CN100411293C - 抛物线法电流跟踪脉宽调制控制器 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种抛物线法电流跟踪脉宽调制控制器，包括带复位的抛物线波形发生器、模拟反相器、比较器、复位信号发生器及模拟选择器。抛物线波形发生器输出信号的形状由时间与开关周期之比减去该比值的平方决定；模拟反相器将来自抛物线波形发生器的输出信号进行反相后，与反相前的抛物线波形信号一起送到模拟选择器进行二选一选择，输出到比较器的输入端；比较器的第一路输出控制主电路开关的动作信号，第二路控制模拟选择器，第三路作为复位信号发生器的输入；本发明控制器易于集成化，能使脉宽调制变换器输出电流在一个开关周期内连续跟踪指令电流值，同时保持开关频率基本恒定。

Description

抛物线法电流跟踪脉宽调制控制器

(一)技术领域

本发明涉及一种电流跟踪PWM控制器。适用于各种电压型脉宽调制(pulse-widthmodulation，简称PWM)变换器的电流跟踪控制。

(二)背景技术

对于动态性能要求较高的电压型PWM变换器，如电机驱动、电力有源滤波器(APF)、功率因数校正器(PFC)以及UPS等，最适合采用电流跟踪直接控制。电流控制可以通过三角波比较或滞环控制等方法加以实现。三角波比较PWM电流控制的最大优点就是具有固定的开关频率，但系统响应受其电流反馈稳定性的限制，并易受负载参数的影响。滞环控制PWM方法的优点是无稳定性问题、简单并易于实现、响应速度快，并具有限制电流峰值的能力，而且不需要系统参数信息。但传统的滞环控制因其滞环带宽固定，会造成开关频率变化较大，因此也限制了它的应用。为了克服这一缺点，人们先后提出了各种可变滞环环带的电流控制方案，如锁相环(PLL)定频控制、自适应滞环带宽控制、带开关频率前向预测技术的锁相环(PLL)定频控制、无差拍(dead-beat)滞环控制等，通过对滞环环带进行预测或计算实现了定频滞环电流跟踪控制，但由于滞环环带与相关测量信号之间存在非线性函数关系，需借助单片机或DSP并结合复杂的硬件电路才能实现，在很大程度上增加了应用的难度。

(三)发明内容

针对电压型PWM变换器现有电流控制技术的不足，本发明提供一种能在一个开关周期内，使电流连续跟踪指令电流值并能保持开关频率基本恒定的抛物线法电流跟踪脉宽调制控制器。其目的在于采用简单的电路实现电压型PWM变换器电流的高性能快速跟踪控制。

本发明采用的解决方案是：

该控制器包括：

带复位的抛物线波形发生器：抛物线波形发生器输出信号的形状由时间与开关周期的比值减去该比值的平方决定，其幅值由抛物线波形发生器的输入信号决定，该输入信号由开关周期及PWM变换器主电路参数决定；

模拟反相器：其作用是将来自抛物线波形发生器的输出信号进行反相；

模拟选择器：其作用是将抛物线波形信号及模拟反相器进行反相后的抛物线波形发生器的输出信号进行二选一选择，将选择结果作为比较器的一个输入信号；

比较器：比较器的另一个输入来自电流跟踪误差信号，比较器的输出分为三路：第一路去控制PWM变换器主电路开关的动作信号，第二路去控制模拟选择器，第三路作为复位信号发生器的输入；

复位信号发生器：用于检测来自比较器的第三路输出信号，当发生正跳变或负跳变时，输出一个窄脉冲信号，该脉冲信号输入到抛物线波形发生器的复位端，使抛物线波形发生器复位，即输出为零。

所述抛物线波形发生器的输入值为PWM变换器主电路直流侧正负母线电压之差的一半乘以开关周期，再除以PWM变换器主电路与负载或电源之间串联电抗器的电感值。

所述抛物线波形发生器由两个带复位功能的积分器和一个加法器组成；第一个积分器的输入为抛物线波形发生器的输入，其输出作为第二个积分器的输入，两个积分器的输出通过加法器相加后作为抛物线波形发生器的输出；两个积分器的复位由外部复位信号控制，第一个积分器的积分时间常数等于开关周期，第二个积分器的积分时间常数等于开关周期的一半。

工作时，电流跟踪误差信号与模拟选择器输出的正向或负向抛物线波形信号通过比较器进行比较；当电流跟踪误差大于正向抛物线波形信号时，比较器输出翻转，控制PWM变换器主电路开关转向，使电流跟踪误差曲线下降；当电流跟踪误差小于负向抛物线波形信号时，比较器输出翻转，控制PWM变换器主电路开关转向，使电流跟踪误差曲线上升；这样就将电流跟踪误差始终限制在正向和负向抛物线波形之间，达到了电流跟踪控制的目的。

