JPH11243333A - 分布型直流レベルシフト回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 分布型直流レベルシフト回路をインダクタで
はなく伝送線路を用いて実現する場合でも反射特性を劣
化させないようにすることである。 【解決手段】 直列接続された直流レベルシフトダイオ
ードの接合部面積を任意の整数例えば２で等分割し、分
割された２つの直列接続された直流レベルシフトダイオ
ード２９のカソード端子間に伝送線路３０を接続し、ア
ノード端子間に伝送線路３１を接続した構成を特徴とし
ている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ドレイン接地トラ
ンジスタと任意の数の直列接続された直流レベルシフト
ダイオードと伝送線路を単位回路（区間）に用いた分布
型直流レベルシフト回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図９は、ドレイン接地トランジスタと直
流レベルシフトダイオードを用いた典型的な直流レベル
シフト回路を示す。図において、１は入力端子、２は出
力端子、３はトランジスタ（ドレイン接地）、４は直流
レベルシフトダイオード、５は電源もしくは電気的接地
（以下、接地という）、６は入力側整合回路、７は出力
側整合回路、８はバイアス回路を示す。図中のバイアス
回路８は省略可能である。また出力側整合回路７とこれ
に接続された接地５は、省略した場合に出力インピーダ
ンスが整合インピーダンスに近い値をとる場合には省略
可能である。図９では便宜上直流レベルシフトダイオー
ドが４個のものを示したが、一般には任意の数のレベル
シフトダイオードが用いられる。直流レベルシフト回路
は任意の回路ＡとＢを直流結合する回路で、回路Ａの出
力側直流電位と回路Ｂの入力側直流電位が異なる際に、
ドレイン接地のトランジスタ３のゲート・ソース間電位
差とレベルシフトダイオード４の電極間電位差の総和が
回路間の電位差と等しくなるよう設計される。ドレイン
接地のトランジスタ３の直流利得Ａ_V(DC)はトランジス
タのドレイン・ソース間抵抗（Ｒ_ds）が十分大きいとし
て無視すると、以下の式（１）で表わされる。

【０００３】

【数１】 ここで、ｇ_m はトランジスタ３の相互コンダクタンス、
Ｚ₀ は整合インピーダンスである。この式（１）から分
かるように、ドレイン接地トランジスタの利得は１（０
ｄＢ）以下であり、ゲート幅の大きなトランジスタ（ｇ
_m の大きなトランジスタ）を用いれば、利得は１（０ｄ
Ｂ）に近付く。しかしながら、トランジスタの寄生容量
の値が大きくなるため高周波特性が劣化し、直流レベル
シフト回路の周波数帯域は狭くなる。

【０００４】直流レベルシフト回路を用いて接続される
回路が広帯域な特性をもっている場合、直流レベルシフ
ト回路の周波数帯域が広帯域であることが求められるが
図９に示す回路では周波数帯域を広くとるためにはゲー
ト幅の小さなトランジスタを用いなければならず、結果
として直流レベルシフト回路の挿入損失が大きくなって
しまう。この問題を解決するために、従来分布型直流レ
ベルシフト回路が用いられてきた。

【０００５】図１０に典型的な分布型直流レベルシフト
回路を示す。図中、１〜８は図９と同様のものを示し、
さらに９は入力側伝送線路、１０，１１は出力側伝送線
路、１２は単位回路（区間）、１３は入力側整合終端回
路、１４は出力側整合終端回路を示す。図９と同様に出
力側整合終端回路１４とこれに接続された接地５、そし
てバイアス回路８は省略可能である。また、出力側整合
終端回路１４とこれに接続された接地５を省略した際に
は出力側整合終端回路１１も省略可能である。図１０も
図９と同様に、便宜上直流レベルシフトダイオードが４
個のものを示したが、一般には任意の数のダイオードが
用いられる。また、図１０では単位回路（一般に区間と
呼ぶ）１２が４区間の構成を示したが、この区間数も任
意である。

