JPH11122081A - チューナ用選択rf回路 - Google Patents

チューナ用選択rf回路

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JPH11122081A
JPH11122081A JP10193282A JP19328298A JPH11122081A JP H11122081 A JPH11122081 A JP H11122081A JP 10193282 A JP10193282 A JP 10193282A JP 19328298 A JP19328298 A JP 19328298A JP H11122081 A JPH11122081 A JP H11122081A
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diode
circuit
switching diode
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    • H04B1/00Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
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    • H04B1/18Input circuits, e.g. for coupling to an antenna or a transmission line
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Abstract

(57)【要約】 (修正有) 【課題】新規な選択RF回路を提供する。 【解決手段】二重変換チューナ用選択RF回路は、各々
同調範囲の約3分の1に亘り同調可能である3つの複同
調式帯域回路を含む。帯域区分のうちの1つを選択的に
活動状態にし帯域スイッチング信号に応答して残りの区
分を非活動化するため、各帯域区分の入力および出力に
おいてスイッチングダイオードが使用される。演算増幅
器またはその他の装置が、活動状態の帯域のための電流
シンクおよび非活動状態の帯域のための電流ソースを提
供することにより、入力および出力スイッチングダイオ
ードに供給を行う。

Description

【発明の詳細な説明】
【0001】
【発明の属する技術分野】関連特許出願に対するクロス
リファレンス 本発明は、「バラクタ同調形切換え式帯域フィルタを伴
う選択RF回路」という題の1995年8月17日に提
出された出願第08/516,031号の一部継続出願
である。
【0002】
【従来の技術】本発明は一般にRF入力回路、そしてよ
り特定的には、提案されたゼニス1AT&Tディジタル
スペクトル互換性高品位テレビ方式(DSC/HDT
V)におけるもののようなディジタルテレビ信号のため
の二重変換チューナの中で用いるためのRF入力回路に
関する。ゼニスエレクトロニクスコーポレーションに譲
渡された米国特許第4,435,841号は、二重変換
同調システム内での二次および三次相互変調ひずみを低
減させることに関するものである。基本的には、さまざ
まなチャネルが同調されるときに入信号の帯域幅を制限
することにより相互変調ひずみを制御するため同調帯域
全体にわたる高域および低域特性を示すよう、一連のコ
ンデンサおよびインダクタが選択的に切換えられる。ゼ
ニスエレクトロニクスコーポレーションに譲渡された米
国特許第4,571,560号は、二重変換チューナの
ための切換え式帯域フィルタ構成を開示している。各々
の帯域フィルタ区分は、それが同調されている同波数帯
を通過させるためにこの区分を活動状態にしこの周波数
帯を抑制するためにこの区分を不活動状態にするような
スイッチングダイオードを含んでいる。不活動状態の帯
域フィルタ区分の一部分は、活動状態のフィルタ区分の
帯域の外側の周波数でノッチを伴う周波数応答を発達さ
せるのに寄与する。かくして、帯域阻止(band r
ejection)勾配を改善させるため、活動状態の
フィルタ区分と共に不活動状態の帯域フィルタ区分のい
くつかの要素が使用される。ゼニスエレクトロニクスコ
ーポレーションに対し譲渡された米国特許第5,31
1,318号は、第1の局部発振器が第1のディジタル
数が供給される低雑音フェーズロックループによって制
御され、第2の局部発振器が、第1のIF周波数の予め
定められた値からのあらゆる変動について第2の局部発
振器の周波数を補償する第2のディジタル数により制御
