JPH104682A - 基準信号発生回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ３相交流電源の電圧が変動すると、基準信号
ｓｉｎθの振幅が変動し、コンバータの瞬時電流指令値
が変動してしまうという問題があった。 【解決手段】 電圧センサ２０１ａで検出した３相交流
電源１の電圧ＶＲｕ、ＶＲｖ、ＶＲｗを３相→αβ変換
回路３０６でαβの２相座標上の信号ＶＲα、ＶＲβに
変換する。基準正弦波発生回路３０７ａでは、信号ＶＲ
α、ＶＲβから電圧の振幅値を演算で求め、３相検出信
号ＶＲｕ、ＶＲｖ、ＶＲｗを上記振幅値で除算すること
により、基準３相正弦波信号ｓｉｎθ、ｓｉｎ（θ−２
／３π）、ｓｉｎ（θ＋２／３π）を作成する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、高力率コンバー
タなどの３相交流電源に接続される電力変換器の制御回
路等で使用される基準信号発生回路に関するものであ
る。

【０００２】

【従来の技術】図１９は例えば特開昭５９−６１４７５
号公報に示された従来の高力率コンバータの制御回路を
示すブロック図である。図において、３ａはコンバータ
主回路であり、リアクトル２を介して３相交流電源１ａ
に接続している。４はコンバータ主回路の直流側に接続
されたコンデンサ、５は負荷である。１０１はコンバー
タの交流電流を検出する電流センサ、２０１ｃは交流電
源１ａの電圧を検出する電圧センサ、２０２はコンバー
タの直流電圧を検出する電圧センサである。３００番台
以降は制御回路であり、３０１ａはドライブ回路、３０
２ａはＰＷＭ変調回路、３０３ａはコンバータの交流電
流を制御する電流制御回路、３０４はコンバータの直流
電圧を制御する電圧制御回路、３０５は直流電圧指令値
を出力する指令値発生回路、４０１、４０２は加減算
器、５０１は乗算器、６０１は係数器である。

【０００３】次に動作について説明する。指令値発生回
路３０５が出力する直流電圧指令値ＶＤｒｅｆと電圧セ
ンサ２０２の検出した直流電圧ＶＤとの偏差を加減算器
４０２により求め、この偏差を電圧制御回路３０４の入
力としている。この偏差を電圧制御回路３０４にて増幅
した信号をコンバータの交流側電流振幅指令値ＩＲｐｒ
ｅｆとしている。この電流振幅指令値ＩＲｐｒｅｆは乗
算器５０１により交流電源１ａに同期した同位相の正弦
波ｓｉｎθと乗算し、この乗算器５０１の出力を瞬時電
流指令値ＩＲｒｅｆとして、電流制御回路３０３ａ、Ｐ
ＷＭ変調回路３０２ａ、ドライブ回路３０１ａ、電流セ
ンサ１０１、コンバータ主回路３ａ、リアクトル２より
構成される電流マイナーループに与えられ、リアクトル
２に流れるコンバータの交流電流は力率がほぼ１の正弦
波電流に制御される。

【０００４】以上のように、瞬時電流指令値ＩＲｒｅｆ
の作成に必要となる基準信号である、交流電源１ａに同
期した同位相の正弦波ｓｉｎθは、交流電圧を電圧セン
サ２０１ｃにて検出してから、計数器６０１にて（１／
Ｖｍ）倍することにより得ている。ここで、Ｖｍは交流
電圧を正弦波と仮定した場合のピーク値であり、交流電
源がＶｍ・ｓｉｎθであれば、計数器６０１の出力はｓ
ｉｎθとなる。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】従来の高力率コンバー
タの制御回路は以上のように構成されているので、電源
電圧が変動した場合に係数器６０１の出力である基準信
号ｓｉｎθの振幅が変動し、電流振幅指令値ＩＲｐｒｅ
ｆがたとえ一定であっても、電流マイナーループに与え
られる瞬時電流指令値ＩＲｒｅｆが変動してしまい、コ
ンバータの交流電流ＩＲが変動するという問題があっ
た。

【０００６】また、電源電圧が歪んでいる場合は、係数
器６０１の出力（基準信号ｓｉｎθ）が歪むために、電
流マイナーループに与えられる瞬時電流指令値ＩＲｒｅ
ｆも歪み、その結果コンバータの交流電流ＩＲも歪むと
いう問題があった。

【０００７】上記のような問題を解決するために、従来
から位相同期制御ループ（ＰＬＬ回路）を用いる方法が
ある。図２０は特開平１−３１５２６６号公報に示され
たＰＬＬ回路を用いている従来の高力率コンバータの制
御回路を示すブロック図であり、このブロック図は本発
明と同様の形式に書き改めている。電圧センサ２０１ｃ
より交流電源１ａの電圧を検出し、これをＰＬＬ回路６
０２に入力し、ＰＬＬ回路６０２より交流電源１ａと同
期した位相θを得る。この位相θをＲＯＭなどで構成し
た正弦波発生メモリ６０３に入力し、交流電源１ａと同
期したｓｉｎθを得ている。従って、交流電源１ａの振
幅が変動しても、また、交流電源１ａの波形が歪んでい
たとしても、ＰＬＬ回路６０２により交流電源１ａと同
期した位相θを安定に得ることができる。

【０００８】しかしながら、ＰＬＬ回路は一般に位相比
較器、増幅器、電圧制御発振器、カウンタから構成さ
れ、特に電圧制御発振器は１５ｋＨｚから１ＭＨｚ程度
の発振周波数が必要なため、マイクロプロセッサ等のソ
フトウェアで構成することが困難であることから、ＰＬ
Ｌ回路をハードウェアにて構成することが多く、制御機
能のソフトウェア化による制御回路小型化、低コスト化
が行えないという問題があった。

【０００９】この発明は上記のような課題を解決するた
めになされたもので、その第一の目的は、ＰＬＬ回路を
用いることなく、電源電圧の変動が直接影響しない、３
相交流電源に接続される基準信号発生回路を得るもので
ある。

【００１０】更に、第二の目的は、ＰＬＬ回路を用いる
ことなく、電源電圧波形が歪んでいても、基準信号が歪
むことのない、３相交流電源に接続される基準信号発生
回路を得るものである。

【００１１】

【課題を解決するための手段】請求項１に係る基準信号
発生回路は、３相交流電源の電圧の瞬時値を検出する電
圧検出手段、この電圧検出手段で検出された３相検出信
号をαβの２相座標上のαβ検出信号に変換する３相／
αβ変換手段、この３相／αβ変換手段からのαβ検出
信号から上記３相交流電源の電圧振幅値を演算する電圧
振幅値演算手段、およびこの電圧振幅値演算手段からの
電圧振幅値と上記検出信号とから上記３相交流電源の電
圧変動に左右されない基準３相正弦波信号を演算する基
準正弦波演算手段を備えたものである。

【００１２】請求項２に係る基準信号発生回路は、請求
項１において、その基準正弦波演算手段は、３相検出信
号を、電圧振幅値演算手段からの電圧振幅値で除算し基
準３相正弦波信号として出力する除算手段からなるもの
である。

【００１３】請求項３に係る基準信号発生回路は、請求
項１において、その基準正弦波演算手段は、αβ検出信
号を電圧振幅値演算手段からの電圧振幅値で除算する除
算手段、およびこの除算手段からのαβ信号を３相座標
上の３相信号に変換し基準３相正弦波信号として出力す
るαβ／３相変換手段からなるものである。

【００１４】請求項４に係る基準信号発生回路は、請求
項３において、そのαβ／３相変換手段に入力されるα
β信号を所定の角度移相する移相演算回路を備えたもの
である。

