 G(t)는 진동판 복원력 대 변위 곡선(압력-긴장 곡선)을 나타낸다. 공기저항 함수 F(t)의 상대적인 크기 또는 스케일링, 진동판-질량 파라미터 X 및 함수 G(t)는 추가적인 스케일링 계수들이 없이 수학식 4내에 더해질 수 있도록 올바르게 선택되었다고 가정된다.
샘플들 ..., V(i-1), V(i), V(i+1), ...로 나타내어지는 전치보상된 입력전압신호 V(t)는 이제 다음의 수학식 5로부터 계산될 수 있다.
V(i) = I(i)*R + (I(i)-I(i-1))*L/dT + C(i)
이 식에서 R과 L은 각각 코일저항 40과 코일 인덕턴스 42이다. 이러한 방법으로 ..., W(i-2), W(i-1), W(i), ...로 나타내어지는 소망의 음압파에 가깝게 근사하는 음압파 샘플들 ..., W'(i-2), W'(i-1), W'(i), ...를 만들기 위하여 요구되는 입력전압 샘플들의 열, ..., V(i-2), V(i-1), V(i), ...이 계산될 수 있다. 수학식 1 내지 수학식 5에서 가정 관계가 깊은 수학식들은 아래와 같이 모아진다.
C(i) = F(U(i))
D(i) = D(i-1) - C(i-1)dT
U(i) = W(i) + 0.5(W(i+1) - W(i-1))*D(i)
I(i) = -U(i) -(C(i) - C(i-1))*X + G(D(i))
V(i) = I(i)*R + (I(i)-I(i-1))*L/dT + C(i)
이러한 다섯 수학식들은 다음의 파라미터들을 포함하고 있다.
비선형 공기저항 함수 F
적분기 65 스케일링 계수 dT
(지연변조 파라미터)
진동판 질량 관성 파라미터 X
진동판 스프링 압력-긴장 함수 G
코일 저항 R
코일 인덕턴스 파라미터 Y = L/dT
이러한 많은 파라미터들은 도 2의 모델을 구현하기에 충분하다. 파라미터 dT는 단지 수학식 2에서만 독립적인것으로 나타기 때문에 지연변조의 적절한 양을 구하는 것은 선택적이며 샘플 간격과 반드시 동일할 필요가 없다. 파라미터 dT가 나타나는 다른 곳은 단지 L/dT항내 뿐이기 때문에 이러한 계산은 허용된다. 위에서 나타낸 바와 같이 L/dT항을 Y로 대체함에 의하여 코일 인덕턴스를 독립적으로 나타낼 수 있는 능력이 보존된다.
만일 지연변조의 양이 D(t)에 다른 스케일링을 부여하기 위한 dT의 선택에 따라 변화한다면, 진동판 스프링의 압력-긴장곡선이 바뀌는 것을 피하기 위해 함수 G(t)를 바꾸는 것이 필요할 수 있다. 이러한 종속성을 피하기 위해 지연변조 dT를 지연변조 공식인 수학식 2로 전달함으로써 dT 변화가 동일한 압력-긴장곡선을 유지하기 위하여 G(t)가 바뀔 것을 요구하지 않도록 하는 것이 보다 바람직하다. 즉, 다음의 수학식들이 얻어진다.
D(i) = D(i-1) - C(i-1)
U(i) = W(i) + 0.5(W(i+1) - W(i-1))*D(i)*dT
C(i) = F(U(i))
I(i) = -U(i) -(C(i) - C(i-1))*X + G(D(i))
V(i) = I(i)*R + (I(i)-I(i-1))*Y + C(i)
보다 더 단순화하기 위해 공기저항 함수 F(t)가 선형이고 C(i) = U(i)라고 가정한다. 여기서 임의의 스켕일링은 전기적인 신호들을 음파들로 변환하기 위해 특별한 단위들이 가정되지 않았음을 나타낸다. 따라서, 다음의 네 수학식들로 귀착된다.
D(i) = D(i-1) - C(i-1)
C(i) = W(i) + 0.5(W(i+1) - W(i-1))*D(i)*dT
I(i) = -C(i) - (C(i) - C(i-1))*X + G(D(i))
V(i) = I(i)*R + (I(i)-I(i-1))*Y + C(i)
지연변조와 진동판 압력-긴장곡선은 위에서 나열된 수학식들에서 모델링된 비선형 효과들일 뿐이다. 지연변조는 단순히 곱셈의 파라미터 dT로 나타내어지며 진동판 압력-긴장곡선은 함수 G(D(t))로 나타내어진다.
