JPH0739160A - Ｐｗｍコンバータ制御方式 - Google Patents
Ｐｗｍコンバータ制御方式Info
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- JPH0739160A JPH0739160A JP6064268A JP6426894A JPH0739160A JP H0739160 A JPH0739160 A JP H0739160A JP 6064268 A JP6064268 A JP 6064268A JP 6426894 A JP6426894 A JP 6426894A JP H0739160 A JPH0739160 A JP H0739160A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 ＰＷＭコンバータの入力電流を入力電圧の歪
みに関係なく正弦波に制御する。 【構成】 基準電圧Ｖsｄｅｔ波形に追従して入力電流
Ｉを制御するＰＷＭコンバータ１０に入力電圧Ｖsと同
期して運転するＰＷＭインバータ２０が接続された装置
において、インバータ２０の同期運転中は該インバータ
の制御部２１の基準正弦波発生器２２からの基準正弦波
電圧ＶsＩＮを切替器Ｓ1を介してコンバータ１０の制御
部１１に入力し、コンバータの入力電流をインバータか
らの基準正弦波電圧波形に追従して制御し、入力電圧Ｖ
sの歪みに影響されることなく正弦波とする。インバー
タ２０が非同期となった場合は切替器Ｓ1を切替えて入
力電圧検出信号Ｖsｄｅｔをコンバータの制御部２１に
入れてＵＰＳ等装置の運転を続ける。
みに関係なく正弦波に制御する。 【構成】 基準電圧Ｖsｄｅｔ波形に追従して入力電流
Ｉを制御するＰＷＭコンバータ１０に入力電圧Ｖsと同
期して運転するＰＷＭインバータ２０が接続された装置
において、インバータ２０の同期運転中は該インバータ
の制御部２１の基準正弦波発生器２２からの基準正弦波
電圧ＶsＩＮを切替器Ｓ1を介してコンバータ１０の制御
部１１に入力し、コンバータの入力電流をインバータか
らの基準正弦波電圧波形に追従して制御し、入力電圧Ｖ
sの歪みに影響されることなく正弦波とする。インバー
タ２０が非同期となった場合は切替器Ｓ1を切替えて入
力電圧検出信号Ｖsｄｅｔをコンバータの制御部２１に
入れてＵＰＳ等装置の運転を続ける。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、ＵＰＳ，ＣＶＣＦ等
におけるＰＷＭコンバータの入力電流波形を入力電圧波
形の歪に影響されることなく制御するＰＷＭコンバータ
制御方式に関する。
におけるＰＷＭコンバータの入力電流波形を入力電圧波
形の歪に影響されることなく制御するＰＷＭコンバータ
制御方式に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のＰＷＭコンバータの制御回路を図
４に示す。１０は半導体素子をフルブリッジ回路に接続
したＰＷＭコンバータの主回路で入力側はリアクトルＬ
1を介して電源ｅsに接続され出力側には直流コンデンサ
Ｃ1が接続されている。
４に示す。１０は半導体素子をフルブリッジ回路に接続
したＰＷＭコンバータの主回路で入力側はリアクトルＬ
1を介して電源ｅsに接続され出力側には直流コンデンサ
Ｃ1が接続されている。
【０００３】１１は１２〜１９からなるコンバータの制
御部で、コンバータ１０の出力電圧検出器（図示省略）
からの直流電圧検出信号Ｖdcｄｅｔと直流電圧指令Ｖdc
ｓｅｔ及び始動信号でスタートするソフトスタート回路
１２からのソフトスタート信号Ｖss（定常状態でＶss＝
０になる）とをつき合せ器１３で比較し、リミッタ付誤
差アンプ１４で増幅し、その誤差増幅信号に電圧検出器
