JPH0964748A - 音響信号処理装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 ハイサンプリング，ノイズシェーピングを行
ない、可聴周波数帯域よりも高い周波数帯域にディザが
挿入されていても、高い分解能で高品質な音響信号を復
原できる音響信号処理装置を、信号処理が容易なものと
して構成する。 【解決手段】 可聴周波数帯域の上限の周波数の２倍を
超える標本化周波数の標本化信号で音響信号を標本化し
て得た順次の標本値を、ＡＤ変換したＮビットのデジタ
ル音響信号の符号情報を帯域分割フィルタ６０に与え
る。帯域分割フィルタ６０から出力された可聴周波数帯
域のＮビットの符号情報を、ビット数変換部ＢＮＣの付
加符号情報発生部ＡＣＧに与えて、Ｍ＞Ｎの関係にある
（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報を得る。加算回路４に
より、前記したＮビットのデジタル音響信号の符号情報
における最下位桁に連続した状態となるようにして前記
の（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報を加算する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は音響信号処理装置、特
に、可聴周波数帯域の上限の周波数の２倍を超える標本
化周波数を有する標本化信号を用いてアナログ信号形態
の音響信号を標本化して得た順次の標本値を、２のＮ乗
分の１の分解能でデジタル信号に変換してなるＮビット
のデジタル音響信号の符号情報を、Ｍ＞Ｎの関係にある
Ｍビットの符号情報に変換するビット数変換手段を含ん
で構成された音響信号処理装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】音響信号のデジタル化に際しては、伝
送，記録再生の忠実度、装置の価格、その他の色々な条
件を考慮して定められた規格に従って、所定のビット数
を有するデジタル信号が生成されていることは周知のと
おりであり、例えばコンパクトディスクには、１６ビッ
トのデジタル信号が記録されている。ところで、前記し
たように特定な規格に従った所定のビット数のデジタル
信号が、例えばＮビットのデジタル信号であれば、その
デジタル信号はアナログ信号を２のＮ乗分の１の分解能
でデジタル信号に変換されている状態のものとなる。そ
れで、Ｎビットのデジタル信号は、通常、前記した２の
Ｎ乗分の１の分解能以上の細かさで、微小な信号部分を
復原できないことは当然である。

【０００３】しかし、デジタル信号のビット数で定まる
分解能以上の細かさで、微小な信号部分をも復原させる
ようにしようとする試みが従来から行なわれて来てい
る。すなわち、前記の試みの一例としては、例えば、特
開平５ー３０４４７４号公報にも開示されているよう
に、Ｎビットの符号情報を、Ｍ＞Ｎの関係にあるＭビッ
トの符号情報に変換させるようにするための提案を挙げ
ることができる。そして、前記した特開平５ー３０４４
７４号公報に開示されているビット拡大の手法は、微小
レベルの信号についても歪の少ないＤＡ変換が行なわれ
るように、方形波と対応するデジタルデータの場合に
は、デジタルローパスフィルタにより波形を滑らかにし
て、本来のビット数と対応して定まる１ＬＳＢ以下のデ
ータまで出力してＤＡ変換が行なわれるようにしたもの
である。

【０００４】ところで、人間の聴覚についての古くから
の研究結果として、人間が音として感じる空気振動の周
波数範囲（可聴周波数帯域）は、従来から２０Ｈｚ〜２
０ＫＨｚであるとされて来ている。それで、音響信号の
高忠実度再生（または伝送）を目指す場合にも、従来か
ら前記の可聴周波数帯域の音響信号について、記録再生
（または伝送）が良好に行なわれるように、各種の条件
を定めてシステム構成を行なうのが一般的であった。例
えば、可聴周波数帯域全域の音響信号を、デジタル信号
に変換する場合の標本化周波数は、標本化定理で必要と
される条件を満足させうる最低の周波数（可聴周波数帯
域の上限の周波数の２倍の周波数）値を僅かに上まわる
周波数値に設定されている。すなわち、例えば、コンパ
クトディスクでは４４.１ＫＨｚ、ディジタル・オーデ
ィオ・テープレコーダ（ＤＡＴ）では４８ＫＨｚの標本
化周波数が規格値とされている。

【０００５】ところが、近年になって、可聴周波数帯域
の上限の周波数とされている２０ＫＨｚ以上の周波数成
分の存在が脳波のα波の発現に寄与し、２０ＫＨｚ以上
の周波数成分の存在によって、より一層自然さのある音
響信号が再生できる、とする研究成果が発表されるよう
になり、可聴周波数帯域全域の音響信号を、デジタル信
号に変換する場合の標本化周波数として、前記した規格
値の標本化周波数よりも高い周波数値の標本化周波数
（例えば８８.２ＫＨｚ，９６ＫＨｚ）を、音響信号の
デジタル信号化の際の標本化周波数として採用して標本
化する（以下、ハイサンプリング手段と記載されること
もある）ことも試みられるようになり、前記のハイサン
プリング手段を適用して標本化し、量子化して得た音響
デジタル信号では、音質上で有意性が認められたとの報
告も行なわれている（ＡＥＳ東京コンベンション’９５
予稿集第１６６頁〜第１６９頁大須氏他６名「９６ＫＨ
ｚサンプリングデジタルオーディオの音質評価」）。

【０００６】また、前述のように、可聴周波数帯域の上
限の周波数とされている２０ＫＨｚ以上の周波数成分を
も記録再生の対象として、より一層自然な感じの音響信
号が再生できるようにすることを意図して、可聴周波数
帯域全域の音響信号を、デジタル信号に変換する場合の
標本化信号として、前記した規格値の標本化周波数より
も高い周波数値の標本化周波数（例えば８８.２ＫＨ
ｚ，９６ＫＨｚ）を有する標本化信号を用いて、アナロ
グ信号形態の音響信号を標本化して得た順次の標本値、
すなわち、ハイサンプリング手段で得た順次の標本値
を、２のＮ乗分の１の分解能でデジタル信号に変換して
得たＮビットのデジタル音響信号の符号情報について
も、デジタル信号のビット数で定まる分解能以上の細か
さで、微小な信号部分も復原させることができるよう
に、前記したＮビットの符号情報に対して、Ｍ＞Ｎの関
係にあるＭビットの符号情報に変換するビット数変換技
術を適用することも考えられる。

【０００７】さらに、アナログ信号形態の音響信号をデ
ジタル信号に変換する際に前述のハイサンプリング手段
と、ノイズシェーピング技術とを適用して、可聴周波数
帯域よりも高い周波数帯域にディザを入れて、人間の聴
覚の鋭い中低域の周波数帯域のノイズを減らし、人間の
聴覚では感知できない周波数帯域のノイズを増やすよう
な状態に量子化ノイズのスぺクトルを変えて、聴感上の
ダイナミックレンジを拡大させることにより、Ｎビット
のデジタル信号のビット数で定まる分解能以上の細かさ
で音響信号を再生させるようにするという試みも行なわ
れている。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】さて既述した従来技術
において、微小レベルの信号についても歪の少ないＤＡ
変換が行なわれるように、方形波と対応するデジタルデ
ータの場合には、デジタルローパスフィルタにより波形
を滑らかにして、本来のビット数と対応して定まる１Ｌ
ＳＢ以下のデータまで出力してＤＡ変換が行なわれるよ
うにしたものでは、アナログ信号を２のＮ乗分の１の分
解能でデジタル信号に変換して得たＮビットの符号情報
における１ＬＳＢの間のデータ値を、前記したＮビット
の符号情報を用いて滑らかにする、というものであっ
た。それで、前記のような従来技術では、波形そのもの
のリニアリティの改善効果は認められるにしても、周知
のようにＮビットの符号情報には、必らず、０.５ＬＳ
Ｂの誤差を含んでいる状態のものになっていることか
ら、前記の従来技術によっては、Ｎビットの符号情報に
基づいて、もとのアナログ信号を推測した場合に、Ｍ＞
Ｎの関係にあるＮビットの符号情報を、高品位なＭビッ
トの符号情報に変換させることはできなかった。

【０００９】それで、アナログ信号形態の音響信号をデ
ジタル信号に変換する際に、前述のハイサンプリング手
段を適用して得られるＮビットのデジタル信号を、デジ
タル信号のビット数で定まる分解能以上の細かさで、微
小な信号部分も復原させることができるように、前記し
たＮビットの符号情報に対して、Ｍ＞Ｎの関係にあるＭ
ビットの符号情報に変換する既述した従来のビット数変
換技術を適用したとしても、良好な音質の再生音響信号
が得られなかった。また、アナログ信号形態の音響信号
をデジタル信号に変換する際に、前述のハイサンプリン
グ手段と、ノイズシェーピング技術とを適用して得たＮ
ビットのデジタル信号を、デジタル信号のビット数で定
まる分解能以上の細かさで、微小な信号部分も復原させ
ることができるように、前記したＮビットの符号情報に
対して、Ｍ＞Ｎの関係にあるＭビットの符号情報に変換
するようにした場合には、可聴周波数帯域よりも高い周
波数帯域に入れたディザについても、Ｍ＞Ｎの関係にあ
るＭビットの符号情報に変換されることになるという点
が問題になる。

【００１０】

【課題を解決するための手段】本発明は、可聴周波数帯
域の上限の周波数の２倍を超える標本化周波数を有する
標本化信号を用いてアナログ信号形態の音響信号を標本
化して得た順次の標本値を、２のＮ乗分の１の分解能で
デジタル信号に変換してなるＮビットのデジタル音響信
号の符号情報から、可聴周波数帯域に属するＮビットの
符号情報を得る手段と、前記した可聴周波数帯域に属す
るＮビットの符号情報の最下位桁に（Ｍ−Ｎ）ビットの
付加符号情報を連続させて、Ｍ＞Ｎの関係にある可聴周
波数帯域に属するＭビットの符号情報にビット数変換を
行なう際に必要とされる（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情
報を生成させる（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報生成手
段と、前記したＮビットのデジタル音響信号の符号情報
における最下桁に連続して、前記した（Ｍ−Ｎ）ビット
の付加符号情報生成手段から出力された（Ｍ−Ｎ）ビッ
トの付加符号情報を加算させる手段とを備えてなる音響
信号処理装置、及び可聴周波数帯域の上限の周波数の２
倍を超える標本化周波数を有する標本化信号を用いてア
ナログ信号形態の音響信号を標本化して得た順次の標本
値を、２のＮ乗分の１の分解能でデジタル信号に変換し
てなるＮビットのデジタル音響信号の符号情報から、可
聴周波数帯域に属するＮビットの符号情報を得る手段
と、前記した可聴周波数帯域に属するＮビットの符号情
報の最下位桁に（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報を連続
させて、Ｍ＞Ｎの関係にある可聴周波数帯域に属するＭ
ビットの符号情報にビット数変換を行なう際に必要とさ
れる（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報が、前記の可聴周
波数帯域に属するＮビットの符号情報を生じさせたアナ
ログ信号形態の音響信号と、前記の可聴周波数帯域に属
するＮビットの符号情報を復原して得た可聴周波数帯域
に属するアナログ信号形態の音響信号との間に存在する
２のＮ乗分の１の分解能１ＬＳＢについて±０.５ＬＳ
Ｂの誤差範囲以内で、前記した可聴周波数帯域に属する
Ｎビットの符号情報によって示されるアナログ信号波形
の積分値と、Ｍビットの符号情報によって示されるアナ
ログ信号波形の積分値とを等価にさせうる（Ｍ−Ｎ）ビ
ットの付加符号情報であるような（Ｍ−Ｎ）ビットの付
加符号情報生成手段と、前記したＮビットのデジタル音
響信号の符号情報における最下桁に連続して、前記の
（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報生成手段から出力され
た（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報を加算させる手段と
を備えてなる音響信号処理装置を提供する。