함수 G(D(t)는 기울기 G0의 선형 압력-긴장곡선 더하기 비선형 나머지 G'(D(t)) = G(D(t)) - G0D(t)로 분할될 수 있다. 이것의 목적은 소신호(small signal) 공식들을 선형 등식들:
D(i) = D(i-1) - C(i-1)
C(i) = W(i)
I(i) = -C(i) - (C(i) - C(i-1))*X + G0*D(i)
V(i) = I(i)*R + (I(i)-I(i-1))*Y + C(i)
로 단순화되는 것을 가능하게 하는 것이다. 위에 나타낸 등식들에서 선형 파라미터들은 측정에 의하여 판정될 수 있다. 코일저항 및 인덕턴스 파라미터 R 및 Y의 판정은 당해 분야에 지식이 있는 자에게 이해되는 바와 같이 수월하다. 진동판 질량과 진동판 압력-긴장곡선의 비선형부분은 라우드스피커가 의도된 하우징내에 있을 때 진동판의 기계적 공진주파수와 Q 계수를 측정함에 의하여 판정될 수 있다.
그러면 소신호 파라미터들은 고정되고 지연변조를 나타내는 비선형 파라미터 dT와 압력-긴장곡선의 비선형부분을 나타내는 G'(D(t))는 대신호(large signal) 측정들에 의해 판정될 수 있다. 지연변조는 큰 진동판 변위를 유발하는 저주파 사인파 신호와 저주파수 진동판 변위들에 의해 위상변조에 가장 민감한 고주파 사인파 신호 사이에서의 투톤 테스트(two-tone test)상에서 발생되는 상호변조를 스펙트럼 분석기로 관찰함으로써 판정될 수 있다.
압력-긴장곡선의 비선형부는 스펙트럼 분석기를 사용하여 진폭 함수로서 큰 저주파의 사인파 신호의 조화왜곡들(harmonic distortions)을 관찰하고, 시행착오(trial and error)방법에 의해 상기 비선형부분을 설명하는 함수 G'(D(t))를 찾음으로써 구할 수 있다. 상기 함수는 대수적 신호처리기에서 룩업테이블(look-up table)로 나타낼 수 있다. 또는, 이 곡선은 힘 또는 진동판을 측정량만큼 변위시키는 데 필요한 DC 전류를 물리적으로 측정함으로써 직접적으로 판정될 수 있다. 본 발명은 모델 파라미터의 실시간 판정 또는 적응적 갱신을 위하여 진동판의 변위 또는 운동 센서를 구비하는 것을 포함할 수 있다.
실제로 통상적인 압력-긴장곡선 G'(D(t))는 특정 라우드스피커에 대한 스케일링 계수와 별개로 알려진 것으로 가정할 수 있다. 유사하게 특정 진동판의 기계적 공진들을 유발하는 선형모델 파라미터는 특정의 하우드스피커 사이즈와 제작에 대하여 잘 알려져 있다고 가정할 수 있다. 소신호 주파수응답에 영향을 주는 소신호 파라미터들내의 작은 에러들은 모든 시스템이 보상을 제공하기 위하여 선형 주파수 응답들을 적응시킬 수 있는 능력을 가지고 있다고 가정되므로 크게 중요하지 않다. 예를들어, 수동 등화기 또는 톤 제어기가 사용될 수 있다.
핸즈프리 동작을 위한 라우드스피커를 포함하는 셀룰러 텔레폰에 있어서, 라우드스피커에서 마이크로폰까지의 선형 주파수응답은 인접한 물체들로부터 반향들(reflections), 방 공명들(room resonances), 및 도 1에서 다중경로 음향 채널 18로 설명한 환경(environment)에 의해 유기되는 기타 왜곡들을 포함한다. 에코 또는 잔향으로 알려진 이러한 환경적 왜곡들은 적응적 유한임펄스응답(FIR; finite-impulse-response) 필터와 같은 에코필터에 의해 모델링될 수 있다.
에코 제거에 사용되는 적응적 필터들은, 예를들어 에코 경로 추이 검출(Echo Path Transition Detection)이라는 제목의 후지이(Fujii) 외에 의한 미국특허 제5,237,562호에서 논의되고 있다. 적응적 에코평가 또는 유한임펄스응답 필터를 구비하는 다른 에코 제거기들은 각각 에코 제거기와 에코제거기를 적용한 통신장치라는 제목의 에사키(Esaki) 외에 의한 미국특허 제5,131,032호와 후미부가 긴 에코들을 제거하기 위한 FIR 필터와 IIR필터를 구비하는 에코상쇄기(Echo Canceller Having FIR and IIR Filter for Cancelling Long Tail Echoes)라는 제목의 코이케(Koike) 외에 의한 미국특허 제5,084,865호에서 논의되고 있다. 위에서 인용한 3 종의 특허들은 여기서 전체적으로 참조로 제시되었다.