信号ＰＴ1で検出した入力電圧検出信号Ｖsｄｅｔを乗算
器１５で掛け合わせて電流指令Ｉｓｅｔを作る。
御部で、コンバータ１０の出力電圧検出器（図示省略）
からの直流電圧検出信号Ｖdcｄｅｔと直流電圧指令Ｖdc
ｓｅｔ及び始動信号でスタートするソフトスタート回路
１２からのソフトスタート信号Ｖss（定常状態でＶss＝
０になる）とをつき合せ器１３で比較し、リミッタ付誤
差アンプ１４で増幅し、その誤差増幅信号に電圧検出器
信号ＰＴ1で検出した入力電圧検出信号Ｖsｄｅｔを乗算
器１５で掛け合わせて電流指令Ｉｓｅｔを作る。
【０００４】この電流指令に入力電流検出器ＣＴ1で検
出した入力電流検出信号Ｉｄｅｔをつき合わせ器１６で
つき合わせてその誤差をアンプ１７で増幅し、その誤差
増幅信号を比較器１９で三角波発生器１８からの搬送波
と比較してＰＷＭゲート信号を作り、ＰＷＭコンバータ
１０の半導体素子を制御している。従って、ＰＷＭコン
バータの入力電流Ｉは入力電圧Ｖsの波形に追従して制
御される。
出した入力電流検出信号Ｉｄｅｔをつき合わせ器１６で
つき合わせてその誤差をアンプ１７で増幅し、その誤差
増幅信号を比較器１９で三角波発生器１８からの搬送波
と比較してＰＷＭゲート信号を作り、ＰＷＭコンバータ
１０の半導体素子を制御している。従って、ＰＷＭコン
バータの入力電流Ｉは入力電圧Ｖsの波形に追従して制
御される。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上記従来ＰＷＭコンバ
ータの入力電流波形制御は入力電圧波形を基準としてい
るため、例えばコンバータと並列に整流器負荷などが接
続されていて入力電圧波形が歪んでいるような場合、入
力電流波形はこの歪んだ電圧波形に追従制御され、正弦
波とならないので、入力高調波電流が増加する欠点があ
った。
ータの入力電流波形制御は入力電圧波形を基準としてい
るため、例えばコンバータと並列に整流器負荷などが接
続されていて入力電圧波形が歪んでいるような場合、入
力電流波形はこの歪んだ電圧波形に追従制御され、正弦
波とならないので、入力高調波電流が増加する欠点があ
った。
【０００６】この発明は、従来のこのような問題点に鑑
みてなされたものであり、その目的とするところは、入
力電圧の波形の歪などの影響を受けることなく入力電流
波形を制御できるＰＷＭコンバータの制御方式を提供す
ることにある。
みてなされたものであり、その目的とするところは、入
力電圧の波形の歪などの影響を受けることなく入力電流
波形を制御できるＰＷＭコンバータの制御方式を提供す
ることにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段及び作用】この発明のＰＷ
Ｍコンバータ制御方式は、上記目的を達成するために、
第１発明は基準電圧波形に追従して入力電流を制御する
ＰＷＭコンバータに該コンバータの入力電源と同期して
運転する基準正弦波電圧発生器を有するＰＷＭインバー
タが接続された装置において、前記ＰＷＭインバータの
同期運転中は該ＰＷＭインバータの基準正弦波発生器か
らの基準正弦波電圧を前記ＰＷＭコンバータの制御部に
入力し、ＰＷＭコンバータの入力電流をインバータから
の基準正弦波電圧波形に追従して制御することにより、
入力電源電圧が歪んでいてもこれに拘りなくＰＷＭコン
バータの入力電流を正弦波に制御する。
Ｍコンバータ制御方式は、上記目的を達成するために、
第１発明は基準電圧波形に追従して入力電流を制御する
ＰＷＭコンバータに該コンバータの入力電源と同期して
運転する基準正弦波電圧発生器を有するＰＷＭインバー
タが接続された装置において、前記ＰＷＭインバータの
同期運転中は該ＰＷＭインバータの基準正弦波発生器か
らの基準正弦波電圧を前記ＰＷＭコンバータの制御部に
入力し、ＰＷＭコンバータの入力電流をインバータから
