JPH0819261A - 電流形コンバータの制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 電流形コンバータにおいて、負荷直流電流を
所要値に追従させ、かつ、電源位相角も所要値に一致さ
せるような制御装置を提供すること。 【構成】 手段１により電源電圧瞬時値Ｖ_S とスイッチ
状態で定まる電圧ベクトルを計算し、手段２により、電
圧ベクトルの実効成分と無効成分の平均値 _aveＶα，
_aveＶβを求める。一方、手段４により、位相角指令値
φ^* と有効成分の平均値とから無効成分指令値Ｖβ^* を
得る。そして、手段３により電圧ベクトルの実効成分Ｖ
αと負荷電圧値Ｖ₀ の差の極性と出力電流指令値ｉ_L ^*
と直流電流値ｉ_L の差の極性が一致するか判別するとと
もに、手段５により無効成分Ｖβと指令値Ｖβ^* の差の
極性と、指令値Ｖβ^* と無効成分の平均値の差の極性が
一致するか判別し、それらが一致するような電圧ベクト
ルを選択して、手段６により半導体スイッチの開閉指令
を得て、多相電流形コンバータ７を制御する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、直流源あるいは制御源
として使用される多相電流形コンバータの制御装置に関
する。

【０００２】

【従来の技術】従来の多相電流形コンバータの制御法
は、ＰＷＭパターンを合成してコンバータブリッジを制
御するＰＷＭパターン合成法によるものが多い。このパ
ターン合成はシステムの動特性を無視して、いわゆるオ
ープンループで作成される。また、多相電流形コンバー
タの出力電流を制御する場合には、直流電流制御ループ
を設け、コンバータの出力電流を検出し制御を行ってい
る。

【０００３】すなわち、図７に示すように、負荷１２に
流れる直流電流を検出して電流指令値との偏差を求め、
電流制御器８により電圧指令を得て、電圧指令をコンバ
ータ部１０に与える。コンバータ部１０の制御部９は与
えられた電圧指令に基づきパターン合成を行い、コンバ
ータブリッジ１１の出力電圧の平均値が上記電圧指令に
近い値になるように制御することにより制御目的を達成
している。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記し
た制御方法は、電流指令と負荷電流の偏差より電圧指令
値を得て、得られた電圧指令に基づきコンバータ部１０
を制御するといった２段階方式であるので、コンバータ
の出力電圧制御の遅れによって電流制御ループの安定性
が悪化し、その応答性能を低く制限しなければならなか
った。

【０００５】また、コンバータ出力電圧制御はシステム
の動特性を無視して行われているので、負荷動作状態の
影響によりその電圧制御部自身の安定性が崩れる可能性
もあった。本発明は上記した従来技術の問題点を考慮し
てなされたものであって、本発明の目的は、スライディ
ングモード制御理論を用い、コンバータの動特性を考慮
してコンバータを制御し、コンバータのスイッチング動
作を直接、負荷電流の制御に使うことにより、負荷電流
を直接瞬時制御できるようにするとともに、電源位相角
（力率）をも所要値に一致させることができる多相電流
形コンバータの制御装置を提供することである。

【０００６】

【課題を解決するための手段】図１は本発明の原理図で
ある。同図において、１は電圧ベクトルを計算する第１
の手段であり、電源電圧瞬時値と動作可能なスイッチ状
態よりその時制御に使える電圧ベクトルを計算する。そ
の電圧ベクトルの実効成分は直流電流を制御する入力、
無効成分は位相角を制御する入力として定められる。

【０００７】２は電圧ベクトルの実効成分と無効成分の
平均値を求める第２の手段であり、選択された電圧ベク
トルの平均値を求める。その平均値は電源から流す電流
のｄ−ｑ成分に比例し、電源電流を推定する作用があ
る。また、その平均値の実効成分は負荷電圧を推定する
作用もある。３は電圧ベクトルのうち、直流電流制御偏
差を収束させるようなベクトルを抽出する第３の手段、
４は電源位相角の指令値から電圧ベクトル無効成分指令
値を求める第４の手段、５は位相角制御偏差を収束させ
る電圧ベクトルを抽出する第５の手段である。