【００１５】請求項５に係る基準信号発生回路は、請求
項３において、そのαβ／３相変換手段は、除算手段か
らのαβ信号を３相座標上の３相信号に変換し第１の基
準３相正弦波信号として出力する第１のαβ／３相変換
器、上記除算手段からのαβ信号を９０度移相する移相
演算回路、およびこの移相演算回路からのαβ信号を３
相座標上の３相信号に変換し第２の基準３相正弦波信号
として出力する第２のαβ／３相変換器を備えたもので
ある。

【００１６】請求項６に係る基準信号発生回路は、請求
項３ないし５のいずれかにおいて、その除算手段に入力
されるαβ検出信号の高調波成分を抑制する２相低域通
過フィルタを備えたものである。

【００１７】請求項７に係る基準信号発生回路は、請求
項６において、その２相低域通過フィルタの挿入により
生じる、基本波周波数に対する位相遅れ分を補償する移
相演算回路を備えたものである。

【００１８】請求項８に係る基準信号発生回路は、請求
項１ないし７のいずれかにおいて、その電圧振幅値演算
手段の回路に、高調波成分を抑制する振幅値低域通過フ
ィルタを備えたものである。

【００１９】請求項９に係る基準信号発生回路は、請求
項８において、その低域通過フィルタの挿入により生じ
る、基本波周波数に対する振幅減衰分を補償する係数器
を備えたものである。

【００２０】請求項１０に係る基準信号発生回路は、３
相交流電源の電圧の瞬時値を検出する電圧検出手段、こ
の電圧検出手段で検出された３相検出信号をｄｑ回転座
標上のｄｑ検出信号に変換する３相／ｄｑ変換手段、こ
の３相／ｄｑ変換手段からのｄｑ検出信号から上記３相
交流電源の電圧振幅値を演算する電圧振幅値演算手段、
および上記ｄｑ検出信号を上記電圧振幅値演算手段から
の電圧振幅値で除算し、ｄｑ回転座標上の基準ベクトル
信号として出力する基準ベクトル演算手段を備えたもの
である。

【００２１】請求項１１に係る基準信号発生回路は、請
求項１０において、その基準ベクトル演算手段の回路の
ｄｑ信号を所定の角度移相する移相演算回路を備えたも
のである。

【００２２】請求項１２に係る基準信号発生回路は、請
求項１０において、その除算演算後のｄｑ信号を９０度
移相する移相演算回路を備え、基準ベクトル信号として
互いに９０度位相の異なる第１および第２の基準ベクト
ル信号を出力するようにしたものである。

【００２３】請求項１３に係る基準信号発生回路は、請
求項１０ないし１２のいずれかにおいて、その３相／ｄ
ｑ変換手段から出力されたｄｑ検出信号の高調波成分を
抑制する低域通過フィルタを備えたものである。

【００２４】請求項１４に係る基準信号発生回路は、請
求項１３において、その低域通過フィルタの挿入により
生じる、基本波周波数に対する振幅減衰分および位相遅
れ分をそれぞれ補償する係数器および移相演算回路を備
えたものである。

【００２５】請求項１５に係る基準信号発生回路は、請
求項１０ないし１４のいずれかにおいて、その３相／ｄ
ｑ変換におけるｄｑ座標の回転周波数を５５Ｈｚに設定
し、３相交流電源の周波数として５０Ｈｚおよび６０Ｈ
ｚの両周波数に対して回路構成を共用するようにしたも
のである。

【００２６】

【発明の実施の形態】

実施の形態１．図１はこの発明の実施の形態１を示すも
ので、図において、３は３相コンバータ主回路であり、
リアクトル２ａ、２ｂ、２ｃを介して３相交流電源１に
接続している。４は３相コンバータ主回路の直流側に接
続されたコンデンサ、５は負荷である。１０１ａ、１０
１ｂ、１０１ｃはそれぞれコンバータの３相交流電流を
検出する電流センサ、２０１ａは３相交流電源１の相電
圧の瞬時値を検出する電圧検出手段としての電圧セン
サ、２０２はコンバータの直流電圧を検出する電圧セン
サである。３００番台以降は制御回路であり、３０１は
３相ドライブ回路、３０２は３相ＰＷＭ変調回路、３０
３はコンバータの３相交流電流の瞬時値を制御する３相
電流制御回路、３０４はコンバータの直流電圧を制御す
る電圧制御回路、３０５は直流電圧指令値を出力する指
令値発生回路、３０６はｕｖｗの３相座標上電圧信号を
αβの２相座標上信号に変換する３相／αβ変換手段と
しての３相→αβ変換回路、３０７ａは３相交流電源１
に同期し、各相電圧に対して同位相の基準３相正弦波信
号を出力する基準正弦波発生回路、４０１は加減算器、
５０１ａ、５０１ｂ、５０１ｃは乗算器である。

【００２７】図２は基準正弦波発生回路３０７ａの詳細
を示したブロック図であり、図において１００１〜１０
０５は乗算器、１００６は加算器、１００７は平方根を
演算する平方根演算器、１００８はゲインが√（２／
３）の係数器、１００９は逆数を演算する逆数演算器で
ある。

【００２８】次にこの実施の形態１の動作を図１を参照
しながら説明する。指令値発生回路３０５が出力する直
流電圧指令値ＶＤｒｅｆと電圧センサ２０２の検出した
直流電圧ＶＤとの偏差を加減算器４０１により求め、こ
の偏差を電圧制御回路３０４の入力としている。この偏
差を電圧制御回路３０４にて増幅した信号をコンバータ
の交流側電流ピーク値指令√２×ＩＲｐｒｅｆとしてい
る。この電流ピーク値指令√２×ＩＲｐｒｅｆは乗算器
５０１ａ、５０１ｂ、５０１ｃにより３相交流電源１に
同期した同位相の３相正弦波ｓｉｎθ、ｓｉｎ（θ−２
／３π）、ｓｉｎ（θ＋２／３π）と乗算し、この乗算
器５０１ａ、５０１ｂ、５０１ｃの出力をそれぞれコン
バータの交流側電流の瞬時電流指令値ＩＲｕｒｅｆ、Ｉ
Ｒｖｒｅｆ、ＩＲｗｒｅｆとして、３相電流制御回路３
０３、３相ＰＷＭ変調回路３０２、３相ドライブ回路３
０１、電流センサ１０１ａ、１０１ｂ、１０１ｃ、３相
コンバータ主回路３、リアクトル２ａ、２ｂ、２ｃより
構成される電流マイナーループに与えられ、リアクトル
２ａ、２ｂ、２ｃに流れるコンバータの３相交流電流は
力率がほぼ１の正弦波電流に制御される。

【００２９】電圧センサ２０１ａは３相交流電源１の各
相電圧ＶＲｕ、ＶＲｖ、ＶＲｗを検出し、３相→αβ変
換回路３０６にこの相電圧である３相検出信号を入力し
αβ座標上での電圧信号（αβ検出信号）であるＶＲα
とＶＲβを得ている。ここでは、３相→αβ変換を次式
とする。

【００３０】

【数１】

【００３１】例えば、ＶＲｕ、ＶＲｖ、ＶＲｗが次式で
表される場合、

【００３２】

【数２】

【００３３】ＶＲα、ＶＲβは次式で表される。

【００３４】

【数３】

【００３５】３相座標上での電圧信号ＶＲｕ、ＶＲｖ、
ＶＲｗとαβ座標上での電圧信号ＶＲα、ＶＲβより、
基準正弦波発生回路３０７ａにて３相交流電源１に同期
した同位相の３相正弦波ｓｉｎθ、ｓｉｎ（θ−２／３
π）、ｓｉｎ（θ＋２／３π）を得る方法を次に図２を
参照しながら説明する。