모델링된 왜곡들은 환경적 왜곡들을 저감시키기 위하여 마이크로폰에 의하여 발생된 음성신호에서 감산된다. 하지만, 에코 또는 잔향은, 부분적으로, 에코필터 16에 의해 모델링되지 않는 상술한 비선형 라우드스피커 효과들로 인하여 불완전하게 모델링된다. 따라서, 에코제거가 불완전하게 된다. 하지만, 위에서 설명한 전치보상 기법들을 사용함으로써 전치보상 필터 12로의 전기적 입력에서 마이크로폰 20 출력까지의 채널은, 에코필터 16에 의하여 보다 정밀하게 모델링되어 더 나은 에코제거가 주어지도록 선형화될 수 있다.
도 1을 참조하여 남아있는 비제거 에코-왜곡 잔류를 연속적으로 저감시키기 위하여 어떻게 전치보상 필터 12가 비선형 왜곡항 dT과 G'(D(i))를 실시간적으로 조정하는데 적용될 수 있는지를 이하에서 설명하고자 한다. 도 1에 상술한 논의에 따라 전치보상 라우드스피커 입력신호 V(t)를 발생시키기 위하여 전치보상 필터 12에 인가되는 소정의 음압파를 나타내는 입력신호 W(t)를 나타내고 있다. 전치보상 필터 12는 라우드스피커의 참 비선형(true non-linear) 전달함수 H의 추정값H의 인버스 연산H -1을 수행한다. 즉,H와H -1가 완벽하게 모델링되면:
H -1(W(t)) = V(t) 이고,
H(V(t)) = W'(t) = W(t)가 된다.
만일H와H -1가 참 함수들(true fuctions)의 근접 근사이면, 라우드스피커는 전치보상된 입력신호 V(t)를 입력신호 W(t)로 나타내어지는 소망의 음압파의 근접 근사값인 음압파 W'(t)로 변환시킨다.
하지만, 상기 모델 파라미터들에서의 에러들에 기인하여, 상기 추정값은 정확하지 않을 수 있으며, 음압파형내에는 왜곡들이 계속 존재할 수 있다. 이 파형은 음향 다중경로 채널 18을 따라 마이크로폰 20에 전파되어 에코 또는 잔향성분을 갖는 음성신호 Z(t)를 발생시킨다. 전치보상 필터 12 입력신호 W(t)에서 마이크로폰 증폭기 36 출력 음성신호 Z(t)의 전체 경로는 에코필터 16에 의하여 모델링되며, 그 출력추정 에코신호 Z'(t)와 신호 Z(t)의 에코부분사이의 평균제곱에러를 줄이기 위하여 그 계수들 a1, a2, a3, ..., an이 선택된다. Z'(t)는 신호 Z(t)의 에코부분에 대한 근접 예측값이며 에코를 신호 E(t)의 작은 잔류성분까지 줄이기 위하여 Z(t)에서 감산되는 것이 바람직하다.
이러한 적응적 에코제거기의 실제적인 구현들은 에코필터 16의 복잡도가 증가할수록 신호 E(t)의 잔류에코부분에 대한 억제가 증가하는 것으로 나타난다. 복잡도는 에코필터 16에 의해 사용된 계수 ai의 수를 증가시킴에 의해 증가된다. 하지만, 전치보상 수단들을 사용하지 않을 때, 에코필터에 의해 모델링되지 않는 비선형 라우드스피커 왜곡들에 기인하여 한계에 도달한다. 본 발명의 바람직한 실시예는 이러한 왜곡들을 전치보상 필터 12에 의해 저감시키기 때문에 신호 E(t)의 잔류에코부분이 보다 더 저감된다. 만일 전치보상필터 12가 비선형 라우드스피커 왜곡들을 정확하게 제거한다면, 에코필터 16의 선형채널 모델링을 향상시킴에 의해 신호 E(t)의 잔류에코부분을 무제한으로 줄일 수 있다.
