JPH0937548A - パワーコンバータトランス蓄積磁気エネルギの制御装置 - Google Patents

パワーコンバータトランス蓄積磁気エネルギの制御装置

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JPH0937548A
JPH0937548A JP8005954A JP595496A JPH0937548A JP H0937548 A JPH0937548 A JP H0937548A JP 8005954 A JP8005954 A JP 8005954A JP 595496 A JP595496 A JP 595496A JP H0937548 A JPH0937548 A JP H0937548A
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Abstract

(57)【要約】 （修正有） 【課題】パワーコンバータトランスにおける蓄積磁気エ
ネルギーを制御する装置，方法の提供。 【解決手段】トランス２５と、該トランス２５の一次巻
線３２９に一連のコンバータ動作サイクルの各々の一部
の期間においてＤ（Ｃ）入力電源を接続するための一次
スイッチ２０と、を有するスイッチングパワーコンバー
タにおいて用いられる装置（及び方法）を提供する。こ
の装置はリセットキャパシタ３３４及びリセットスイッ
チ３３２を含んでいる。リセット回路３３０はこのリセ
ットスイッチ３３２と協働して、トランス２５をリセッ
トしかつ該リセットスイッチ３３２の中をゼロでない平
均値を有する電流を流すようにリセットキャパシタ３３
４を接続したり切り離したりする。また方法は、トラン
スを流れる磁気電流を検知するステップと、磁化電流が
安全なコンバータ動作の為の所定の臨界条件を満たすと
きのみ次のコンバータ動作サイクルの開始を許容するス
テップと、からなる。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、パワーコンバータ
トランスにおける蓄積磁気エネルギを制御する装置に関
する。
【０００２】
【背景技術】図１における参照符１によって示されるよ
うなシングルエンドスイッチングパワーコンバータと称
される種類のパワーコンバータにおいては、１次スイッ
チング素子２０が用いられて、一連のコンバータ動作サ
イクルの各々におけるある期間に亘ってパワートランス
２５（図１）の１次巻線 329に入力電源を繰り返し接続
する。“シングルエンドフォワードコンバータ”と称さ
れるコンバータにおいては、フォワード方向のエネルギ
ー転送が入力電源から負荷に向ってスイッチが閉成して
いる期間において生ずる。別の形式のコンバータ例えば
“シングルエンドフライバックコンバータ”において
は、スイッチが閉成している期間においてエネルギがト
ランスに蓄積され、スイッチが開放されている期間にお
いて、該エネルギが負荷に向うフォワード方向において
転送される。更に別の形式のシングルエンドコンバータ
においては、エネルギの１部がスイッチのオン及びオフ
期間の両方において転送される。一般的に、このような
タイプのコンバータは、実際上、トランスに蓄積される
磁気エネルギの効果を制御する回路と協働しなければな
らない。例えば、スイッチのオン期間において、エネル
ギがフォワード方向に転送されるコンバータにおいて
は、スイッチがオフとなった時点におけるトランスに蓄
積された磁気エネルギを取り扱う回路が設けられる（ト
ランスの“リセット”をなす手段を提供するために）。
より一般的には、トランスの漏洩インダクタンス内に蓄
積された磁気エネルギの効果は制御されねばならない。
すなわち、スイッチがターンオフしたときに、漏洩磁界
内の磁気エネルギが該スイッチに過大電圧をかけないよ
うにしなければならない。
【０００３】ほとんどの全てのスイッチングパワーコン
バータトランスは磁気コアを含んでいる故、コアリセッ
ト回路と呼ばれるシングルエンドフォワードコンバータ
用の種々のリセット回路が公知である。これらの回路
は、それらの効率、コスト及びコンバータパワー密度に
対するインパクトの点において異なっている。図２に示
されたかかる回路１５は「International Rectifier Co
rporation ApplicationsNote AN-939, December 1980」
のクレメント（Clemente）他による“A Universal 100K
Hz Power Supply Using a Single HEXFET”に記載され
ている。この回路の利点の１つは、ピークスイッチ電圧
の最小値をコンバータ入力電圧及びデュティサイクルに
対応するように維持する点である。一方、かかる回路の
欠点は、それが電力消費形であり、コンバータ効率及び
電力密度の双方を損わしめることである。「Optimal Re
setting of the Transformer's Core in Single Ended
Forward Conventers」と題する米国特許第 4,441,146号
に開示された別の回路３０が図３に示されている。この
回路はいくつかの利点を有しており、そのうちのいくつ
かは以下の通りである。
【０００４】(1) この回路は、スイッチから見たピーク
電圧を最小にする。 (2) この回路は、バイポーラトランス２５のためのコア
励振を提供し、トランスのコア内の可能な磁束変化を最
大限に利用せしめる。 (3) この回路は基本的にロスがない。 図２及び３に示されたタイプのコアリセット回路１５，
３０がシングルエンドフォワードコンバータにおいて用
いられた場合、これらの回路は、スイッチ電圧に対する
漏洩エネルギの解放の効果を抑制すなわちクランプする