【０００８】６は電流制御偏差、位相角偏差を共に収束
させるベクトルを選択し、その対応する半導体開閉信号
を多相電流形コンバータ負荷系７に出力する第６の手段
であり、上記各手段により、所望の制御目的が達成可能
となる。上記課題を解決するため、図１に示すように、
本発明の請求項１の発明は、多相交流より直流を得るコ
ンバータの出力電流を指令値に一致させ、かつ電源の位
相角を所要値に一致させる多相電流形コンバータの制御
装置において、電源電圧瞬時値とスイッチ状態で定まる
電圧ベクトルを計算する第１の手段１と、選択された電
圧ベクトルの実効成分と無効成分の平均値を求める第２
の手段２と、上記第１の手段１で計算された電圧ベクト
ルに対し、その実効成分と負荷電圧値を比較し、その差
の極性と出力電流指令値と直流電流値の差の極性が一致
したとき出力を発生する第３の手段３と、位相角指令値
と上記第２の手段２により得た電圧ベクトルの有効成分
の平均値とから電圧ベクトルの指令値を得る第４の手段
４と、上記電圧ベクトルの無効成分と第４の手段４によ
り得た電圧ベクトルの無効成分の指令値の差の極性と、
無効成分指令値と第２の手段２より得た電圧ベクトルの
無効成分の平均値の差の極性が一致したとき出力を発生
する第５の手段５と、上記第３の手段３と第５の手段５
が共に出力を発生する電圧ベクトルを選択する第６の手
段６とを備え、第６の手段６により得られた電圧ベクト
ルにより多相コンバータを構成する半導体スイッチの開
閉指令を得るように構成したものである。

【０００９】本発明の請求項２の発明は、請求項１の発
明において、電源位相角の指令値のタンジェント値と第
２の手段２で得た電圧ベクトルの実効成分の平均値とを
乗算して電圧ベクトルの無効成分指令値を得る第４の手
段４を設けたものである。本発明の請求項３の発明は、
請求項１の発明において、第４の手段４を、電源位相角
の指令値のタンジェント値と負荷電圧値とを乗算して電
圧ベクトルの無効成分指令値を得る手段で置き換えたも
のである。

【００１０】本発明の請求項４の発明は、請求項１，２
または請求項３の発明において、第３の手段３を、第１
の手段１で計算された電圧ベクトルに対し、その実効成
分と第２の手段２で得た電圧ベクトルの実効成分平均値
を比較し、その差の極性と出力電流指令値と直流電流値
の差の極性が一致したとき出力を発生する手段で置き換
えたものである。

【００１１】本発明の請求項５の発明は、請求項１，
２，３または請求項４の発明において、第５の手段５
を、第１の手段１で計算された電圧ベクトルに対し、そ
の無効成分と第２の手段２で得た電圧ベクトルの無効成
分平均値を比較し、その差の極性と無効成分指令値と第
２の手段２より得た電圧ベクトルの無効成分の平均値の
差の極性が一致したとき出力を発生する手段で置き換え
たものである。

【００１２】

【作用】前記目的を達成するために、コンバータシステ
ムのダイナミックスを分析して、その制御方法を決め
る。ここでは、簡単のため以下に三相交流電源の場合を
対象に説明する。電源へスイッチング高調波の流れを防
ぐためのＬＣローパスフィルタとサージ電圧を抑制する
ためのスナバ回路を省略すると、三相電流形コンバータ
主回路構成は図２のように示すことができる。

【００１３】電源電圧をＶs ＝〔Ｖ_s1，Ｖ_s2，Ｖ_s3〕^T
で、電源電流をｉ_s ＝〔ｉ_s1，ｉ_s2，ｉ_s3〕^T で、直流
リアクトル電流（以下、直流出力電流という）をｉ
_L で、出力負荷直流電圧をＶ₀ で記すと、系の動特性は
次の（１）〜（４）式のように表すことができる。

【００１４】

【数１】

【００１５】ただし、Ｖ_g は電源相電圧の最大値、ωは
電源周波数を表し、ｔは時間を表す変数である。また、
ｕ＝〔ｕ₁ ，ｕ₂ ，ｕ₃ 〕^T はスイッチング関数で、
（５）式のように定義される。

【００１６】

【数２】

【００１７】Ｖα（αはＶの添字、以下同じ）はコンバ
ータ出力電圧で負荷電流を調整する入力となる。ここ
で、新たに電圧Ｖβ（βはＶの添字、以下同じ）を
（６）式のように定義し、Ｖα、Ｖβをそれぞれ、実効
成分と無効成分として、電圧ベクトル〔Ｖα，Ｖβ〕^T
を構成する（電圧ベクトル〔Ｖα，Ｖβ〕^T を構成する
手段が本発明における第１の手段１に相当する）。