【００１１】

【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照して本発明
の音響信号処理装置の具体的な内容を詳細に説明する。
図１は本発明の音響信号処理装置の一例構成を示すブロ
ック図である。図１中で１は音響信号処理装置の入力端
子であり、この入力端子１には音響信号処理装置で信号
処理の対象にしているＮビットのデジタル音響信号（以
下、Ｎビットの符号情報と記載されることもある）が供
給される。前記の入力端子１に供給されたＮビットの符
号情報は、遅延回路３と、帯域分割フィルタ６０とに与
えられる。

【００１２】前記した入力端子１から遅延回路３に供給
されたＮビットのデジタル音響信号（Ｎビットの符号情
報）は前記の遅延回路３において、所定の時間遅延、す
なわち、後述されている帯域分割フィルタ６０と、付加
符号情報発生部ＡＣＧとにおける信号処理動作によっ
て、付加符号情報に生じる時間遅延量を補償する時間遅
延が与えられた後に、ビット数変換部ＢＮＣの加算回路
４に与えられる。また、入力端子１から帯域分割フィル
タ６０に与えられたＮビットの符号情報は、音響信号処
理装置で信号処理の対象にしているＮビットの符号情報
の内で、可聴周波数帯域に属するＮビットの符号情報を
通過させて、それをビット数変換部ＢＮＣの信号波形の
変化検出態様の検出部５に与える。

【００１３】図１４は、前記した帯域分割フィルタ６０
の通過帯域特性を説明するための周波数レスポンス特性
例図であり、横軸に示してある周波数ｆｓ／４は、帯域
分割フィルタ６０としてローパスフィルタが用いられた
場合の遮断周波数である。周波数ｆｓは、前記した入力
端子１から帯域分割フィルタ６０に供給されたＮビット
の符号情報を発生させる際に用いられた標本化信号の周
波数（標本化周波数）であり、例えば４８ＫＨｚあるい
は，８８.２ＫＨｚ等の周波数である。したがって、Ｎ
ビットの符号情報を発生させる際に用いられた標本化信
号の周波数(標本化周波数）が、例えば、４８ＫＨｚあ
るいは，８８.２ＫＨｚであれば、前記した帯域分割フ
ィルタ６０として用いられるローパスフィルタの遮断周
波数は、４８／４＝１２(ＫＨｚ)あるいは８８.２／４
＝２２.０５(ＫＨｚ)とされる。そして、前記の帯域分
割フィルタ６０として用いられるローパスフィルタは、
伝達関数がＨ(ｚ）であるようなＦＩＲフィルタで構成
される。

【００１４】さて、既述のように帯域分割フィルタ６０
として用いられているローパスフィルタからビット数変
換部ＢＮＣに供給された可聴周波数帯域に属するＮビッ
トの符号情報は、ビット数変換部ＢＮＣにおける付加符
号情報発生部ＡＣＧにおいて、前記した可聴周波数帯域
に属するＮビットの符号情報とＭ＞Ｎの関係にある可聴
周波数帯域に属する（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報を
発生させるために用いられる。そして前記したビット数
変換部ＢＮＣにおける付加符号情報発生部ＡＣＧで発生
させた可聴周波数帯域に属する（Ｍ−Ｎ）ビットの付加
符号情報は、ビット数変換部ＢＮＣの加算回路４におい
て、既述した入力端子１から遅延回路３を介して加算回
路４に供給されているＮビットの符号情報における最下
桁に連続するように加算される。それで前記の加算回路
４からは、可聴周波数帯域についてはＭビットの符号情
報であり、また可聴周波数帯域よりも高域の周波数帯域
ではＮビットの符号情報であるようなデジタル信号が出
力端子２に送出される。

【００１５】次に、前記のように帯域分割フィルタ６０
として用いられているローパスフィルタから可聴周波数
帯域に属するＮビットの符号情報が供給されるビット数
変換部ＢＮＣの付加符号情報発生部ＡＣＧにおける（Ｍ
−Ｎ）ビットの付加符号情報の発生と、ビット数変換部
ＢＮＣにおけるビット数変換とについて説明する。図１
中に示されているビット数変換部ＢＮＣは、信号波形の
変化態様の検出部５と、（Ｍ−Ｎ）ビツト信号発生部６
と、可変遅延部７と、遅延制御信号発生部８との各構成
部分によって構成されている付加符号情報発生部ＡＣＧ
と、加算回路４とによって構成されている。

【００１６】そして、前記のビット数変換部ＢＮＣは、
アナログ信号を２のＮ乗分の１の分解能でデジタル信号
に変換して得たＮビットの符号情報を得るのに用いられ
たアナログ信号と、前記のＮビットの符号情報を復原し
て得たアナログ信号との間に存在する２のＮ乗分の１の
分解能１ＬＳＢについて±０.５ＬＳＢの誤差範囲以内
で、前記したＮビットの符号情報によって示されるアナ
ログ信号波形の積分値と、Ｍビットの符号情報によって
示されるアナログ信号波形の積分値とが等価となるよう
にしてビット数変換が行なわれるように、ビット数変換
の対象にされているＮビットの符号情報について、順次
の隣接する１標本化周期を隔てているＮビットの符号情
報間の差の変化態様の情報を検出した結果に基づいて予
め定められたアナログ信号波形と対応するように設定さ
れた（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報を前記したＮビッ
トの符号情報の最下位桁に連続させて、Ｍビットの符号
情報を生成させるような動作を行なうものとして構成さ
れている。

【００１７】ここで、まず図６乃至図１０の各図を参照
して、前記したビット数変換部ＢＮＣの構成原理や動作
原理について説明する。図６においてａ〜ｎで示す各点
を、ａ→ｂ→ｃ→ｄ→ｅ→ｆ→ｇ→ｈ→ｉ→ｊ→ｋ→ｌ
→ｍ→ｎのように太い実線で結んで示してある曲線Ｓ
は、アナログ信号を特定な標本化周期Ｔｓ（標本化周波
数ｆｓの逆数）毎に、２のＮ乗分の１の分解能、すなわ
ちＮビットの１ＬＳＢの分解能で標本化量子化して得た
デジタル値の変化の状態を例示したものであり、前記の
曲線Ｓによって示されるようなデジタル値を生じさせる
原信号のアナログ信号は、前記した曲線Ｓを囲む図６中
の破線で囲む領域内に存在していたものである。

【００１８】それで、デジタル信号に変換して得たＮビ
ットの符号情報を得るのに用いられたアナログ信号と、
前記のＮビットの符号情報を復原して得たアナログ信号
との間には、２のＮ乗分の１の分解能１ＬＳＢについて
±０.５ＬＳＢ以内の誤差を含んでいるものになってい
る。なお、図６中においてｔ1，ｔ2，ｔ3…は順次の標
本化が行なわれる時点であり、また前記した順次の標本
化の時点ｔ1，ｔ2，ｔ3…において隣接している標本化
時点間の時間Ｔｓは標本化周期を示している。ところ
で、前記のビット数変換部ＢＮＣにおける付加符号情報
発生部ＡＣＧでは、アナログ信号を２のＮ乗分の１の分
解能でデジタル信号に変換して得たＮビットの符号情報
にビット数変換を施して、Ｍ＞Ｎの関係にあるＭビット
の符号情報を得る場合に、前記したＮビットの符号情報
の値が、時間軸上において順次に増加傾向、または順次
に減少傾向を示して変化している場合においては、順次
の標本化周期毎のＮビットの符号情報の値が同一の状態
で続いた期間(区間）の長さ(標本化周期の数によって示
される）と、前記の期間に隣接していて、前記の期間に
おけるＮビットの符号情報の値に対して、２のＮ乗分の
１の分解能１ＬＳＢだけ異なるＮビットの符号情報が、
順次の標本化周期毎のＮビットの符号情報として続いた
期間（区間）の長さとを比較する。

【００１９】そして前記の隣接する２つの区間の期間長
が互いに異なる場合には、前記の隣接する２つの区間の
期間長の短い方の区間の中点と、期間長が長い方の区間
中における前記した２つの区間の境界から前記した短い
期間長の１／２と対応する位置の点とを結ぶ直線を表わ
し得る（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報を発生させ、ま
た、前記の隣接する２つの区間が同一の期間長のとき
は、前記の２つの区間における互いの区間の中点間を結
ぶ直線を表わし得る（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報を
発生させる。前記のようにビット数変換部ＢＮＣにおけ
る付加符号情報発生部ＡＣＧで発生した付加符号情報
は、加算回路４においてＮビットの符号情報の最下位桁
に連続するよう加算されてＭビットの符号情報が生成さ
れる。

【００２０】また、前記したＮビットの符号情報の値
が、極値と対応している区間におけるＮビットの符号情
報であった場合には、ビット数変換部ＢＮＣにおける付
加符号情報発生部ＡＣＧでは、その区間の期間長と対応
して予め定められた（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報を
発生する。そして前記の予め定められた（Ｍ−Ｎ）ビッ
トの付加符号情報が、加算回路４においてＮビットの符
号情報の最下位桁に連続するよう加算されてＭビットの
符号情報が生成される。

【００２１】図７の（ａ）は、Ｎビットの符号情報の最
下位桁に、前記のようにして（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符
号情報を連続させて、Ｍビットの符号情報を生成させた
状態を例示ししたものである。図７の（ａ）において太
実線による階段波形の曲線Ｓｎは、アナログ信号を２の
Ｎ乗分の１の分解能でデジタル信号に変換して得たＮビ
ットの符号情報の時間軸上の変化を例示しており、ま
た、細実線の階段波形の曲線Ｓｍは既述のようにして得
た（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報の時間軸上の変化を
例示してある。

【００２２】図７の(ａ)において、点ａ→ｂ→ｃ→ｄ→
ｅ→ｆで示されている曲線Ｓｎは、Ｎビットの符号情報
に関する時間軸上での変化態様を示している。既述した
ように、図１中のビット数変換部ＢＮＣにおける付加符
号情報発生部ＡＣＧでは、Ｎビットの符号情報の値が時
間軸上において順次に増加傾向、または順次に減少傾向
を示して変化している場合に、順次の標本化周期毎のＮ
ビットの符号情報の値が同一の状態で続いた期間(区
間）の長さ（例えば点ａ→ｂ間で示されている区間の期
間長、点ｃ→ｄ間で示されている区間の期間長、点ｅ→
ｆ間で示されている区間の期間長）を、隣接する２つの
区間毎に比較して、前記の隣接する２つの区間が同一の
期間長のときは、前記の２つの区間における互いの区間
の中点間を結ぶ直線として示される（Ｍ−Ｎ）ビットの
付加符号情報を発生させるようにするのであり、この状
態が図７の（ａ）における区間ａ→ｂと、区間ｃ→ｄと
の２つの区間の部分に示してある。すなわち、同一の期
間長を有する２つの区間が連続している場合を例示して
いる前記した区間ａ→ｂと、区間ｃ→ｄとの２つの区間
では、区間ａ→ｂにおける区間の中点位置ｈと、区間ｃ
→ｄにおける区間の中点位置ｉとを結ぶ直線として示さ
れる（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報を発生させるよう
にする。

【００２３】次に、Ｎビットの符号情報の値が時間軸上
において順次に増加傾向、または順次に減少傾向を示し
て変化している場合に、順次の標本化周期毎のＮビット
の符号情報の値が同一の状態で続いた期間(区間）の長
さを、隣接する２つの区間毎に比較して前記の隣接する
２つの区間が互いに異なる期間長のときは、前記の２つ
の区間において区間の期間長の短い方の区間の中点と、
期間長が長い方の区間中における前記した２つの区間の
境界から前記した短い期間長の１／２と対応する位置の
点とを結ぶ直線を表わし得る（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符
号情報を発生させるようにするのであり、この状態が図
７の（ａ）における区間ｃ→ｄと、区間ｅ→ｆとの２つ
の区間の部分に示してある。すなわち前記した区間ｃ→
ｄと、区間ｅ→ｆとの２つの区間における期間長は、区
間ｅ→ｆの期間長の方が長いから、前記の２つの区間ｃ
→ｄ，ｅ→ｆにおいて区間の期間長の短い方の区間ｃ→
ｄにおける中点の位置ｉと、期間長が長い方の区間ｅ→
ｆ中において前記した２つの区間ｃ→ｄ，ｅ→ｆの境界
ｄから前記した短い期間長の１／２と対応する位置の点
ｌとを結ぶ直線として示される（Ｍ−Ｎ）ビットの付加
符号情報を発生させるようにする。図７の(ｂ)は、Ｓｍ
−ＳｎをＳ（ｍ−ｎ）により示している。