이하는 신호 E(t)의 잔류에코부분을 저감시키기 위하여, 라우드스피커 전달함수 H의 추정값H의 인버스 연산H -1의 근사값을 개선하여 전치보상 필터 동작을 개선시킴에 의해, 비선형 효과들과 관련된 라우드스피커 모델의 파라미터들을 갱신 또는 습득되는 데 대한 절차를 서술하기로 한다. 신호들 V(t), W(t), 및 Z(t)의 해당 세그멘트들이 메모리를 포함할 수 있는 전치보상 필터 수정기 34에서 먼저 수집된다. 비선형 효과들을 가장 잘 추정하기 위하여 이러한 신호들의 대신호 세그멘트들이 수집되는 것이 바람직하다. 핸즈프리 동작을 위해 라우드스피커를 갖는 텔레폰에 있어서 어느쪽이 말하고 있는지를 판정하기 위하여 마이크로폰 출력 음성신호에 대한 라우드스피커 신호의 비율이 조사될 수도 있다. 신호 세그멘트들은 마이크로폰 음성신호 Z(t)가 국부적으로 발생된 음성을 함유하지 않도록 원격지에서 말을 할때만 선택되어야 하는것이 바람직하다. 따라서, 마이크로폰 음성신호 Z(t)는 거의 대부분의 에코 또는 잔향 성분들을 포함한다. 다음에는 필터가 신호 W(t)의 세그멘트를 신호 Z(t)의 에코부분에 가능한 근접한 일치값으로 변환하도록 에코필터 16의 계수들 ai가 선택된다. 이 변환된 신호는 Z'(t)로 칭한다.
다음으로, 수정된 파형 W'(t)가 신호 Z(t)의 실제 에코부분으로 변환될 계수들을 사용하여 계산된다. 파형 W'(t)를 유도하는 하나의 방법으로 인버스 FIR 필터에 가장 가용적인 FIR 근사를 사용하거나, 출력부에서 Z(t) 샘플들에 근접 일치값을 구하기 위하여 W'(t) 샘플들의 수학식들의 세트를 푸는 것이 있다.
주어진 전치보상된 입력신호 V(t) 세그멘트를 수정된 W'(t) 파형 세그멘트들로 변환시키는 라우드스피커 전달함수 H의 추정 파라미터들H를 찾음으로써, 전치보상필터 입력에서 라우드스피커와 다중경로를 통한 전체적인 채널이 근사적으로 선형 채널인 최소한 하나의 입력신호 세그멘트 W(t)를 적절하게 전치보상하는 모델을 얻을 수 있다. 만일 파형 W'(t) 세그멘트가 모든 가능한 파형들을 충분히 나타낸다면, 모든 다른 파형들에 대한 전치보상 필터 동작은 적절할 수 있다. 이러한 원칙은 세그멘트들이 많은 파형들과 스펙트럼들의 예들을 포함하기에 충분하게 길다면 달성될 수 있다.
이제 도 2에서 모델링된 라우드스피커의 입력노드 A에 인가되는 주어진 전치보상 입력신호 V(t)가 라우드스피커의 출력노드 B에서 두번째로 주어진 파형 W'(t)로 변환되기 위하여 어떻게 모델 파라미터들이 갱신될 수 있는지를 설명하기로 한다. 도 2의 모델은 먼저 입력노드 A에 인가되는 전치보상된 입력신호 V(t)로부터 노드들 C' 및 D에서의 신호들을 계산하는데 사용된다. 이것은 다음의 이산시간 수학식들에 의해 수행된다.
I(i) = (A(i) + Y*I(i-1) -C(i-1))/(R+Y)
C(i) = (G(D(i-1)) + X*C(i-1) - I(i))/(1+X)
D(i) = D(i-1) - C(i)
수학식 7의 인버스는 지연변조의 부호만 바꿈으로써 얻어진다. 즉, 만일 수학식 7과 같이,
C(i) = W(i) + 0.5(W(i+1) - W(i-1))*D(i)*dT
이면,
W(i) = C(i) - 0.5(C(i+1) - C(i-1))*D(i)*dT
가 만족된다. 지연변조 파라미터 dT는 이제 수학식 13이 보다 정확하게 주어진 파형 W'(t)를 재현하도록 갱신될 것이다. 이는 먼저 상기 파형:
B(i) = 0.5(C(i+1) - C(i-1))*D(i)
을 선계산하고, W'(i)-C(i)+B(i)*dT의 제곱들의 합이 저감되는 dT를 구함으로써 수행된다.
이 dT값은:
dT= ( B(i)*(W(i)-C(i) )
로 주어진다. 다시 말하면, B(i)는 i = 1에서 N 샘플까지에 걸쳐 W(i)-C(i)와 상관된다.