【００３６】まず、ＶＲα、ＶＲβより３相交流電源の
実効値ＶＲｒｍｓを求める。ＶＲｕ、ＶＲｖ、ＶＲｗが
（２）式で表されるとき、

【００３７】

【数４】

【００３８】が成立する。この結果は３相交流電源波形
が平衡した正弦波であれば、成立するものであるので、
（４）式を乗算器１００１、１００２と加算器１００６
にて演算し、3・（VRrms）²を求める。これより平方根演
算器１００７にて√３×VRrmsを求め、更に係数器１０
０８にて√（２／３）倍し、電圧振幅値√２×VRrmsを
求める。逆数演算器１００９と乗算器１００３、１００
４、１００５により、３相座標上での電圧信号ＶＲｕ、
ＶＲｖ、ＶＲｗを１／（√２×VRrms）倍することによ
り、乗算器１００３、１００４、１００５からは各相電
圧と同位相でピーク値が１となる正弦波、即ち基準３相
正弦波信号が得られる。

【００３９】本実施の形態１の構成では、３相交流電源
電圧が変動すると、ＶＲα、ＶＲβより演算している実
効値が変動し、この実効値から求めた振幅値と３相座標
上での電圧信号より、基準正弦波を演算しているので、
この変動分が演算の分母分子で相殺され、電源電圧の変
動が、電流マイナーループに与えられる瞬時電流指令値
に直接影響しないという効果がある。

【００４０】実施の形態２．上記実施の形態１では、３
相交流電源が３相４線式などで相電圧を直接検出できる
場合であったが、本実施の形態では３相交流電源が３相
３線式などで線間電圧しか直接検出できない場合につい
て、特に電圧センサ部を変更することなく制御回路を構
成する方式を示す。上記実施の形態１と異なるのは、電
圧センサ２０１ｂが３相交流電源１の線間電圧ＶＲｕ
ｖ、ＶＲｖｗ、ＶＲｗｕを検出していることと、基準正
弦波発生回路３０７ｂ内の構成が異なることのみであ
り、その他は実施の形態１と同様であるので、これらの
異なる部分を中心に以下説明する。

【００４１】図３に示すように電圧センサ２０１ｂは３
相交流電源１の線間電圧を検出しているため、これを３
相→αβ変換回路３０６にてαβ座標上に変換した電圧
信号ＶＲＬα、ＶＲＬβの位相は、実施の形態１の３相
→αβ変換回路３０６の出力であるＶＲα、ＶＲβに比
べて、線間電圧と相電圧との位相差、即ち３０度進んだ
ものとなっている。

【００４２】図４は基準正弦波発生回路３０７ｂの詳細
を示したブロック図であり、実施の形態１の基準正弦波
発生回路３０７ａと大きく異なるのは移相演算回路１０
１０とαβ→３相変換回路１０１１が追加されているこ
とである。

【００４３】まず、基準正弦波発生回路３０７ｂには線
間電圧に対応したαβ座標上の電圧信号ＶＲＬα、ＶＲ
Ｌβが入力される。実施の形態１と同様に線間電圧実効
値VRLrmsを√２倍した信号√２×VRLrmsの逆数を求め、
この逆数を乗算器１００３、１００４にて乗算し、Ｖα
１、Ｖβ１を求める。αβ座標は直交座標であるので、
Ｖα１、Ｖβ１は下記演算を行うことにより、αβ座標
上で３０度遅らせた信号Ｖα２、Ｖβ２を得ることがで
きる。

【００４４】

【数５】

【００４５】このＶα２、Ｖβ２をαβ→３相変換回路
１０１１により３相座標上の信号に変換している。ここ
で、３相→αβ変換回路３０６からαβ→３相変換回路
１０１１までを見直すと、線間電圧をαβ座標上に変換
し、αβ座標上で１／（√２×VRLrms）倍し、αβ座標
上で３０度遅れの移相演算を行い、これを３相座標上に
変換し直していることがわかる。３相→αβ変換とαβ
→３相変換は逆変換であるので、αβ→３相変換回路１
０１１の出力は、線間電圧が３０度遅れた位相を持ち、
そのピーク値は１であることがわかる。これは、相電圧
と同相の基準正弦波そのものである。

【００４６】図４では説明のため、移相演算回路１０１
０とαβ→３相変換回路１０１１をそれぞれ別ブロック
に示しているが、マイクロプロセッサ等のソフトウェア
で演算する場合は、移相演算に用いるマトリックスとα
β→３相変換に用いるマトリックスをあらかじめ１つに
まとめて演算しておき、１回の行列演算でＶα１、Ｖβ
１からｓｉｎθ、ｓｉｎ（θ−２／３π）、ｓｉｎ（θ
＋２／３π）を求めることができる。

【００４７】本実施の形態の構成では、上記３相交流電
源電圧が変動すると、線間電圧をαβ座標上に変換した
ＶＲＬα、ＶＲＬβより演算している線間電圧実効値が
変動し、この線間電圧実効値とαβ座標上での電圧信号
ＶＲＬα、ＶＲＬβから基準正弦波を位相補正も含め演
算しているので、３相３線式の３相交流電源でも線間電
圧よりマイクロプロセッサ等の演算にて力率１の電流指
令値を求めることができ、電源電圧の変動が、電流マイ
ナーループに与えられる瞬時電流指令値に直接影響しな
いという効果がある。

【００４８】実施の形態３．上記実施の形態１では、交
流電源電圧信号の振幅を調整して基準正弦波を作成して
いるために、３相交流電源の電圧波形が歪んでいる場合
は、基準正弦波も歪んでしまう。本実施の形態では３相
交流電源の電圧波形が歪んでいても、基準正弦波が歪み
にくい方式を示す。上記実施の形態１と異なるのは、基
準正弦波発生回路３０７ｃ内の構成が異なることのみで
あり、その他は実施の形態１と同様である。

【００４９】図５に示すように基準正弦波発生回路３０
７ｃは３相交流電源１の相電圧をαβ座標上に変換した
電圧信号ＶＲα、ＶＲβを入力としている。

【００５０】図６は基準正弦波発生回路３０７ｃの詳細
を示したブロック図であり、実施の形態１の基準正弦波
発生回路３０７ａと大きく異なるのは低域通過フィルタ
（ＬＰＦ）１０１２、１０１３、１０１４が追加されて
いること、αβ→３相変換回路１０１１が追加されαβ
座標上で電源電圧変動を補償していることである。

【００５１】３相交流電源１の電圧波形が歪んでいる場
合、αβ変換は線形変換であるため、３相→αβ変換さ
れた電圧信号ＶＲα、ＶＲβも３相交流電源電圧と同一
次数の高調波を持つことになる。従って、２相低域通過
フィルタ（ＬＰＦ２）１０１３、１０１４により高調波
成分を除去し、実施の形態１と同様に相電圧実効値VRrm
sを√２倍した信号√２×VRrmsの逆数を求めて、この逆
数を乗算器１００３、１００４にて乗算し、Ｖα１、Ｖ
β１を求める。このＶα１、Ｖβ１をαβ→３相変換回
路１０１１により３相座標上の信号に変換し、基準正弦
波ｓｉｎθ、ｓｉｎ（θ−２／３π）、ｓｉｎ（θ＋２
／３π）を得ている。但し、低域通過フィルタ（ＬＰＦ
２）１０１３、１０１４の遮断周波数を基本波周波数の
近くに設定すると、Ｖα１、Ｖβ１の基本波周波数にお
ける遅れ角が大きくなり、基準正弦波自体も遅れること
なる。従って、遮断周波数は基本波周波数より例えば１
０倍程度高く設定する必要があり、低周波の歪みを除去
する効果はあまり期待できないが、高周波の歪みは除去
することができる。