【００１８】 Ｖβ＝（１／√３）〔（Ｖ_s3−Ｖ_s2）ｕ₁ ＋（Ｖ_s1−Ｖ_s3）ｕ₂ ＋（Ｖ_s2−Ｖ_s1）ｕ₃ 〕 （６） 三相の場合、回路上で動作可能な７種類のスイッチ状態
が使用可能で、それに対応して、制御に使える電圧ベク
トルは図３の表に示すように電源電圧瞬時値から計算す
ることができる。

【００１９】従来、電源位相角は電源電圧を基準にして
回転座標（ｄ−ｑ座標）上の電源電流ベクトル〔ｉ_sd，
ｉ_sq〕^T の相対関係で評価するが、そのベクトルは
（２）式から（７）式のようになる。ここで電圧ベクト
ルを時間の関数で表すと（８）式のようになり、（７）
式と（８）式を比較すると、電圧ベクトル〔Ｖα，Ｖ
β〕^T は〔ｉ_sd，ｉ_sq〕^T に比例していることが分か
る。

【００２０】

【数３】

【００２１】よって、位相角は〔ｉ_sd，ｉ_sq〕^T のかわ
りに〔Ｖα，Ｖβ〕^T の相対関係で評価することができ
る。ただし、電圧ベクトルが不連続的なものなので、そ
の平均値〔_ave Ｖα，_ave Ｖβ〕^T で評価する必要があ
る。そこで、その平均値をフィルタ、例えば次の（９）
式のような一次ローパスフィルタを通したものとする。
（上記平均値を算出する手段が本発明における平均値を
求める第２の手段２に相当する）。

【００２２】

【数４】

【００２３】電源位相角をφ^* 角度とすると、電圧ベク
トルの無効成分の平均値に追従させる指令値は（１０）
式のように定められる。 Ｖβ^* ＝tan （φ^* ）・_ave Ｖα （１０） 上記のようにして電圧ベクトル無効成分の指令値を求め
る手段が本発明における第４の手段４に相当する。

【００２４】よって、直流リアクトル電流の指令値をｉ
_L ^* 、位相角指令値をφ^* とする場合、制御の目標は制
御偏差ｅ_i ＝ｉ_L ^* −ｉ_L ，ｅφ＝Ｖβ^* −_ave Ｖβを
ゼロに収束させることと定められる。φ^* ＝０のとき、
力率は１となる。なお、ｅφにおけるφはｅの添字、ま
た、_ave ＶβはＶβの平均値を示している。また、直流
リアクトル電流の指令値をｉ_L ^* を、以下、直流電流指
令値という。

【００２５】以上の制御目的を達成するためには、制御
電圧ベクトルを選択するが、その選択手段を次のように
する。 sign（Ｖα−Ｖ₀ ）＝sign（ｅ_i ） （１１） sign（Ｖβ−Ｖβ^* ）＝sign（ｅφ） （１２） すなわち、電圧ベクトルのうち、その実効成分Ｖαが
（１１）式の極性条件、無効成分Ｖβが（１２）の極性
条件を満たすような電圧ベクトルを選択するなお、上記
（１１）式の極性条件を判別する手段が本発明の第３の
手段３に相当し、（１２）式の極性条件を判別する手段
が第５の手段５に相当し、さらに、第３、第５の手段５
がともに出力するときのその電圧ベクトルを選択し、対
応する半導体スイッチ信号を出力手段が第６の手段６に
相当する。

【００２６】この場合、ｅ_i ，ｅφがゼロへ収束するこ
とが保証される。これを確認するために、まず、偏差ｅ
_i に関するリアプノフ関数の候補を（１３）のように選
択する。 Ｖ_i ＝（１／２）Ｌｅ_i ² （１３） 両辺を微分し、ｄｉ_L ^* ／ｄｔ＝０の関係、（３）
（４）（１１）を代入すると、（１４）式のように不等
式が成立し、リアプノフ安定理論によって、偏差はゼロ
に収束する。

【００２７】 ｄＶ_i ／ｄｔ＝Ｌｅ_i （ｄｅ_i ／ｄｔ）＝−ｅ_i ・Ｌ（ｄｉ_L ／ｄｔ） ＝−ｅ_i （Ｖα−Ｖ₀ ） ＝−ｅ_i ｜Ｖα−Ｖ₀ ｜・sign（Ｖα−Ｖ₀ ） ＝−ｅ_i ｜Ｖα−Ｖ₀ ｜・sign（ｅ_i ） ＝−｜ｅ_i ｜・｜Ｖα−Ｖ₀ ｜≦０ （１４） 次に、偏差ｅφに関するリアプノフ関数候補を（１５）
のように選択する。