されているような二重変換チューナを開示している。こ
れらの特許は、本発明のための関連する背景を提供する
ものである。
【0003】テレビ信号のためのディジタル伝送方式お
よびHDTVの到来に伴い、テレビチューナの性能を、
現在NTSC伝送で受容可能であるものを超えて改良す
る必要性が存在する。特にチューナの選択性に対応して
いかなくてはならない。周波数応答を6MHz のTVチャ
ネル内で広げ改善し、チャネルからチャネルへの周波数
応答の変動を最小限に抑えることが望ましい。またHD
TV伝送がいわゆるタブーチャネル(taboo ch
annel)を初期化(initialize)する能
力をもつようになることも予想されている。標準的な単
一変換バラクタ同調形TVチューナを用いると、上述の
必要条件は、相反するものとなる。二重変換チューナ
(ケーブルTV業界が長年にわたり使用してきたもの)
はいくつかの望ましい改善を生み出すことができるが、
その広帯域RF入力に関連する問題がある。RFおよび
局部発振器トラッキングをある程度可能にする低いIF
周波数をもつ単一変換チューナとは異なり、公知技術の
2重変換チューナは、比較的高い第1のIF周波数(約
1GHz)をもつ。専用マイクロプロセッサ、D/A変換
器、電子スイッチング回路および回路集積における近年
の発達により、本発明の課題であるRF選択性のための
マイクロプロセッサにより制御されたフロントエンドを
伴う二重変換チューナを提供することが可能となってい
る。
【0004】
【発明が解決しようとする課題】本発明の主たる目的
は、新規な選択RF回路を提供することにある。本発明
のもう1つの目的は、ディジタル伝送システムにおいて
使用可能である二重変換複同調形帯域同調システムのた
めの選択RF回路を提供することにある。
【0005】本発明のさらなる目的は、ディジタル制御
可能な選択RF同調システムを提供することにある。
【0006】
【発明の実施の形態】図1は、信号処理回路29に対し
出力信号を供給するため、マイクロプロセッサにより制
御されるチューナモジュール22を示している。54MH
z 〜806MHz のケーブル接続形または無線DTVまた
はHDTV信号のいずれかの供給源でありうるRF入力
信号が、PINダイオード減衰器21を通して、選択帯
域フィルタリングとラベル付けされたブロック10まで
供給される。ブロック10のRF出力は、増幅器11に
供給され、そこから、第1のフェーズロックループ合成
装置16内の第1の局部発振器26から信号の供給を受
ける第1の混合器14まで供給される。第1の混合器1
4の出力は、例えば920MHz のIF信号であり、これ
は第1のIFフィルタおよび増幅器18に印加される。
第1のIF増幅器18からの信号は、44MHz という第
2のIF信号周波数を生成するべく第2の局部発振器2
6′(第2のフェーズロックループ16′内)からの信
号の供給も同様に受けている第2の混合器20に印加さ
れる。この第2のIF信号は第2のIF増幅器28に印
加され、この増幅器の出力は、テレビ信号処理用のさら
なる回路(図示せず)を含む信号処理回路29に印加さ
れる。マイクロプロセッサ12がブロック10(制御装
置12aを用いて)および合成装置16および16′を
制御し、制御装置12a内のEEPROMメモリ(この
図には示されていない)から必要な全ての同調データを
検索する。
【0007】合成装置16は、第1の局部発振器26を
制御するための低−位相−雑音(low−phase−
noise)のフェーズロックループを含んでいる。こ
の目的のため、水晶基準17、位相検出器15およびフ
ィルタ13が具備されている。マイクロプロセッサ12
は、プログラマブル分割器19に対し第1のディジタル
数を供給する。第1の局部発振器26の出力は、プログ
ラマブル分割器10に結合され、これが位相検出器15
に入力を供給する。第1の局部発振器信号の粗同調増分
のため、第1のIF信号周波数は、数分の1MHz だけ望
ましい値からずれている。
【0008】マイクロプロセッサ12はまた、第2の合
成装置16′内のプログラマブル分割器19′に対し第
2のディジタル数を供給する。第2の合成装置16′は
第1の合成装置16に類似しており、第2の局部発振器
26′を制御するための低−位相−雑音のフェーズロッ
クループを含む。水晶基準17およびプログラマブル分
割器19′からの信号は、フィルタ13′を通して第2
の局部発振器26′を制御するための位相検出器15′
に供給される。第2の局部発振器26′の出力は、プロ