【００５２】また、振幅値低域通過フィルタ（ＬＰＦ
１）１０１２は演算により求めた電源電圧実効値に対す
るフィルタであり、フィルタ出力として求められている
のが電圧歪みの影響を除去した平均的な電源電圧実効
値、即ち直流信号であることから、低域通過フィルタ
（ＬＰＦ２）１０１３、１０１４に比べてその遮断周波
数を十分低く設定できる。

【００５３】本実施の形態の構成では、上記３相交流電
源電圧が変動すると、相電圧をαβ座標上に変換したＶ
Ｒα、ＶＲβより演算している相電圧実効値が変動し、
この相電圧実効値とαβ座標上での電圧信号ＶＲα、Ｖ
Ｒβとから基準正弦波を演算しているので、電源電圧の
変動が電流マイナーループに与えられる瞬時電流指令値
に直接影響しないのに加え、αβ座標上での電圧信号Ｖ
Ｒα、ＶＲβと演算より求めた相電圧実効値とを低域通
過フィルタによって高調波除去を行ってから用いている
ので、３相電源電圧波形が歪んでいても電流マイナール
ープに与えられる瞬時電流指令値が歪みにくいという効
果がある。勿論、この低域通過フィルタを使用して歪抑
制を行う方式は、実施の形態１や２の基準正弦波発生回
路３０７ａ、３０７ｂに適用することもできる。

【００５４】実施の形態４．上記実施の形態３では、交
流電源電圧波形の高周波歪みを除去するために低域通過
フィルタ（ＬＰＦ２）１０１３、１０１４の遮断周波数
を基本波周波数に近く設定すると、Ｖα１、Ｖβ１の基
本波周波数における遅れ角が大きくなり、更には基本波
の振幅自体も減衰してしまい、基準正弦波の位相、振幅
に誤差が生じる。本実施の形態では高周波歪みを除去し
ても、基準正弦波の位相、振幅に誤差が生じない方式を
示す。上記実施の形態３と異なるのは、基準正弦波発生
回路３０７ｄ内の構成が異なることのみであり、その他
は実施の形態３と同様である。

【００５５】図７は基準正弦波発生回路３０７ｄの詳細
を示したブロック図であり、実施の形態３の基準正弦波
発生回路３０７ｃと異なるのは係数器１０１５、移相演
算回路１０１６が追加されていることである。

【００５６】係数器１０１５は、低域通過フィルタ１０
１２、１０１３、１０１４が基本波周波数に対して振幅
を減衰させることを補償するものであり、減衰ゲインが
Ｇであるとすると、係数器１０１５のゲインＫを１／Ｇ
と設定すればよい。

【００５７】また、低域通過フィルタ（ＬＰＦ２）１０
１３、１０１４により基本波周波数に対してφだけ遅れ
ている場合は、αβ座標が直交座標であることを用い
て、下記行列を乗算することにより、αβ座標上でφ進
ませることができる。

【００５８】

【数６】

【００５９】本実施の形態の構成では、上記３相交流電
源電圧が変動すると、相電圧をαβ座標上に変換したＶ
Ｒα、ＶＲβより演算している相電圧実効値が変動し、
この相実効値とαβ座標上での電圧信号ＶＲα、ＶＲβ
とから基準正弦波を演算しているので、電源電圧の変動
が電流マイナーループに与えられる瞬時電流指令値に直
接影響しないのに加え、αβ座標上での電圧信号ＶＲ
α、ＶＲβと演算より求めた相電圧実効値を低域通過フ
ィルタによって高調波除去を行い、更にこの低域通過フ
ィルタによる振幅減衰補正と位相遅れ補正を行っている
ので、３相電源電圧波形が歪んでいても電流マイナール
ープに与えられる瞬時電流指令値が歪みにくく、更に基
準正弦波の位相遅れ、振幅誤差が改善されているので、
力率を改善することができる。

【００６０】実施の形態５．上記実施の形態１では、コ
ンバータ交流電流を力率１にする制御回路を示したが、
本実施の形態では基準正弦波発生回路にて相電圧と同相
の３相基準正弦波と９０度進んだ３相基準正弦波を作成
し、これより任意の無効電流も瞬時電流指令値に加え、
有効電流、無効電流共に制御できる方式を示す。上記実
施の形態１と異なるのは、基準正弦波発生回路３０７ｅ
内の構成が異なることと、無効電流指令値発生回路３０
８、乗算器５０２ａ、５０２ｂ、５０２ｃ、加算器４０
２ａ、４０２ｂ、４０２ｃを追加している点であり、そ
の他は実施の形態１と同様である。

【００６１】図８に示すように基準正弦波発生回路３０
７ｅは、相電圧と同相の３相基準正弦波（第１の基準３
相正弦波信号）ｓｉｎθ、ｓｉｎ（θ−２／３π）、ｓ
ｉｎ（θ＋２／３π）、相電圧より９０度進んだ３相基
準正弦波（第２の基準３相正弦波信号）ｃｏｓθ、ｃｏ
ｓ（θ−２／３π）、ｃｏｓ（θ＋２／３π）を出力
し、９０度進んだ３相基準正弦波ｃｏｓθ、ｃｏｓ（θ
−２／３π）、ｃｏｓ（θ＋２／３π）は、無効電流指
令値発生回路３０８の出力√２×IRqrefと乗算器５０２
ａ、５０２ｂ、５０２ｃとにより乗算され、その演算結
果はそれぞれ加算器４０２ａ、４０２ｂ、４０２ｃによ
り、実施の形態１で説明した有効電流に関する瞬時電流
指令値と加算され、電流マイナーループに対する指令値
としている。

【００６２】図９は基準正弦波発生回路３０７ｅの詳細
を示したブロック図であり、実施の形態１の基準正弦波
発生回路３０７ａと大きく異なるのは移相演算回路１０
１７とαβ→３相変換回路１０１１、１０１８が追加さ
れていることである。

【００６３】まず、基準正弦波発生回路３０７ｅには相
電圧に対応したαβ座標上の電圧信号ＶＲα、ＶＲβが
入力される。実施の形態１と同様に相電圧実効値VRrms
を√２倍した信号√２×VRrmsの逆数を求め、この逆数
を乗算器１００３、１００４にて乗算し、Ｖα１、Ｖβ
１を求める。αβ座標は直交座標であるので、Ｖα１、
Ｖβ１は下記演算を行うことにより、αβ座標上で９０
度進ませた信号Ｖα２、Ｖβ２を得ることができる。

【００６４】

【数７】

【００６５】Ｖα１、Ｖβ１とＶα２、Ｖβ２をそれぞ
れαβ→３相変換回路１０１１、１０１８にて３相座標
に変換することにより、相電圧と同相の３相基準正弦波
ｓｉｎθ、ｓｉｎ（θ−２／３π）、ｓｉｎ（θ＋２／
３π）、相電圧より９０度進んだ３相基準正弦波ｃｏｓ
θ、ｃｏｓ（θ−２／３π）、ｃｏｓ（θ＋２／３π）
を得ている。

【００６６】本実施の形態の構成では、上記３相交流電
源電圧が変動すると、相電圧をαβ座標上に変換したＶ
Ｒα、ＶＲβより演算している相電圧実効値が変動し、
この相実効値とαβ座標上での電圧信号ＶＲα、ＶＲβ
から基準正弦波を演算しているので、電源電圧の変動が
電流マイナーループに与えられる瞬時電流指令値に直接
影響しないのに加え、瞬時電流指令値を有効電流成分だ
けでなく、任意の無効電流成分も含めることができる。

【００６７】実施の形態６．上記実施の形態１では、α
β座標変換を用いて基準正弦波を作成したが、本実施の
形態では回転座標変換（ｄｑ変換）を用いた方式を示
す。上記実施の形態１と異なるのは、３相→αβ変換回
路３０６の代わりに３相→ｄｑ変換回路３０９、ｄｑ→
３相変換回路３１１を用いていること、基準正弦波発生
回路３０７ａの代わりに基準ベクトル発生回路３１０ａ
を用いていること、ωｔ発生回路３１２を追加したこ
と、乗算器５０１ｃを削除したことである。