容量性シンクを提供することによって漏洩エルネギの効
果を制御するのである。シングルエンド形式又はこれと
は別形式の別の種類のコンバータにおいては、図２及び
３において示したような回路１５，３０は、抑制回路
（snubber)として単独に用いられて、蓄積漏洩エネルギ
の効果を制御するのである。例えば、フライバックトラ
ンスにおいては、１次スイッチ２０がオン状態の間にト
ランス２５に蓄積される磁気エネルギの全てがトランス
の２次巻線に磁気的に結合せしめられてスイッチがオフ
となった後において負荷に解放せしめられる。このよう
な回路構成によれば、磁気エネルギをゼロに低減せしめ
る自然のメカニズムを提供することはできるものの、ス
イッチ２０がオフとなったときのスイッチ２０の過大な
電圧の原因となるトランス２５の漏洩エネルギを制御す
るメカニズムを提供することは出来ない。図２及び３
（図において、単純化されたコンバータ回路構成はトラ
ンス２５の巻線の１つの極性を単に逆にすることによっ
てシングルエンドフライバック回路に対応するように変
更することができる）に示されたタイプの回路１５，３
０は蓄積された漏洩エネルギに生じ得た電圧をクランプ
するために用いられ得る。例えば「Improved High Freq
uency Switching in Coupled Inductor Power Supplie
s」と題するヨーロッパ特許第 0,350,297号において
は、図２の回路３０と基本的に同一の回路が用いられ
て、フライバックコンバータ内の漏洩インダクタンスエ
ネルギをクランプしかつそれを負荷に向うフォワード方
向に転送する。
【０００５】
【発明の概要】本発明の１つの特徴によれば、トランス
と、該トランスの１次巻線を一連のコンバータ動作サイ
クルの各々の１部の期間においてＤＣ入力電源に接続す
る１次スイッチと、を有するスイッチングパワーコンバ
ータに対して有用な装置であって、リセットキャパシタ
及びリセットスイッチを有する装置が提供される。リセ
ット回路はリセットスイッチと協働して、トランスをリ
セットして、リセットスイッチ中をゼロでない平均値を
有する電流が流れるようにするようにリセットキャパシ
タを断続する。
【０００６】実施例は、次のような特徴を有する。すな
わち、リセット回路は、リセットスイッチをオン・オフ
せしめる。リセット回路は、メインスイッチのスイッチ
ングに基づくタイミングにてこのオン・オフを生ぜしめ
る。リセットスイッチは、キャパシタに直列に接続され
得る。リセット回路は、キャパシタ及びトランスの間の
双方向のエネルギ流を禁止する回路素子を含むことが出
来る。リセットキャパシタの両端電圧の極性が所定の極
性であるならば、リセットキャパシタ及びトランスの間
の磁気エネルギの転送を許容することも出来る。また、
この装置はトランスの巻線に並列に接続され得る。該巻
線は、１次巻線、２次巻線又は補助巻線である。リセッ
トスイッチは、例えばＭＯＳＦＥＴを用いたダイオード
のような単方向導通素子に並列な例えばＭＯＳＦＥＴの
ような単方向スイッチであって、両方向に導通するよう
なスイッチであっても良い。また、該単方向スイッチ
は、直列ダイオード及びこれと同一方向に導通する極性
を有するＦＥＴからなる直列ダイオードに直列なＭＯＳ
ＦＥＴであっても良い。また、該回路素子は、キャパシ
タに並列なリセットダイオードからなっていても良い。
該双方向エネルギ流はリセットキャパシタ間電圧が所定
極性を有するときのみ許容されるとすることが出来る。
該所定の極性は、リセットスイッチがオンの期間におい
てトランス磁化電流の極性の逆転を招来するような極性
であっても良い。また、該リセット回路は、キャパシタ
及びトランスの間の双方向エネルギ流を禁止する回路素
子を含むこともある。この場合の回路素子は、リセット
キャパシタ及び直列ダイオードからなる直列回路を挾ん
で接続されたリセットダイオードであっても良い。
【０００７】また、スイッチングパワーコンバータは、
フォワードパワーコンバータ、零電流スイッチコンバー
タ、またはＰＷＭコンバータであっても良い。該リセッ
ト回路は、該１次スイッチのオン期間に先立って該リセ
ットスイッチをオフとし、該１次スイッチのオフ期間に
おいてリセットスイッチをオンとし、該１次スイッチの
オン期間に亘って該リセットスイッチをオフ状態に維持
する。
【０００８】本発明の別の特徴によれば、トランスと、
該トランスに蓄積された磁化エネルギを一連のコンバー
タ動作サイクルの各々において非電力消費時にリサイク
ルするようなタイプのリセット回路と、を含むスイッチ
ングパワーコンバータにおけるスルーレート（slew rat
e）を制限する方法を提供する。この方法は、該トラン
スを流れる磁化電流を検知するステップと、該磁化電流
が安全なコンバータ動作のための所定の臨界条件を充足
するときにのみ次のコンバータ動作サイクルの開始を許
容するステップと、を含んでいる。本発明の実施例にお
いては、上記した所定の臨界条件は、所定値、例えば、
ゼロを通過する磁化電流であっても良い。種々の利点の
うち次のことが言える。すなわち、トランスとリセット
キャパシタとの間の共振が禁止される。非常に低い電力
消費が達成される。Ｃｒの選択はコンバータの動作要件
にのみ基づいてなされ得る。
【０００９】
【実施例】シングルエンドフォワードコンバータ内の図
３のコアリセット回路３０の安定動作状態における波形
が図４（Ａ）乃至４（Ｃ）において示されている。ここ
で、回路素子は理想的であり、リセットキャパシタ３４
の容量は十分大きなＣｒであり、リセットキャパシタ３
４及びトランス２５の磁化インダクタンスＬｍからなる
共振回路の特性周波数ｆｒがコンバータ動作周波数ｆｏ