グラマブル分割器19′に結合されている。二重変換チ
ューナが示されているものの、本発明の目的上、いかな
るタイプのチューナでも使用できるということが分かる
だろう。
【0009】図2は、図1のブロック10を表してい
る。RF入力とRF出力との間に3つの複同調式バラク
タ同調帯域回路(Lo Band,Mid Band,
およびHi Band)が接続されている。3つの帯域
フィルタのための標準的周波数配分は、Lo Band
が約54〜133MHz 、Mid Bandが約133〜
327MHz 、Hi Bandが約327〜806MHz で
ある。各々の複同調式回路には、共通可変入力区分同調
電圧T1、共通可変出力区分同調電圧T2、共通可変結
合係数調整電圧T3および個別の切換え電圧が提供され
ている。同調電圧T1およびT2は、独立して制御され
た場合、自動コンピュータアラインメントプロセスにと
って適切な構成を提供する。第3の独立した電圧T3
は、最適化された帯域応答を維持するための手段を提供
する。個々の切換え電圧は究極的に、対応する数の演算
増幅器または、電流のソーシング(sourcing)
およびシンキング(sinking)の両方を提供する
ことのできるその他の装置によって生成される。動作
は、制御バス(図3)を介して制御装置12aを通して
マイクロプロセッサ12によって制御される。
【0010】Lo Band帯域回路について特に言及
すると、同調電圧T1は、RF減結合抵抗器38を通し
て制御装置12aから一対のバラクタ同調ダイオード3
3,34の接合部に結合されている。同様にして、同調
電圧T2はRF減結合抵抗器39を通して制御装置12
aから一対のバラクタ同調ダイオード36,37の接合
部まで結合される。バラクタダイオード33および36
のアノードの間に小型直列コンデンサ35が接続されて
いる。バラクタダイオード34および37のアノードは
(直流および交流の両方について)抵抗器43およびコ
ンデンサ44の並列接続を通してグランド電位に接続さ
れる。共通結合係数同調電圧T3は、RF減結合抵抗器
65を通して制御装置12から、抵抗器43およびコン
デンサ44と並列に接続されたコンデンサ66およびバ
ラクタダイオード67の接合部まで供給される。Lo
Band回路の入力端子80はコンデンサ30およびイ
ンダクタ41を通して、コンデンサ35とバラクタダイ
オード33の接合部に接続されており、Lo Band
出力端子90は同様にしてコンデンサ31およびインダ
クタ48を通してコンデンサ35およびバラクタダイオ
ード36の接合部に接続されている。コンデンサ30お
よびインダクタ41の接合部はインダクタ42を通して
グランドに接続され、コンデンサ31とインダクタ48
の接合部はインダクタ49を通してグランドに結合され
ている。
【0011】Lo Band帯域回路は、理想的には、
同調および結合電圧T1,T2およびT3の変動の関数
として、Lo Band回路の54〜133MHz の帯域
幅に亘って、6MHz より広い周波数帯がトラッキングさ
れるように作動する。以下で分かるように、各々の帯域
回路が制約された周波数範囲上でのみ使用されるよう
に、Lo,MidおよびHi Band帯域回路のうち
の1つを活動化し他の2つを非活動化するためのダイオ
ードスイッチが存在する。スイッチング回路の基本的特
徴は、ダイオードが、2極性の電源を必要としたりまた
は不必要な電力放散を生成したりすることなく(漏話を
排除するべく)完全にオンおよびオフに切換えられる、
という点にある。
【0012】ダイオードスイッチング回路は、各帯域回
路の入力および出力の両方を切換え、スイッチングダイ
オードは、演算増幅器またはスイッチングダイオード電
流のソース(source)およびシンク(sink)
の両方を提供するその他の装置から駆動される。Lo
Band帯域のためのスイッチング回路には、一対の抵
抗器54および55の接合部に接続された正の電圧の供
給源が含まれている。抵抗器54は、カソードがLo
Band入力端子80に接続されている直列接続のスイ
ッチングダイオード58のアノードに、インダクタ56
を通して、接続されており、抵抗器55は、Lo Ba
nd出力端子90に接続されたカソードをもつ直列接続
されたスイッチングダイオード60のアノードに、イン
ダクタ57を通して接続されている。分流形接続のスイ
ッチングダイオード59のアノードは、Lo Band
入力端子80に接続されており、そのカソードは入力側
のコンデンサ62を通してグランドに接続されており