비선형 진동판 스프링 함수 G(t)는 다음과 같이 갱신될 수 있다. 소망의 음압파형을 만들 신호들 C(t) 및 D(t)의 샘플들 C(i) 및 D(i)를 계산하기 위해 수학식 6과 수학식 7이 사용된다. 다음으로는 C(i)가 주어지고 샘플들 V(i)로 신호 V(t)가 주어진 신호 I(t)의 샘플들 I(i)를 계산하기 위해 수학식 10이 사용된다. 다음에는 수학식 8이 반대로 되어,
G(D(i)) = I(i) + C(i) +(C(i) - C(i-1))*X
가 된다.
만일 함수 G(D(t))가 다항식 G0*D(t) + G1*D2(t) + G2*D3(t) + ...로 표현된다면 계수들은 범용 최소제곱 다항 최적화 과정(least-squares polynomial fitting procedure)에 의해 판정될 수 있다. 이것은 또한 기계적 공진주파수의 모델링에 영향을 주는 선형 파라미터 G0도 갱신시킨다는 것에 주목하여야 한다. 또한, 파라미터 G0는 바뀌지 않은채로 있고, 비선형 계수들 G1,G2,...만 갱신될 수도 있다.
위에서 논의된 방법은 주어진 출력신호 Z(t)를 가능한 정확하게 구하기 위하여 주어진 필터로의 입력파형 W'(t)의 계산을 요구할 수도 있다. 이는 실질적으로 항상 가능하지는 않은 필터 전달함수의 인버팅을 설명하고 있다. 만일 이 절차가 받아들여진다면 인버스 필터로의 근사가 사용될 수 있다. 이러한 근사는, 예를들어, 여기에 참고로 병합시킨 개시물인, 로버트 및 물리스(Roberts Mullis)의 디지탈 신호 처리(Digital Signal Processing), 애디슨-웨슬리(Addison-Wesley)출판(1987), 제 7 장에서 개시된 기법들에 의해 계산될 수 있다.
다른 접근방법으로서는 도 2의 라우드스피커 모델의 인버스인, 음압파형 W'(t) 또는 전치보상 필터의 입력에서의 입력신호 W(t)가,
W(i) = C(i) - 0.5(C(i+1) - C(i-1))*D(i)*dT
와 같은 수학식 13에 의하여 근사되는, 지연변조기 66에 기인한 두 부분들의 합으로 구성된다는 것을 주목하는 것이다.
상기 수학식의 첫번째 부분인 C(i)는 비지연변조된 파형이고 두번째 부분은 지연변조 계수 dT에 의해 스케일링되는 동 미분 및 적분의 곱이다. 에코필터가 선형이기 때문에 그 출력 Z'(t)는 수학식 13의 첫번째 및 두번째 부분들을 나누어 필터링함에 의해 구해진 출력들의 합이 된다. C(i)는 본래 파형 W'(t)로부터 수학식 7에 의하여 계산되었고, D(i)는 수학식 6 내지 수학식 9를 사용하여 계산되었다. 따라서, 수학식 13의 두번째 부분은,
Q(i) = 0.5(C(i+1)-C(i))*D(i)
와 같이 계산될 수 있다.
다음에 C(i)와 Q(i)는 두 신호들 Z1(t)와 Z2(t)의 샘플들을 구하기 위하여 에코필터 16을 사용하여 분리되어 정방향으로 각각 필터링된다. 이산-시간 샘플들은 Z1(i)와 Z2(i)로 나타내어진다. 이제 (ALPHA)*Z1(t) + (BETA)*Z2(t)가 Z(t)에 가능한 같게 되도록 ALPHA 곱하기 Z1(t) 더하기 BETA 곱하기 Z2(t)가 계산된다. Z(i)에 매칭되어 평균제곱 에러를 저감시키는 ALPHA와 BETA의 해는:
ALPHA = ; BETA =
여기서: a = [Z1 2(i)]
d = [Z2 2(i)]
b = c = [Z1(i)*Z2(i)]
즉, 두 신호들 C(i)와 Q(i)에 대한 새로운 값들 ALPHA와 BETA는 동일한 전치보상된 입력신호 V(t)가 주어진 도 2의 모델에 의하여 만들어지는 것으로 기대된다. 이 채널은 모델 파라미터들을 갱신함에 의해 영향을 받는다. 하지만 전체 스케일링상에서의 변화는 FIR 필터 계수들에 의해 영향을 받기 때문에 지연변조 파라미터 dT를 새로운 값 BETA/ALPHA로 갱신함에 의해 상기 모델에 의하여 만들어지는 두 신호들 C(i)와 Q(i)의 비율만 갱신할 것이다. 동시에, 에코필터 16의 FIR 필터 계수들은 모두 ALPHA에 의해 곱해진다. 이로 인하여 소정의 신호들 Z1(t)와 Z2(t)이 에코필터 16 출력부에서 Z(t)에 가장 근접하게 일치되는 합 신호로서 만들어지게 된다. 게다가 라우드스피커내에서 발생되는 비선형 지연변조의 추정값을 향상시켰음에 의해 신호 E(t)의 잔류에코부분이 이전의 값에 비하여 저감된다. 또한 진동판 스피링 압력-긴장 다항계수들이 에코필터 16의 인버젼을 요구하지 않고 재평가될 수 있다.