【０００６】分布型直流レベルシフト回路は、直流レベ
ルシフト回路の入出力に生じる寄生容量が疑似定Ｋ型フ
ィルタ回路の分路容量となるようにインダクタもしくは
伝送線路を付加した構成で、この疑似定Ｋ型フィルタが
非常に高いカットオフ周波数をもつため、通常の直流レ
ベルシフト回路にくらべて広帯域な特性を実現すること
ができる。また、区問数を増加させることにより総ゲー
ト幅を大きくすることができるため、広帯域な特性を維
持したまま低損失な特性を実現できる。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、この分
布型直流レベルシフト回路をインダクタではなく伝送線
路を用いて実現する場合（主に集積回路で実現する場
合）、以下の問題が生じる。

【０００８】理想的な定Ｋ型低域フィルタは、インダク
タ（Ｌ）と容量（Ｃ）のみで構成されるため、そのＴ区
間の影像インピーダンスＺ_Tは以下の式で表わされる。

【０００９】

【数２】 ここで、ωは角周波数、ω_c は定Ｋ型低域フィルタのカ
ットオフ角周波数（角周波数は周波数をｆとするとω＝
２π・ｆの関係にあり、１対１対応であるので便宜上、
カットオフ角周波数はカットオフ周波数と置き換えて表
現する。）は一般に以下の式（３）で表わされる。

【００１０】

【数３】 式（３）から明らかなように、カットオフ周波数以下の
帯域内では影像インピーダンスは実数であり、直流で

【００１１】

【数４】 カットオフ周波数で０となる。カットオフ周波数以上の
高周波帯では純リアクタンスとなる。すなわち実部だけ
に着目した場合、カットオフ周波数以上の帯域では０で
ある。実際の分布増幅型回路では、直流での影像インピ
ーダンスを入出力の整合インピーダンスと等しく設計す
ることにより、広帯域な入出力整合を実現するが、一般
に終端回路には整合インピーダンスと等しい抵抗を用い
るため、回路の入出力端から見たインピーダンスは高周
波帯で影像インピーダンスとは異なった値をとる。図１
１では、便宜上１区間の対称Ｔ型回路を用いて一方の端
子を抵抗

【００１２】

【数５】 で終端している。図１１において、１と５は図９と同様
のものを示し、１５はインダクタ（Ｌ／２）、１６は容
量（Ｃ）、１７は整合終端抵抗（Ｒ₀ ）を示す。この場
合の入力端子１からみた入力インピーダンスＺ_inは以下
の式で表わされる。

【００１３】

【数６】 この式（４）から明らかなように、直流で入力インピー
ダンスの実部は

【００１４】

【数７】 虚部は０であり、周波数がカットオフに達したとき、

【００１５】

【数８】 となり、実部はＲ₀ の１／５となる。実部は周波数の増
加と共に単調減少し、０に漸近する関数となる。

【００１６】一方、図１２に示すように、インダクタの
代わりに特性インピーダンスＺ_l で長さｌ／２の伝送線
路を２本用い、対称Ｔ型回路１区間の一方の端子を抵抗
Ｒ₀で終端した場合、他端からみた入力インピーダンス
Ｚ_inは以下の式で表わされる。

【００１７】

【数９】 図１２中の記号は、１、５、１７は図１１と同様のもの
を表わし、１８は伝送線路（特性インピーダンスＺ_l 、
長さｌ／２）、１９は容量を表わす。正確には伝送線路
１８の分路容量と容量１９の和が図１１における容量１
６と等しくなるように設計されるが、ここでは便宜上伝
送線路１８の分路容量と容量１９の和に相当する容量
が、図中の容量１９のように伝送線路１８の間に集中定
数素子的に存在するという近似を用いている。また、式
（６）中では便宜上容量１６に無損失の伝送線路を仮定
しており、記号βは