【００６８】図１０に示すように、電圧センサ２０１ａ
は３相交流電源１の各相電圧ＶＲｕ、ＶＲｖ、ＶＲｗを
検出し、３相→ｄｑ変換回路３０９にこの相電圧を入力
しｄｑ座標上での電圧信号であるＶＲｄとＶＲｑを得て
いる。ここでは、３相→ｄｑ変換を次式とする。

【００６９】

【数８】

【００７０】例えば、ＶＲｕ、ＶＲｖ、ＶＲｗが次式で
表される場合、

【００７１】

【数９】

【００７２】ＶＲｄ、ＶＲｑは次式となる。

【００７３】

【数１０】

【００７４】ｄｑ座標上での電圧信号ＶＲｄ、ＶＲｑよ
り、基準ベクトル発生回路３１０ａにて３相交流電源１
に同期した同位相の３相正弦波ｓｉｎθ、ｓｉｎ（θ−
２／３π）、ｓｉｎ（θ＋２／３π）を得る方法を次に
図１０、図１１を参照しながら説明する。

【００７５】まず、ＶＲｄ、ＶＲｑより３相交流電源の
実効値ＶＲｒｍｓを求める。ＶＲｕ、ＶＲｖ、ＶＲｗが
（９）式で表されるとき、

【００７６】

【数１１】

【００７７】が成立する。この結果は３相交流電源波形
が平衡した正弦波であればωｔ発生回路３１２の出力θ
と交流電源位相が一致していなくても、角周波数がほぼ
等しければ成立するものであるので、（１１）式を乗算
器２００１、２００２と加算器２００６にて演算し、3・
（VRrms）²を求める。これより平方根演算器２００７に
て√３×VRrmsを求め、更に係数器２００８にて√（２
／３）倍し、√２×VRrmsを求める。逆数演算器２００
９と乗算器２００３、２００４により、ＶＲｄ、ＶＲｑ
を１／（√２×VRrms）倍することにより、基準ベクト
ルＶＲｄ１、ＶＲｑ１を求める。このＶＲｄ１、ＶＲｑ
１をそのままｄｑ→３相変換回路３１１により３相座標
上の信号に変換した場合を考えると、３相→ｄｑ変換回
路３０９からｄｑ→３相変換回路３１１までを見直す
と、相電圧をｄｑ座標上に変換し、ｄｑ座標上で１／
（√２×VRrms）倍し、これを３相座標上に変換し直し
ていることがわかる。３相→ｄｑ変換とｄｑ→３相変換
は逆変換であるので、ｄｑ→３相変換回路３１１の出力
は、相電圧と同位相で、そのピーク値は１である基準正
弦波であることがわかる。

【００７８】実際には、電圧制御回路３０４の出力であ
るコンバータの交流側電流ピーク値指令√２×ＩＲｐｒ
ｅｆにより、基準正弦波の振幅を調整しなければならな
いので、乗算器５０１ａ、５０１ｂによりＶＲｄ１、Ｖ
Ｒｑ１と交流側電流ピーク値指令√２×ＩＲｐｒｅｆと
を乗算し、ＩＲｄ１、ＩＲｑ１として、これをｄｑ→３
相変換回路３１１の入力としている。

【００７９】本実施の形態の構成では、３相交流電源電
圧が変動すると、ＶＲｄ、ＶＲｑより演算している実効
値が変動し、この演算結果である実効値により基準正弦
波を演算しているので、電源電圧の変動が電流マイナー
ループに与えられる瞬時電流指令値に直接影響しないの
に加え、ｄｑ座標上で構成しているので、ωｔ発生回路
のωと交流電源角周波数が同一であればＶＲｄ、ＶＲｑ
は完全な直流成分になり、また、この角周波数に多少の
差があってもＶＲｄ、ＶＲｑはこの差の角周波数成分を
持つ変化の緩やかなもので、サンプリング時間内の変化
が少ないことから、精度よく基準正弦波を作成すること
ができる。

【００８０】実施の形態７．上記実施の形態６では、３
相交流電源が３相４線式などで相電圧を直接検出できる
場合であったが、本実施の形態では３相交流電源が３相
３線式などで線間電圧しか直接検出できない場合につい
て、特に電圧センサ部を変更することなく制御回路を構
成する方式を示す。上記実施の形態６と異なるのは、電
圧センサ２０１ｂが３相交流電源１の線間電圧ＶＲｕ
ｖ、ＶＲｖｗ、ＶＲｗｕを検出していることと、基準ベ
クトル発生回路３１０ｂ内の構成が異なることのみであ
る。

【００８１】図１２に示すように電圧センサ２０１ｂは
３相交流電源１の線間電圧を検出しているため、これを
３相→ｄｑ変換回路３０９にてｄｑ座標上に変換した電
圧信号ＶＲＬｄ、ＶＲＬｑの位相は、実施の形態６の３
相→ｄｑ変換回路３０９の出力であるＶＲｄ、ＶＲｑに
比べて、線間電圧と相電圧の位相差、即ち３０度進んだ
ものとなっている。

【００８２】図１３は基準ベクトル発生回路３１０ｂの
詳細を示したブロック図であり、実施の形態６の基準ベ
クトル発生回路３１０ａと大きく異なるのは移相演算回
路２０１０が追加されていることである。

【００８３】まず、基準ベクトル発生回路３１０ｂには
線間電圧に対応したｄｑ座標上の電圧信号ＶＲＬｄ、Ｖ
ＲＬｑが入力される。実施の形態６と同様に線間電圧実
効値VRLrmsを√２倍した信号√２×VRLrmsの逆数を求
め、この逆数を乗算器２００３、２００４にて乗算し、
ＶＲｄ０、ＶＲｑ０を求める。ｄｑ座標は直交座標であ
るので、ＶＲｄ０、ＶＲｑ０は下記演算を行うことによ
り、αβ座標上で３０度遅らせた信号ＶＲｄ１、ＶＲｑ
１を得ることができる。

【００８４】

【数１２】

【００８５】このＶＲｄ１、ＶＲｑ１を乗算器５０１
ａ、５０１ｂを介してｄｑ→３相変換回路３１１に入力
し、３相座標上の瞬時電流指令値を得ている。

【００８６】本実施の形態の構成では、上記３相交流電
源電圧が変動すると、線間電圧をｄｑ座標上に変換した
ＶＲＬｄ、ＶＲＬｑより演算している線間電圧実効値が
変動し、この線間電圧実効値とｄｑ座標上での電圧信号
ＶＲＬｄ、ＶＲＬｑとから基準ベクトルを位相補正も含
め演算しているので、３相３線式の３相交流電源でも線
間電圧よりマイクロプロセッサ等の演算にて力率１の電
流指令値を求めることができ、電源電圧の変動が電流マ
イナーループに与えられる瞬時電流指令値に直接影響し
ないのに加え、ｄｑ座標上で構成しているので、ωｔ発
生回路のωと交流電源角周波数が同一であればＶＲｄ、
ＶＲｑは直流成分に、また、ほぼ同一であればＶＲｄ、
ＶＲｑは差の角周波数成分を持つので短時間あたりの変
化が少なく、サンプリング時間内の変化が少ないことか
ら、精度よく基準正弦波を作成することができる。

【００８７】実施の形態８．上記実施の形態６では、交
流電源電圧信号のｄｑ座標成分の振幅を調整して瞬時電
流指令値を作成しているために、３相交流電源の電圧波
形が歪んでいる場合は、瞬時電流指令値も歪んでしま
う。本実施の形態では３相交流電源の電圧波形が歪んで
いても、瞬時電流指令値が歪みにくい方式を示す。上記
実施の形態６と異なるのは、基準ベクトル発生回路３１
０ｃ内の構成のみである。