【００２８】 Ｖφ＝（１／２）τｅφ² （１５） 両辺を微分し、（９）式と（１２）式を代入すると、
（１６）のような不等式が成立つ。 ｄＶφ／ｄｔ＝ τｅφ（ｄｅφ／ｄｔ）＝ｅφ・τ（ｄｅφ／ｄｔ） ＝−ｅφ〔−ｅφ−（Ｖβ−Ｖβ^* ）〕 ＝−ｅφ² −｜ｅφ｜・sign（ｅφ）｜Ｖβ−Ｖβ^* ｜ ・sign（Ｖβ−Ｖβ^* ） ＝−ｅφ² −｜ｅφ｜・｜Ｖβ−Ｖβ^* ｜≦−ｅφ² （１６） リアプノフの安定理論によって、ｅφがゼロに収束す
る。

【００２９】以上のように、第３、第５、第６の手段
３，５，６でベクトルを選択すれば、直流電流制御偏
差、位相角制御偏差ともにゼロの方向に収束させること
が分かる。上述の制御手段では、負荷電圧瞬時値を使う
が、低周波領域では、負荷電流の平均値がほぼ一定で、
その微分値がほぼゼロになるので、（３）式両辺の平均
値とると、_ave Ｖα＝Ｖ₀ の関係があることが分かる。
よって、上記第３の手段３の負荷電圧値を電圧ベクルト
の実効値の平均値_ave Ｖαで代用してもさしつかえな
い。

【００３０】逆に第４の手段４でＶβ^* の計算に使った
_ave Ｖαを負荷電圧で置き換えてもよい。また、第５の
手段５での極性条件（１２）にＶβ−Ｖβ^* を比較した
が、Ｖβ−_ave Ｖβの比較でも収束性は同じように保証
される。以上のように、第１〜第６までの制御手段によ
り、直流電流制御および位相角制御の目的が達成され
る。

【００３１】本発明の請求項１〜請求項５の発明におい
ては上記原理に基づき多相電流形コンバータを制御して
いるので、負荷電流を直接瞬時制御することができると
ともに、電源位相角を指定通りに調整することができ
る。

【００３２】

【実施例】図４は本発明の実施例の制御装置の構成を示
す図であり、１３は多相交流電源、１１は多相電流形コ
ンバータ、１４は直流リアクトル、Ｃはコンデンサ、１
２’は負荷である。また、２１は検出された電源電圧Ｖ
_S 、直流リアクトル電流ｉ_L 、負荷電圧Ｖ ₀ をデジタル
信号に変換するＡ／Ｄ変換器、２２はＡ／Ｄ変換器によ
り変換されたデジタル信号を前記した手法により処理す
るデジタルシグナル・プロセッサ、２３は多相電流型コ
ンバータ１１のゲートを制御するゲート駆動回路であ
る。

【００３３】図５、図６は図４に示したデジタルシグナ
ル・プロセッサ２２における処理を示すフローチャート
であり、同図は入力信号が入力されてからコンバータの
開閉信号を出力するまでのフローチャートを示してお
り、同図による処理が繰り返し実行されることにより、
多相交流コンバータが制御される。次に図５、図６によ
り本実施例を説明する。

【００３４】まず、デジタルシグナル・プロセッサ２２
は図５のステップＳ１において直流電流指令値ｉ_L ^* 、
位相角の指令値φ^* を読み込み、ステップＳ２におい
て、直流出力電流ｉ_L 、負荷直流電圧値Ｖ₀ 、電源電圧
Ｖ_S を読み込む。ついで、ステップＳ３において、前記
した（１０）式により、無効成分指令値Ｖβ^* を求め
る。

【００３５】なお、（１０）式における_ave Ｖαは前回
の処理（後述するステップＳ１０）において予め算出さ
れている電圧ベクトルの実効成分平均値である。ステッ
プＳ４において、直流電流指令値ｉ_L ^* と直流出力電流
ｉ_L の差の極性、および、上記無効成分指令値Ｖβ^* と
電圧ベクトル無効成分の平均値_ave Ｖβの差の極性を求
める。

【００３６】なお、上記_ave Ｖβは、_ave Ｖαと同様、
前回の処理（後述するステップＳ１０）において予め算
出されている電圧ベクトルの無効成分平均値である。次
に、電圧ベクトルの選択処理を以下のように行う。すな
わち、動作可能なスイッチ状態の数がｎの場合、１から
ｎまでについて以下のように極性を判別する。