の基準正弦波電圧波形に追従して制御することにより、
入力電源電圧が歪んでいてもこれに拘りなくＰＷＭコン
バータの入力電流を正弦波に制御する。
【０００８】第２発明は入力電圧検出信号とインバータ
からの基準正弦波電圧を切替える切替器を設け、ＰＷＭ
インバータが非同期運転となった場合ＰＷＭコンバータ
の制御部に入力電圧検出信号を入力し、該コンバータの
入力電流を入力電圧波形に追従して制御することを特徴
としたものである。
からの基準正弦波電圧を切替える切替器を設け、ＰＷＭ
インバータが非同期運転となった場合ＰＷＭコンバータ
の制御部に入力電圧検出信号を入力し、該コンバータの
入力電流を入力電圧波形に追従して制御することを特徴
としたものである。
【０００９】第３発明はインバ−タからの基準正弦波電
圧と入力電圧検出信号とから入力電圧歪みを補正する入
力電圧歪み補正検出部と、この補正検出部の出力と入力
電圧検出信号とからＰＷＭコンバ−タ基準正弦波作成部
とを設け、ＰＷＭインバ−タが同期運転中の場合、入力
電圧検出信号が歪んだ時でも、前記基準正弦波作成部の
出力信号をＰＷＭコンバ−タ制御部に入力して入力電流
の正弦波制御を行うことを特徴とするものである。
圧と入力電圧検出信号とから入力電圧歪みを補正する入
力電圧歪み補正検出部と、この補正検出部の出力と入力
電圧検出信号とからＰＷＭコンバ−タ基準正弦波作成部
とを設け、ＰＷＭインバ−タが同期運転中の場合、入力
電圧検出信号が歪んだ時でも、前記基準正弦波作成部の
出力信号をＰＷＭコンバ−タ制御部に入力して入力電流
の正弦波制御を行うことを特徴とするものである。
【００１０】第４発明は前記入力電圧歪み補正検出部に
歪み補正アンプを設け、入力電源とＰＷＭインバ−タが
非同期運転となった場合、歪み補正アンプをショ−トし
て入力電圧歪み補正検出部の出力を零にしたことを特徴
とするものである。
歪み補正アンプを設け、入力電源とＰＷＭインバ−タが
非同期運転となった場合、歪み補正アンプをショ−トし
て入力電圧歪み補正検出部の出力を零にしたことを特徴
とするものである。
【００１１】
【実施例】この発明の第１実施例を図１を参照して説明
する。図１はこの発明方式のＵＰＳ適用例を示す。１０
及び２０はＵＰＳを構成するＰＷＭコンバータ及びＰＷ
Ｍインバータ。コンバータ１０はリアクトルＬ1を介し
て入力電源ｅsに接続され、出力側に直流コンデンサＣ1
が接続されている。１１はコンバータ１０の制御部で、
従来図４に示したものと同様に構成されている。
する。図１はこの発明方式のＵＰＳ適用例を示す。１０
及び２０はＵＰＳを構成するＰＷＭコンバータ及びＰＷ
Ｍインバータ。コンバータ１０はリアクトルＬ1を介し
て入力電源ｅsに接続され、出力側に直流コンデンサＣ1
が接続されている。１１はコンバータ１０の制御部で、
従来図４に示したものと同様に構成されている。
【００１２】インバータ２０の出力はリアクトルＬ2，
コンデンサＣ2からなる交流フィルタを介して正弦波を
出力する。２１はインバータ２０の制御部、２２はこの
制御部に設けられている基準正弦波発生器、２３は電圧
検出器ＰＴ1，ＰＴ2で検出したＵＰＳの入力電圧検出信
号Ｖｉｎｄｅｔ及び出力電圧検出信号Ｖｏｕｔｄｅｔか
らＵＰＳの入出力電圧の同期を検出する同期検出器で、
基準正弦波発生器２２の同期を取ると共に、同期中検出
信号を出力する。
コンデンサＣ2からなる交流フィルタを介して正弦波を
出力する。２１はインバータ２０の制御部、２２はこの
制御部に設けられている基準正弦波発生器、２３は電圧
検出器ＰＴ1，ＰＴ2で検出したＵＰＳの入力電圧検出信
号Ｖｉｎｄｅｔ及び出力電圧検出信号Ｖｏｕｔｄｅｔか
らＵＰＳの入出力電圧の同期を検出する同期検出器で、
基準正弦波発生器２２の同期を取ると共に、同期中検出
信号を出力する。