【００２４】次に、順次の標本化周期毎のＮビットの符
号情報の値が同一の状態で続いた期間(区間）が極値の
区間の場合には、その区間の期間長と対応して予め設定
された(Ｍ−Ｎ)ビットの付加符号情報が、前記したＮビ
ットの符号情報の最下位桁に連続させてＭビットの符号
情報を生成させるようにするのであり、図８乃至図１０
の各図には、前記した極値の区間の期間長と対応して、
予め設定しておくべき（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報
の例を示してある。Ｎビットの符号情報の値による極値
の区間について、予め設定しておくべき（Ｍ−Ｎ）ビッ
トの付加符号情報は、極値と対応しているＮビットの符
号情報による１標本化周期Ｔｓの期間長の区間を示す矩
形の面積と、略々、同じ面積の領域、すなわち各図中で
階段波形よって包囲されている領域で示されるようなも
のとして設定される。

【００２５】図８は極値と対応しているＮビットの符号
情報による区間の期間長が１標本化周期Ｔｓの場合と対
応して設定された（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報か
ら、極値と対応しているＮビットの符号情報による区間
の期間長が６標本化周期６Ｔｓの場合と対応して設定さ
れた（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報までを例示した図
である。また、図９は極値と対応しているＮビットの符
号情報による区間の期間長が７標本化周期７Ｔｓの場合
と対応して設定された（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報
から、極値と対応しているＮビットの符号情報による区
間の期間長が１３標本化周期１３Ｔｓの場合と対応して
設定された（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報までを例示
した図である。さらに図１０は極値と対応しているＮビ
ットの符号情報による区間の期間長が１４標本化周期１
４Ｔｓの場合と対応して設定された（Ｍ−Ｎ）ビットの
付加符号情報から、極値と対応しているＮビットの符号
情報による区間の期間長が１６標本化周期１６Ｔｓの場
合と対応して設定された（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情
報までを例示した図である。

【００２６】そして前記した図８乃至図１０に示されて
いる(Ｍ−Ｎ)ビットの付加符号情報は、図１及び図３を
参照して後述してある(Ｍ−Ｎ)ビット信号発生部６中の
極値区間の波形データ発生部４８に設けられている波形
データ発生用ＲＯＭに記憶されて、前記の波形データ発
生用ＲＯＭに対し、極値と対応しているＮビットの符号
情報による区間の期間長がアドレス情報として供給され
たときに、それと対応した所定の(Ｍ−Ｎ)ビットの付加
符号情報が読出されて後述のように使用されるのであ
る。

【００２７】図１中に示してあるビット数変換部ＢＮＣ
における付加符号情報発生部ＡＣＧにおける信号波形の
変化態様の検出部５には、前述のように帯域分割フィル
タ６０として使用されるローパスフィルタから、可聴周
波数帯域に属するＮビットの符号情報が供給されている
が、前記の信号波形の変化態様の検出部５は、図２を参
照して後述されているように、信号波形変化情報の発生
部５１と、信号波形変化態様情報の発生部５２と、信号
波形変化の間隔情報の発生部５３とによって構成されて
いる。前記の信号波形の変化態様の検出部５は、それに
供給された前記の可聴周波数帯域に属するＮビットのデ
ジタル信号について、信号波形の変化態様情報と信号波
形変化の間隔情報とを検出して、前記の検出した諸情報
を（Ｍ−Ｎ）ビット信号発生部６と、可変遅延部７とに
供給する。

【００２８】(Ｍ−Ｎ)ビット信号発生部６では、前記し
たＮビットの符号情報の値が、時間軸上において順次に
増加傾向、または順次に減少傾向を示して変化している
場合においては、順次の標本化周期毎のＮビットの符号
情報の値が同一の状態で続いた期間(区間）の長さ(標本
化周期の数によって示される）を、隣接する区間につい
て比較して、隣接する２つの区間の期間長が互いに異な
る場合には、前記の隣接する２つの区間の期間長の短い
方の区間の中点と、期間長が長い方の区間中における前
記した２つの区間の境界から前記した短い期間長の１／
２と対応する位置の点とを結ぶ直線を表わし得る(Ｍ−
Ｎ)ビットの付加符号情報を発生してそれを可変遅延部
７に供給し、また前記の隣接する２つの区間が同一の期
間長のときは、前記の２つの区間における互いの区間の
中点間を結ぶ直線を表わし得る（Ｍ−Ｎ）ビットの付加
符号情報を発生して、それを可変遅延部７に供給し、さ
らに前記したＮビットの符号情報の値が、極値と対応し
ている区間におけるＮビットの符号情報であった場合に
は、その区間の期間長と対応して予め定められた（Ｍ−
Ｎ）ビットの付加符号情報を、極値区間の波形データ発
生部４８に設けられている波形データ発生用ＲＯＭから
読出して、それを可変遅延部７に供給する。

【００２９】（Ｍ−Ｎ）ビット信号発生部６で発生され
た（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報が供給された可変遅
延部７では、前記した（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報
が加算回路４において所定のＮビットの符号情報の最下
位桁に連続して、全体がＭビットの符号情報を生成させ
るようにするために必要な時間遅延を（Ｍ−Ｎ）ビット
の付加符号情報に与える。前記した可変遅延部７におけ
る前記のような時間遅延量は、遅延制御信号発生部８で
発生させた遅延制御信号によって可変遅延部７が制御さ
れることによって得られる。すなわち、遅延制御信号発
生部８は、信号波形の変化態様の検出部５から供給され
た信号波形変化情報、信号波形変化態様情報、信号波形
変化の間隔情報などに基づいて、前記した遅延制御信号
を発生して、それを可変遅延部７に供給する。それで、
前記した加算回路４からは、情報信号処理の対象にされ
ているＮビットの符号情報における最下位桁に、（Ｍ−
Ｎ）ビット信号発生部６で発生された（Ｍ−Ｎ）ビット
の付加符号情報が連続した状態のＭビットのデジタル信
号が送出される。

【００３０】次に、図２を参照して信号波形の変化態様
の検出部５の具体的な構成態様と、動作とについて説明
する。図２において信号波形の変化態様の検出部５は、
信号波形変化情報の発生部５１と、信号波形変化態様情
報の発生部５２と、信号波形変化の間隔情報の発生部５
３とによって構成されている。そして信号波形の変化態
様の検出部５の入力端子２５には、情報信号処理の対象
にされているＮビットのデジタル信号が供給され、また
入力端子２６にはクロック信号パルスＰｆsが供給され
る。前記したクロック信号パルスＰｆsとしては、情報
信号処理の対象にされているデジタル信号を発生させる
際に使用された標本化周波数ｆｓと同一の繰返し周波数
を有するパルスが用いられるのであり、情報信号処理の
対象にされているデジタル信号が音響信号の場合には、
前記のクロック信号パルスＰｆsとして、例えば８８.２
ＫＨｚの繰返し周波数ｆsのパルスが使用される。

【００３１】信号波形の変化態様の検出部５の入力端子
２５を介して信号波形変化情報の発生部５１に供給され
た情報信号処理の対象にされているＮビットのデジタル
信号は、マグニチュードコンパレータ１０におけるＡ入
力端子と、Ｄ型フリップフロップ９のデータ端子に与え
られており、また前記のＤ型フリップフロップ９のクロ
ック端子には、入力端子２６を介してクロック信号Ｐｆ
ｓが与えられている。前記のマグニチュードコンパレー
タ１０におけるＢ入力端子には、前記したＤ型フリップ
フロップ９のＱ端子出力が供給される。それで、前記し
たＤ型フリップフロップ９は、Ｄ型フリップフロップ９
のクロック端子へ、入力端子２６を介して標本化周期毎
に順次のクロック信号Ｐｆｓが供給される度毎に、前記
したＤ型フリップフロップ９のＱ端子から、１標本化周
期前にＤ型フリップフロップ９のデータ端子に与えられ
ていたＮビットのデジタルデータを出力して、それをマ
グニチュードコンパレータ１０におけるＢ入力端子に入
力させることになる。

【００３２】前記のマグニチュードコンパレータ１０と
しては、それのＡ入力端子に供給されたＮビットのデジ
タルデータＡと、それのＢ入力端子に供給されたＮビッ
トのデジタルデータＢとの大きさを比較して、デジタル
データＡの方がデジタルデータＢよりも大きい場合に
は、出力端子Ａ＞Ｂだけをハイレベルの状態の出力Ｈと
し、他の出力端子Ａ＜Ｂと出力端子Ａ＝Ｂとの双方をロ
ーレベルの状態の出力Ｌとし、また、前記の入力端子
Ａ，Ｂに供給されたＮビットのデジタルデータにおける
デジタルデータＡとデジタルデータＢとが等しい場合に
は、出力端子Ａ＝Ｂだけをハイレベルの状態の出力Ｈと
し、他の出力端子Ａ＞Ｂと出力端子Ａ＜Ｂとの双方をロ
ーレベルの状態の出力Ｌとし、さらに、前記の前記の入
力端子Ａ，Ｂに供給されたＮビットのデジタルデータに
おけるデジタルデータＢの方がデジタルデータＡよりも
大きい場合には、出力端子Ａ＜Ｂだけをハイレベルの状
態の出力Ｈとし、他の出力端子Ａ＞Ｂと出力端子Ａ＝Ｂ
との双方をローレベルの状態の出力Ｌとするような動作
態様のマグニチュードコンパレータ７４ＨＣ８５を使用
することができる。

【００３３】信号波形変化情報の発生部５１における前
記のマグニチュードコンパレータ１０の出力端子Ａ＞Ｂ
からの出力と、出力端子Ａ＜Ｂからの出力とは、排他的
論理和回路１１に供給されている。また、前記した前記
のマグニチュードコンパレータ１０の出力端子Ａ＞Ｂか
らの出力は、信号波形変化態様情報の発生部５２のＤ型
フリップフロップ１３のデータ端子にも供給されてい
る。そして、前記した排他的論理和回路１１の出力は、
前記したマグニチュードコンパレータ１０の出力端子Ａ
＞Ｂからの出力と、出力端子Ａ＜Ｂからの出力との何れ
か一方がハイレベルの状態Ｈになった場合にハイレベル
の状態Ｈとなる。なお、図２中ではマグニチュードコン
パレータ１０の出力端子Ａ＞Ｂからの出力と、出力端子
Ａ＜Ｂからの出力とを排他的論理和回路１１に供給して
いるが、前記の排他的論理和回路１１の代わりにオア回
路を使用しても、前記した排他的論理和回路１１を使用
した場合と同一の動作が行なわれる（図２におけるマグ
ニチュードコンパレータ１０から排他的論理和回路１１
の２つの入力端子に対して同時にハイレベルの状態の信
号が与えられる状態は起らないからである）。

【００３４】前記した排他的論理和回路１１からの出力
信号は、アンド回路１２に供給されており、また前記の
アンド回路１２にはゲートパルスとしてＰｆｓバーが供
給されている。前記のゲートパルスＰｆｓバーは既述し
たクロック信号パルスＰｆsと同一の繰返し周波数でク
ロック信号パルスＰｆsと１８０度の位相差を有するパ
ルスである。それで、前記したアンド回路１２からは、
Ｎビットのデジタル信号における１標本化周期だけ隔て
て時間軸上で隣接しているデジタルデータの値が異なっ
ている状態の場合に、ゲートパルスＰfsバーのタイミン
グでクロック信号ＣＬＫが出力されることになる。