设抛物线波形发生器的输出用i_pa(t)表示，则

$i_{\mathrm{pa}}\left(t\right)=\frac{T}{2L}(E_p-E_n)[\frac{t}{T}-{\left(\frac{t}{T}\right)}^2],$

其中，

E_p--表示PWM变换器主电路直流侧正母线电压(V)；

E_n--表示PWM变换器主电路直流侧负母线电压(V)；

T--表示开关周期(s)；

L--表示PWM变换器主电路输出点a与负载或电源之间的串联电抗器电感值(H)；

t--表示时间(s)；

设电流跟踪误差用Δi(t)表示，有

Δi(t)＝i(t)-i_ref(t)

其中：

i(t)--表示输出电流(A)；

i_ref(t)--表示指令电流(A)。

抛物线波形发生器的输出i_pa(t)与电流跟踪误差Δi(t)的交点控制PWM变换器主电路开关S的动作时刻，二者通过比较器进行比较。

当PWM开关S动作，使输出点a与正母线E_p接通时，电流跟踪误差Δi(t)上升，持续时间用t_p表示；使输出点a与负母线E_n接通时，电流跟踪误差Δi(t)下降，持续时间用t_n表示。有，

(a).当 $\left\{\begin{array}{c}0\&le;t<t_p\\ t=t_p\\ t_p<t\&le;T\end{array}\right\}$ 时， $i_{\mathrm{pa}}\left(t\right)\left\{\begin{array}{c}>\\ =\\ <\end{array}\right\}\mathrm{\&Delta;i}\left(t\right).$ 由该式控制PWM开关S转向负母线E_n的时刻，同时对抛物线波形发生器复位，即令其时间t＝0。

(b).当 $\left\{\begin{array}{c}0\&le;t<t_n\\ t=t_n\\ t_n<t\&le;T\end{array}\right\}$ 时， ${-i}_{\mathrm{pa}}\left(t\right)\left\{\begin{array}{c}<\\ =\\ >\end{array}\right\}\mathrm{\&Delta;i}\left(t\right).$ 由该式控制PWM开关S转向正母线E_p的时刻，同时对抛物线波形发生器复位，即令其时间t＝0。

本发明采用简单的电路实现了PWM变换器的电流快速跟踪控制，在一个开关周期内能使电流连续跟踪指令电流值，同时保持开关频率基本恒定。具有滞环电流跟踪控制的全部优点，但不需要复杂的运算电路。电路易于集成化，可制作成电流跟踪控制专用集成电路。

(四)附图说明

图1是本发明的第一种原理图。

图2是本发明的第一种原理的波形图。

图3是本发明中抛物线波形发生器的原理图。

图4是按图3给出的抛物线波形发生器原理图实施的硬件电路结构图。

图5是本发明的第二种原理图。

图6是本发明的第三种原理图。

图7是本发明按图6所示的第三种原理实施的结构图。

图8是本发明按图7所示结构图实施的波形图。

图9是本发明的带校正单元的原理示意图。

图中，1.端电压为e的电源或负载，2.电感量为L的电感线圈，3.PWM变换器主电路开关，3a.PWM变换器主电路正桥臂开关管，3b.PWM变换器主电路负桥臂开关管，4.PWM变换器主电路正电压母线，5.PWM变换器主电路负电压母线，6.抛物线波形发生器，6a.积分时间常数为T的积分器，6b.积分时间常数为T/2的积分器，6c.比例加法器，7.复位信号发生器，8.加法器，9.模拟反相器，10.比较器，10a.比较器CMP1，10b.比较器CMP2，11.模拟选择器，12p.正向抛物线波形曲线i_pa(t)，12n.负向抛物线波形曲线-i_pa(t)，13p.电流跟踪误差上升曲线，13n.电流跟踪误差下降曲线，14.RS触发器FF1，15.抛物线波形幅值校正单元，16.加法器，u_a为PWM变换器主电路输出a点对地电压，E_p为PWM变换器主电路直流测正母线4对地电压，E_n为PWM变换器主电路直流测负母线5对地电压，i(t)为输出被控电流，i_ref(t)为被控电流指令值，Δi(t)为被控电流与指令值之间的跟踪误差，T为开关周期，t_p为主开关3转向正母线4的持续时间，t_n为主开关3转向负母线5的持续时间，RST、RST1和RST2为抛物线波形发生器6的复位信号，Vr为精密基准电压，ΔVr为校正单元15的输出。