【００１３】Ｓ1はコンバータ入力波形切替器で、同期
検出器２３から同期中検出信号が入力すると、コンバー
タ制御部１１の乗算器１５（図４参照）に入力する電圧
信号Ｖsｄｅｔを電圧検出器ＰＴ1からの電圧検出信号Ｖ
ｉｎｄｅｔからインバータ制御部２１からの同期基準正
弦波電圧ＶsＩＮに切替える。
検出器２３から同期中検出信号が入力すると、コンバー
タ制御部１１の乗算器１５（図４参照）に入力する電圧
信号Ｖsｄｅｔを電圧検出器ＰＴ1からの電圧検出信号Ｖ
ｉｎｄｅｔからインバータ制御部２１からの同期基準正
弦波電圧ＶsＩＮに切替える。
【００１４】即ち、入力電圧Ｖsと同期して運転してい
るＰＷＭインバータの基準正弦波電圧ＶsＩＮをＰＷＭ
コンバータ１０の波形制御の基準正弦波として用いる。
ＰＷＭインバータの基準正弦波電圧ＶsＩＮは制御部２
１内の基準正弦波発生部２２で作成しているため、正弦
波電圧に歪みはなく、かつ入力電圧Ｖsと同期してい
る。
るＰＷＭインバータの基準正弦波電圧ＶsＩＮをＰＷＭ
コンバータ１０の波形制御の基準正弦波として用いる。
ＰＷＭインバータの基準正弦波電圧ＶsＩＮは制御部２
１内の基準正弦波発生部２２で作成しているため、正弦
波電圧に歪みはなく、かつ入力電圧Ｖsと同期してい
る。
【００１５】しかして、このインバータ２０の基準正弦
波電圧ＶsＩＮをコンバータ１０の制御部１１における
基準電圧波形として使用することにより、入力電圧Ｖs
が歪んでいるような場合でも、コンバータ１０の入力電
流はこの基準正弦波ＶsＩＮの波形に追従制御されるた
め歪のない電流となる。
波電圧ＶsＩＮをコンバータ１０の制御部１１における
基準電圧波形として使用することにより、入力電圧Ｖs
が歪んでいるような場合でも、コンバータ１０の入力電
流はこの基準正弦波ＶsＩＮの波形に追従制御されるた
め歪のない電流となる。
【００１６】通常ＵＰＳは入力電圧Ｖsと同期して運転
しており非同期となるのは異常時であるが、非同期とな
った場合は同期検出器２３からの同期中検出信号がなく
なり切替器Ｓ1は接点ｂ側に切替りコンバータの制御部
１１には入力電圧検出信号Ｖｉｎｄｅｔが入力するの
で、ＵＰＳが停止することはない。
しており非同期となるのは異常時であるが、非同期とな
った場合は同期検出器２３からの同期中検出信号がなく
なり切替器Ｓ1は接点ｂ側に切替りコンバータの制御部
１１には入力電圧検出信号Ｖｉｎｄｅｔが入力するの
で、ＵＰＳが停止することはない。
【００１７】上記実施例はＵＰＳに適用した例である
が、ＰＷＭインバータを入力電源と同期して運転する装
置であれば同様に実施しうることはいうまでもない。
が、ＰＷＭインバータを入力電源と同期して運転する装
置であれば同様に実施しうることはいうまでもない。
【００１８】図２はこの発明の第２実施例を示す構成説
明図で、第１実施例と同一部分は同一符号を付して示
す。図２において、２４は入力電圧歪み補正検出部で、
この検出部２４はつき合わせ器２４ａ，アンプ２４ｂと
アンプ２４ｂの入出力間に設けられたスイッチ２４ｃか
ら構成される。つき合わせ器２４ａのマイナス端には入
力電圧検出信号Ｖｉｎｄｅｔが供給され、プラス端には
同期基準正弦波Ｖｓｉｎが供給される。スイッチ２４ｃ
は同期検出器２３からの同期中検出信号で動作され、入
力電源電圧と非同期時に歪み補正部２４のアンプ２４ｂ
の入出力間をショ−トして歪み補正部出力を零とするも
のである。この入力電圧歪み補正検出部２４の出力はＰ
ＷＭコンバ−タ基準正弦波作成部２５に供給される。こ
の基準正弦波作成部２５は加算器２５ａとアンプ２５ｂ
から構成され、加算器２４ａには入力電圧歪み補正検出
部２４の出力と入力電圧検出信号Ｖｉｎｄｅｔが供給さ
れる。加算器２５ａの出力はアンプ２５ｂで増幅され
て、コンバータ制御部１１の乗算器１５（図４参照）に