【００１８】

【数１０】 で表わされる伝送線路の位相定数である。ここでλは波
長、ε_eff は伝送線路の実効誘電率、ｃ₀ は真空中の光
速度である。この入力インピーダンスの式から明らかな
ように、伝送線路を用いて構成された疑似定Ｋ型フィル
タ回路では入力インピーダンスは単調な関数にはならな
い。例えばこの伝送線路の長さｌ／２が１／４波長とな
る周波数では、

【００１９】

【数１１】 であるので、入力インピーダンスＺ_inは

【００２０】

【数１２】 となる。すなわち

【００２１】

【数１３】 の周波数で実部はＲ₀ となり、虚部はωＣＺ² _lとなるよ
うな周期的な関数となる。実際には図１３に示すように

【００２２】

【数１４】 となる周波数近傍で入力インピーダンスの実部は高いピ
ークをもつ。図１３は、特性インピーダンスが５０Ω、
カットオフ周波数が５０ＧＨｚのフィルタの入力インピ
ーダンスの実部の周波数依存性を示したもので、図中、
曲線２０は図１１に示した回路の入力インピーダンス実
部、曲線２１は図１２に示した回路の入力インピーダン
ス実部を示す。図中、曲線２０がカットオフ周波数で１
０Ω（５０Ωの１／５）になっていることが分かる。ま
た、曲線２１はカットオフ周波数で５０Ωの約１／２と
なっており、曲線２０に比べてインピーダンスの低下が
緩やかであることが分かる。

【００２３】曲線２１で用いた伝送線路の特性インピー
ダンスは７５Ωであるが、伝送線路の長さは伝送線路の
単位長さ当たりのインダクタンスと容量をそれぞれ
Ｌ_l，Ｃ_lとすると、

【００２４】

【数１５】

【００２５】

【数１６】 であるので、

【００２６】

【数１７】 となる。これを式（９）に代入すると、

【００２７】

【数１８】 となる。従って、図１２中の１８の伝送線路長さｌ／２
がλ／４となる周波数は、

【００２８】

【数１９】 から

【００２９】

【数２０】 である。一方、カットオフ周波数ｆ_c は、

【００３０】

【数２１】

【００３１】

【数２２】 い周波数になるが、伝送線路の特性インピーダンスは一
般にＲ₀ に比べて極端に 図１３ではカットオフ周波数（５０ＧＨ_z）の約２．３
６倍の周波数でＲ_e（Ｚ_in）が再び５０Ωになっている
ことが分かる。このように、インダクタを用いた場合と
伝送線路を用いた場合の違いは、主に高周波帯で顕著で
ある。

【００３２】通常の分布増幅型回路に於いては、入出力
インピーダンスが直流近傍で整合インピーダンスと等し
く設計され、フィルタのカットオフ周波数近傍で一度イ
ンピーダンスが低下したところで帯域上限が定まる。実
際の分布増幅型回路はフィルタ回路が減衰定数をもつた
め、回路の−３ｄＢ帯域はカットオフ周波数よりも低く
なるため、この入出力インピーダンスのピークによる入
出力整合特性の劣化が問題になることはなかった。しか
しながら分布型直流レベルシフト回路に於いては、以下
に述べる回路固有の問題点により、出力側反射特性がこ
の高周波帯におけるインピーダンスの過剰上昇によって
劣化することが分かっている。

【００３３】一般に分布型直流レベルシフト回路では、
十分低い挿入損失を得るために総ゲート幅を広く設計す
ることが多く、このため分布型直流レベルシフト回路の
出力インピーダンスは直流近傍で非常に低い値をとる。
図１４に示すように、フィルタの縦続素子を再びインダ
クタで近似し、分路インピーダンスを抵抗Ｒと容量Ｃで
構成すると、入力インピーダンスは以下の式で表わされ
る。

【００３４】

【数２３】 なお、図１４中１、５、１５〜１７は図１１と同様のも
のを表わし、さらに２２は抵抗（Ｒ）を表わす。入力イ
ンピーダンスの実部は、Ｒ＝∞（図１１）において定義
されたカットオフ周波数で以下の式となる。