【００３５】信号波形の変化態様の検出部５の入力端子
２５に対して供給されたＮビットのデジタル信号の時間
軸上での変化に対応して、信号波形の変化態様の検出部
５における信号波形変化情報の発生部５１のアンド回路
１２から出力されるクロック信号ＣＬＫの発生の状態を
図４を参照して説明すると次のとおりである。図４にお
いて図の上方に記載されているイ，ロ，ハ…オは、信号
波形の変化態様の検出部５の入力端子２５に対して供給
された情報信号処理の対象にされているＮビットのデジ
タル信号の信号レベルを示している符号であり、また、
図４の下方に記載されているＰｆｓ1，Ｐｆｓ2，Ｐｆｓ
3…Ｐｆｓ19は、入力端子２６に供給されているクロッ
ク信号パルスＰｆsであり、さらに、Ｐｆｓ1バー,Ｐｆ
ｓ2バー,Ｐｆｓ3バー…Ｐｆｓ19バーは、アンド回路１
２に供給されているゲートパルスである。

【００３６】前記した信号波形変化情報の発生部５１
に、入力端子２５を介して供給された情報信号処理の対
象にされているＮビットのデジタル信号が、マグニチュ
ードコンパレータ１０におけるＡ入力端子と、Ｄ型フリ
ップフロップ９のデータ端子に与えられる。そして、前
記したＤ型フリップフロップ９のクロック端子には、標
本化周期毎に入力端子２６を介して順次のクロック信号
Ｐｆｓ1，Ｐｆｓ2，Ｐｆｓ3…Ｐｆｓ19が供給されるか
ら、前記したＤ型フリップフロップ９のＱ端子からは、
１標本化周期Ｔｓ前にＤ型フリップフロップ９のデータ
端子に与えられていたＮビットの符号情報（デジタルデ
ータ）を出力して、それがマグニチュードコンパレータ
１０におけるＢ入力端子に入力される。

【００３７】入力端子２５を介して供給された情報信号
処理の対象にされているＮビットのデジタル信号の信号
レベルが、時間軸上で図４に例示してあるようにイ，
ロ，ハ…のように変化しているとすると、クロック信号
Ｐｆｓ1の時刻にはマグニチュードコンパレータ１０に
おけるＡ入力端子と、Ｄ型フリップフロップ９のデータ
端子には、信号レベル「イ」のデジタルデータが与えら
れ、また、この場合にマグニチュードコンパレータ１０
におけるＢ入力端子に、Ｄ型フリップフロップ９のＱ端
子から与えられるデジタルデータは不定「？」である。
それで、クロック信号Ｐｆs1の時刻に、マグニチュード
コンパレータ１０からの出力は不定「？」である。

【００３８】次に、前記したクロック信号Ｐｆｓ1の時
刻から１標本化周期Ｔｓ後の時刻、すなわち、クロック
信号Ｐｆｓ2の時刻に、マグニチュードコンパレータ１
０におけるＡ入力端子と、Ｄ型フリップフロップ９のデ
ータ端子には、信号レベル「ロ」のデジタルデータが与
えられ、マグニチュードコンパレータ１０におけるＢ入
力端子には、Ｄ型フリップフロップ９のＱ端子から信号
レベル「イ」のデジタルデータが与えられる。それで、
クロック信号Ｐｆs2の時刻に、マグニチュードコンパレ
ータ１０からの出力は、出力端子Ａ＞Ｂだけがハイレベ
ルの状態になる。そして、マグニチュードコンパレータ
１０の出力端子Ａ＞Ｂだけがハイレベルの状態になるの
は、時間軸上においてデジタル信号が増加の傾向（図５
では、時間軸上においてデジタル信号が増加の傾向にあ
ることを、「＞」，「Ｕ」の符号で示している。また、
図４中でも「Ａ＞Ｂ（＞，Ｕ）」のような表示方法を採
用している）にあることを意味している。

【００３９】前記のようにクロック信号Ｐｆs2の時刻
に、マグニチュードコンパレータ１０の出力端子Ａ＞Ｂ
だけがハイレベルの状態になったことにより、排他的論
理和回路１１の出力は、クロック信号Ｐｆs2の時刻にハ
イレベルの状態になる。それで前記のマグニチュードコ
ンパレータ１０の出力が与えられているアンド回路１２
は、ゲートパルスＰｆｓ2バーが与えられた時刻に、ハ
イレベルの状態のクロック信号ＣＬＫ２を出力する（図
４参照）。

【００４０】次いで、前記したクロック信号Ｐｆｓ2の
時刻から１標本化周期Ｔｓ後におけるクロック信号Ｐｆ
ｓ3の時刻に、マグニチュードコンパレータ１０におけ
るＡ入力端子と、Ｄ型フリップフロップ９のデータ端子
には、信号レベル「ロ」のデジタルデータが与えられる
が、このときにマグニチュードコンパレータ１０におけ
るＢ入力端子に、Ｄ型フリップフロップ９のＱ端子から
与えられるデジタルデータも信号レベル「ロ」であるか
ら、クロック信号Ｐｆs3の時刻におけるマグニチュード
コンパレータ１０からの出力は、出力端子Ａ＝Ｂだけが
ハイレベルの状態になり、したがって、排他的論理和回
路１１の出力は、クロック信号Ｐｆs3の時刻にローレベ
ルの状態になり、それで前記のマグニチュードコンパレ
ータ１０からのローレベルの状態の出力が与えられてい
るアンド回路１２に、ゲートパルスＰｆｓバーが与えら
れても、ハイレベルの状態のクロック信号ＣＬＫは出力
されない。

【００４１】次に、前記したクロック信号Ｐｆｓ3の時
刻から１標本化周期Ｔｓ後におけるクロック信号Ｐｆｓ
4の時刻に、マグニチュードコンパレータ１０における
Ａ入力端子と、Ｄ型フリップフロップ９のデータ端子に
は、信号レベル「ハ」のデジタルデータが与えられ、マ
グニチュードコンパレータ１０におけるＢ入力端子に
は、Ｄ型フリップフロップ９のＱ端子から信号レベル
「ロ」のデジタルデータが与えられる。それで、クロッ
ク信号Ｐｆs4の時刻に、マグニチュードコンパレータ１
０からの出力は、出力端子Ａ＞Ｂだけがハイレベルの状
態になる。前記のようにクロック信号Ｐｆs4の時刻に、
マグニチュードコンパレータ１０の出力端子Ａ＞Ｂだけ
がハイレベルの状態になったことにより、排他的論理和
回路１１の出力は、クロック信号Ｐｆs4の時刻にハイレ
ベルの状態になり、前記のマグニチュードコンパレータ
１０の出力が与えられているアンド回路１２はゲートパ
ルスＰｆｓ4バーが与えられた時刻に、ハイレベルの状
態のクロック信号ＣＬＫ３を出力する（図４参照）。

【００４２】前記したクロック信号Ｐｆｓ4の時刻から
１標本化周期Ｔｓ後におけるクロック信号Ｐｆｓ5の時
刻に、マグニチュードコンパレータ１０におけるＡ入力
端子と、Ｄ型フリップフロップ９のデータ端子には、信
号レベル「ハ」のデジタルデータが与えられるが、この
ときにマグニチュードコンパレータ１０におけるＢ入力
端子に、Ｄ型フリップフロップ９のＱ端子から与えられ
るデジタルデータも信号レベル「ハ」であるから、クロ
ック信号Ｐｆs5の時刻におけるマグニチュードコンパレ
ータ１０からの出力は、出力端子Ａ＝Ｂだけがハイレベ
ルの状態になって、排他的論理和回路１１の出力は、ク
ロック信号Ｐｆs5の時刻にローレベルの状態になるか
ら、アンド回路１２に、ゲートパルスＰｆｓバーが与え
られても、ハイレベルの状態のクロック信号ＣＬＫは出
力されない。

【００４３】次に、前記したクロック信号Ｐｆｓ5の時
刻から１標本化周期Ｔｓ後におけるクロック信号Ｐｆｓ
6の時刻に、マグニチュードコンパレータ１０における
Ａ入力端子と、Ｄ型フリップフロップ９のデータ端子に
は、信号レベル「ニ」のデジタルデータが与えられ、マ
グニチュードコンパレータ１０におけるＢ入力端子に
は、Ｄ型フリップフロップ９のＱ端子から信号レベル
「ハ」のデジタルデータが与えられる。それで、クロッ
ク信号Ｐｆs6の時刻に、マグニチュードコンパレータ１
０からの出力は、出力端子Ａ＞Ｂだけがハイレベルの状
態になるから、排他的論理和回路１１の出力は、クロッ
ク信号Ｐｆs6の時刻にハイレベルの状態になり、前記の
マグニチュードコンパレータ１０の出力が与えられてい
るアンド回路１２はゲートパルスＰｆｓ6バーが与えら
れた時刻に、ハイレベルの状態のクロック信号ＣＬＫ４
を出力する（図４参照）。

【００４４】次いで、前記したクロック信号Ｐｆｓ6の
時刻から１標本化周期Ｔｓ後におけるクロック信号Ｐｆ
ｓ7の時刻に、マグニチュードコンパレータ１０におけ
るＡ入力端子と、Ｄ型フリップフロップ９のデータ端子
には、信号レベル「ホ」のデジタルデータが与えられ、
マグニチュードコンパレータ１０におけるＢ入力端子に
は、Ｄ型フリップフロップ９のＱ端子から信号レベル
「ニ」のデジタルデータが与与えられる。それで、クロ
ック信号Ｐｆs7の時刻に、マグニチュードコンパレータ
１０からの出力は、出力端子Ａ＜Ｂだけがハイレベルの
状態になる。そして、マグニチュードコンパレータ１０
の出力端子Ａ＜Ｂだけがハイレベルの状態になるのは、
時間軸上においてデジタル信号が減少の傾向（図５で
は、時間軸上においてデジタル信号が減少の傾向にある
ことを、「＜」，「Ｄ」の符号で示している。また、図
４中でも「Ａ＜Ｂ（＜，Ｄ）」のような表示方法を採用
している）にあることを意味している。そして、排他的
論理和回路１１の出力は、クロック信号Ｐｆs7の時刻に
ハイレベルの状態になり、前記のマグニチュードコンパ
レータ１０の出力が与えられているアンド回路１２はゲ
ートパルスＰｆｓ7バーが与えられた時刻に、ハイレベ
ルの状態のクロック信号ＣＬＫ５を出力する（図４参
照）。

【００４５】図４中に示されているクロック信号Ｐｆs8
〜Ｐｆs19の各時刻に行なわれる信号波形変化情報の発
生部５１の各部の動作は、クロック信号Ｐｆs1〜Ｐｆs7
の各時刻に行なわれた信号波形変化情報の発生部５１の
各部の動作についての説明から容易に理解できるところ
であるから、それの詳細な説明は省略する。これまでの
説明から判かるように、標本化周期毎に与えられる順次
のクロック信号Ｐｆsｉ（ただし、ｉは１，２，３…）
の時刻毎に行なわれるマグニチュードコンパレータ１０
からの比較出力が、それの出力端子Ａ＞Ｂまたは出力端
子Ａ＜Ｂの一方だけがハイレベルの状態になるのは、入
力端子２５を介して供給された情報信号処理の対象にさ
れているＮビットのデジタル信号の信号レベルが、時間
軸上で増加傾向、または減少傾向になっているときだけ
である。

【００４６】そして、信号波形変化情報の発生部５１の
アンド回路１２からクロック信号ＣＬＫｉ（ただし、ｉ
は１，２，３，４…）が出力されるのは、前記したマグ
ニチュードコンパレータ１０の出力端子Ａ＞Ｂまたは出
力端子Ａ＜Ｂの一方だけがハイレベルの状態とき、すな
わち入力端子２５を介して供給された情報信号処理の対
象にされているＮビットのデジタル信号の信号レベル
が、時間軸上で増加傾向、または減少傾向になっている
ときである。