ｐ（ｆｒは＜＜ｆｏｐ、ここでｆｒ＝１／（２＊ｐｉ＊
ｓｑｒｔ（Ｌｍ＊Ｃｒ）及びｆｏｐ＝１／（ｔ３−ｔ
１））よりも十分低いと仮定する。トランス２５の一次
巻線 329に接続した一次スイッチ２０がターンオンする
と、リセットスイッチ３２が制御回路１６によってオフ
とされる。また一次スイッチ２０がターンオフすればリ
セットスイッチ３２がオンとされる。リセットスイッチ
３２が動作サイクルの終端（すなわちｔ＝ｔ２の時点）
においてターンオンせしめられると、トランス内の磁化
電流（すなわち図４Ｃにおける時刻ｔ２において電流Ｉ
＝−Ｉｍ）として蓄積されたエネルギが次のコンバータ
動作サイクルの最初の時点ｔ＝ｔ３の時刻で電流が逆転
する（Ｉ＝Ｉｍ）に至るまでキャパシタ３４に共振的に
転送される。ここで、安定動作条件としてのＶｉｎ及び
デューティサイクルＤ＝ｔｏｎ／ｔｏｆｆを考慮する
と、キャパシタ電圧ＶｃはＶｉｎ＊Ｄに等しい値に収斂
し、スイッチから見たピーク電圧Ｖｐ（図４（Ｂ））は
Ｖｉｎ＋Ｖｃ＝Ｖｉｎ（１＋Ｄ）に等しくなる。Ｔｒ＝
１／ｆｒはコンバータの動作期間に比して大であるとす
ると、これらの電圧の双方は一次スイッチがオフの期間
にあたってこれらの電圧の双方がほぼ一定であり、従っ
て、スイッチ２０から見たピーク電圧は最小となるであ
ろう。
【００１０】図３に示したタイプのコアリセット回路は
いくつかの重大な利益をもたらす。すなわち、回路素子
間のエネルギの循環によってこれらの回路をしてｔ＝ｔ
２からｔ＝ｔ３までのリセット期間に亘って電流及び磁
束の反転をなす磁化電流“ミラー”として作用せしめ
る。その結果、この種の回路はロスを最小にするだけで
なく、コアの“電圧‐時間”積を倍にし、コアのサイズ
をほぼ１／２にする。
【００１１】しかしながら、図３のコアリセット回路は
共振回路に基づいている故、共振効果がコンバータ動作
に悪影響しないような工夫をしなければならない。実際
のスイッチングパワーコンバータにおいては、例えば、
入力電圧Ｖｉｎ又はデューティサイクルＤが一定ではな
く、その結果、電圧Ｖｃの平均値はＶｉｎ及びＤの変化
と共に変化する。しかし乍ら、図３に示したタイプの回
路３０においては、Ｖｃの平均値の変化は共振周波指数
ｆｒにおけるＶｃの安定した発振に伴っている。
【００１２】“Forward Converter Switching at Zero
Current”と題する米国特許第 4,415,959号に開示され
たタイプのゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）コンバータ
のように、動作周波数が変化するコンバータにおいて
は、コンバータ動作周波数が周波数ｆｒの近傍又はそれ
以下に低下した時にさらなる問題が生ずる。そのような
場合、図４の波形はもはや通用しない。そして、むし
ろ、図５（Ａ）ないし５（Ｄ）に示したように図６に示
した等価回路及び等価回路値を有してリセット回路130
の特性周波数ｆｒ＝８４ＫＨｚよりも低い周波数ｆｏｐ
＝５０ＫＨｚにて動作するゼロ電流スイッチングコンバ
ータについては、リセットキャパシタ電圧Ｖｃ（図５
（Ｃ））及び磁化電流Ｉ（図５（Ｄ））が共に正弦波的
に変化し、正及び負の値をとる。とは言うものの、より
高いコンバータ動作周波数については既に述べたよう
に、キャパシタ電圧Ｖｃの平均値は、コンバータ動作サ
イクルに比して長い時間に亘ってかつ安定動作条件の下
でほぼＶｉｎ＊Ｄになお等しいのである。図５（Ｂ）及
び５（Ｄ）及び図６に示したように、電圧Ｖｃが正にな
る期間すなわち、図５の時刻ｔｐ１とｔｐ２の間におい
ては、エネルギがリセット回路３０からトランス２５を
介してコンバータ負荷に向ってフォワード方向に向って
転送される。このことは、コンバータの開ループゲイン
における変化を生じ、閉ループの不安定性に寄与する。
さらに、リセット回路３０における振動は周波数ｆｒに
おけるノイズの形でコンバータ出力にエネルギが好まし
くなく結合することになり、あるいは、図５（Ｂ）乃至
５（Ｄ）からも分るように電圧Ｖｃが正の期間において
リセットキャパシタ３４及び二次キャパシタ６０の双方
とトランス漏洩インダクタンス（Ｌ１，123，図６）の
共振リンギングに伴なう高周波においてそのような好ま
しからざるエネルギのコンバータ出力への結合が生ずる
のである。
【００１３】図３の回路の別の特徴は、最大許容コンバ
ータスルーレート（すなわちデューティサイクルの変化
率）及び、コンバータ応答時間、がＣｒの値の増大につ
れて低下することである。このことは、可変周波数コン
バータにおいて動作する図３に示した種類の回路３０に
ついて図７（Ａ）及び図７（Ｂ）に示されている。図に
示したように、コンバータ動作期間は時刻ｔ＝ｔａ迄は
Ｔ１であり、時刻ｔ＝ｔａ以降はコンバータ動作期間が
急にＴ２の値まで低下する。もし、リセットキャパシタ
３４が十分大きくて、キャパシタ両端電圧Ｖｃがいくつ
かのコンバータ動作サイクルに対応する期間に亘って殆
ど変化しないならば、一次スイッチ２０のオフの時間に
おける磁化電流のピーク変化ΔＩｐはこの期間に亘って
殆ど変化しない。このような条件の下では、図７（Ｂ）
に示したように、動作期間の十分な減少は、磁化電流Ｉ
の負のピーク方向への変化をサイクル毎に増加せしめる
結果となり、トランスの飽和がいくつかの動作サイクル
において生ずるに十分である。Ｃｒの値が小さい場合、
Ｖｃにおけるサイクル毎の大なる適応を許容して、その
結果、デューティサイクルのより早い立ち上りを与えか
つより早いコンバータ応答時間を与える。これと同じ原
理が低周波パルス幅変調（ＰＷＭ）コンバータにも適用
される。
【００１４】図３に示したリセット回路の共振効果を抑
制する１つの方法は、図８に示したように、このリセッ