(交流的に)、分流形接続のスイッチングダイオード6
1のアノードは出力端子90に接続され、そのカソード
は出力側のコンデンサ64を通してグランドに接続(交
流的に)されている。コンデンサ62および64の接地
されていない端子は、一対の低値抵抗器45および46
を通して互いに接続されており、その接合部は、帯域フ
ィルタ用の全てのスイッチング回路に共通でありしかも
抵抗器45および46よりもはるかに高い値をもつ抵抗
器47を通してグランドに接続されている。制御装置1
2aは、端子Aにおいて、論理H(ソース)または論理
L(シンク)電圧のいずれかを供給する。電圧は、イン
ダクタ51を通してLo Band入力端子80に、ま
たインダクタ52を通してLo Band出力端子90
に供給される。
【0013】動作中、端子Aにおける論理Hの電圧は、
分流形接続のダイオード59および61を順方向バイア
スし、これらを導通にし、その結果、正の供給電圧に近
い電圧を抵抗器47に与えることとなる。この電圧は次
に、その他のフィルタ内の分流形接続のダイオードの逆
方向バイアスを増大させると同時に直列接続のダイオー
ド58および60を逆方向バイアスさせ、これらを非導
通にする。したがってLo Band帯域区分は不活動
状態にされる。一方、端子Aにおける論理L電圧は、直
列接続のダイオード58および60を順方向バイアス
し、これらを導通にする。このプロセス中、抵抗器54
および55間の電圧降下は増大し、かくして全ての不活
動状態の直列接続のフィルタダイオードの逆方向バイア
スを増大させ、分流形接続のダイオード59および61
を逆方向バイアスさせ、これらを非導通にする。この条
件下で、Lo Band帯域区分は活動状態にされる。
【0014】RF入力信号は、コンデンサ65を通して
直列接続のダイオード58のアノード(および共通接続
の直列ダイオード58′および58″のアノード)に対
し印加され、RF出力信号はコンデンサ70を通して直
列接続のダイオード60のアノード(および直列ダイオ
ード60′および60″の共通接続のアノード)から取
り出される。
【0015】Mid BandおよびHi Band帯
域区分は、基本的にその概略的配置において同じであ
る。これらが明らかに異なっているのは各部品の値にお
いてである。すなわち、Mid Band回路は133
〜327MHz の間で同調され、Hi Band回路は3
27〜806MHz の間で同調されているのである。ま
た、入力および出力インダクタはこれらの回路内での接
続が異なっている。LoBand回路内では、インダク
タ42および49は、それぞれインダクタ41および4
8の入力端子端部および出力端子端部を通して分流され
ている。MidBandおよびHi Band回路内で
は、対応する入力インダクタ42および42″はそれぞ
れインダクタ41および41″反対側の端部を通して分
流されている。同様にして、対応する出力インダクタ4
9′および49″はそれぞれインダクタ48′および4
8″の反対側の端部を通して分流される。
【0016】Mid BandおよびHi Band回
路のためのダイオードスイッチング回路は、Lo Ba
nd回路についてのものと同一であり、入力側直列接続
のダイオード58′および58″がダイオード58に対
応し、入力側分流形接続のダイオード59′および5
9″がダイオード59に対応し、出力側直列接続のダイ
オード60′および60″がダイオード60に対応し、
出力側分流形接続のダイオード61′および61″がダ
イオード61に対応する。同様にして、抵抗器45′お
よび46′はダイオード59′および61′とそのそれ
ぞれのコンデンサ62′および64′の接合部に接続さ
れ、一方これらの抵抗器のそれぞれの接合部は共通抵抗
器47に接続されている。同様のことは、同じように接
続された抵抗器45′および46′およびコンデンサ6
2″および64″を含むHi Band回路にも言え
る。端子BおよびCは、インダクタ51′および51″
およびインダクタ52′および52″を通してそれぞれ
端子80′,80″および90′,90″に、ソース/
シンク電流を供給する制御装置12aから供給を受けて
いる。
【0017】制御装置12aの出力A,B,Cのいずれ
かが低い場合(電流シンク)、残りの出力は高く(電流
ソース)、したがって1つの帯域フィルタのみが活動状
態にされその他全ては非活動状態にされることになる、
ということが分かるだろう。直列接続されたスイッチン
グダイオード58,58′および58″のアノードの接
合部において印加されたRF信号は、帯域フィルタのう