入力される電圧信号Ｖsｄｅｔとなる。
明図で、第１実施例と同一部分は同一符号を付して示
す。図２において、２４は入力電圧歪み補正検出部で、
この検出部２４はつき合わせ器２４ａ，アンプ２４ｂと
アンプ２４ｂの入出力間に設けられたスイッチ２４ｃか
ら構成される。つき合わせ器２４ａのマイナス端には入
力電圧検出信号Ｖｉｎｄｅｔが供給され、プラス端には
同期基準正弦波Ｖｓｉｎが供給される。スイッチ２４ｃ
は同期検出器２３からの同期中検出信号で動作され、入
力電源電圧と非同期時に歪み補正部２４のアンプ２４ｂ
の入出力間をショ−トして歪み補正部出力を零とするも
のである。この入力電圧歪み補正検出部２４の出力はＰ
ＷＭコンバ−タ基準正弦波作成部２５に供給される。こ
の基準正弦波作成部２５は加算器２５ａとアンプ２５ｂ
から構成され、加算器２４ａには入力電圧歪み補正検出
部２４の出力と入力電圧検出信号Ｖｉｎｄｅｔが供給さ
れる。加算器２５ａの出力はアンプ２５ｂで増幅され
て、コンバータ制御部１１の乗算器１５（図４参照）に
入力される電圧信号Ｖsｄｅｔとなる。
【００１９】図３ＡからＤは上記第２実施例の動作波形
図で、図３Ａは入力電圧検出信号Ｖｉｎｄｅｔで、この
信号の頭部が図示のように歪んでいるとき、つき合わせ
器２４ａで図３Ｂの同期基準正弦波Ｖｓｉｎとの誤差が
とられる。この誤差が図３Ｃの入力電圧歪み補正検出信
号ΔＶである。この検出信号は基準正弦波作成部２５で
図３Ａの信号と加算されて図３ＤのＰＷＭコンバ−タ基
準正弦波が得られる。
図で、図３Ａは入力電圧検出信号Ｖｉｎｄｅｔで、この
信号の頭部が図示のように歪んでいるとき、つき合わせ
器２４ａで図３Ｂの同期基準正弦波Ｖｓｉｎとの誤差が
とられる。この誤差が図３Ｃの入力電圧歪み補正検出信
号ΔＶである。この検出信号は基準正弦波作成部２５で
図３Ａの信号と加算されて図３ＤのＰＷＭコンバ−タ基
準正弦波が得られる。
【００２０】
【発明の効果】この発明は、上述のとおり構成されてい
るので、次に記載する効果を奏する。
るので、次に記載する効果を奏する。
【００２１】（１）ＰＷＭコンバータの入力電流波形を
入力電源電圧波形の歪に影響されることなく制御でき
る。
入力電源電圧波形の歪に影響されることなく制御でき
る。
【００２２】（２）ＵＰＳ，ＣＶＣＦなど入力電源と同
期して運転するＰＷＭインバータの基準正弦波をＰＷＭ
コンバータの基準正弦波として用いているので、構成が
簡単で低コストで実施できる。
期して運転するＰＷＭインバータの基準正弦波をＰＷＭ
コンバータの基準正弦波として用いているので、構成が
簡単で低コストで実施できる。
【００２３】（３）ＰＷＭコンバ−タの入力電圧波形が
歪んだ場合でも、入力電流の波形が正弦波となるように
制御できる。
歪んだ場合でも、入力電流の波形が正弦波となるように
制御できる。
【図１】この発明の第１実施例にかかるＵＰＳの構成説
明図。
明図。
【図２】この発明の第２実施例にかかるＵＰＳの構成説
明図。
明図。
【図３】第２実施例の動作波形図。
【図４】従来例にかかるコンバータを示すブロック回路
図。
図。
１０…ＰＷＭコンバータ １１…コンバータ制御部 ２０…ＰＷＭインバータ ２１…インバータ制御部 ２２…インバータ基準正弦波発生器 ２３…同期検出器 Ｓ1…コンバータ入力電圧波形切替器 Ｓ2…バイパス切替スイッチ ２４…入力電圧歪み補正検出部 ２５…ＰＷＭコンバ−タ基準正弦波作成部
Claims (4)
- 【請求項１】 基準電圧波形に追従して入力電流を制御
するＰＷＭコンバータに入力電源と同期して運転する基
準正弦波電圧発生器を有するＰＷＭインバータが接続さ
れた装置において、 前記ＰＷＭインバータの同期運転中は該ＰＷＭインバー
タの基準正弦波発生器からの基準正弦波電圧を前記ＰＷ
Ｍコンバータの制御部に入力し、ＰＷＭコンバータの入