【００３５】

【数２４】 例えばＲ＝Ｒ_O としたときＲ_e （Ｚ_in）は最大値をと
り、Ｒ₀ ／３となる。これは、Ｒ＝∞のときの値である
Ｒ₀ ／５と比べて増加していることがわかる。インダク
タの代わりに伝送線路を用いた場合に於いての入力イン
ピーダンスは式が複雑なため割愛するが、インダクタを
使ったときと同様の傾向でインピーダンスの 図１５に分路容量に並列に抵抗を付加した場合の入力イ
ンピーダンス実部の周波数依存性を示す。図中、２３は
図１４に示した回路の入力インピーダンス実部、曲線２
４は図１４の回路のインダクタを伝送線路に置き換えた
場合の入力インピーダンス実部を表わす。図から分かる
ように、曲線２３はカットオフ周波数 インピーダンスの上昇までほぼ単調増加している。

【００３６】この図から分かるように疑似定Ｋ型フィル
タの分路抵抗がない場合の影像イン 到達するまで出力インピーダンスの実部はＲ₀ に達しな
い。一般にドレイン接地型トランジスタに於いてはトラ
ンジスタの出力側の容量成分が小さい為、出力側の疑似
定Ｋ型フィルタの伝送線路長を長めに設計し、ＬＣの積
を入力側フィルタと等しくなるよう設計することにより
位相速度整合をとるとともに、帯域内での出力インピー
ダンスがＲ₀ に近くなるように設計最適化がなされる。
しかしなが クが低周波側にシフトするので、高周波帯では出力イン
ピーダンスの過剰上昇が生じてしまう。このため高周波
帯で出力側反射特性が劣化してしまうという問題点があ
った。

【００３７】図１６に、実際に設計された分布型直流レ
ベルシフト回路の入出力インピーダンス実部の周波数依
存性を示す。図中、２５は出力インピーダンス、２６は
入力インピーダンスを示す。出力インピーダンスの方が
比較的低い周波数にピークがあり、入力インピーダンス
に比べて低い周波数から過剰なインピーダンス上昇が生
じていることが分かる。この図における設計では、回路
の帯域をほぼ１００ＧＨ_Z に設定しているが、出力側イ
ンピーダンスのピーク位置はわずか１．７〜１．８倍程
度である。これは、出力側疑似定Ｋ型フィルタの分路抵
抗を無視した直流での影像インピーダンス（式（１５）
におけるＲ₀ ）が高めに設計されたことによる。

【００３８】図１７に、図１６に示した入出力インピー
ダンスをもつ分布型直流レベルシフト回路の透過特性Ｓ
₂₁と出力側反射特性Ｓ₁₁の周波数依存性を示す。図中の
曲線２７は従来の分布型直流レベルシフト回路の透過特
性、曲線２８は従来の分布型直流レベルシフト回路の出
力側反射特性を示す。低周波帯では分路抵抗の影響によ
る反射特性の劣化が見られ、帯域中央付近ではある程度
改善されている。しかしながら、高周波帯では出力イン
ピーダンスの過剰上昇によって再び反射特性が劣化して
いることが分かる。

【００３９】

【課題を解決するための手段】本発明は、ドレイン接地
トランジスタと任意の数の直列接続された直流レベルシ
フトダイオードを単位回路に用いた分布型直流レベルシ
フト回路において、前記直列接続された直流レベルシフ
トダイオードの接合部面積を任意の整数で等分割し、分
割された複数の直列接続された直流レベルシフトダイオ
ードのカノード端子間に伝送線路を接続し、アノード端
子間に伝送線路もしくはインダクタを接続し、分布増幅
型に構成したものである。