(五)具体实施方式

图1是本发明的第一种结构原理图。PWM变换器用作逆变电源或UPS等时，端电压为e的电源或负载1为带并联滤波电容的负载；用作电力有源滤波器或无功功率补偿器或高性能整流器等时，则端电压为e的电源或负载1为供电电源；当用作电机驱动器时，电源或负载1为电动机，e为其反电动势。图中，PWM变换器主电路开关3通过电感2与电源或负载1连接。被控电流i(t)与其指令电流i_ref(t)经加法器8相减后得到电流跟踪误差Δi(t)，作为比较器10的反相输入V_in-。PWM开关3的转换由比较器10的输出V1控制，V1为高电平时，则控制PWM开关3转向正母线4，V1为低电平时，则控制PWM开关3转向负母线5。复位信号发生器7检测比较器10的输出V1，只要V1发生跳变(正或负跳变)，则电路7的输出RST1就产生一个窄的复位脉冲，使抛物线波形发生器6时间复位(t＝0)。抛物线波形发生器的输出i_pa(t)与

成正比，与时间t呈非线性关系，即 $i_{\mathrm{pa}}\left(t\right)=\frac{T}{2L}(E_p-E_n)[\frac{t}{T}-{\left(\frac{t}{T}\right)}^2].$ i_pa(t)经9反相后变为-i_pa(t)，再经过模拟选择器11选择后作为比较器10的正相输入V_in+。V1为高电平时，控制11选择i_pa(t)，V1低电平时，控制11选择-i_pa(t)。当V_in+大于V_in-时，比较器10输出V1为高电平，当V_in+小于V_in-时，V1为低电平。

图2是上述原理的工作波形图。在t0时刻前，电流跟踪误差Δi(t)大于-i_pa(t)，V1为低电平，开关3转向负母线5位置，a点电压u_a＝E_n，被控电流i(t)下降。在t0时刻由Δi(t)＝-i_pa(t)变为Δi(t)小于-i_pa(t)，比较器10输出翻转，V1变为高电平，控制开关S转向正母线4，同时控制模拟选择器11选择i_pa(t)，并且由ED1产生复位脉冲RST1，使6复位，曲线i_pa(t)即12p从0开始上升，有V_in+大于V_in-，V1继续保持高电平，此时a点电压u_a＝E_p，被控电流i(t)开始上升。之后，电流跟踪误差Δi(t)由负变正继续上升，直到t2时刻，由Δi(t)＝i_pa(t)变为Δi(t)大于i_pa(t)，比较器10输出翻转，V1变为低电平，控制PWM开关S转向负母线5，同时控制模拟选择器11选择-i_pa(t)，并且由ED1产生复位脉冲RST1，使6复位，曲线-i_pa(t)即12n从0开始下降，有V_in+小于V_in-，V1继续保持低电平，此时a点电压u_a＝E_n，被控电流i(t)开始由上升转为下降。之后，电流跟踪误差Δi(t)由正变负继续下降，直到t3时刻。这样重复以上过程，使被控电流i(t)跟踪其指令电流i_ref(t)。

抛物线波形i_pa(t)可改写成下式(在开关周期T内，忽略正负母线电压Ep和En的变化)，即

$i_{\mathrm{pa}}\left(t\right)=\frac{T}{2L}\{\frac{1}{T}{\&Integral;}_0^t(E_p-E_n)\mathrm{dt}-\frac{2}{T}{\&Integral;}_0^t[\frac{1}{T}{\&Integral;}_0^t(E_p-E_n)\mathrm{dt}\left]\mathrm{dt}\right\}$

图3给出了上式抛物线波形发生器的原理图。由两个积分器6a和6b和一个加法器6c实现。积分器6a的输入为

其输出作为积分器6b的输入，两个积分器的输出用加法器6c相加后得到i_pa(t)。其中积分器6a的积分时间常数为T，积分器6b的积分时间常数为T/2。RST1为两个积分器的时间复位信号。

图4是按图3给出的抛物线波形发生器原理的硬件电路结构图。其中，运放A1和电阻R1以及电容C1构成积分器6a，运放A2和电阻R2以及电容C2构成积分器6b，运放A3和电阻R3、R4以及R5构成加法器6c，电子模拟开关S1和S2构成电容C1和C2的放电电路，即积分器的复位电路。其中，R1*C1＝T，C1＝C2，R2＝R1/2，R3＝R4＝R5。

图5是本发明的第二种结构原理图。它将抛物线波形发生器6分为PAF1和PAF2，分别由两个比较器10a和10b输出V1和V2，控制RS触发器14的S和R端，并由其输出对PAF1和PAF2进行复位。本方案抛物线波形发生器复位时间较长(t_p和t_n)，因此由复位造成的积分误差较小。

图6是本发明的第三种结构原理图。当PWM变换器主电路直流侧正负母线电压对称时，即E_p＝-E_n＝E(半桥或全桥PWM变换器主电路)，可通过检测a点电压u_a代替检测E_p或E_n，这样可省掉模拟选择器11等电路。