【００８８】図１４は基準ベクトル発生回路３１０ｃの
詳細を示したブロック図であり、実施の形態６の基準ベ
クトル発生回路３１０ａと異なるのは低域通過フィルタ
（ＬＰＦ２）２０１３、２０１４が追加されていること
である。

【００８９】３相交流電源１の電圧波形が歪んでいる場
合、ｄｑ変換された電圧信号ＶＲｄ、ＶＲｑも３相交流
電源電圧の高調波次数±１の高調波成分を持つことにな
る。従って、低域通過フィルタ(ＬＰＦ２)２０１３、２
０１４により高調波成分を除去し、実施の形態６と同様
に相電圧実効値VRrmsを√２倍した信号√２×VRrmsの逆
数を求めて、この逆数を乗算器２００３、２００４にて
乗算し、ＶＲｄ１、ＶＲｑ１を求め、このＶＲｄ１、Ｖ
Ｒｑ１を乗算器５０１ａ、５０１ｂを介してｄｑ→３相
変換回路３１１に入力し、３相座標上の瞬時電流指令値
を得ている。

【００９０】また、低域通過フィルタ（ＬＰＦ２）２０
１３、２０１４は演算により求めた電源電圧実効値に対
するフィルタであり、フィルタ出力として求められてい
るのが電圧歪みの影響を除去した平均的な電源電圧実効
値、即ち直流信号であることから、例えば、実施の形態
３における基準正弦波発生回路３０７ｃの低域通過フィ
ルタ（ＬＰＦ２）１０１３、１０１４に比べてその遮断
周波数を十分低く設定できる。

【００９１】本実施の形態の構成では、上記３相交流電
源電圧が変動すると、相電圧をｄｑ座標上に変換したＶ
Ｒｄ、ＶＲｑより演算している相電圧実効値が変動し、
この相電圧実効値とｄｑ座標上での電圧信号ＶＲｄ、Ｖ
Ｒｑとから基準ベクトルを演算しているので、電源電圧
の変動が電流マイナーループに与えられる瞬時電流指令
値に直接影響しないのに加え、ｄｑ座標上で構成してい
るので、基本波に対してはωｔ発生回路のωと交流電源
角周波数とが同一であればＶＲｄ、ＶＲｑは直流成分
に、また、ほぼ同一であればＶＲｄ、ＶＲｑは差の角周
波数成分を持つので短時間あたりの変化が少なく、低域
通過フィルタによる高調波除去が容易であり、３相電源
電圧波形が歪んでいても電流マイナーループに与えられ
る瞬時電流指令値が歪みにくい効果がある。

【００９２】実施の形態９．上記実施の形態６では、コ
ンバータ交流電流を力率１にする制御回路を示したが、
本実施の形態では基準ベクトル発生回路にて相電圧と同
相の基準ベクトルと９０度進んだ基準ベクトルを作成
し、これより任意の無効電流も瞬時電流指令値に加え、
有効電流、無効電流共に制御できる方式を示す。上記実
施の形態６と異なるのは、基準ベクトル発生回路３１０
ｄ内の構成が異なることと、無効電流指令値発生回路３
０８、乗算器５０２ａ、５０２ｂ、加算器４０２ａ、４
０２ｂを追加している点である。

【００９３】図１５に示すように基準ベクトル発生回路
３１０ｄは、相電圧と同相の基準ベクトル（第１の基準
ベクトル信号）と相電圧より９０度進んだ基準ベクトル
（第２の基準ベクトル信号）を出力し、９０度進んだ基
準ベクトルは、無効電流指令値発生回路３０８の出力√
２×IRqrefと乗算器５０２ａ、５０２ｂにより乗算さ
れ、その演算結果はそれぞれ加算器４０２ａ、４０２ｂ
により、実施の形態６で説明した有効電流に関する瞬時
電流指令ベクトルと加算され、これをｄｑ→３相変換回
路に入力することにより、電流マイナーループに対する
瞬時電流指令値を得ている。

【００９４】図１６は基準ベクトル発生回路３１０ｄの
詳細を示したブロック図であり、実施の形態６の基準ベ
クトル発生回路３１０ａと異なるのは移相演算回路２０
１７が追加されていることである。

【００９５】まず、基準ベクトル発生回路３１０ｄには
相電圧に対応したｄｑ座標上の電圧信号ＶＲｄ、ＶＲｑ
が入力される。実施の形態６と同様に相電圧実効値VRrm
sを√２倍した信号√２×VRrmsの逆数を求め、この逆数
を乗算器２００３、２００４にて乗算し、ＶＲｄ１、Ｖ
Ｒｑ１を求める。ｄｑ座標は直交座標であるので、ＶＲ
ｄ１、ＶＲｑ１は下記演算を行うことにより、ｄｑ座標
上で９０度進ませた信号ＶＲｄ２、ＶＲｑ２を得ること
ができる。

【００９６】

【数１３】

【００９７】本実施の形態の構成では、３相交流電源電
圧が変動すると、ＶＲｄ、ＶＲｑより演算している実効
値が変動し、この演算結果である実効値により基準正弦
波を演算しているので、電源電圧の変動が電流マイナー
ループに与えられる瞬時電流指令値に直接影響しないの
に加え、ｄｑ座標上で構成しているので、ωｔ発生回路
のωと交流電源角周波数が同一であればＶＲｄ、ＶＲｑ
は直流成分に、また、ほぼ同一であればＶＲｄ、ＶＲｑ
は差の角周波数成分を持つので短時間あたりの変化が少
なく、サンプリング時間内の変化が少ないことから、精
度よく基準正弦波を作成することができるのに加え、瞬
時電流指令値を有効電流成分だけでなく、任意の無効電
成分も含めることができる。

【００９８】実施の形態１０．上記実施の形態６では、
ωｔ発生回路３１２のωを３相交流電源１の各周波数と
ほぼ同一にしていたが、図１７に示すように、ωｔ発生
回路のωとしてω＝２π５５に選定することにより、５
０Ｈｚ又は６０Ｈｚの３相交流電源に共通な制御回路を
構成することができる。この場合、基準ベクトルが電源
周波数と５５Ｈｚとの差の周波数５Ｈｚで回転するため
に、ｄｑ座標変換のメリットであるＶＲｄ、ＶＲｑがほ
ぼ直流と見なせる点は生かせないが、αβ座標変換上の
信号よりは低周波数であることから、サンプリング時間
が比較的長くてもよく、電源周波数によらず制御回路を
共通にすることができる。

【００９９】実施の形態１１．上記実施の形態１０で
は、交流電源電圧波形の低周波歪みを除去するために、
実施の形態８に示した低域通過フィルタ（ＬＰＦ２）２
０１３、２０１４を用いた場合、ＶＲｄ、ＶＲｑが電源
周波数と５５Ｈｚとの差の周波数５Ｈｚで回転するため
に、低域通過フィルタ（ＬＰＦ２）による位相遅れ、振
幅減衰が発生する。本実施の形態では、ωｔ発生回路の
ωとしてω＝２π５５に選定することにより、５０Ｈｚ
又は６０Ｈｚの３相交流電源に共通な制御回路を構成
し、低周波歪みを除去しても基準正弦波の位相、振幅に
誤差が生じない方式を示す。上記実施の形態８、１０と
異なるのは、基準ベクトル発生回路３１０ｅ内の構成の
みである。

【０１００】図１８は基準ベクトル発生回路３１０ｅの
詳細を示したブロック図であり、実施の形態８の基準ベ
クトル発生回路３１０ｃと異なるのは係数器２０１５、
移相演算回路２０１６が追加されていることである。