ちいずれか活動状態にあるものによって処理され、直列
接続のスイッチングダイオード60,60′および6
0″のうちの活動状態にあるもののアノードから取り出
される。制御装置12aは、適切な周波数帯全体に亘り
さまざまな帯域回路が活動状態にされその他の周波数帯
全てについて非活動状態にされるような形でその作動を
制御するための信号を供給する。制御装置はまた、同調
電圧T1,T2およびT3も供給しこれが実際に帯域フ
ィルタをしてそのそれぞれの範囲全体にわたり入り同調
RF信号をトラッキングさせる。
【0018】当業者であれば、このシステムが3つの帯
域フィルタに制限されずより多くの数に拡張させる(ま
たは該当する状況ではわずか2つに低減させる)ことの
できるものであるということが分かるだろう。いつでも
唯1つの帯域のみが活動状態であることから、抵抗器5
4および55の各々は、単一の活動状態のスイッチング
ダイオードが供給するダイオード電流要求によって固定
される。一方、抵抗器47の値は、非活動状態の帯域回
路内で導通状態で駆動される分流形接続のダイオードの
数およびダイオード電流要求の関数として選択される。
したがって、抵抗器47の値は、利用される各帯域回路
の数の関数である。
【0019】図3は、図1内の制御装置12aの一例を
示している。制御装置は必要な同調電圧T1,T2およ
びT3および端子A,BおよびCで提供される帯域スイ
ッチングソース/シンク電流を生成する。制御装置12
aはまた、EEPROMメモリ回路12bを用いた同調
データの保持も提供する。この構成では、制御装置12
aの全ての機能ブロックは、基本的に個別の集積回路で
ある。3つの集積回路D/A 72,74および76
は、アナログ同調電圧T1,T2およびアナログ結合電
圧T3を生成する。D/A 72は、活動状態の入力回
路のための同調電圧T1を提供し、D/A 74は活動
状態の出力回路のための同調電圧T2を提供し、D/A
76は活動状態の入力と出力回路との間の調整電圧T
3を提供する。3つの電流ソース/シンク発生器集積回
路82,84および86は帯域スイッチング動作を制御
し、EEPROM12bは、選択されたチャネル番号に
応答してこれらの回路の全てを同調し切換えるために必
要なコード化されたデータをディジタル形式で保持す
る。当業者であれば、異なるレベルの回路集積が可能で
あり、最高レベルは、T1、T2、およびT3のための
3つのアナログ出力ピン、3本のソース/シンク出力ピ
ンそして相互接続用バス通信とつり合った一定数のピン
を有する単一の集積回路としてのものである。
【0020】当業者であれば、本発明の上述の実施形態
に対し、その真の精神および範囲から逸脱することなく
数多くの修正および変更を加えることができるだろうと
いうことが認識される。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明により構築された二重変換チューナの部
分的ブロック図である。
【図2】図1のチューナ内の選択的に切換えられバラク
タ同調された帯域回路の概略図である。
【図3】バラクタおよびスイッチングダイオードを制御
し、図2の回路内に同調データ保持用の手段を提供する
ための構成例を示す図である。
【符号の説明】
12…マイクロプロセッサ 33,34,36,37…バラクタ同調ダイオード 47…抵抗器 58,58′,58″…スイッチングダイオード

Claims (10)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】 同調帯域内で作動するチューナ用の選択
    RF回路において、 各々、入力と出力を有し、各々前記同調帯の対応する部
    分の全体に亘り同調可能である複数の同調可能な複同調
    帯域区分、 各前記帯域区分の前記入力および前記出力に接続された
    スイッチングダイオード手段、 複数のチャネル信号のうちの選択された1つの信号を同
    調させるため前記複数の複同調帯域区分の各々の前記入
    力および出力を選択的に結合するよう前記スイッチング
    ダイオード手段を操作するための操作用手段および前記
    複数のチャネル信号のうちの前記選択された1つの信号
    をトラッキングするため前記複同調帯域区分を同調させ
    るための同調電圧手段を含んでなる選択RF回路。
  2. 【請求項2】 前記同調可能な複同調帯域区分の各々に
    は、バラクタ同調ダイオードが含まれ、前記同調電圧手
    段が前記バラクタ同調ダイオードのキャパシタンスを変