【００４０】また、入力側伝送線路または出力側伝送線
路の少なくとも一方に分路容量を調整するための容量を
付加したものである。

【００４１】さらに、分割された複数の直列接続された
直流レベルシフトダイオードにその容量を調整するため
の容量を付加したものである。

【００４２】

【発明の実施の形態】本発明は、ドレイン接地トランジ
スタと任意の数の直列接続された直流レベルシフトダイ
オードを用いて構成された直流レベルシフト回路を単位
回路に用いた分布型直流レベルシフト回路において、直
流レベルシフトダイオードの接合部面積を任意の整数で
分割し、分割されたダイオードを分布型に配列すること
により、高周波帯における出力側反射特性を改善する。
また、分割された最もトランジスタに近いダイオードの
アノード端子間に伝送線路もしくはインダクタを挿入す
ることにより、分割によって生じた入出力の疑似定Ｋ型
フィルタ回路間の速度不整合を改善する。

【００４３】〔実施例〕図１は本発明の第１の実施例を
示す図であり、先に説明した図１０中の１単位回路に相
当する構成のみを便宜上示したものである。図中の記号
は、１〜９までは図１０と同様のものを示し、２９は分
割されたダイオード、３０は出力側伝送線路、３１はイ
ンダクタもしくは伝送線路を示す。

【００４４】図１では直列接続ダイオードの接合部面積
を２分割した例を示したが、入力側疑似定Ｋ型フィルタ
回路の特性にあわせて任意の整数ｎで分割してもよい。
また、バイアス回路８は省略可であり、図１の区間が入
力端子に一番近い区間であつた場合、図１０で説明した
ように最も入力端子に近い分割された出力側伝送線路３
０が省略可能である。このように、出力側疑似定Ｋ型フ
ィルタ回路に用いられる伝送線路長がｎ分の１に短縮さ
れるため、ｌ／２ｎ＝λ／４となる周波数もｎ倍され
る。これにより分布型直流レベルシフト回路の出力イン
ピーダンスの第１のピークは、ｎ倍の周波数に上昇し、
出力インピーダンスの過剰上昇が抑えられる為、出力側
整合特性が改善される。

【００４５】しかしながら、単にダイオードを分割した
だけでは、入出力の疑似定Ｋ型フィルタ回路間の位相速
度に不整合が生じ、主に高周波帯で透過特性が劣化して
しまう。図１中３１で示したインダクタもしくは伝送線
路（以降Ｌ_aaと示す）は、このフィルタ回路間の信号位
相速度を合わせる役割を持つている。

【００４６】以下、位相速度整合性を議論するため、簡
単のために伝送線路ではなくインダクタを用いて解析す
る。

【００４７】図２に分割前の出力側疑似定Ｋ型フィルタ
回路の簡易的等価回路を示し、図３に分割後のそれを示
す。図２中、１，５，１５は図１１と同様のものを示
し、Ｚは出力端子、３２はダイオードの総容量（Ｃ
_dio ）、３３はドレイン接地トランジスタの出力容量
（Ｃ_cd）を示しており、図３中、１、２、３３は図２と
同様のものを示し、３４はインダクタ（Ｌ／４）、３５
は容量（Ｃ_dio ／２）、３６はインダクタ（Ｌ_aa）を示
す。各々の回路要素は括孤内に示した記号の容量及びイ
ンダクタンスをもつ。ここで、

【００４８】

【数２５】 であり、Ｃ_dio ：Ｃ_cd＝１：ａとすると、

【００４９】

【数２６】

【００５０】

【数２７】 と置き換えられる。図３に示した等価回路は２分割され
たダイオードの総容量と総容量間を接続しているインダ
クタによって構成されている部分を△−Ｙ変換すると、
図４のように表わされる。図中、１、２、５、３３、３
４は図３と同様のものを示し、３７はインダクタ（Ｌ
₁ ）、３８はインダクタ（Ｌ₂)、３９は容量（Ｃ ₃）を
示す。図４中のインダクタ３７，３８および容量３９は
以下の式で表わされる。