ト回路にダンピング（減衰）を与えることである。図示
したように減衰リセット回路 230は減衰抵抗３９及び減
衰キャパシタ３５からなる自動的ダンパがリセットキャ
パシタ３４の両端に接続されている以外は図３のリセッ
ト回路と同じである。この減衰抵抗は、Ｃｄのインピー
ダンスがＲｄに比べて小さくかつＣｒのインピーダンス
がＲｄに比べて小さくない周波数においてエネルギを消
費する。よって、非常に低い周波数及び非常に高い周波
数においてはこのダンパは僅かなロスしか生じない。例
えば図９（Ａ）ないし９（Ｄ）において、減衰のないリ
セット回路 130が図８の減衰されたリセット回路 230に
置換された図６のコンバータの波形が示されている。こ
の例においては、Ｃｒ＝０．１マイクロファラッド、Ｃ
ｄ＝０．２２マイクロファラッド、Ｒｄ＝２０オームで
ある。図９の波形を図５の波形と比較してみると、共振
リセット回路の発振及び規制高周波発振が非常に抑制さ
れていることが分る。従って、リセット回路から負荷へ
の電力流が非常に減少せしめられている。
【００１５】減衰キャパシタの値ＣｄをＣｒの値の約２
倍に設定しかつ減衰抵抗Ｒｄの値を設定することによっ
て減衰周波数ｆｄ＝１／Ｒｄ＊Ｃｄを減衰なしの特性周
波数ｆｒの約半分とすることによって有効な減衰が達成
された。なお、減衰抵抗における余分な電力消費を避け
るために、ｆｒがコンバータの最大動作周波数よりも十
分低く（例えば約１０％）に選択される。なんとなれ
ば、このことによって、コンバータの“通常”動作周波
数範囲をｆｒよりも十分高くしこの範囲において減衰電
力消費を最小に出来るからである。よって、１ＭＨｚま
での周波数にて動作するＺＣＳコンバータの（又は同様
な周波数で動作する低周波ＰＷＭコンバータの）特性周
波数は 100ＫＨｚの近傍に設定される。このことによっ
て、ｆｒより十分高いコンバータ動作周波数における比
較的小なる電力ロスによって有効なダンピング（減衰）
を達成することができる。
【００１６】しかしながら、実際上、かかる減衰された
リセット回路を用いることは、しばしば相反する要件を
バランスさせなければならないことを要求する。一方に
おいて、Ｃｒの値を小さくすることは一般的には好まし
い。なんとなれば、それはより高い許容コンバータスル
ーレートを与えかつコンバータののクロスオーバ周波数
以上にｆｒの値を増大するからである。他方において、
Ｃｒの値が小さいことは減衰抵抗における電力消費を増
大することになる。例えば、図８の減衰リセット回路 2
30が図６のＺＣＳコンバータにおける減衰のないリセッ
ト回路 130代りに用いられ、かつ、図１２（Ｂ）のテー
ブルにおいて示したように、Ｃｒ＝０．１マイクロファ
ラッド、Ｃｄ＝０．２２マイクロファラッド及びＲｄ＝
２０オームとした場合、動作周期Ｔｏｐ＝３マイクロセ
カンド（コンバータは 217ワットを転送している）場合
における減衰抵抗３９における電力消費は約Ｐｄ＝８０
ミリワットである。コンバータの転送電力を１５ワット
としてその動作周波数を５０ＫＨｚに低減させた場合、
その消費電力は図１２（Ａ）の表に示すように、約Ｐｄ
＝２．４ワットに上昇する。しかし乍ら、もし回路素子
の値をＣｒ＝0.01マイクロファラッド、Ｃｄ＝ 0.22マ
イクロファラッド、Ｒｄ＝ 120オームとしてより高い周
波数ｆｒにおいて同じ減衰を得るようにした場合、図１
２（Ｂ）の表に示すように、動作周期Ｔｏｐ＝３マイク
ロセカンドにおける消費電力はＰｄ＝３．０ワットに上
昇し、５０ＫＨｚにおける消費電力（図１２（Ａ））の
表は２．７ワットに上昇する。よって、Ｃｒの値を小さ
くすることはコンバータの応答時間の改善にはなるもの
の、受け入れられない程の電力ロスの増大を招来する。
（すなわち、 217ワットにおける３ワットのロスの追加
は変換効率を約、１．５％低減させることになる。） 図１０はより改良されたリセット回路 330を含むシング
ルエンドコンバータを示している。
【００１７】図３及び８の回路と同様に、一次スイッチ
が閉成したときリセットスイッチ 332が解放される。ま
た一次スイッチが解放したときにリセットスイッチ 332
が閉成する。この改善されたリセット回路 330は、リセ
ットキャパシタ 334の両端にダイオード 350が接続され
ている点において図３及び８の回路とは異なる。図示し
た如くダイオードの極性を方向付けることによってリセ
ットキャパシタは電圧Ｖｃの正の方向の値を保持し、負
の値は保持することができない。よって、このダイオー
ドは共振（双方向のエネルギ転送）がリセットキャパシ
タ 334とトランスの磁化インダクタンスとの間に生ずる
ことを有効に禁止する。
【００１８】このようなダイオードの共振を禁止する有
利な効果は、図９及び５の波形を図１１の波形と比べる
ことによって一部理解できる。図１１においては、図１
０に示した改良リセット回路 330によって減衰なしのリ
セット回路 130が置き変えられた図６のコンバータにつ
いての波形が示されている。この場合、リセットキャパ
シタ 334の値は、Ｃｒ＝０．１マイクロファラッドであ
る。図１１（Ａ）乃至１１（Ｄ）の波形をこれと対応す
る図９及び図５の波形と比べるならば、改良されたリセ
ット回路における波形がより良く変化しかつ他の図にお
ける波形よりもより予測自在であることが分る。すなわ
ち、Ｖｃ（図１１（Ｄ））又は図１１（Ｂ）は特性周波
数ｆｒ又はより高い周波数での持続した発振を示してい
ない。そして、この高周波発振の不存在がリセット回路
から負荷へのフォワード方向の電力流が除去されている
ことを示しているのである。図１１（Ｄ）はまた、リセ
ットキャパシタの電圧が正の値を取らないことを明らか
に示している。むしろ、Ｖｃがゼロボルトを通過した時