【０１０１】係数器２０１５は、低域通過フィルタ（Ｌ
ＰＦ２）２０１３、２０１４が５Ｈｚ成分に対して振幅
を減衰させることを補償するものであり、減衰ゲインが
Ｇであるとすると、係数器２０１５のゲインＫを１／Ｇ
と設定すればよい。

【０１０２】また、低域通過フィルタ（ＬＰＦ２）２０
１３、２０１４によりが５Ｈｚ成分に対してφだけ遅れ
ている場合は、ｄｑ座標が直交座標であること用いて、
下記行列を乗算することにより、ｄｑ座標上でφ進ませ
ることができる。

【０１０３】

【数１４】

【０１０４】本実施の形態の構成では、上記３相交流電
源電圧が変動すると、相電圧をｄｑ座標上に変換したＶ
Ｒｄ、ＶＲｑより演算している相電圧実効値が変動し、
この相電圧実効値とｄｑ座標上での電圧信号ＶＲｄ、Ｖ
Ｒｑから基準ベクトルを演算しているので、電源電圧の
変動が電流マイナーループに与えられる瞬時電流指令値
に直接影響しないのに加え、ｄｑ座標上での電圧信号Ｖ
Ｒｄ、ＶＲｑと演算より求めた相電圧実効値とを低域通
過フィルタによって高調波除去を行い、この低域通過フ
ィルタによる振幅減衰と位相遅れとの補正を行っている
ので、３相電源電圧波形が歪んでいても電流マイナール
ープに与えられる瞬時電流指令値が歪みにくく、更に基
準正弦波の位相遅れ、振幅誤差が改善されているので、
力率を改善することができる。また、サンプリング時間
が比較的長くてもよく、電源周波数によらず制御回路を
共通にすることができる。

【０１０５】なお、以上の各実施の形態では、いずれ
も、作成した基準３相正弦波信号あるいは基準ベクトル
信号を、高力率コンバータの制御回路における瞬時電流
指令に利用する場合について示したが、この発明はこれ
らの用途に限られるものではなく、３相交流電源の電圧
変動に左右されては困る基準信号が必要となる種々の用
途に適用することができ同等の効果を奏するものであ
る。

【０１０６】

【発明の効果】以上のように、請求項１に係る基準信号
発生回路においては、３相交流電源の電圧の瞬時値を検
出する電圧検出手段、この電圧検出手段で検出された３
相検出信号をαβの２相座標上のαβ検出信号に変換す
る３相／αβ変換手段、この３相／αβ変換手段からの
αβ検出信号から上記３相交流電源の電圧振幅値を演算
する電圧振幅値演算手段、およびこの電圧振幅値演算手
段からの電圧振幅値と上記検出信号とから上記３相交流
電源の電圧変動に左右されない基準３相正弦波信号を演
算する基準正弦波演算手段を備えたので、簡単な構成に
より、３相交流電源の電圧変動に左右されない基準３相
正弦波信号を得ることができる。

【０１０７】また、請求項２に係る基準信号発生回路に
おいては、基準正弦波演算手段は、３相検出信号を、電
圧振幅値演算手段からの電圧振幅値で除算し基準３相正
弦波信号として出力する除算手段からなるので、３相検
出信号を有効に生かして演算処理内容を簡便なものとで
きる。

【０１０８】また、請求項３に係る基準信号発生回路に
おいては、基準正弦波演算手段は、αβ検出信号を電圧
振幅値演算手段からの電圧振幅値で除算する除算手段、
およびこの除算手段からのαβ信号を３相座標上の３相
信号に変換し基準３相正弦波信号として出力するαβ／
３相変換手段からなるので、αβ信号を使用した信号処
理の自由度が向上する。

【０１０９】また、請求項４に係る基準信号発生回路に
おいては、αβ／３相変換手段に入力されるαβ信号を
所定の角度移相する移相演算回路を備えたので、例え
ば、電圧検出手段が相電圧を検出するものであるか線間
電圧を検出するものであるかにかかわらず、同一位相の
基準３相正弦波信号を得ることができる。

【０１１０】また、請求項５に係る基準信号発生回路に
おいては、αβ／３相変換手段は、除算手段からのαβ
信号を３相座標上の３相信号に変換し第１の基準３相正
弦波信号として出力する第１のαβ／３相変換器、上記
除算手段からのαβ信号を９０度移相する移相演算回
路、およびこの移相演算回路からのαβ信号を３相座標
上の３相信号に変換し第２の基準３相正弦波信号として
出力する第２のαβ／３相変換器を備えたので、例え
ば、コンバータにおける瞬時有効電流指令および瞬時無
効電流指令を作成するための基準３相正弦波信号が簡単
な構成で得ることができる。

【０１１１】また、請求項６に係る基準信号発生回路に
おいては、除算手段に入力されるαβ検出信号の高調波
成分を抑制する２相低域通過フィルタを備えたので、簡
単な構成で、３相交流電源に含まれる高調波成分に基づ
く出力信号への影響を抑制することができる。

【０１１２】また、請求項７に係る基準信号発生回路に
おいては、２相低域通過フィルタの挿入により生じる、
基本波周波数に対する位相遅れ分を補償する移相演算回
路を備えたので、２相低域通過フィルタを挿入したこと
による出力信号の位相への影響を防止することができ
る。

【０１１３】また、請求項８に係る基準信号発生回路に
おいては、電圧振幅値演算手段の回路に、高調波成分を
抑制する振幅値低域通過フィルタを備えたので、簡単な
構成で、３相交流電源に含まれる高調波成分に基づく電
圧振幅値への影響を抑制することができる。

【０１１４】また、請求項９に係る基準信号発生回路に
おいては、低域通過フィルタの挿入により生じる、基本
波周波数に対する振幅減衰分を補償する係数器を備えた
ので、低域通過フィルタを挿入したことによる出力信号
の振幅値への影響を防止することができる。

【０１１５】また、請求項１０に係る基準信号発生回路
においては、３相交流電源の電圧の瞬時値を検出する電
圧検出手段、この電圧検出手段で検出された３相検出信
号をｄｑ回転座標上のｄｑ検出信号に変換する３相／ｄ
ｑ変換手段、この３相／ｄｑ変換手段からのｄｑ検出信
号から上記３相交流電源の電圧振幅値を演算する電圧振
幅値演算手段、および上記ｄｑ検出信号を上記電圧振幅
値演算手段からの電圧振幅値で除算し、ｄｑ回転座標上
の基準ベクトル信号として出力する基準ベクトル演算手
段を備えたので、簡単な構成により、３相交流電源の電
圧変動に左右されない基準ベクトル信号を得ることがで
きる。

【０１１６】また、請求項１１に係る基準信号発生回路
においては、基準ベクトル演算手段の回路のｄｑ信号を
所定の角度移相する移相演算回路を備えたので、例え
ば、電圧検出手段が相電圧を検出するものであるか線間
電圧を検出するものであるかを問わず、同一位相の基準
ベクトル信号を得ることができる。

【０１１７】また、請求項１２に係る基準信号発生回路
においては、除算演算後のｄｑ信号を９０度移相する移
相演算回路を備え、基準ベクトル信号として互いに９０
度位相の異なる第１および第２の基準ベクトル信号を出
力するようにしたので、例えば、コンバータにおける瞬
時有効電流指令および瞬時無効電流指令を作成するため
の基準ベクトル信号が簡単な構成で得ることができる。

【０１１８】また、請求項１３に係る基準信号発生回路
においては、３相／ｄｑ変換手段から出力されたｄｑ検
出信号の高調波成分を抑制する低域通過フィルタを備え
たので、簡単な構成で、３相交流電源に含まれる高調波
成分に基づく出力信号への影響を抑制することができ
る。