    更する請求項1に記載の回路。
  3. 【請求項3】 前記操作用手段は、前記スイッチングダ
    イオードがカットオフ状態にあるとき大きな逆方向バイ
    アスを提供し、前記スイッチングダイオードがオンに切
    り換った時点で電力放散を提供するよう、前記スイッチ
    ングダイオードをソースおよびシンクさせる請求項2に
    記載の回路。
  4. 【請求項4】 前記操作用手段が演算増幅器を含んでな
    る請求項3に記載の回路。
  5. 【請求項5】 チューナ用選択RF回路において、 各々、バラクタダイオードと入力と出力をもち、各々、
    前記同調帯域の対応する部分の全体に亘り同調可能であ
    る複数の同調可能な複同調帯域区分、 各々の前記帯域区分の前記入力および前記出力に接続さ
    れているスイッチングダイオード手段、 前記複数のチャネル信号のうちの1つを選択的に同調さ
    せるため3つの前記複同調帯域区分の各々の前記入力お
    よび前記出力を選択的に結合するため前記スイッチング
    ダイオード手段を駆動し、前記スイッチングダイオード
    手段がカットオフしているとき大きな逆方向バイアスを
    提供し前記スイッチングダイオードがオンになったとき
    最小の電力放散を提供するよう、前記スイッチングダイ
    オードをソースおよびシンクする演算増幅器手段、およ
    び前記選択されたチャネル信号をトラッキングするため
    前記複同調された帯域区分を同調させるべく前記バラク
    タダイオードのキャパシタンスを変更するための同調電
    圧手段、を含んでなる選択RF回路。
  6. 【請求項6】 同調帯域内で作動する二重変換チューナ
    用選択RF回路において、 各々、入力および出力をもち、各々、前記同調帯域の約
    3分の1にわたり同調可能である3つの同調可能な複同
    調帯域区分、 各前記帯域区分の前記入力および前記出力に接続された
    スイッチングダイオード手段、 前記複数のチャネル信号のうちの選択された1つの信号
    を同調させるため前記3つの前記複同調帯域区分の各々
    の前記入力および前記出力を選択的に結合するよう前記
    スイッチングダイオード手段を操作するための操作用手
    段および前記複数のチャネル信号のうちの前記選択され
    た1つの信号をトラッキングするため前記複同調帯域区
    分を同調させるための同調電圧手段、を含んでなる選択
    RF回路。
  7. 【請求項7】 前記同調可能な複同調帯域区分の各々に
    は、バラクタ同調ダイオードが含まれ、前記同調電圧手
    段が前記バラクタ同調ダイオードのキャパシタンスを変
    更する請求項6に記載の回路。
  8. 【請求項8】 前記操作用手段は、前記スイッチングダ
    イオードがカットオフにあるとき大きな逆方向バイアス
    を提供し、前記スイッチングダイオードがオンになった
    とき最小の電力放散を提供するよう、前記スイッチング
    ダイオードをソースおよびシンクさせる請求項7に記載
    の回路。
  9. 【請求項9】 前記操作用手段が演算増幅器を含んでな
    る請求項8に記載の回路。
  10. 【請求項10】 二重変換チューナ用の選択RF回路に
    おいて、 各々バラクタダイオードと入力と出力をもち、各前記同
    調帯域の約3分の1に亘り同調可能である3つの同調可
    能な複同調帯域区分、 各前記帯域区分の前記入力および前記出力に接続されて
    いるスイッチングダイオード手段、 前記複数のチャネル信号のうちの1つを選択的に同調さ
    せるため3つの前記複同調帯域区分の各々の前記入力お
    よび前記出力を選択的に結合するため前記スイッチング
    ダイオード手段を駆動し、前記スイッチングダイオード
    手段がカットオフしているとき大きな逆方向バイアスを
    提供し前記スイッチングダイオードがオンになったとき
    最小の電力放散を提供するよう、前記スイッチングダイ
    オードをソースおよびシンクする演算増幅器手段、およ
    び前記選択されたチャネル信号をトラッキングするため
    前記複同調された帯域区分を同調させるべく前記バラク
    タダイオードのキャパシタンスを変更するための同調電
    圧手段、を含んでなる選択RF回路。
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