图7是按图6所示原理的实施电路结构图。PWM变换器主电路为半桥电路(全桥与此类似)，R7和R9为电压u_a的取样电阻，有 $u_{\mathrm{in}}=\mathrm{\&alpha;}{u}_a=\frac{R8}{R7+R8}{u}_a,$ 其中 $\mathrm{\&alpha;}=\frac{R8}{R7+R8}$ 为电压测量系数，u_i(t)＝βi(t)，β为电流测量系数，R1*C1＝T，C1＝C2，R2＝R1/2，R3＝R4，R10＝R11＝R12， $\frac{R5}{R3}=\frac{\mathrm{\&beta;T}}{\mathrm{\&alpha;L}}.$ 复位信号发生器7由一个异或门xor1和电阻R6以及电容C3组成，时间常数τ＝R6*C3＜＜T。

图8是图7所示实例的波形图。其中，电感L＝0.5mH，T＝0.05ms，E_p＝-E_n＝E＝400V，电源或负载1端电压为50Hz正弦电压，即 $e=220\sqrt{2}\sin (100\mathrm{\&pi;t}-\mathrm{\&pi;}/6)\left(V\right),$ 指令电流为1kHz正弦波，幅值为30A，即iref(t)＝30sin(2000πt)(A)。可见，本发明电流跟踪方法能根据电流跟踪误差自动改变PWM脉冲宽度或占空比，并保持开关频率基本恒定。

通常情况下，PWM变换器主电路直流母线电压基本恒定或变化缓慢(相对开关频率而言)，因此抛物线波形发生器6的输入信号

可用一个电压基准Vr代替，这样可以避免对母线电压的检测。为补偿直流母线电压的变化或测量误差以及电感L和开关周期T的误差，可加入一个校正单元15，如图9所示。图中，校正单元15的输出ΔVr与电压基准Vr通过加法器16叠加，作为抛物线波形发生器6的输入Vin。校正单元15的输出ΔVr可根据下列规律控制：当Vin偏大时，会导致开关周期增大，还会出现电流误差平均值Δi(t)＞0(开关占空比小于0.5时)和Δi(t)＜0(开关占空比大于0.5时)的现象，另外，当占空比在0.5左右时，抛物线波形发生器6的输出i_pa(t)的平均值i_pa(t)也会偏大，这时应减小ΔVr使Vin减小；当Vin偏小时，会导致开关周期减小，还会出现电流误差平均值Δi(t)＜0(开关占空比小于0.5时)和Δi(t)＞0(开关占空比大于0.5时)的现象，另外，当占空比在0.5左右时，i_pa(t)的平均值i_pa(t)也会偏小，这时应增大ΔVr使Vin增加。因此，综合上述规律，校正单元15的输入量可选择Vin、i_pa(t)、Δi(t)及V1。

本发明的抛物线比较PWM电流跟踪控制器，实际上是由电流跟踪误差Δi(t)及其变化率大小自动调节与抛物线波形曲线i_pa(t)或-i_pa(t)的交点，控制开关3的PWM脉冲宽度或占空比，以达到保持开关频率或周期恒定的目的。

本发明原理同样适用于三相系统。

Claims (3)

1. 一种电流跟踪脉宽调制控制器，其特征在于该控制器包括：

带复位的抛物线波形发生器：抛物线波形发生器输出信号的形状由时间与开关周期的比值减去该比值的平方决定，其幅值由抛物线波形发生器的输入信号决定，该输入信号由开关周期及PWM变换器主电路参数决定；

模拟反相器：其作用是将来自抛物线波形发生器的输出信号进行反相；

模拟选择器：其作用是将抛物线波形信号及模拟反相器进行反相后的抛物线波形发生器的输出信号进行二选一选择，将选择结果作为比较器的一个输入信号；

比较器：比较器的另一个输入来自电流跟踪误差信号，比较器的输出分为三路：第一路去控制PWM变换器主电路开关的动作信号，第二路去控制模拟选择器，第三路作为复位信号发生器的输入；

复位信号发生器：用于检测来自比较器的第三路输出信号，当发生正跳变或负跳变时，输出一个窄脉冲信号，该脉冲信号输入到抛物线波形发生器的复位端，使抛物线波形发生器复位，即输出为零。

2. 根据权利要求1所述的电流跟踪脉宽调制控制器，其特征是：所述抛物线波形发生器的输入值为PWM变换器主电路直流侧正负母线电压之差的一半乘以开关周期，再除以PWM变换器主电路与负载或电源之间串联电抗器的电感值。

3. 根据权利要求1所述的电流跟踪脉宽调制控制器，其特征是：抛物线波形发生器由两个带复位功能的积分器和一个加法器组成；第一个积分器的输入为抛物线波形发生器的输入，其输出作为第二个积分器的输入，两个积分器的输出通过加法器相加后作为抛物线波形发生器的输出；两个积分器的复位由外部复位信号控制，第一个积分器的积分时间常数等于开关周期，第二个积分器的积分时间常数等于开关周期的一半。

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