（すなわち図１１、ｔ＝ｔ０の後）、ダイオード 350は
非導通となり、共振エネルギ伝送が停止し、ダイオード
350は次の動作サイクルの始まりまで磁化電流Ｉ（図１
１（Ｂ））を伝送する。図１１（Ｂ）における電流Ｉの
消滅はダイオード 350、スイッチ 332及びトランスの一
次巻線 329の理想的ではない特性（すなわち、寄生抵抗
又は有限の電圧ドロップ）の故であり、もし全ての回路
素子が理想的であったならば、電流Ｉは次の動作サイク
ルまで変化しないであろう。ところが図１０，８及び６
の回路の全てにおいて、リセットスイッチ 332，３２の
寄生抵抗は０．１オームであり、トランスの一次巻線
（すなわち一次巻線 329)の寄生抵抗は０．５オームで
あり、ダイオード 350はシリコン素子である。図３及び
８のリセット回路におけると同様に、図１０の回路にお
けるキャパシタ電圧Ｖｃのコンバータの安定動作状態の
下での動作サイクルに比較して長い時間フレームにおけ
る平均値はほぼＶｉｎ＊Ｄに等しい。特性周波数ｆｒよ
り高いコンバータ動作周波数においては、ダイオード 3
50は導通せず、図１０のリセット回路の波形は図３に示
した従来回路についての図４の波形と同じになる。減衰
リセット回路（図８）におけるリセットキャパシタの値
の選択は応答時間及び電力消費の間のトレードオフを含
むものの、これらのトレードオフは図１０に示された改
良された回路330には適用されない。この改良されたリ
セット回路は、非常に低い電力消費を呈するので、Ｃｒ
の値は所望のコンバータ動作条件（すなわち応答時間）
及びコンバータスイッチによるピーク電圧リミットのみ
によって選ばれる。このことは、図１２（Ａ）及び１２
（Ｂ）の表において示されており、この表においては図
１０の改良されたリセット回路における電力ロスが、減
衰素子（図８の３５．３５）の異なる値について及び異
なる動作周波数において図８の減衰リセット回路におけ
る電力ロスと比較されている。これらの表においては、
Presetはリセット回路（回路 230,330）における電力ロ
スのトータルを示し、Ｐｄは該リセット回路に用いられ
た“共振制御”素子（すなわち、回路 230における減衰
抵抗３９及び回路 330におけるダイオード 350）におけ
る電力ロスを示している。既に述べたように受動的減衰
回路における電力ロスはＣｒ、Ｃｄ及びＲｄの値に大き
く影響され、Ｃｒの減少はＣｄの値を小さくし、且つＰ
ｄ及びＰresetの増大となる。改善されたリセット回路
330における Preset及びＰｄの双方の値は受動的減衰回
路 230における対応する電力ロスよりも非常に小さく、
電力ロスの値はＣｒの値の弱い関数となっていることが
分る。動作周波数に対するＰｄの依存性は低いコンバー
タ動作周波数において非理想的ダイオード 350を流れる
磁化電流Ｉの増大したピーク間変動の結果である。実際
上、このような電力ロスは余り重要ではない。重要なこ
とは、改善されたリセット回路におけるＣｒの値の選択
が回路ロスに対するトレードオフになっていないという
事実である。むしろ、改善されたリセット回路 330のＣ
ｒの値は、コンバータの動作条件（所望のコンバータス
ルーレート、入力電圧及び負荷範囲）及び一次スイッチ
２０の電圧定格によってのみ選択される。
【００１９】図３に示した従来のリセット回路３０及び
図１０に示した改善されたリセット回路 330の基本的か
つ重要な相違は、従来例における電流Ｉの平均値がゼロ
であるのに対し改善されたリセット回路においては電流
Ｉの平均値がゼロでない矢印で示したような正の値をと
ることである。これは、図３の従来例の回路における電
流Ｉは全てリセットキャパシタ３４を流れなければなら
ず、その結果、電圧Ｖｃは電流Ｉの平均ゼロ電流に対応
する平均値でのみ安定できるからである。ところが、改
善されたリセット回路においては、ダイオード 350が電
流Ｉの正の平均値を支える通路を提供するのである。こ
のことが共振を禁止する理由である。図３の回路におい
ては、共振エネルギ転送が、キャパシタ３４とトランス
の磁化インダクタンスとの間を双方向に流れる電流Ｉに
帰結する。ところが、図１０の回路においてはこれは不
可能である。なんとなれば、電圧Ｖｃ（図１０）が負の
方向にいこうとすると、ダイオード 350が電流をしてキ
ャパシタ 334をバイパスせしめ始め、キャパシタを短絡
回路に置き変えるからである。磁化インダクタンス内の
エネルギはもはやキャパシタに転送されず、電流Ｉはほ
ぼ一定の値にてインダクタを流れ続ける。しかしなが
ら、上記したように非理想的な実施例においては、回路
素子内のロスが電流Ｉの値を減少せしめる。
【００２０】図１３（Ａ）及び１３（Ｂ）に示したよう
に、改善されたリセット回路 330は一次巻線329ではな
いトランスの巻線の両端に配置することができる。例え
ば、図１３（Ａ）においては、リセット回路 330は負荷
に電力を供給する二次巻線 331の両端に接続されてい
る。また、図１３（Ｂ）においては補助巻線 341の両端
にリセット回路 330が接続されている。図１０に示した
ようにリセット回路 330が一次スイッチ２０に接続した
巻線に直接接続されている場合のような“直結”リセッ
トの利点はリセット回路 330が自動的にスイッチのター
ンオフの際の一次スイッチのスナッバ（snubber)として
作用することである。他方、補助巻線 341を用いる構成
（図１３（Ｂ））の利点は、単一のリセット回路実施例
（すなわち、同一の容量のリセットキャパシタＣｒ、同
一のスイッチ及びダイオード）が入力及び出力電圧の種
々の値のコンバータにおいて補助巻線の巻数を単に調整
してトランスの電圧／巻数を所定値とすることによって