力電流をインバータからの基準正弦波電圧波形に追従し
て制御することを特徴としたＰＷＭコンバータ制御方
式。 - 【請求項２】 入力電圧検出信号とインバータからの基
準正弦波電圧を切替える切替器を設け、ＰＷＭインバー
タが非同期運転となった場合ＰＷＭコンバータの制御部
に入力電圧検出信号を入力し、該コンバータの入力電流
を入力電圧波形に追従して制御することを特徴とした請
求項１記載のＰＷＭコンバータ制御方式。 - 【請求項３】 インバ−タからの基準正弦波電圧と入力
電圧検出信号とから入力電圧歪みを補正する入力電圧歪
み補正検出部と、この補正検出部の出力と入力電圧検出
信号とからＰＷＭコンバ−タ基準正弦波作成部とを設
け、ＰＷＭインバ−タが同期運転中の場合、入力電圧検
出信号が歪んだ時でも、前記基準正弦波作成部の出力信
号をＰＷＭコンバ−タ制御部に入力して入力電流の正弦
波制御を行うことを特徴とする請求項１記載のＰＷＭコ
ンバ−タ制御方式。 - 【請求項４】 前記入力電圧歪み補正検出部に歪み補正
アンプを設け、入力電源とＰＷＭインバ−タが非同期運
転となった場合、歪み補正アンプをショ−トして入力電
圧歪み補正検出部の出力を零にしたことを特徴とする請
求項３記載のＰＷＭコンバ−タ制御方式。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11348793 | 1993-05-17 | ||
| JP5-113487 | 1993-05-17 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0739160A true JPH0739160A (ja) | 1995-02-07 |
Family
ID=14613544
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6064268A Pending JPH0739160A (ja) | 1993-05-17 | 1994-04-01 | Ｐｗｍコンバータ制御方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0739160A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH104682A (ja) * | 1996-06-14 | 1998-01-06 | Mitsubishi Electric Corp | 基準信号発生回路 |
| JP2006174633A (ja) * | 2004-12-17 | 2006-06-29 | Sanken Electric Co Ltd | ３相電力変換装置 |
| CN100411293C (zh) * | 2004-12-30 | 2008-08-13 | 山东大学 | 抛物线法电流跟踪脉宽调制控制器 |
-
1994
- 1994-04-01 JP JP6064268A patent/JPH0739160A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH104682A (ja) * | 1996-06-14 | 1998-01-06 | Mitsubishi Electric Corp | 基準信号発生回路 |
| JP2006174633A (ja) * | 2004-12-17 | 2006-06-29 | Sanken Electric Co Ltd | ３相電力変換装置 |
| CN100411293C (zh) * | 2004-12-30 | 2008-08-13 | 山东大学 | 抛物线法电流跟踪脉宽调制控制器 |
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