【００５１】

【数２８】

【００５２】

【数２９】

【００５３】

【数３０】 ここで、

【００５４】

【数３１】 と定義すると上式は、

【００５５】

【数３２】

【００５６】

【数３３】

【００５７】

【数３４】 となる。よってフィルタの縦続インダクタンスＬ_eff と
分路容量Ｃ_eff は以下の式で表される。

【００５８】

【数３５】

【００５９】

【数３６】 一般に位相速度の整合をとるためには、入力側のＬとＣ
の積と出力側のＬとＣの積を等しくすれば良い。分割前
にＬとＣの積が入力側と等しいと仮定すると、分割によ
りＬＣは

【００６０】

【数３７】 となる。式右辺の係数の周波数依存性により、Ｌ_eff Ｃ
_eff は高周波帯で±∞に発散する。係数の零点（分子が
０となる周波数）が極（分母が０となる周波数）よりも
低い周波数であれば−∞、逆のときには±∞に発散す
る。この発散により入出力フィルタ回路間の位相速度整
合性は高周波帯で劣化してしまう。ここでＬ_aaが挿入さ
れていない場合について考える。Ｌ_aa＝０のときには、
定義よりω_a ＝∞、ω_b ＝ω_c であるので上式は、

【００６１】

【数３８】 となる。この場合Ｃ_dio ＝Ｃ_cdの条件下（すなわちａ＝
１）に於いてのみ発散がなくＬ_effC _eff＝ＬＣが得られ
る。Ｌ_aaを加えたときには分母分子共にＬ_aaの関数であ
るω_a項が付加され、ω _aもＬ_aaの関数であるため、Ｌ
_aaの値を調整（伝送線路の場合、長さを調整する）する
ことにより、零点と極の周波数軸上での相対的な位置付
けを変えることができる。零点と極の周波数が等しい場
合には係数は定数となり、Ｌ_eff Ｃ_eff の値は低周波か
ら一定となるため、分割によつて生した位相速度の不整
合を改善し広帯域な特性を得ることができる。

【００６２】図５に、回路構成を変化させた場合の分布
型直流レベルシフト回路の出力インピーダンスの変化を
示す。図中、曲線４０は分割前の出力インピーダンス、
曲線４１は分割後の出力インピーダンス（Ｌ_aa＝０）、
４２はＬ_aa付加後の出力インピーダンスを示す。曲線４
１ではピークが高周波側にシフトしたことにより、より
高周波まで平坦な出力インピーダンスが得られているこ
とが分かる。ただしＬ_aaを付加した場合、影像インピー
ダンスの値は容量比のａや、Ｌ_aaとＬの相対的な大きさ
に応じて若干上昇してしまうが、分割前ほどの過剰上昇
は押さえることができる。

【００６３】図６には回路構成を変化させた場合の分布
型直流レベルシフト回路の透過特性Ｓ₂₁と出力側反射特
性Ｓ₂₂を示す。図中の記号は、４３は分割前のＳ₂₁、４
４は分割後のＳ₂₁（Ｌ_aa＝０）、４５はＬ_aa付加後のＳ
₂₁、４６は分割前のＳ₂₂、４７は分割後のＳ₂₂（Ｌ_aa＝
０）、４８はＬ_aa付加後のＳ₂₂、を示す。

【００６４】Ｓ₂₁は分割による位相速度不整合により曲
線４３から曲線４４の様に劣化してしまうが、Ｌ_aaの付
加により曲線４５に示すような分割前よりも良好な透過
特性を実現できる。これは分割前に入出力の疑似定Ｋ型
フィルタ回路間の速度整合性が必ずしもとれるわけでは
ないのに対し、本発明の回路構成ではＬ_aaの付加によ
り、かなり柔軟に最適設計が可能になることを示してい
る。Ｓ₂₂は分割によって曲線４６から曲線４７の様に高
周波帯で改善されるが、透過特性の劣化を補償するＬ_aa
の付加により曲線４８の様に若干劣化してしまう。しか
し、分割前の曲線４６と比べて特性が改善されているこ
とが分かる。