【００４７】前記のようにして、信号波形変化情報の発
生部５１のアンド回路１２から送出されたクロック信号
ＣＬＫｉ（ただし、ｉは１，２，３，４…）は、信号波
形変化態様情報の発生部５２のＤ型フリップフロップ１
３〜１５のクロック端子と、信号波形変化の間隔情報の
発生部５３のＤ型フリップフロップ１９〜２１のクロッ
ク端子とに供給される。前記した信号波形変化態様情報
の発生部５２のＤ型フリップフロップ１３〜１５は、前
記のクロック信号ＣＬＫが与えられた時点に、各フリッ
プフロップ１３〜１５におけるデータ端子に供給されて
いるデジタルデータを読込み、また前記の信号波形変化
の間隔情報の発生部５３のＤ型フリップフロップ１９〜
２１は、前記のクロック信号ＣＬＫが与えられた時点
に、Ｄ型フリップフロップ１９〜２１におけるデータ端
子に供給されているデジタルデータを読込む。

【００４８】そして前記した信号波形変化態様情報の発
生部５２におけるＤ型フリップフロップ１３のデータ端
子には、信号波形変化情報の発生部５１のマグニチュー
ドコンパレータ１０における出力端子Ａ＞Ｂに現われた
信号が供給されているから、前記のＤ型フリップフロッ
プ１３は、前記した順次のクロック信号ＣＬＫｉ（ただ
し、ｉは１，２，３，４…）が供給される度毎に、前記
した順次のクロック信号ＣＬＫｉ（ただし、ｉは１，
２，３，４…）が発生した時点に、信号波形変化情報の
発生部５１のマグニチュードコンパレータ１０における
出力端子Ａ＞Ｂに現われた信号の状態（ハイレベルの状
態、あるいはローレベルの状態）を読込むことになる。

【００４９】前記した順次のクロック信号ＣＬＫｉ（た
だし、ｉは１，２，３，４…）の発生の時点に、信号波
形変化情報の発生部５１のマグニチュードコンパレータ
１０における出力端子Ａ＞Ｂに現われた信号の状態がハ
イレベルの状態になるのか、あるいはローレベルの状態
になるのかは、順次のクロック信号ＣＬＫｉ（ただしｉ
は１，２，３，４…）の発生の時点におけるデジタル信
号が、時間軸上で増加の傾向になっているのか、あるい
は時間軸上で減少の傾向になっているのかによって定ま
っているのであり、前記の順次のクロック信号ＣＬＫｉ
（ただしｉは１，２，３，４…）の発生の時点における
デジタル信号が、時間軸上で増加の傾向になっている場
合には、マグニチュードコンパレータ１０における出力
端子Ａ＞Ｂに現われる信号の状態はハイレベルの状態に
なっており、また前記とは逆に、順次のクロック信号Ｃ
ＬＫｉ（ただしｉは１，２，３，４…）の発生の時点に
おけるデジタル信号が、時間軸上で減少の傾向になって
いる場合には、マグニチュードコンパレータ１０におけ
る出力端子Ａ＞Ｂに現われた信号の状態はローレベルの
状態になっている。

【００５０】前記の点を図４及び図５を参照して説明す
ると次のとおりである。すなわち、順次のクロック信号
ＣＬＫｉ（ただしｉは１，２，３，４…）の発生の時点
におけるデジタル信号が、時間軸上で増加の傾向になっ
ていて、クロック信号ＣＬＫ（ゲートパルスＰｆｓバ
ー）の時点で、ハイレベルの状態の信号が信号波形変化
態様情報の発生部５２におけるＤ型フリップフロップ１
３に読込まれるのは、図４及び図５中に示すクロック信
号ＣＬＫの番号が２〜４，１２〜１４，１７，１８，２
１〜２７の各時刻（図４中では上向きの矢印で示してあ
るクロック信号ＣＬＫの時刻）であり、また、順次のク
ロック信号ＣＬＫｉ（ただしｉは１，２，３，４…）の
発生の時点におけるデジタル信号が、時間軸上で減少の
傾向になっていて、クロック信号ＣＬＫ（ゲートパルス
Ｐｆｓバー）の時点で、ローレベルの状態の信号が信号
波形変化態様情報の発生部５２におけるＤ型フリップフ
ロップ１３に読込まれるのは、図４及び図５中に示すク
ロック信号ＣＬＫの番号が５〜１１，１５，１６，１
９，２０の各時刻（図４中では下向きの矢印で示してあ
るクロック信号ＣＬＫの時刻）である。

【００５１】前記のように順次のクロック信号ＣＬＫｉ
(ただし、ｉは１，２，３，４…)が供給される度毎に、
信号波形変化態様情報の発生部５２におけるＤ型フリッ
プフロップ１３のデータ端子に対して順次に供給された
信号、すなわち、信号波形変化情報の発生部５１のマグ
ニチュードコンパレータ１０における出力端子Ａ＞Ｂに
現われた信号は、順次のクロック信号ＣＬＫｉ（ただ
し、ｉは１，２，３，４…）が供給される度毎に、順次
にＤ型フリップフロップ１４，１５のデータ端子に移さ
れて行くが、その状態が図５中の「ＤＦＦ１３の入力」
「ＤＦＦ１３の出力」「ＤＦＦ１４の出力」「ＤＦＦ１
５の出力」の欄に例示されている。なお、前記の欄中に
記載されている「Ｕ」はハイレベルの状態を意味し、ま
た欄中に記載されている「Ｄ」はローレベルの状態を意
味している。

【００５２】信号波形変化態様情報の発生部５２のＤ型
フリップフロップ１３の出力と、Ｄ型フリップフロップ
１４の出力とは、排他的論理和回路１６に与えられ、ま
た、Ｄ型フリップフロップ１４の出力と、Ｄ型フリップ
フロップ１５の出力とは、排他的論理和回路１７に与え
られていて、前記の各排他的論理和回路１６，１７の出
力は、図４中の「排他的論理和回路１６の出力」「排他
的論理和回路１７の出力」の欄に示されているものとな
る。なお、この欄中の「１」はハイレベルの状態を意味
し、また「０」はローレベルの状態を示している。図５
中の「信号波形の極値の位置」の欄に示されている
「ニ」「ル」「カ」「タ」「ソ」「ネ」等の表示は、図
５の上方に示してある信号波形の変化態様の検出部５の
入力端子２５に対して供給された情報信号処理の対象に
されているＮビットのデジタル信号の信号レベルを示し
ている符号の内で、信号波形の極値に対応している信号
レベルの位置を示している。

【００５３】そして、信号波形の変化態様の検出部５の
入力端子２５に対して供給された情報信号処理の対象に
されているＮビットのデジタル信号における信号波形の
極値の位置のデジタルデータは、信号波形変化態様情報
における発生部５２の排他的論理和回路１６の出力が、
ハイレベルの状態「１」になったときのクロック信号Ｃ
ＬＫの番号よりも２だけ少ないクロック信号の番号を有
するクロック信号ＣＬＫによって、Ｄ型フリップフロッ
プ１３に読込まれていることが判かる。また、信号波形
の変化態様の検出部５の入力端子２５に対して供給され
た情報信号処理の対象にされているＮビットのデジタル
信号における信号波形の極値の位置のデジタルデータ
は、前記した信号波形変化態様情報における発生部５２
の排他的論理和回路１７の出力が、ハイレベルの状態
「１」になったときのクロック信号ＣＬＫの番号よりも
３だけ少ないクロック信号の番号を有するクロック信号
ＣＬＫによって、Ｄ型フリップフロップ１３に読込まれ
ているとして、前記の極値の位置を検出してもよい。そ
れで前記した信号波形変化態様情報における発生部５２
中の排他的論理和回路１６，１７からの出力信号は、後
述されている（Ｍ−Ｎ）ビット信号発生部６における信
号処理のために必要とされる信号波形の極値の位置情報
として使用でき、また、後述されている遅延制御信号発
生器８における信号処理のために必要とされる信号波形
の極値の位置情報としても使用できるのである。

【００５４】次に、信号波形変化情報の発生部５１のア
ンド回路１２から送出されたクロック信号ＣＬＫｉ（た
だし、ｉは１，２，３，４…）が、クロック端子に供給
されている信号波形変化の間隔情報の発生部５３のＤ型
フリップフロップ１９〜２１におけるＤ型フリップフロ
ップ１９のデータ端子には、標本化周期を有するクロッ
ク信号パルスＰｆｓを被計数パルスとして計数動作を行
なっているアドレスカウンタ１８から出力されるアドレ
ス値が供給されている。それで前記した信号波形変化の
間隔情報の発生部５３のＤ型フリップフロップ１９は、
前記したクロック信号ＣＬＫｉ（ただし、ｉは１，２，
３，４…）がクロック端子に供給された時点毎のアドレ
スカウンタ１８の出力値（アドレス値）を読込むことに
なる。

【００５５】前記したＤ型フリップフロップ１９に読込
まれたアドレス値は、信号波形変化情報の発生部５１の
アンド回路１２から送出された順次のクロック信号ＣＬ
Ｋｉ（ただし、ｉは１，２，３，４…）が、Ｄ型フリッ
プフロップ１９〜２１におけるクロック端子に供給され
る度毎に、Ｄ型フリップフロップ２０，２１に移されて
行くことになる。前記した各Ｄ型フリップフロップ１９
〜２１から出力されたアドレス値は、それぞれ個別の出
力端子２７，３０，３１に送出されるとともに、前記し
たＤ型フリップフロップ１９から出力されたアドレス値
と、Ｄ型フリップフロップ２０から出力されたアドレス
値とは減算器２２に供給され、また、前記したＤ型フリ
ップフロップ２０から出力されたアドレス値と、Ｄ型フ
リップフロップ２１から出力されたアドレス値とは減算
器２３に供給される。

【００５６】前記した減算器２２，２３からの出力値Ｎ
1，Ｎ2は、時間軸上で隣り合うクロック信号ＣＬＫ間に
おけるアドレス値の差であるが、前記したアドレスカウ
ンタ１８は既述のように、標本化周期を有するクロック
信号パルスＰｆｓを被計数パルスとして計数動作を行な
っているから、前記した減算器２２，２３からの出力値
Ｎ1,Ｎ2の数値は、時間軸上で隣り合うクロック信号Ｃ
ＬＫ間の間隔が、標本化周期Ｔｓの何倍であるのかを表
わしている数値である。前記した減算器２２，２３から
の出力値Ｎ1，Ｎ2は、それぞれ出力端子２８，３６に送
出されるとともに比較器２４にも供給される。前記した
比較器２４では前記した２個の減算器２２，２３からの
出力値Ｎ1，Ｎ2を比較して、前記した２つの数値Ｎ1，
Ｎ2の内で小さい方の数値Ｎｓ（Ｎ1，Ｎ2が同一の場合
は、Ｎ1をＮsとする)を出力端子２９に送出する。前記
した信号波形変化の間隔情報の発生部５３の各Ｄ型フリ
ップフロップ１９〜２１から出力されたアドレス値、及
び比較器２４からの出力値Ｎｓ、ならびに各減算器２
２，２３からの出力値等は、後述されている（Ｍ−Ｎ）
ビット信号発生部６における信号処理のために必要とさ
れる信号波形変化の間隔情報として使用でき、また、後
述されている遅延制御信号発生器８における信号波形変
化の間隔情報としても使用できるのである。

【００５７】次に、図３に示す（Ｍ−Ｎ）ビット信号発
生部６について説明する。(Ｍ−Ｎ)ビット信号発生部６
は、信号処理の対象にされているＮビットの符号情報の
値が時間軸上において順次に増加傾向、または順次に減
少傾向を示して変化している場合には、順次の標本化周
期毎のＮビットの符号情報の値が同一の状態で続いた期
間(区間）の長さ(標本化周期Ｔｓの数によって示され
る）が、隣接する２つの区間で互いに異なるときは、前
記の隣接する２つの区間の期間長の短い方の区間の中点
と、期間長が長い方の区間中における前記した２つの区
間の境界から前記した短い期間長の１／２と対応する位
置の点とを結ぶ直線を表わし得る（Ｍ−Ｎ）ビットの付
加符号情報を発生し、また、前記の隣接する２つの区間
が同一の期間長のときは、前記の２つの区間における互
いの区間の中点間を結ぶ直線を表わし得る（Ｍ−Ｎ）ビ
ットの付加符号情報を発生し、さらに、前記したＮビッ
トの符号情報の値が、極値と対応している区間における
Ｎビットの符号情報であった場合には、その区間の期間
長と対応して予め定められた（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符
号情報を波形データ発生用ＲＯＭから読出し、前記のよ
うに発生された（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報を可変
遅延部７に供給する動作を行なうことができるように構
成されている。