【００３７】まず、ステップＳ５においてスイッチ状態
番号ｍ＝１（ｍ≦ｎ：ｎは三相の場合にｎ＝７で、ｍは
前記図３のmodeの番号に対応）とし、図６のステップＳ
６において、ｍ番電圧ベクトル〔Ｖ^m α，Ｖ^m β〕^T を
計算する。ステップＳ８において、ステップＳ４で求め
た偏差の極性sign（ｅ_i ）、sign（ｅφ）とsign（Ｖ^m
α−Ｖ₀ ）、sign（Ｖ^m β−Ｖβ^* ）の極性を比較し、
一致していない場合には、ステップＳ７においてｍ＝ｍ
＋１としてステップＳ６に戻り上記処理を繰り返す。

【００３８】ステップＳ８において極性が一致すると、
ステップＳ９に行き、極性が一致したｍ番スイッチ状態
番号の信号〔ｕ₁ ^m ，ｕ₂ ^m ，ｕ₃ ^m 〕を出力し、〔Ｖ
α，Ｖβ〕＝〔Ｖ^m α，Ｖ^m β〕とする。ついで、ステ
ップＳ１０において、上記Ｖα，Ｖβをローパスフィル
タに通して、電圧ベクトルの有効成分と無効成分のベク
トル平均値を求める。

【００３９】上記のようにした求めた〔ｕ₁ ^m ，
ｕ₂ ^m ，ｕ₃ ^m 〕は図４に示したゲート駆動回路２３に
出力され多相電流型コンバータ１１のスイッチング回路
が開閉制御される。なお、前記したように、上記ステッ
プＳ８において、負荷電圧値Ｖ₀ を電圧ベクルトの実効
値の平均値_ave Ｖαで代用してもさしつかえない。

【００４０】また、上記ステップＳ３におけるＶβ^* の
計算に使った_ave Ｖαを負荷電圧値Ｖ₀ で置き換えても
よい。さらに、ステップＳ８において、Ｖ^m β−Ｖβ^*
を比較したが、Ｖ^m β−_ave Ｖβの比較でも収束性は同
じように保証される。

【００４１】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
以下の効果を得ることができる。 負荷電流を直接に瞬時制御することができるととも
に、電源位相角も指定通りに調整できる。 負荷パラメータ情報を使わず、負荷パラメータの変
動があっても、あるいは負荷が変わっても制御性能が保
証され、いわゆる強いロバスト性を持つ。 電源について電圧瞬時値しか必要とせず、電源電圧
の最大値、周波数などの事前情報を必要としないので、
コンバータを異なる電源に接続しても、制御を変えずに
動作させることができる。 制御の流れが簡明で、演算に極性の判断、加減算、
乗算以外のものがなく、従来で必要とする座標変換など
を一切必要としないので、プログラミングや制御回路が
簡単化できる。 電源電流を推定する機能があるので、従来の制御方
法と違い、電源電流センサレスで電源位相角を制御でき
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の原理図である。