【００６５】図７に本発明の第２の実施例を示す。図
中、図１と同じ符号は同様のものを示し、４９，５０は
付加された容量である。この容量を調整することによ
り、柔軟に回路の入出力疑似定Ｋ型フィルタ回路の分路
容量を調整することができる。容量４９もしくは容量５
０のいずれか片方だけを付加しても良い。

【００６６】図８に本発明の第３の実施例を示す。図
中、図７と同じ符号は同様のものを示し、５１は付加さ
れた容量である。容量５１によリダイオードの容量値を
調整することができ、高周波帯でのダイオードによる損
失を低く抑えることができる。この場合、容量４９、５
０のいずれか片方もしくは両方を省略しても良い。

【００６７】図７、図８はいずれも図１と同様に、図１
０に１２で示した１区間の構成のみを便宜上示してお
り、ダイオードの数も便宜上４つのものを示してある
が、任意の数のダイオードで有効である。また分割数が
２のものを示したが、より多くの分割数で分割しても良
い。

【００６８】本発明の実施例は便宜上電界効果型トラン
ジスタを用いて示したが、パイポーラトランジスタを用
いても同様の効果が得られる。

【００６９】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によりドレ
イン接地トランジスタと任意の数の直列接続きれた直流
レベルシフトダイオードを用いて構成された直流レベル
シフト回路を単位回路に用いた分布型直流レベルシフト
回路において、直流レベルシフトダイオードの接合部面
積を任意の整数で分割し、分割されたダイオードを分布
型に配列することにより高周波帯における出力側反射特
性を改善するとともに、分割された最もトランジスタに
近いダイオードのアノード端子間に伝送線路もしくはイ
ンダクタを挿入することにより、分割によつて生じた入
出力の疑似定Ｋ型フィルタ回路間の速度不整合を改善す
ることができるので、従来の分布型直流レベルシフト回
路に比べて高周波帯で良好な透過特性と出力側反射特性
を実現できる利点を有する。

【００７０】また、入力側伝送線路または出力側伝送線
路の少なくとも一方に分路容量を調整するための容量を
付加したので、分割容量の調整が容易となる。

【００７１】さらに分割された複数の直列接続された直
流レベルシフトダイオードにその容量を調整するための
容量を付加したので、高周波帯でのダイオードによる損
失を低く抑えることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】図本発明の第１の実施例の構成を示すブロック
図（１区間のみ）である。