【００５８】図３において、４８は極値区間の波形デー
タ発生部であり、この極値区間の波形データ発生部４８
には、図７の（ｂ）及び図８乃至図１０を参照して既述
したように、信号処理の対象にされているＮビットの符
号情報による極値と対応している区間の期間長に応じ
て、それぞれＮビットの符号情報による極値の区間で示
される矩形の面積と、略々、同じ面積となるような（Ｍ
−Ｎ）ビット符号情報を記憶させてある波形データ発生
用ＲＯＭが設けられている。また、４９は信号処理の対
象にされているＮビットの符号情報における１ＬＳＢの
値を被除数として、信号波形変化の間隔情報の発生部５
３における比較器２４から出力端子２９を介して送出さ
れている数値Ｎｓ、すなわち、隣接する２つの区間の長
さの内で短い方の期間長（隣接する２つの区間の期間長
が同一の場合は、一方の区間の期間長）を、標本化周期
Ｔｓを単位として表わした数値Ｎｓを除数とする演算を
行なう「Ｎビットの１ＬＳＢ／Ｎｓの演算を行なう値を
発生させる演算部」である。

【００５９】５４は信号処理の対象にされているＮビッ
トの符号情報の値が時間軸上において順次に増加傾向、
または順次に減少傾向を示して変化している場合に、順
次の標本化周期毎のＮビットの符号情報の値が同一の状
態で続いた期間(区間）の長さが、隣接する２つの区間
について異なるとき、または同一のときで、かつ前記の
隣接する２つの区間に極値の区間を含んでいないとき
に、前記した２つの区間について、図７の（ａ）を参照
して既述したような手法を適用して（Ｍ−Ｎ）ビットの
付加符号情報を発生させる「極値区間以外の波形データ
発生部」であり、また、５５は例えばランダムアクセス
メモリ（ＲＡＭ）、リードオンリーメモリ（ＲＯＭ）、
マイクロプロセッサ等を含んで構成されている制御回路
である。また、５６はインバータ、５７，５８はセレク
タ、５９はオア回路である。

【００６０】（Ｍ−Ｎ）ビット信号発生部６における各
入力端子３７〜４６には、前記した信号波形の変化態様
の検出部５の出力端子２７〜３６から出力された信号が
供給されるのであるが、前記した（Ｍ−Ｎ）ビット信号
発生部６における各入力端子３７〜４６と、信号波形の
変化態様の検出部５の出力端子２７〜３６との接続関係
は、それぞれ、出力端子２７→入力端子４３、出力端子
２８→入力端子３７、出力端子２９→入力端子３９、出
力端子３０→入力端子４４、出力端子３１→入力端子４
５、出力端子３２→入力端子４６、出力端子３３→入力
端子３８、出力端子３４→入力端子４１、出力端子３５
→入力端子４０、出力端子３６→入力端子４２のように
なっている。

【００６１】制御回路５５による制御の下に動作する極
値区間の波形データ発生部４８、Ｎビットの１ＬＳＢ／
Ｎｓの演算を行なう値を発生させる演算部４９及び極値
区間以外の波形データ発生部５４において、前記した極
値区間の波形データ発生部４８は、入力端子３７に対し
て信号波形の変化態様の検出部５の出力端子２８から供
給される数値Ｎ1(減算器２２の出力値Ｎ1)と、入力端子
３８に対して信号波形の変化態様の検出部５の出力端子
３３から供給される極値区間であることを示す信号とに
よって、前記の数値Ｎ1をアドレス情報として、極値区
間の期間長と対応して予め定められた（Ｍ−Ｎ）ビット
の付加符号情報を波形データ発生用ＲＯＭから読出して
極値区間の波形データ発生部４８からセレクタ５７に与
える。

【００６２】すなわち前記した入力端子３８に対して信
号波形の変化態様の検出部５の出力端子３３から供給さ
れる極値区間であることを示す信号が「１」である場合
に、入力端子３７に与えられている数値Ｎ1は、極値区
間の期間長(標本化周期Ｔｓの何倍の時間長か）を示し
ている｛図１１の（ａ）を参照｝から、前記の数値Ｎ1
をアドレス情報に用いれば、予め、極値区間の期間長毎
に所定の極値区間の波形データ（図８乃至図１０に一部
を例示してある)を格納させてある極値区間の波形デー
タ発生用ＲＯＭからは、極値区間の期間長と対応した所
定の（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報｛極値区間が図１
１の（ｂ）に例示したような入力データと対応する(Ｍ
−Ｎ)ビットの付加符号情報は図１１の（ｃ）に例示し
たような波形の出力データとなる｝を出力させることが
できるのである。そして、極値区間において、入力端子
３８を介してセレクタ５７には、極値区間であることを
示す信号「１」が供給されているから、極値区間の波形
データ発生部４８から出力された（Ｍ−Ｎ）ビットの付
加符号情報は、前記のセレクタ５７と、オア回路５９と
を介して出力端子４７に送出されることになる。

【００６３】次に、Ｎビットの１ＬＳＢ／Ｎｓの演算を
行なう値を発生させる演算部４９は入力端子３９に対し
て、信号波形の変化態様の検出部５の出力端子２９から
供給される数値Ｎｓ(比較器２４の出力値Ｎｓ)を用い
て、Ｎビットの１ＬＳＢ／Ｎｓの演算を行ない、その演
算結果を極値区間以外の波形データ発生部５４に供給す
るとともに、Ｎビットの１ＬＳＢ／Ｎｓの演算を行なう
値を発生させる演算部４９から極値区間以外の波形デー
タ発生部５４には前記した数値Ｎｓも供給する。前記の
極値区間以外の波形データ発生部５４には、入力端子４
０に対して信号波形の変化態様の検出部５の出力端子３
５から供給されるＡ＞Ｂ信号（Ｎビットの符号情報の値
が時間軸上において順次に増加傾向の場合には「１」，
Ｎビットの符号情報の値が時間軸上において順次に減少
傾向の場合には「０」の信号であり、図４及び図５中で
は、「＞」「Ｕ」，「＜」「Ｄ」で示してある）が供給
されており、極値区間以外の波形データ発生部５４では
前記のＡ＞Ｂ信号により、Ｎビットの符号情報の値が時
間軸上において順次に増加傾向にあるのか、または順次
に減少傾向にあるのかを判断して、波形データ発生の態
様を変更する。

【００６４】図１２は極値区間以外の波形データ発生部
５４に、Ａ＞Ｂ信号が「１」の信号が供給されている状
態の場合、すなわち、Ｎビットの符号情報の値が時間軸
上において順次に増加傾向にある場合を一例にとり、極
値区間以外の波形データ発生部５４における波形データ
の発生の仕方を説明している図である。なお、２ＬＳＢ
以上の増加状態にあっても、１ＬＳＢについての増加を
抽出しているので、１ＬＳＢの増加と同じである。図１
２の（ａ）には、信号レベルが「ク」の区間はＮ1の期
間長であり、前記の区間に隣接する区間が、信号レベル
が「ヤ」の区間はＮ2の期間長であって、前記の２つの
隣接する区間の期間長Ｎ1，Ｎ2の関係がＮ1＞Ｎ2である
場合の例を示してある。この場合に入力端子３９に対し
て信号波形の変化態様の検出部５の出力端子２９を介し
て比較器２４から供給される数値ＮｓはＮ2である。図
１２中に例示してある数値Ｎｓ（＝Ｎ2）は、１６（標
本化周期Ｔｓ毎に発生されるクロック信号パルスＰｆｓ
が１６個）である。

【００６５】また、図１２中の「ク」の区間と「ヤ」の
区間との境界位置βは、入力端子４４に対して信号波形
の変化態様の検出部５の出力端子３０を介して供給され
ているアドレス値によって示され、また、「ヤ」の区間
の終端位置γは入力端子４３に対して信号波形の変化態
様の検出部５の出力端子２７を介して供給されているア
ドレス値によって示され、さらに「ク」の区間の始端位
置αは入力端子４５に対して信号波形の変化態様の検出
部５の出力端子３１を介して供給されているアドレス値
によって示される。極値区間以外の波形データ発生部５
４には、メモリや演算回路等を備えていて、前記した隣
接する２つの区間「ヤ」と「ク」との境界位置βから、
区間「ク」内のＮｓ／２の位置０と、区間「ヤ」内のＮ
ｓ／２の位置１６との間における１標本化周期毎に設定
された０，１，２，３…１６の各位置に対して、それぞ
れ次の算式で示されるような値を有する付加符号情報を
発生させる。

【００６６】まず、区間「ク」内に設定された０の位置
における付加符号情報の値は０とする。次に、区間
「ク」内に設定された１の位置における付加符号情報の
値は（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)とする。区
間「ク」内に設定された２の位置における付加符号情報
の値は２×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)、区
間「ク」内に設定された３の位置における付加符号情報
の値は３×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)、区
間「ク」内に設定された４の位置における付加符号情報
の値は４×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)、区
間「ク」内に設定された５の位置における付加符号情報
の値は５×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)、区
間「ク」内に設定された６の位置における付加符号情報
の値は６×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)、区
間「ク」内に設定された７の位置における付加符号情報
の値は７×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)とす
る。

【００６７】次に図１２中の「ク」の区間と「ヤ」の区
間との境界位置β（８の位置）における付加符号情報の
値は［｛８×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)｝
−Ｎビットの１ＬＳＢ］とする。以下、区間「ヤ」内に
設定された９の位置における付加符号情報の値は［｛９
×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)｝−Ｎビット
の１ＬＳＢ］、区間「ヤ」内に設定された１０の位置に
おける付加符号情報の値は［｛１０×（Ｎビットの１Ｌ
ＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)｝−Ｎビットの１ＬＳＢ］、区間
「ヤ」内に設定された１１の位置における付加符号情報
の値は［｛１１×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ
2)｝−Ｎビットの１ＬＳＢ］、区間「ヤ」内に設定され
た１２の位置における付加符号情報の値は［｛１２×
（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)｝−Ｎビットの
１ＬＳＢ］、区間「ヤ」内に設定された１３の位置にお
ける付加符号情報の値は［｛１３×（Ｎビットの１ＬＳ
Ｂ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)｝−Ｎビットの１ＬＳＢ］、区間
「ヤ」内に設定された１４の位置における付加符号情報
の値は［｛１４×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ
2)｝−Ｎビットの１ＬＳＢ］、区間「ヤ」内に設定され
た１５の位置における付加符号情報の値は［｛１５×
（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)｝−Ｎビットの
１ＬＳＢ］、区間「ヤ」内に設定された１６の位置にお
ける付加符号情報の値は［｛１６×（Ｎビットの１ＬＳ
Ｂ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)｝−Ｎビットの１ＬＳＢ］とする。

【００６８】前記のような演算が行なわれることによ
り、隣接する２つの区間「ク」「ヤ」における元のＮビ
ットの符号情報による信号波形は、Ｋ1→Ｋ2→Ｋ3→Ｋ4
→Ｋ5→Ｋ6→Ｋ7→Ｋ8によって示されるものであったの
に、前記のような演算が行なわれて、元のＮビットのデ
ジタル信号の最下位桁に（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情
報が連続されたことにより、Ｋ1→Ｋ2→Ｋ3→Ｋ5→Ｋ7
→Ｋ8によって示されるような信号波形、すなわち極値
区間以外の波形データ発生部５４における前記のような
動作によって、図１２の（ａ）におけるδの位置とεの
位置との間の波形が、図１２の（ｃ）に示されるような
ものになる。図１２の（ｂ）は、図１２の（ｃ）に示さ
れている波形におけるβからεまでの部分が、後述のよ
うに１ＬＳＢだけ減じた状態にされた場合の波形であ
る。