【図２】三相電流形コンバータ主回路構成を示す図であ
る。

【図３】三相の場合の回路上で動作可能な７種類のスイ
ッチ状態を示す図である。

【図４】本発明の実施例の制御装置の構成を示す図であ
る。

【図５】本発明の実施例における処理を示すフローチャ
ートである。

【図６】本発明の実施例における処理を示すフローチャ
ート（続き）である。

【図７】従来例を示す図である。

【符号の説明】

１ 電圧ベクトルを構成する第１の手段 ２ 電圧ベクトルの平均値を求める第２の手段 ３ 電圧ベクトル実効成分と負荷電圧との差の極性が電
流制御偏差に一致するかを判別する第３の手段 ４ 電源位相角指令値から電圧ベクトル無効成分の指令
値を求める第４の手段 ５ 電圧ベクトル無効成分と無効成分指令値との差の極
性が位相角制御偏差の極性と一致するかを判別する手段 ６ 第３、第５の手段３，５がともに一致と判断された
場合、その電圧ベクトルに対応する半導体開閉信号を出
力する第６の手段 ７ 制御される多相電流形コンバータ負荷系 ８ 従来例の負荷電流制御器 ９ 従来例の電圧パターン合成装置 １０ 従来例の出力電圧制御系 １１，１１’ 多相電流形コンバータ・ブリッジ １２，１２’ 駆動される負荷 １３ 多相交流電源 １４ 直流リアクトル ２１ Ａ／Ｄ変換器 ２２ デジタルシグナル・プロセッサ ２３ ゲート駆動回路 Ｖ_s 多相交流電源電圧 ｉ_s 多相交流電源電流 ω 電源角周波数 ｉ_L 直流リアクトル電流 Ｖ₀ 負荷電圧 Ｖ_g 多相交流電源電圧の最大値 ｕ スイッチ状態を示すスイッチング関数 Ｌ 直流リアクトルのインダクタンス ｔ 時間関数 Ｖα 電圧ベクトルの実効成分 Ｖβ 電圧ベクトルの無効成分 Ｖβ^* 電圧ベクトルの無効成分指令値 ｉ_sd ｄ−ｑ座標上の電源電流の実効成分 ｉ_sq ｄ−ｑ座標上の電源電流の無効成分_ave Ｖα 電圧ベクトルの実効成分の平均値_ave Ｖβ 電圧ベクトルの無効成分の平均値 τ ローパスフィルタの時定数 φ 位相角 φ^* 位相角の指令値 ｉ_L ^* 直流リアクトル電流の指令値 ｅ_i 直流電流の制御偏差 ｅφ 位相角の制御偏差 Ｖ_i 直流電流偏差に関するリアプノフ関数候
補 Ｖ_e φ 位相角偏差に関するリアプノフ関数候補 sign 符号関数

Claims (5)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 多相交流より直流を得るコンバータの出
   力電流を指令値に一致させ、かつ電源電流の位相角を所
   要値に一致させる多相電流形コンバータの制御装置にお
   いて、 電源電圧瞬時値とスイッチ状態で定まる電圧ベクトルを
   計算する第１の手段と、 選択された電圧ベクトルの実効成分と無効成分の平均値
   を求める第２の手段と、 上記第１の手段で計算された電圧ベクトルに対し、その
   実効成分と負荷電圧値を比較し、その差の極性と出力電
   流指令値と直流電流値の差の極性が一致したとき出力を
   発生する第３の手段と、 位相角指令値と上記第２の手段により得た電圧ベクトル
   の実効成分の平均値とから電圧ベクトルの無効成分の指
   令値を得る第４の手段と、 上記電圧ベクトルの無効成分と第４の手段により得た電
   圧ベクトルの無効成分の指令値の差の極性と、無効成分
   指令値と第２の手段より得た電圧ベクトルの無効成分の
   平均値の差の極性が一致したとき出力を発生する第５の
   手段と、 上記第３の手段と第５の手段が共に出力を発生する電圧
   ベクトルを選択する第６の手段とを備え、第６の手段に
   より得られた電圧ベクトルにより多相コンバータを構成
   する半導体スイッチの開閉指令を得ることを特徴とする
   多相交流より直流を得る電流形コンバータの制御装置。
2. 【請求項２】 電源位相角の指令値のタンジェント値と
   第２の手段で得た電圧ベクトルの実効成分の平均値とを
   乗算して電圧ベクトルの無効成分指令値を得る第４の手
   段を設けたことを特徴とする請求項１の多相交流より直
   流を得る電流形コンバータの制御装置。
3. 【請求項３】 第４の手段を、電源位相角の指令値のタ
   ンジェント値と負荷電圧値とを乗算して電圧ベクトルの
   無効成分指令値を得る手段で置き換えたことを特徴とす
   る請求項１の多相交流より直流を得る電流形コンバータ
   の制御装置。
4. 【請求項４】 第３の手段を、第１の手段で計算された
   電圧ベクトルに対し、その実効成分と第２の手段で得た
   電圧ベクトルの実効成分平均値を比較し、その差の極性
   と出力電流指令値と直流電流値の差の極性が一致したと
   き出力を発生する手段で置き換えたことを特徴とする請
   求項１，２または請求項３の多相交流より直流を得る電
   流形コンバータの制御装置。
5. 【請求項５】 第５の手段を、第１の手段で計算された
   電圧ベクトルに対し、その無効成分と第２の手段で得た
   電圧ベクトルの無効成分平均値を比較し、その差の極性
   と無効成分指令値と第２の手段より得た電圧ベクトルの
   無効成分の平均値の差の極性が一致したとき出力を発生
   する手段で置き換えたことを特徴とする請求項１，２，
   ３または請求項４の多相交流より直流を得る電流形コン
   バータの制御装置。