用いることが出来る点である。しかしながら、リセット
回路 330が直結構成以外の接続をされた場合、一次スイ
ッチ２０を抑制（snub)する回路としての能力が、巻線
間の漏洩インダクタンスによって減衰されるのである。
このような場合においては、巻線間の結合度を十分に高
くして一次スイッチ２２に余分な電圧パルスが加わらな
いようにする注意が必要である。
【００２１】実際上、図１４に示すように、リセットス
イッチ 332はダイオード 337に並列な単方向スイッチ 3
39（導通電流Ｉｓｗの方向が矢印によって示されてい
る）として実現され得る。図１５（Ａ）に示すように、
スイッチ 332がＭＯＳＦＥＴスイッチング素子 333によ
って実現された場合、ＭＯＳＦＥＴ素子 333のイントリ
ンシックボディ（intrinsic body）ダイオード 337ａが
適当な条件の下で、ダイオード 337をして活用できる。
このようなＭＯＳＦＥＴの用い方の妥当性は該イントリ
ンシックボディダイオードの逆リカバリ特性（ＭＯＳＦ
ＥＴスイッチについては電圧定格の関数である）及びコ
ンバータ動作サイクルの間のリセットスイッチの最小所
要オン時間によっている。例えば、定格６０ボルトの降
伏電圧を有する International Rectifier社製IRFZ15 M
OSFETのイントリンシックボディダイオードの逆リカバ
リ時間は最大 140ナノセカンドであり、定格 400ボルト
の降伏電圧を有する International Rectifier社製 IRF
710 MOSFETのイントリンシックボディダイオードの逆
リカバリ時間は最大 520ナノセカンドである。上記した
高電圧 MOSFET のイントリンシックボディダイオードの
比較的長いリカバリ時間はリセットスイッチの最小オン
時間が 520ナノセカンド以下の場合（例えば１ＭＨｚ近
傍の最高動作周波数のＺＣＳコンバータあるいは高デュ
ーティサイクルの殆どのＰＷＭコンバータ）においては
ダイオード 337（図１４）として用いるには不適当であ
る。他方、低電圧ＭＯＳＦＥＴのイントリンシックボデ
ィダイオードのより早いリガバリ時間はより広い応用に
おいて用いることを可能にする。イントリンシックボデ
ィダイオード 337がダイオード 337として用い得ない場
合は、外部ダイオードが用いられ得る。図１５（Ｂ）
は、ＭＯＳＦＥＴスイッチ 333及び外部ダイオード 342
を用いた実施例のリセットスイッチ 332を示している。
外部ダイオード 342に電流が流れている時、イントリン
シックボディダイオード 337ａによる導通を禁止するた
めに、直列ダイオード 344がＭＯＳＦＥＴスイッチ 333
に直列に配置される。
【００２２】改善されたリセット回路 330a,330b,330c
が図１６（Ａ）ないし１６（Ｃ）に各々示されている。
図１６（Ａ）においては改善されたリセット回路 330a
が、図１０の回路 332、図１５（Ａ）のＭＯＳＦＥＴス
イッチ 333を組み込んだ形となっている。図１６（Ｂ）
に示されたリセット回路 330ｂは図１５（Ｂ）のＭＯＳ
ＦＥＴスイッチ 333及びダイオード 342,344と図１０の
回路 330とからなっている。図１６（Ｃ）に示した実施
例 330cは図１６（Ｂ）において示されたように直列ダ
イオード 344に接続するのではなくＭＯＳＦＥＴスイッ
チ 333に直列リセットダイオード 350のカソードが接続
されることによって変形されている。リセットダイオー
ド 350を電流が流れているときは、図１６（Ｃ）の回路
は、図１６（Ｂ）の回路より小なる電力ロスを呈する。
なんとなれば、図１６（Ｃ）の回路における電流は直列
ダイオード 344をバイパスするからである。
【００２３】実際上、ダイオード 344（図１５（Ｂ），
１６（Ｂ），１６（Ｃ））は比較的低い降伏電圧を有す
る素子でなければならない。例えば、低い雪崩電圧定格
Ｖａｖを有するショットキーダイオードである。このこ
とについての理由は、より低い降伏電圧を有するダイオ
ードはより低い順方向電圧ドロップを有し、従って、よ
り低い回路ロスとなるからである。他の理由が図１７
（Ａ）及び１７（Ｂ）を参照して説明される。図１７
（Ａ）及び１７（Ｂ）は図１６（Ａ）及び１６（Ｃ）に
示したタイプのリセット回路 330a，330c及びトランス
の磁化インダクタンスを示すインダクタンス 127を含む
コンバータ回路モデル１０ａ，１０ｂを各々示してい
る。また、これらの図においては、寄生容量、すなわ
ち、ＭＯＳＦＥＴ333（イントリンシックボディダイオ
ードは示されていない）のドレイン‐ソース容量Ｃｄ 3
44及びゲート‐ドレイン容量Ｃｇ 348が示されており、
図１７（Ｂ）においては、外部ダイオード 342の寄生ジ
ャンクション容量Ｃｊ 346が示されている。ここで、コ
ンバータ入力電圧Ｖｉｎは比較的高い（例えば、300ボ
ルト）とし、一次スイッチ２０が丁度オフとなったと
し、リセット回路 330a,330cにおいて図示した方向にお
いて磁化電流Ｉｍが流れ始めたとする。図１７（Ａ）の
回路において、磁化電流の流れはＣｇ 348及びＣｄ 344
をロスなく放電し、ＭＯＳＦＥＴ 333のイントリンシッ
クボディダイオード（図示せず）の中を流れ続ける。従
って、ＭＯＳＦＥＴがターンオンしたときに、このこと
が殆どゼロ電圧にて生じ、スイッチングロスが殆ど除か
れる。しかし乍ら、図１７（Ｂ）の回路において、直列
ダイオード 344が高い降伏定格電圧を有するならば、磁
化電流Ｉｍが外部ダイオード 342のジャンクション容量
346を放電するが、直列ダイオード344の素子作用によ
ってＭＯＳＦＥＴ 333のキャパシタンスＣｇ 348及びＣ
ｄ 344の放電は禁止される。これらのキャパシタンスは