【００６９】図１２を参照して行なったこれまでの説明
は、極値区間以外の波形データ発生部５４に、Ａ＞Ｂ信
号が「１」の信号が供給されている状態の場合、すなわ
ち、Ｎビットの符号情報の値が時間軸上において順次に
増加傾向にある場合に関するものであったが、極値区間
以外の波形データ発生部５４に、Ａ＞Ｂ信号が「０」の
信号が供給されている状態の場合、すなわち、Ｎビット
の符号情報の値が時間軸上において順次に減少傾向にあ
る場合には、前記の算式が変更されるだけで（Ｍ−Ｎ）
ビットの付加符号情報の発生は、前記と同様に行なわれ
得ることは勿論である。今、図１２の（ａ）に示されて
いる「ク」の区間の方が、「ヤ」の区間に比べてＮビッ
トの１ＬＳＢだけ信号レベルが高かった場合を考えて、
隣接する２つの区間「ヤ」と「ク」との境界位置βか
ら、区間「ク」内のＮｓ／２の位置０と、区間「ヤ」内
のＮｓ／２の位置１６との間における１標本化周期毎に
設定された０，１，２，３…１６の各位置に対して、そ
れぞれ発生させるべき付加符号情報について示すと次の
とおりである。

【００７０】まず区間「ク」内に設定された０の位置に
おける付加符号情報の値は、［｛１６×（Ｎビットの１
ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)｝−Ｎビットの１ＬＳＢ］の算
式によって求められる。また、「ク」内に設定された１
の位置における付加符号情報の値は［｛１５×（Ｎビッ
トの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)｝−Ｎビットの１ＬＳ
Ｂ］、以下、区間「ク」内に設定された２の位置におけ
る付加符号情報の値は［｛１４×（Ｎビットの１ＬＳ
Ｂ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)｝−Ｎビットの１ＬＳＢ］、区間
「ク」内に設定された３の位置における付加符号情報の
値は［｛１３×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ
2)｝−Ｎビットの１ＬＳＢ］、区間「ク」内に設定され
た４の位置における付加符号情報の値は［｛１２×（Ｎ
ビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)｝−Ｎビットの１Ｌ
ＳＢ］、区間「ク」内に設定された５の位置における付
加符号情報の値は［｛１１×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／
Ｎｓ（＝Ｎ2)｝−Ｎビットの１ＬＳＢ］、区間「ク」内
に設定された６の位置における付加符号情報の値は
［｛１０×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)｝−
Ｎビットの１ＬＳＢ］、区間「ク」内に設定された７の
位置における付加符号情報の値は［｛９×（Ｎビットの
１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)｝−Ｎビットの１ＬＳＢ］と
なり、また図１２中の「ク」の区間と「ヤ」の区間との
境界位置β（８の位置）における付加符号情報の値は
［｛８×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)｝−Ｎ
ビットの１ＬＳＢ］となる。

【００７１】次に、区間「ヤ」内に設定された９の位置
における付加符号情報の値は、７×（Ｎビットの１ＬＳ
Ｂ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)、区間「ヤ」内に設定された１０の
位置における付加符号情報の値は、６×（Ｎビットの１
ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)、区間「ヤ」内に設定された１
１の位置における付加符号情報の値は、５×（Ｎビット
の１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)、区間「ヤ」内に設定され
た１２の位置における付加符号情報の値は、４×（Ｎビ
ットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)、区間「ヤ」内に設定
された１３の位置における付加符号情報の値は、３×
（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)、区間「ヤ」内
に設定された１４の位置における付加符号情報の値は、
２×（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)、区間
「ヤ」内に設定された１５の位置における付加符号情報
の値は、（Ｎビットの１ＬＳＢ）／Ｎｓ（＝Ｎ2)、区間
「ヤ」内に設定された１６の位置における付加符号情報
の値は０となる。

【００７２】前記の極値区間以外の波形データ発生部５
４では、前記のような演算を行なって得た付加符号情報
を順次にメモリに記憶した後に、制御回路５５の制御動
作の下にメモリから読出された（Ｍ−Ｎ）ビットの付加
符号情報はセレクタ５８に与える。前記した入力端子３
８に対して信号波形の変化態様の検出部５の出力端子３
３から供給される極値区間であることを示す信号が
「０」である場合に、その信号がインバータ５６によっ
て「１」の信号としてセレクタ５８に与えられることに
より、極値区間以外の波形データ発生部５４で発生され
た（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報は前記のセレクタ５
８と、オア回路５９とを介して（Ｍ−Ｎ）ビット信号発
生部６の出力端子４７に送出されることになる。

【００７３】前述のように、信号処理の対象にされてい
るＮビットの符号情報の値が時間軸上において順次に増
加傾向、または順次に減少傾向を示して変化していて、
順次の標本化周期毎のＮビットの符号情報の値が同一の
状態で続いた期間(区間）の長さが、隣接する２つの区
間について異なるとき、または同一のときで、かつ前記
の隣接する２つの区間に極値の区間を含んでいないとき
には、前記の２つの区間について、極値区間以外の波形
データ発生部５４において、図７の（ａ）を参照して既
述したような手法を適用して（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符
号情報を発生させ、また、信号処理の対象にされている
Ｎビットの符号情報による極値と対応している区間につ
いては、極値区間の期間長と対応して予め定められた波
形を有する（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報を、極値区
間の波形データ発生部４８で発生させるが、隣接する２
つの区間のー方の区間が極値区間の場合には、入力端子
３８を介して制御回路５５に供給された極値区間を示す
情報に基づいて、制御回路５５で発生させた制御信号
が、極値区間以外の波形データ発生部５４に与えられる
ことにより、極値区間以外の波形データ発生部５４では
極値区間を含む２つの区間についての演算結果がセレク
タ５８に与えられないようにする。

【００７４】前記のように（Ｍ−Ｎ）ビット信号発生部
６で発生された（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報は、可
変遅延部７を介して、付加符号情報発生部ＡＣＧの出力
信号として加算回路４に供給されるが、前記の可変遅延
部７では、遅延回路３において一定の時間遅延を受けた
状態のＮビットの符号情報の最下位桁に、前記の（Ｍ−
Ｎ）ビットの付加符号情報が連続する状態で、前記の加
算回路４で加算されて、全体がＭビットの符号情報とな
るようにするための必要な時間遅延を（Ｍ−Ｎ）ビット
の付加符号情報に与える。前記した可変遅延部７として
は、ランダムアクセスメモリを用いて、書込みのタイミ
ングと読出しのタイミングとを制御することにより、
(Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報に対して所定の時間遅
延を与えるようにすることができるのであり、 可変遅
延部７において（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報に与え
る所定の時間遅延量は、遅延制御信号発生部８で発生さ
れる遅延制御信号によって定められる。

【００７５】図１３には、入力端子１に供給されたＮビ
ットの符号情報（図１３の左端に入力の波形Ｓで示す）
に対して、遅延回路３で一定の時間遅延を与えた状態の
Ｎビットの符号情報（図１３の中央付近の上部に波形Ｓ
ｄで示す）と、前記した入力端子１に供給されたＮビッ
トの符号情報（図１３の左端に入力の波形Ｓで示す）に
おける可聴周波数帯域に属するＮビットの符号情報が帯
域分割フィルタを介して供給されて、それが信号波形の
変化態様の検出部５と、（Ｍ−Ｎ）ビット信号発生部６
とによって発生させた（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報
を可変遅延部７で所定の時間だけ遅延させた信号（図１
３の中央付近の下部に波形Ｓａで示す）とが、加算回路
４で加算されることにより、図１３の右端に出力として
示されているようにＮビットの符号情報の最下位桁に、
前記の（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報が連続する状態
で加算回路４で加算されて、全体がＭビットの符号情報
とされる状態が図示説明されている。図１３中の波形に
示すａ〜ｈの符号は、各波形間の対応を明らかにするた
めのものである。なお、図１３の中央付近の下部に点線
で示す階階波形Ｓａ’は、図１２を参照して既述したよ
うに、隣接する２区間の境界の位置から一方の区間内と
対応して発生させるべき付加符号情報の値を得る際にお
いて、Ｎビットの１ＬＳＢの値を減算する以前のＳａの
算出値を示している。

【００７６】すなわち、演算回路４において、Ｎビット
の符号情報と、（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報とが適
正な時間関係で加算されて、加算回路４から出力される
Ｍビットの符号情報が、図１３の右端に例示されている
ような波形のものにされるためには、入力端子１に供給
されたＮビットの符号情報（図１３の左端に入力の波形
Ｓで示す）に、遅延回路３で一定の時間遅延が与えられ
ている状態のＮビットの符号情報（図１３の中央付近の
上部に波形Ｓｄで示す）における順次の標本化周期毎の
付加符号情報の時間位置に対して、前記した入力端子１
に供給されたＮビットの符号情報（図１３の左端に入力
の波形Ｓで示す）に基づいて、信号波形の変化態様の検
出部５と、（Ｍ−Ｎ）ビット信号発生部６とによって発
生させた（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報を可変遅延部
７で所定の時間だけ遅延させた信号（図１３の中央付近
の下部に波形Ｓａで示す）における順次の標本化周期毎
の付加符号情報の時間位置とが、正しく対応している状
態で加算回路４に供給されるように、可変遅延部７で
（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報に与えられる遅延時間
が、遅延制御信号発生部８で発生される遅延制御信号に
よって制御されることが必要である。この点は極値区間
と対応して発生された（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報
についても同様である（図１１参照）。

【００７７】それで、遅延制御信号発生部８では、信号
波形の変化態様の検出部５の出力端子２７〜３６から出
力された信号の内で、出力端子３４から送出されたクロ
ック信号ＣＬＫ、出力端子２９から送出されたＮｓの
値、出力端子３０から送出された２つの区間の境界位置
のアドレス値、出力端子２８から送出された極値区間の
期間長の情報、出力端子３３から送出された極値区間を
示す情報、端子３１から送出された区間の始端位置のア
ドレス値及びクロック信号Ｐｆｓ等を用いて、隣接する
２つの区間の境界の位置または極値区間の始端の位置か
ら標本化周期Ｔｓずつ離れた位置に存在する（Ｍ−Ｎ）
ビットの付加符号情報に与えるべき遅延時間を算出し、
その遅延時間が可変遅延部７で（Ｍ−Ｎ）ビットの付加
符号情報へ与えられるような遅延制御信号を発生して、
それを可変遅延部７に供給する。

【００７８】前述のようにビット数変換部ＢＮＣでは、
入力端子１から遅延回路３によって予め定められた一定
の時間だけ遅延させたＮビットの符号情報と、帯域分割
フィルタ６０から供給された可聴周波数帯域に属するＮ
ビットの符号情報（Ｎビットのデジタル信号）に基づい
て作成した（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報とを、加算
回路４において、前記したＮビットの符号情報（Ｎビッ
トのデジタル信号）の最下位桁に（Ｍ−Ｎ）ビットの付
加符号情報が連続するような状態に加算して出力する。

【００７９】本発明の音響信号処理装置の実施に当り、
可聴周波数帯域の上限の周波数を例えば１２ＫＨｚとし
て、可聴周波数帯域の上限の周波数の２倍を超える標本
化周波数として４８ＫＨｚを採用し、４８ＫＨｚの標本
化信号を用いてアナログ信号形態の音響信号を標本化し
て得た順次の標本値を、２のＮ乗分の１の分解能でデジ
タル信号に変換してなるＮビットのデジタル音響信号の
符号情報について信号処理を行なう場合に、遮断周波数
が１２ＫＨｚの帯域分割フィルタを用いたり、あるいは
可聴周波数帯域の上限の周波数を例えば２０ＫＨｚとし
て、遮断周波数が２０ＫＨｚの帯域分割フィルタを用い
たりできるのであり、図１４に例示してあるように、帯
域分割フィルタの遮断周波数として、標本化周波数ｆｓ
に関してｆｓ／４のように定めることが必要なわけでは
ない。また、可聴周波数帯域の上限の周波数の２倍を超
える標本化周波数として８８.２ＫＨｚを採用し、８８.
２ＫＨｚの標本化信号を用いてアナログ信号形態の音響
信号を標本化して得た順次の標本値を、２のＮ乗分の１
の分解能でデジタル信号に変換してなるＮビットのデジ
タル音響信号の符号情報について信号処理を行なう場合
には、遮断周波数が２２.０５ＫＨｚの帯域分割フィル
タを用いたりして実施することができる。