동일 전치보상된 입력신호 V(t)를 도 2의 모델에 사용하여, 출력파형들 W(t)와 W1(t)가 원상태와 약간 수정된 다항계수들을 가지고 계산되어 진다. 예를들어, 3차 계수 G2는 그 값의 16분의 1 씩 증가된다. 다음으로 파형 W1(t)-W(t)내의 변화가 신호 Z3(t)를 구하기 위하여 에코필터 16에 의하여 필터링된다. 그러면 Z3(t)의 GAMMA 크기는 Z'(t)를 Z(t)에 보다 근접시키는 것으로 나타난다. 그 양는 다음의 식에 의하여 주어진다.
다음으로 3차 계수는 신호 E(t)의 잔류에코 부분을 저감시키기 위한 소망의 신호 Z3(t)를 만들기 위하여 상기 계수의 기존값에 본래값 GAMMA/16을 더함으로써 수정된다.
즉, 이상에서 어떻게 라우드스피커의 비선형 모델이 많은 파라미터들의 항들로 모델링되고, 라우드스피커 왜곡의 효과들을 저감시킬 전치보상된 라우드스피커 입력신호를 발생시키는 절차를 만들기 위해 반대로 되는지를 나타내었다. 또한, 실시예상에서 전치보상 필터를 튜닝할 목적으로 어떻게 라우드스피커 선형 및 비선형 모델 파라미터들이 측정될 수 있는지가 개시되었다. 본 명세서에서는 또한 어떻게 마이크로폰을 사용함에 의해 음성이 마이크로폰 출력 음성신호로 변환되고 라우드스피커와 전치보상 수단들의 조합에 대한 전체적인 선형성을 연속적으로 향상시키기 위해 라우드스피커 모델 파라미터들을 적응적으로 갱신시킬 수 있는지를 개시하고 있다. 이러한 발명은 전이중성, 핸즈프리 기능을 갖는 라우드스피커 테레폰이나 셀룰러 무선텔레폰에서의 에코 제거의 향상 뿐만 아니라 향상된 음성 충실도를 갖는 오디오시스템들을 제공하는데 유용하다.
당해 분야의 기술적 지식을 가진자에 의해 이해되는 바와 같이 상기 모델들과 수학식들에서의 변수들은 특정 응용들이나 음향적 라우드스피커들에 적합하게 만들어질 수 있다. 또한 본 발명은 아날로그-디지탈 및 디지탈-아날로그 변환기들을 갖는 특별한 디지탈 신호처리 회로들, 범용의 프로그래머블 디지탈 신호처리 회로들 또는 이의 조합들을 사용하여 구현될 수 있다. 결국, 앞에서 기술한 명세서의 설명부 및 도면들에서 개시한 교훈의 장점을 가지는 본 발명의 많은 변형 및 다른 실시예들이 당해분야에 지식이 있는 자에 있어 가능할 것이다. 따라서, 본 발명은 개시된 특정한 실시예에 한정되지 않으며 변형들이 첨부된 클레임의 범위내에 포함되어지는 것으로 해석되어야 한다.
본 발명은 오디오 시스템에 관련된 것으로, 특히 라우드스피커내의 음성 왜곡을 제거하는 장치들과 방법들을 제공한다.