Ｖｉｎ＋Ｖｃに等しい電圧に充電されたままとなる。こ
こで、Ｖｃはスイッチ２０がターンオフしたときのリセ
ットキャパシタ 334の電圧である。リセットＭＯＳＦＥ
Ｔ 333が、ついで、ターンオンしたときこれらのキャパ
シタンスに蓄積されたエネルギはスイッチングロスとし
てこのＭＯＳＦＥＴの中で消費される。しかしながら、
もしダイオード344が低い降伏電圧（例えば２０ボル
ト）を有するならば、ダイオード 344はリセット回路 3
30cの中をＩｍが流れ始めるとき雪崩崩壊し、キャパシ
タンス 344，348はＭＯＳＦＥＴの両端電圧（すなわち
キャパシタ 344の両端電圧）がダイオード 344のの降伏
電圧Ｖａｖ以下になるまで放電し、その時点でダイオー
ドは雪崩崩壊し、導通を停止する。ＶａｖはＶｉｎ＋Ｖ
ｃよりも非常に低いので、スイッチングロスの量が減少
する。同じ事が図１６（Ｂ）の回路例にも適用される。
この回路例は低い降伏定格電圧を有する直列ダイオード
344を用いることによる利点を有する。
【００２４】しかし乍ら、直流ダイオード 344の降伏定
格電圧Ｖａｖはあまりに低くしてはならない。ＭＯＳＦ
ＥＴ（図１７（Ａ），１７（Ｂ））のドレイン‐ソース
電圧Ｖｓが低下すると、等価的ゲート‐ドレインキャパ
シタンスＣｄ 344の値が増大する。このことによって、
寄生ゲート電流Ｉｇは、Ｖａｖの値が低下するにつれて
増大する。実際上、電圧をゼロ近傍にまで減少せしめる
こと（図１７（Ａ）の回路において生じ得る）は、Ｉｇ
の過渡値を生ずることになる。この過渡値は 200ＷのＺ
ＣＳコンバータにおけるＨＥＸ１サイズＭＯＳＦＥＴ大
については約２アンペアである。Ｉｇの流れはＦＥＴゲ
ートに接続した制御回路１６を乱すことになる。これに
ついては、Ｖａｖを適当な値（２０ボルト）に保つこと
によってこの問題を回避してスイッチングロスの増大を
最小にすることができる。図１７（Ａ）に示したタイプ
のリセット回路 330aにおいては、直列ダイオードが用
いられておらず、Ｉｇの流れはＭＯＳＦＥＴのゲート‐
ソース端子間に高速ダイオード 347（例えばショットキ
ダイオード）を加えることによって制御回路１６をバイ
パスさせることができる。
【００２５】改良されたリセット回路 330におけるリセ
ットスイッチ 332（図１０）を制御することは、図３に
示した従来のコンバータにおけるスイッチ３２の制御と
同様である。リセットスイッチ 332は、一次スイッチ２
０がオフとなったのちにターンオンされねばならず、一
次スイッチがオンとなったときオフとされなければなら
ない。図１４及び１５に示したタイプのリセットスイッ
チが用いられるならば、リセットスイッチの閉成タイミ
ングは余り臨界的ではない。なんとなれば、ダイオード
（図１４， 337）は電流がリセット回路 330に流入する
や否や磁化電流Ｉｍを導通させ始めるからである。一次
スイッチ２０の解放及びリセットスイッチ 332の閉成の
間の遅れは、電流が逆転してダイオードが非導通となる
ときリセットスイッチが電流を流すようになっている場
合だけ回路動作に悪影響は生じない。（すなわち、該ス
イッチは、図４（Ｃ），５（Ｄ），７（Ｂ），９
（Ｄ），１１（Ｂ）における時刻ｔ＝ｔｘ以降に導通し
なければならない。）他方、リセットスイッチの閉成
は、一次スイッチが導通状態のときには決して生じては
ならない。なんとなれば、もしそうなると、コンバータ
が大きく損害を受けるからである。よって、一次スイッ
チ２０が開放したことを検知する手段を設けて、この検
知信号が存在するときにのみ、リセットスイッチの閉成
を可能とすることが望ましい。
【００２６】一次スイッチの状態を検知する方法が図１
８（Ａ）及び１８（Ｂ）に示されている。これらの図に
おいては、図１６（Ｂ）に示されたようなタイプのリセ
ット回路がトランス及び一次スイッチ２０に接続されて
いるように示されている。図１８（Ａ）においては比較
的小さい抵抗値Ｒｓを有する検知抵抗 402がダイオード
342に直列に接続されている。一次スイッチ２０が開放
して磁化電流がダイオード 342を流れる電流Ｉの負の流
れとして流れ始めると、抵抗の両端電圧Ｖｍが負にな
り、このことが一次スイッチがもはや導通してないこと
を検知するために用いられる。図１８（Ａ）の方法の１
つの欠点は抵抗を用いることが電力ロスを招来すること
である。
【００２７】リセットスイッチを安全に動作可能とする
手段としての一次スイッチの状態を検知する好ましい方
法が図１８（Ｂ）に示されている。図において、ダイオ
ード410,高抵抗 412及びＶｉｎより小なるバイアス電圧
Ｖｂを供給するバイアス電源 414が検知のために用いら
れている。一次スイッチの開放の前（すなわち図１９
（Ａ）及び１９（Ｂ）における時刻ｔ＝ｔｍより先立
つ）とき、ダイオード 342の両端電圧ＶｒがＶｉｎより
大であり、ダイオード 410が逆バイアスされて、Ｖｓ＝
Ｖｂとなる。時刻ｔ＝ｔｍにおいて一次スイッチ２０が
非導通となった時、ダイオード342の中を電流Ｉの負の
流れとして磁化電流が流れ始め、検知電圧Ｖｓが２つの
ダイオード 342,410における電圧ドロップの差に等しい
小なる電圧値Ｖｚにまで低下する（この小なる電圧値は
ゼロボルトに近い値とすることができる）。電圧Ｖｓに
おける電圧低下は、一次スイッチが開放されたことを示
すインジケータとして検知され得る。
【００２８】図７を参照して、既に述べたように、一次
スイッチの早すぎるターンオンの開始はトランス２５を
飽和せしめ得、この可能性は最大コンバータスルーレー
トに亘って制御がなされることを必要とする。このこと
をなす１つの方法は、リセット期間における磁化電流を
検知して磁化電流が安全なレベルになるまで、次のコン