【０１１９】また、請求項１４に係る基準信号発生回路
においては、低域通過フィルタの挿入により生じる、基
本波周波数に対する振幅減衰分および位相遅れ分をそれ
ぞれ補償する係数器および移相演算回路を備えたので、
低域通過フィルタを挿入したことによる出力信号の振幅
値および位相への影響を防止することができる。

【０１２０】また、請求項１５に係る基準信号発生回路
においては、３相／ｄｑ変換におけるｄｑ座標の回転周
波数を５５Ｈｚに設定し、３相交流電源の周波数として
５０Ｈｚおよび６０Ｈｚの両周波数に対して回路構成を
共用するようにしたので、３相交流電源の周波数にかか
わらず、回路構成を同一とできるので、コストが低減す
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】 この発明の実施の形態１を示す回路図であ
る。

【図２】 この発明の実施の形態１を示す基準正弦波発
生回路のブロック図である。

【図３】 この発明の実施の形態２を示す回路図であ
る。

【図４】 この発明の実施の形態２を示す基準正弦波発
生回路のブロック図である。

【図５】 この発明の実施の形態３を示す回路図であ
る。

【図６】 この発明の実施の形態３を示す基準正弦波発
生回路のブロック図である。

【図７】 この発明の実施の形態４を示す基準正弦波発
生回路のブロック図である。

【図８】 この発明の実施の形態５を示す回路図であ
る。

【図９】 この発明の実施の形態５を示す基準正弦波発
生回路のブロック図である。

【図１０】 この発明の実施の形態６を示す回路図であ
る。

【図１１】 この発明の実施の形態６を示す基準ベクト
ル発生回路のブロック図である。

【図１２】 この発明の実施の形態７を示す回路図であ
る。

【図１３】 この発明の実施の形態７を示す基準ベクト
ル発生回路のブロック図である。

【図１４】 この発明の実施の形態８を示す基準ベクト
ル発生回路のブロック図である。

【図１５】 この発明の実施の形態９を示す回路図であ
る。

【図１６】 この発明の実施の形態９を示す基準ベクト
ル発生回路のブロック図である。

【図１７】 この発明の実施の形態１０を示す回路図で
ある。

【図１８】 この発明の実施の形態１１を示す基準ベク
トル発生回路のブロック図である。

【図１９】 従来の高力率コンバータ制御回路を示す回
路図である。

【図２０】 従来の別の高力率コンバータ制御回路を示
す回路図である。

【符号の説明】

１ ３相交流電源、２０１ 電圧センサ、３０６ ３相
→αβ変換回路、３０７ 基準正弦波発生回路、３０９
３相→ｄｑ変換回路、３１０ 基準ベクトル発生回
路、３１２ ωｔ発生回路、１０１０,１０１６,１０１
７,２０１０,２０１６,２０１７ 移相演算回路、１０
１１，１０１８ αβ→３相変換回路、１０１５，２０
１５ 係数器。

Claims (15)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 ３相交流電源の電圧の瞬時値を検出する
   電圧検出手段、この電圧検出手段で検出された３相検出
   信号をαβの２相座標上のαβ検出信号に変換する３相
   ／αβ変換手段、この３相／αβ変換手段からのαβ検
   出信号から上記３相交流電源の電圧振幅値を演算する電
   圧振幅値演算手段、およびこの電圧振幅値演算手段から
   の電圧振幅値と上記検出信号とから上記３相交流電源の
   電圧変動に左右されない基準３相正弦波信号を演算する
   基準正弦波演算手段を備えた基準信号発生回路。
2. 【請求項２】 基準正弦波演算手段は、３相検出信号
   を、電圧振幅値演算手段からの電圧振幅値で除算し基準
   ３相正弦波信号として出力する除算手段からなることを
   特徴とする請求項１記載の基準信号発生回路。
3. 【請求項３】 基準正弦波演算手段は、αβ検出信号を
   電圧振幅値演算手段からの電圧振幅値で除算する除算手
   段、およびこの除算手段からのαβ信号を３相座標上の
   ３相信号に変換し基準３相正弦波信号として出力するα
   β／３相変換手段からなることを特徴とする請求項１記
   載の基準信号発生回路。
4. 【請求項４】 αβ／３相変換手段に入力されるαβ信
   号を所定の角度移相する移相演算回路を備えたことを特
   徴とする請求項３記載の基準信号発生回路。
5. 【請求項５】 αβ／３相変換手段は、除算手段からの
   αβ信号を３相座標上の３相信号に変換し第１の基準３
   相正弦波信号として出力する第１のαβ／３相変換器、
   上記除算手段からのαβ信号を９０度移相する移相演算
   回路、およびこの移相演算回路からのαβ信号を３相座
   標上の３相信号に変換し第２の基準３相正弦波信号とし
   て出力する第２のαβ／３相変換器を備えたことを特徴
   とする請求項３記載の基準信号発生回路。
6. 【請求項６】 除算手段に入力されるαβ検出信号の高
   調波成分を抑制する２相低域通過フィルタを備えたこと
   を特徴とする請求項３ないし５のいずれかに記載の基準
   信号発生回路。
7. 【請求項７】 ２相低域通過フィルタの挿入により生じ
   る、基本波周波数に対する位相遅れ分を補償する移相演
   算回路を備えたことを特徴とする請求項６記載の基準信
   号発生回路。
8. 【請求項８】 電圧振幅値演算手段の回路に、高調波成
   分を抑制する振幅値低域通過フィルタを備えたことを特
   徴とする請求項１ないし７のいずれかに記載の基準信号
   発生回路。
9. 【請求項９】 低域通過フィルタの挿入により生じる、
   基本波周波数に対する振幅減衰分を補償する係数器を備
   えたことを特徴とする請求項８記載の基準信号発生回
   路。
10. 【請求項１０】 ３相交流電源の電圧の瞬時値を検出す
    る電圧検出手段、この電圧検出手段で検出された３相検
    出信号をｄｑ回転座標上のｄｑ検出信号に変換する３相
    ／ｄｑ変換手段、この３相／ｄｑ変換手段からのｄｑ検
    出信号から上記３相交流電源の電圧振幅値を演算する電
    圧振幅値演算手段、および上記ｄｑ検出信号を上記電圧
    振幅値演算手段からの電圧振幅値で除算し、ｄｑ回転座
    標上の基準ベクトル信号として出力する基準ベクトル演
    算手段を備えた基準信号発生回路。
11. 【請求項１１】 基準ベクトル演算手段の回路のｄｑ信
    号を所定の角度移相する移相演算回路を備えたことを特
    徴とする請求項１０記載の基準信号発生回路。
12. 【請求項１２】 除算演算後のｄｑ信号を９０度移相す
    る移相演算回路を備え、基準ベクトル信号として互いに
    ９０度位相の異なる第１および第２の基準ベクトル信号
    を出力するようにしたことを特徴とする請求項１０記載
    の基準信号発生回路。
13. 【請求項１３】 ３相／ｄｑ変換手段から出力されたｄ
    ｑ検出信号の高調波成分を抑制する低域通過フィルタを
    備えたことを特徴とする請求項１０ないし１２のいずれ
    かに記載の基準信号発生回路。
14. 【請求項１４】 低域通過フィルタの挿入により生じ
    る、基本波周波数に対する振幅減衰分および位相遅れ分
    をそれぞれ補償する係数器および移相演算回路を備えた
    ことを特徴とする請求項１３記載の基準信号発生回路。
15. 【請求項１５】 ３相／ｄｑ変換におけるｄｑ座標の回
    転周波数を５５Ｈｚに設定し、３相交流電源の周波数と
    して５０Ｈｚおよび６０Ｈｚの両周波数に対して回路構
    成を共用するようにしたことを特徴とする請求項１０な
    いし１４のいずれかに記載の基準信号発生回路。