Claims (25)

  1. 오디오 입력부로 인가되는 오디오 입력신호에 응답하여 상기 오디오 입력신호의 선형적 함수인 바람직한 선형성분과, 상기 오디오 입력신호의 비선형적 함수인 바람직하지 않은 비선형성분을 포함하는 음압파를 발생시키는 라우드스피커;
    전치보상된 출력신호를 만들기 위하여 상기 바람직한 선형성분을 나타내는 입력신호를 전치보상하고, 상기 바람직하지 않은 비선형 성분을 저감시키도록 상기 전치보상된 출력신호를 상기 오디오 입력부로 인가하는 전치보상 필터;
    상기 음압파를 음성신호로 변환하는 마이크로폰; 및
    상기 음성신호와 상기 입력신호에 응답하여 상기 바람직하지 않은 비선형 성분을 더 저감시키기기 위하여 상기 전치보상 필터를 수정하는 전치보상 필터 수정기를 포함하는 적응적 전치보상 라우드스피커 텔레폰.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 입력신호에 응답하여 추정 에코신호를 발생하는 에코필터; 및
    상기 음성신호의 에코부분을 저감시키기 위해 상기 음성신호로부터 상기 추정 에코신호를 감산하는 감산기를 더 포함하는 적응적 전치보상 오디오 시스템.
  3. 제 1 항에 있어서, 상기 전치보상 필터는 상기 입력신호에 응답하여 추정 에코신호를 발생시키는 에코필터와, 상기 음성신호의 에코부분을 저감하기 위하여 상기 음성신호에서 상기 추정 에코신호를 감산하는 감산기를 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 적응적 전치보상 오디오 시스템.
  4. 제 2 항에 있어서, 상기 에코필터는
    상기 음성신호의 에코부분을 더 저감시키기 위하여 상기 입력신호와 상기 추정 에코신호 및 상기 음성신호에 응답하여 상기 에코필터를 수정하는 수정기를 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 적응적 전치보상 오디오 시스템.
  5. 제 2 항에 있어서, 상기 에코필터는 유한 임펄스응답 필터를 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 적응적 전치보상 오디오 시스템.
  6. 제 1 항에 있어서, 상기 전치보상 필터는 디지탈 신호처리기를 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 적응적 전치보상 오디오 시스템.
  7. 제 1 항에 있어서, 상기 전치보상 필터는 상기 전치보상 출력신호를 만들기 위해 상기 입력신호에 대해 상기 라우드스피커의 비선형 전달함수의 추정인 변환을 수행하는 수단을 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 적응적 전치보상 오디오 시스템.
  8. 제 7 항에 있어서, 상기 비선형 전달함수는 상기 라우드스피커의 지연변조와 상기 라우드스피커의 진동판 압력-긴장곡선의 어느 하나를 나타내는 것을 특징으로 하는 적응적 전치보상 오디오 시스템.
  9. 오디오 입력부로 인가되는 오디오 입력신호에 응답하여 상기 오디오 입력신호의 선형적 함수인 바람직한 선형성분과, 상기 입력신호의 비선형적 함수인 바람직하지 않은 비선형성분을 포함하는 음압파를 발생시키는 출력변환기;
    전치보상된 출력신호를 만들기 위하여 상기 바람직한 선형성분을 나타내는 입력신호를 전치보상하고, 상기 바람직하지 않은 비선형 성분을 저감하기 위하여 상기 전치보상된 출력신호를 상기 오디오 입력부로 인가하는 전치보상 수단; 및
    상기 바람직하지 않은 비선형 성분을 더 저감시키기 위하여 상기 음압파와 상기 입력신호에 응답하여 상기 전치보상 수단의 동작을 수정하는 전치보상 수단 수정기를 포함하는 적응적 전치보상 오디오 시스템.
  10. 제 9 항에 있어서, 상기 전치보상 수단 수정기는 상기 음압파를 음성신호로 변환하는 입력변환기를 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 적응적 전치보상 오디오 시스템.
  11. 제 10 항에 있어서,
    상기 입력신호에 응답하여 추정 에코신호를 발생시키기 위한 에코필터; 및
    상기 음성신호의 에코부분이 저감되도록 상기 추정 에코신호와 상기 음성신호를 조합하는 조합수단을 더 포함하는 적응적 전치보상 오디오 시스템.
  12. 제 11 항에 있어서, 상기 에코필터는 상기 음성신호의 에코부분이 더 저감되도록 상기 입력신호와 상기 추정 에코신호 및 상기 음성신호에 응답하여 상기 에코필터를 수정하는 수정수단을 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 적응적 전치보상 오디오 시스템.
  13. 제 11 항에 있어서, 상기 에코필터는 유한 임펄스응답 필터를 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 적응적 전치보상 오디오 시스템.
  14. 제 9 항에 있어서, 상기 전치보상 수단은 디지탈 신호처리기를 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 적응적 전치보상 오디오 시스템.
  15. 제 14 항에 있어서, 상기 전치보상 수단은 상기 전치보상 출력신호를 발생시키기 위하여 상기 출력변환기의 인버스 전달함수의 추정인 수학적 변환으로서 상기 입력신호에 대해 상기 수학적 변환을 수행하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 적응적 전치보상 오디오 시스템.