【図２】分布型直流レベルシフト回路の出力側疑似定Ｋ
型フィルタ回路の簡易的等価回路を示す図である。

【図３】図本発明の第１の実施例の出力側疑似定Ｋ型フ
ィルタ回路の簡易的等価回路を示す図である。

【図４】図３に示した回路を△−Ｙ変換した等価回路を
示す図である。

【図５】従来の分布型直流レベルシフト回路と本発明の
第１の実施例の回路の出力インピーダンスの周波数特性
比較図である。

【図６】従来の分布型直流レベルシフト回路と本発明の
第１の実施例の回路の透過特性と出力側反射特性の周波
数特性比較図である。

【図７】本発明の第２の実施例の構成を示すブロック図
（１区間のみ）である。

【図８】本発明の第３の実施例を示す図（１区間のみ）
である。

【図９】従来の直流レベルシフト回路の回路構成を示す
図である。

【図１０】従来の分布型直流レベルシフト回路の回路構
成を示す図である。

【図１１】影像インピーダンスと等しい抵抗を用いて終
端された疑似定Ｋ型フィルタ回路を示す図である。

【図１２】影像インピーダンスと等しい抵抗を用いて終
端されたインダクタのかわりに伝送線路を用いて構成さ
れた疑似定Ｋ型フィルタ回路を示す図である。

【図１３】図１１と図１２に示された回路の入力インピ
ーダンスの周波数特性を示す図である。

【図１４】図１１の回路構成に分路抵抗を付加した構成
を示す図である。

【図１５】分路抵抗を付加した場合の、図１１と図１２
に示された回路の入力インピーダンスの周波数特性を示
す図である。

【図１６】従来の分布型直流レベルシフト回路の入出力
インピーダンスの周波数特性を示す図である。

【図１７】従来の分布型直流レベルシフト回路の透過特
性と出力側反射特性を示す図である。

【符号の説明】

１ 入力端子 ２ 出力端子 ３ トランジスタ ４ ダイオード ５ 電源もしくは電気的接地 ６ 入力側整合回路 ７ 出力側整合回路 ８ バイアス回路 ９ 入力側伝送線路 １０，１１ 出力側伝送線路 １２ 単位回路（区間） １３ 入力側整合終端回路 １４ 出力側整合終端回路 １５ インダクタ １６ 容量 １７ 整合終端抵抗 １８ 伝送線路 １９ 容量 ２０ 整合インピーダンスと等しい抵抗で終端された定
Ｋ型フィルタ回路の入力インピーダンスの周波数特性曲
線 ２１ 整合インピーダンスと等しい抵抗を用いて終端さ
れた、インダクタのかわりに伝送線路を用いて構成され
た疑似定Ｋ型フィルタ回路の入力インピーダンスの周波
数特性曲線 ２２ 分路抵抗 ２３ 分路抵抗を付加した場合の曲線 ２４ 分路抵抗を付加した場合の曲線 ２５ 従来の分布型直流レベルシフト回路の出力インピ
ーダンスの周波数特性曲線 ２６ 従来の分布型直流レベルシフト回路の入力インピ
ーダンスの周波数特性曲線 ２７ 従来の分布型直流レベルシフト回路の透過特性の
周波数特性曲線 ２８ 従来の分布型直流レベルシフト回路の出力側反射
特性の周波数特性曲線 ２９ 分割されたダイオード ３０ 分割された出力側伝送線路 ３１ インダクタもしくは伝送線路 ３２ ダイオードの等価容量 ３３ ドレイン接地トランジスタの出力等価容量 ３４ 分割されたインダクタ ３５ 分割されたダイオードの等価容量 ３６，３７，３８ インダクタ ３９ 容量 ４０ 従来の分布型直流レベルシフト回路の出力インピ
ーダンスの周波数特性曲線 ４１ ダイオード分割後の出力インピーダンスの周波数
特性（Ｌ_aa＝０）曲線 ４２ ４１にＬ_aaを付加した場合の出力インピーダンス
の周波数特性曲線 ４３ 従来の分布型直流レベルシフト回路の透過特性の
周波数特性曲線 ４４ ダイオード分割後の透過特性の周波数特性（Ｌ_aa
＝０）曲線 ４５ ４４にＬ_aaを付加した場合の透過特性の周波数特
性曲線 ４６ 従来の分布型直流レベルシフト回路の出力側反射
特性の周波数特性曲線 ４７ ダイオード分割後の出力側反射特性の周波数特性
（Ｌ_aa＝０）曲線 ４８ ４４にＬ_aaを付加した場合の出力側反射特性の周
波数特性曲線 ４９，５０，５１ 容量

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ドレイン接地トランジスタと任意の数の
   直列接続された直流レベルシフトダイオードを単位回路
   に用いた分布型直流レベルシフト回路において、前記直
   列接続された直流レベルシフトダイオードの接合部面積
   を任意の整数で等分割し、分割された複数の直列接続さ
   れた直流レベルシフトダイオードのカノード端子間に伝
   送線路を接続し、アノード端子間に伝送線路もしくはイ
   ンダクタを接続し、分布増幅型に構成したことを特徴と
   する分布型直流レベルシフト回路。
2. 【請求項２】 入力側伝送線路または出力側伝送線路の
   少なくとも一方に分路容量を調整するための容量を付加
   したことを特徴とする請求項１に記載の分布型直流レベ
   ルシフト回路。
3. 【請求項３】 分割された複数の直列接続された直流レ
   ベルシフトダイオードにその容量を調整するための容量
   を付加したことを特徴とする請求項１または２に記載の
   分布型直流レベルシフト回路。