【００８０】前述の例のように、可聴周波数帯域の上限
の周波数や、可聴周波数帯域の上限の周波数の２倍を超
える標本化周波数、及び、標本化信号を用いてアナログ
信号形態の音響信号を標本化して得た順次の標本値を、
２のＮ乗分の１の分解能でデジタル信号に変換してなる
Ｎビットのデジタル音響信号の符号情報を、可聴周波数
帯域に属するＮビットの符号情報を得るための帯域分割
フィルタの遮断周波数を可聴周波数帯域の上限の周波数
の２倍を超える標本化周波数の１／４に設定して、本発
明の音響信号処理装置を実施した場合には、それぞれの
例における可聴周波数帯域の上限の周波数の第２高調波
の周波数値は、それぞれの例における帯域分割フィルタ
の遮断周波数の２倍以上の周波数値となり、前記したそ
れぞれの例における可聴周波数帯域の上限の周波数の第
２高調波の周波数値は、それぞれの例における標本化信
号の標本化周波数の１／２以上の周波数値となるから、
前記したそれぞれの例における可聴周波数帯域の上限の
周波数の第２高調波は、ＤＡ変換部に設けられているロ
ーパスフィルタによって除去されるから歪とはならな
い。なお、これまでに既述した実施の態様においては、
可聴周波数帯域に属するＮビットの符号情報を得る手段
として、帯域分割フィルタ６０を用いていたが、入力端
子１から付加符号情報発生部ＡＣＧに対して可聴周波数
帯域に属するＮビットの符号情報が供給されるような場
合には、前記した帯域分割フィルタ６０が不要なことは
いうまでもない。

【００８１】

【発明の効果】以上、詳細に説明したところから明らか
なように、本発明の音響信号処理装置は、可聴周波数帯
域の上限の周波数の２倍を超える標本化周波数を有する
標本化信号を用いてアナログ信号形態の音響信号を標本
化して得た順次の標本値を、２のＮ乗分の１の分解能で
デジタル信号に変換してなるＮビットのデジタル音響信
号の符号情報から、可聴周波数帯域に属するＮビットの
符号情報を得る手段と、前記した可聴周波数帯域に属す
るＮビットの符号情報の最下位桁に（Ｍ−Ｎ）ビットの
付加符号情報を連続させて、Ｍ＞Ｎの関係にある可聴周
波数帯域に属するＭビットの符号情報にビット数変換を
行なう際に必要とされる（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情
報を生成させる（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報生成手
段と、前記したＮビットのデジタル音響信号の符号情報
における最下桁に連続して、前記した（Ｍ−Ｎ）ビット
の付加符号情報生成手段から出力された（Ｍ−Ｎ）ビッ
トの付加符号情報を加算させる手段とを備えてなる音響
信号処理装置、及び前記した音響信号処理装置におい
て、可聴周波数帯域に属するＮビットの符号情報の最下
位桁に（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報を連続させて、
Ｍ＞Ｎの関係にある可聴周波数帯域に属するＭビットの
符号情報にビット数変換を行なう際に必要とされる（Ｍ
−Ｎ）ビットの付加符号情報が、前記の可聴周波数帯域
に属するＮビットの符号情報を生じさせたアナログ信号
形態の音響信号と、前記の可聴周波数帯域に属するＮビ
ットの符号情報を復原して得た可聴周波数帯域に属する
アナログ信号形態の音響信号との間に存在する２のＮ乗
分の１の分解能１ＬＳＢについて±０.５ＬＳＢの誤差
範囲以内で、前記した可聴周波数帯域に属するＮビット
の符号情報によって示されるアナログ信号波形の積分値
と、Ｍビットの符号情報によって示されるアナログ信号
波形の積分値とを等価にさせうる（Ｍ−Ｎ）ビットの付
加符号情報であるような（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情
報生成手段と、前記したＮビットのデジタル音響信号の
符号情報における最下桁に連続して、前記の（Ｍ−Ｎ）
ビットの付加符号情報生成手段から出力された（Ｍ−
Ｎ）ビットの付加符号情報を発生させるようにしたこと
により、本発明の音響信号処理装置では、従来技術によ
り、アナログ信号形態の音響信号をデジタル信号に変換
する際に、前述のハイサンプリング手段と、ノイズシェ
ーピング技術とを適用して得たＮビットのデジタル信号
を、デジタル信号のビット数で定まる分解能以上の細か
さで、微小な信号部分も復原させることができるよう
に、前記したＮビットの符号情報に対して、Ｍ＞Ｎの関
係にあるＭビットの符号情報に変換されていた場合に
も、可聴周波数帯域よりも高い周波数帯域に入れたディ
ザについては、Ｍ＞Ｎの関係にあるＭビットの符号情報
に変換されることがないから、従来技術についての問題
点として挙げたような欠点、すなわち良好な音質の再生
音響信号が得られなかったというような欠点は本発明の
音響信号処理装置では生じないし、また、本発明の音響
信号処理装置では、既述したノイズシェーピング技術に
よってエンコードされた状態のデジタル信号を再生する
場合にも格別な問題も生じることもなく、ノイズシェー
ピング技術の適用によって期待される効果も得られるの
であり、さらに本発明の音響信号処理装置では特殊なビ
ット数変換技術を適用しているので、既述した従来法に
よってビット拡大した場合に比べて、高い分解能で高品
質な音響信号を復原することができるのであり、本発明
により既述した従来技術の問題点はすべて良好に解決で
きる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の音響信号処理装置の構成例を示すブロ
ック図である。

【図２】音響信号処理装置の構成部分の具体的構成例を
示すブロック図である。

【図３】音響信号処理装置の構成部分の具体的構成例を
示すブロック図である。

【図４】音響信号処理装置の一部の動作を説明するため
の図である。

【図５】音響信号処理装置の一部の動作を説明するため
の図である。

【図６】本発明の音響信号処理装置の構成原理及び動作
原理を説明するための波形図である。

【図７】本発明の音響信号処理装置の構成原理及び動作
原理を説明するための波形図である。

【図８】本発明の音響信号処理装置の構成原理及び動作
原理を説明するための波形図である。

【図９】本発明の音響信号処理装置の構成原理及び動作
原理を説明するための波形図である。

【図１０】本発明の音響信号処理装置の構成原理及び動
作原理を説明するための波形図である。

【図１１】本発明の音響信号処理装置の構成原理及び動
作原理を説明するための波形図である。

【図１２】本発明の音響信号処理装置の構成原理及び動
作原理を説明するための波形図である。

【図１３】本発明の音響信号処理装置の構成原理及び動
作原理を説明するための構成部分の一部のブロック図と
波形図である。

【図１４】帯域分割フィルタの周波数レスポンス特性図
である。

【符号の説明】

１…Ｎビットのデジタル信号の入力端子、２…Ｍビット
のデジタル信号の出力端子、３…固定の遅延時間を有す
る遅延回路、４…加算回路、５…信号波形の変化態様の
検出部、６…（Ｍ−Ｎ）ビット信号発生部、７…可変遅
延部、８…遅延制御信号発生部、９，１３〜１５，１９
〜２１…Ｄ型フリップフロップ、１０…マグニチュード
コンパレータ、１１，１６，１７…排他的論理和回路、
１２…アンド回路、１８…アドレスカウンタ、２２，２
３…減算器、２４…比較器、４８…極値区間の波形デー
タ発生部、４９…Ｎビットの１ＬＳＢ／Ｎｓの演算を行
なう値を発生させる演算部、５１…信号波形変化情報の
発生部、５２…信号波形変化態様情報の発生部、５３…
信号波形変化の間隔情報の発生部、５４…極値区間以外
の波形データ発生部、５５…制御回路、５６…インバー
タ、５７，５８…セレクタ、５９…オア回路、６０…帯
域分割フィルタ、ＢＮＣ…ビット数変換部、ＡＣＧ…付
加符号情報発生部、

フロントページの続き (51)Int.Cl.⁶ 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０３Ｈ 17/00 ６２１ 9274−5Ｊ Ｈ０３Ｈ 17/00 ６２１Ｚ Ｈ０３Ｍ 1/08 Ｈ０３Ｍ 1/08 Ａ

Claims (4)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 可聴周波数帯域の上限の周波数の２倍を
   超える標本化周波数を有する標本化信号を用いて 、ア
   ナログ信号形態の音響信号を標本化して得た順次の標本
   値を、２のＮ乗分の１の分解能でデジタル信号に変換し
   てなるＮビットのデジタル音響信号の符号情報から、可
   聴周波数帯域に属するＮビットの符号情報を得る手段
   と、前記した可聴周波数帯域に属するＮビットの符号情
   報の最下位桁に（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報を連続
   させて、Ｍ＞Ｎの関係にある可聴周波数帯域に属するＭ
   ビットの符号情報にビット数変換を行なう際に必要とさ
   れる（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報を生成させる（Ｍ
   −Ｎ）ビットの付加符号情報生成手段と、前記したＮビ
   ットのデジタル音響信号の符号情報における最下桁に連
   続して、前記した（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報生成
   手段から出力された（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報を
   加算させる手段とを備えてなる音響信号処理装置。
2. 【請求項２】 可聴周波数帯域の上限の周波数の２倍を
   超える標本化周波数を有する標本化信号を用いてアナロ
   グ信号形態の音響信号を標本化して得た順次の標本値
   を、２のＮ乗分の１の分解能でデジタル信号に変換して
   なるＮビットのデジタル音響信号の符号情報から、可聴
   周波数帯域に属するＮビットの符号情報を得る手段と、
   前記した可聴周波数帯域に属するＮビットの符号情報の
   最下位桁に（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報を連続させ
   て、Ｍ＞Ｎの関係にある可聴周波数帯域に属するＭビッ
   トの符号情報にビット数変換を行なう際に必要とされる
   （Ｍ−Ｎ）ビットの付加符号情報が、前記の可聴周波数
   帯域に属するＮビットの符号情報を生じさせたアナログ
   信号形態の音響信号と、前記の可聴周波数帯域に属する
   Ｎビットの符号情報を復原して得た可聴周波数帯域に属
   するアナログ信号形態の音響信号との間に存在する２の
   Ｎ乗分の１の分解能１ＬＳＢについて±０.５ＬＳＢの
   誤差範囲以内で、前記した可聴周波数帯域に属するＮビ
   ットの符号情報によって示されるアナログ信号波形の積
   分値と、Ｍビットの符号情報によって示されるアナログ
   信号波形の積分値とを等価にさせうる（Ｍ−Ｎ）ビット
   の付加符号情報であるような（Ｍ−Ｎ）ビットの付加符
   号情報生成手段と、前記したＮビットのデジタル音響信
   号の符号情報における最下桁に連続して、前記の（Ｍ−
   Ｎ）ビットの付加符号情報生成手段から出力された（Ｍ
   −Ｎ）ビットの付加符号情報を加算させる手段とを備え
   てなる音響信号処理装置。
3. 【請求項３】 可聴周波数帯域の上限の周波数の２倍を
   超える標本化周波数を有する標本化信号の周波数値を８
   ８．２ＫＨｚとし、また、可聴周波数帯域と可聴周波数
   帯域よりも高域の周波数帯域との分割を、２０ＫＨｚの
   周波数値で行なうようにした請求項１または請求項２の
   音響信号処理装置。
4. 【請求項４】 可聴周波数帯域の上限の周波数の２倍を
   超える標本化周波数を有する標本化信号の周波数値を４
   ８ＫＨｚとし、また、可聴周波数帯域と可聴周波数帯域
   よりも高域の周波数帯域との分割を１５ＫＨｚの周波数
   値で行なうようにした請求項１または請求項２の音響信
   号処理装置。