  16. 오디오 입력부로 인가되는 오디오 입력신호에 응답하여 상기 오디오 입력신호의 선형적 함수인 바람직한 선형성분과, 상기 입력신호의 비선형적 함수인 바람직하지 않은 비선형성분을 포함하는 음압파를 발생시키는 출력변환기;
    전치보상된 출력신호를 만들기 위하여 상기 바람직한 선형성분을 나타내는 입력신호를 전치보상하고, 상기 바람직하지 않은 비선형 성분을 저감시키도록 상기 전치보상된 출력신호를 상기 오디오 입력부로 인가하는 전치보상 수단;
    상기 음압파를 에코부분을 포함하는 음성신호로 변환하는 입력변환기; 및
    상기 입력신호에 응답하여 추정 에코신호를 발생시키고 상기 음성신호의 에코부분이 저감되도록 상기 추정 에코신호와 상기 음성신호를 조합하며, 상기 음성신호의 에코부분이 더 저감되도록 상기 전기적 출력신호와 상기 입력신호에 응답하여 상기 전치보상 수단을 수정하는 에코필터를 포함하는 적응적 전치보상 오디오 시스템.
  17. 제 16 항에 있어서, 상기 에코필터는 상기 음성신호의 에코부분이 더 저감되도록 상기 입력신호와 상기 추정 에코신호 및 상기 음성신호에 응답하여 상기 에코필터의 동작을 수정하는 수정수단을 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 적응적 전치보상 오디오 시스템.
  18. 제 16 항에 있어서, 상기 에코필터는 유한 임펄스응답 필터를 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 적응적 전치보상 오디오 시스템.
  19. 제 16 항에 있어서, 상기 전치보상 수단은 디지탈 신호처리기를 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 적응적 전치보상 오디오 시스템.
  20. 오디오 입력신호에 응답하여 상기 입력신호의 선형적 함수인 바람직한 선형성분과, 상기 입력신호의 비선형적 함수인 바람직하지 않은 비선형성분을 포함하는 음압파를 발생시키는 라우드스피커를 포함하는 오디오시스템내의 왜곡들에 대한 적응적 전치보상 방법에 있어서,
    상기 바람직한 선형성분을 나타내는 입력신호를 공급하는 단계;
    전치보상된 출력신호를 발생시키기 위하여 상기 입력신호에 전치보상 작용을 수행하는 단계;
    상기 바람직하지 않은 비선형성분을 저감시키도록 출력 음압파를 발생시키기 위하여 상기 전치보상된 출력신호를 상기 라우드스피커에 인가하는 단계;
    상기 소망의 음압파와 상기 출력 음압파 사이의 차이를 판정하는 단계;
    상기 바람직하지 않은 비선형성분을 더 저감시키기 위하여 상기 차이에 응답하여 상기 전치보상 작용을 적응시키는 단계를 포함하는 적응적 전치보상 방법.
  21. 제 20 항에 있어서,
    상기 입력신호에 응답하여 추정 에코신호를 생성하기 위해 에코 추정 작용을 수행하는 단계;
    에코부분을 포함하는 음성신호를 발생시키기 위하여 상기 출력 음압파를 변환하는 단계;
    상기 음성신호의 상기 에코부분을 저감시키기 위하여 상기 음성신호로부터 추정 에코신호를 감산하는 단계를 더 포함하는 적응적 전치보상 방법.
  22. 제 21 항에 있어서, 상기 음성신호의 상기 에코부분을 더 저감시키기 위하여 상기 입력신호와 상기 출력음압파 및 상기 추정 에코 작용에 응답하여 상기 추정 에코 작용을 적응시키는 단계를 더 포함하는 적응적 전치보상 방법.
  23. 제 21 항에 있어서,
    상기 음성신호가 실질적으로 에코부분만을 포함할 때 상기 적응단계가 수행됨에 있어서 언제 상기 음성신호가 실질적으로 에코부분만을 포함하는지를 판정하기 위하여 상기 입력신호와 상기 음성신호를 비교하는 단계를 더 포함하는 적응적 전치보상 방법.
  24. 제 20 항에 있어서, 상기 공급하는 단계는 테스트 신호를 공급하는 단계를 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 적응적 전치보상 방법.
  25. 제 20 항에 있어서, 상기 전치보상 작용은 상기 라우드스피커의 비선형 전달함수의 수학적 인버스의 추정을 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 적응적 전치보상 방법.
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