バータ動作サイクルの開始（すなわち、一次スイッチの
次のターンオン）を禁止することである。メインスイッ
チのターンオンをなす許容できる臨界点の設定の１つの
例においては、典型的な電力コンバータに入力電力を与
えた後の最初のいくつかの動作サイクルの間においては
磁化電流の変化がゼロ電流に関して対称ではなく、一次
スイッチターンオンしている間において、ゼロ電流から
ΔＩｐｍａｘ（図７，１９）に等しい絶対値にまで増大
することが分った。その結果、トランスは、飽和するこ
となくこの電流の絶対値に少なくとも耐えうるように設
計される。よって、図７及び１９を参照すれば、時刻ｔ
＝ｔｘの後において一次スイッチをターンオンさせるこ
とが安全である。なんとなれば、このこのことが次の動
作サイクルにおいて磁化電流の絶対値がΔＩｐｍａｘを
越えないことを確実にするからである。このような方法
を用いることによって、コンバータのスルーレートを自
動的に制御して、最大スルーレートが安全なコンバータ
の動作に対応するようになされる。
【００２９】磁化電流の１つの検知方法は、図１８
（Ａ）の回路において電圧Ｖｍ＝Ｉ＊Ｒｓに基づいてな
されたように直接該磁化電流を測定する方法である。ス
ルーレートはＶｍを所定の安全動作臨界条件のいくつか
のセットと比べることによりかつその比較結果に基づい
て一次スイッチのターンオンを禁止したり許容したりす
ることによって制御できる。また、磁化電流の値を示す
測定が用いられる。例えば図１８（Ｂ）の回路は磁化電
流がゼロをよぎる時示す信号を抽出するために用いられ
得る。図１９（Ｂ）において、時刻ｔ＝ｔｘにおいて、
磁化電流はΔＩｐ／２だけ増加しゼロをよぎる。このと
き、スイッチ 333は電流を運び始め、電圧Ｖｓが電圧Ｖ
ｋにまで増大する。電圧ＶｋはＶｚより正の値であり、
スイッチ間電圧ドロップＶｓｗにほぼ等しい。コンバー
タのトランスが磁化電流ののΔＩｐに等しい絶対値を受
け入れることができると仮定すれば、時刻ｔ＝ｔｘにお
ける電圧Ｖｓの増加は次のコンバータ動作サイクルの開
始をなすことは安全であることを示すものとして用いら
れ得る。
【００３０】もし磁化電流が適当な大きさになされてい
るならば、リセット回路の動作が一次スイッチがゼロ電
圧においてオンとなることを許容するために用いること
が出来るということに注目すべきである。例えば、図１
８（Ａ）又は図１８（Ｂ）の回路がＺＣＳコンバータの
一部をなし、一次スイッチ２０が図１４を参照して説明
したタイプであるとし、一次スイッチが寄生キャパシタ
ンスＣｄ 343を有することとし、リセットスイッチ 333
（図１８）がｔ＝ｔｆの時刻（図１９）においてオフと
なるとする。時刻ｔ＝ｔｆにおいて、磁化電流はトラン
スの一次電流Ｉｐの負の流れとして流れる。時刻ｔ＝ｔ
ｆに続いて、トランスの一次回路を流れる電流Ｉｐは図
２１（Ａ）ないし２１（Ｃ）において示したように、磁
化電流成分Ｉｍ及び順方向電流成分Ｉｏからなる。（Ｚ
ＣＳコンバータにおいては、図２１（Ｂ）において示し
たようにＩｏはトランスの一次電流のほぼ正弦波部分で
あり、これは二次巻線に反映される。）時刻ｔ＝ｔｆと
ｔ＝ｔｓの間においては、一次電流Ｉｐは負であり、こ
の負電流の流れが一次スイッチ２０がオフであるなら
ば、その寄生キャパシタンス 343を放電する。もし、Ｉ
ｍとＩｏの相対的な大きさが時刻ｔｆ及びｔｓの間に転
送されるトータルの電荷（図２１（Ｃ）の斜線領域 349
によって示される）が寄生キャパシタンスＣｄ 343に蓄
積された電荷より大であるならば、ＣｄはＩｐが正にな
る時間の前にゼロボルトに放電され得る。一旦Ｃｄが放
電されると、スイッチはスイッチングロスなしにターン
オンされ得る。図１４に示されたタイプの一次スイッチ
（すなわち、ＭＯＳＦＥＴ）については、スイッチング
ロスを最小にするターンオン方法は、ＩｐがＣｄを放電
しかつ一次スイッチのイントリンシックボディダイオー
ド（または外部ダイオード、もし用いられた場合）の中
を電流Ｉｐが流れ始めるまで一次スイッチのターンオン
を送らせることである。例えば、図１８に示した技術を
用いる等してダイオードを流れる電流の流れを検知する
ことは一次スイッチのターンオンの開始のために用いら
れ得る。
【００３１】図２０は、上記したいくつかの特徴と組み
合せされるリセットスイッチコントローラ 520を示して
いる。このコントローラにおいて、一次スイッチコント
ローラ 530は一次スイッチ２０がターンオンすべきタイ
ミングを示す一次スイッチイネーブル（ＰＳＥ）パルス
511を供給する。リセットスイッチ 332がターンオンす
ると仮定するならば（すなわちフリップフロップ 502の
リセットスイッチ信号出力がハイとなっている）、ＰＳ
Ｅパルスの供給によってフリップフロップ 502,504がそ
れらのリセット入力を介してリセットされる。これによ
って、リセットスイッチ信号 501がロウとなりリセット
スイッチのターンオフを開始し、さらに、ディスエーブ
ル信号 515をハイとする。このディスエーブルパルスは
現在生成されているＰＳＥパルス 511にはなんの影響も
与えないが、一次スイッチコントローラ 530はこのディ
スエーブル信号 515がロウにならなければ次のＰＳＥパ
ルスを生成しない。リセットスイッチ信号 501がロウに
なったわずかな時間の後に、遅延素子 510の出力も又ロ
ウとなり、ＮＯＲゲート 512の出力がハイとなり、ゲー
ト 514をイネーブルし、一次スイッチ信号 503をハイと
する。この結果、リセットスイッチがターンオフしたわ
ずかな後に一次スイッチ 210がターンオンする。このデ
ッドタイムは回路伝搬時間及び遅延素子 510によって導
入される遅延によって定まる。例えば、１ＭＨｚのＺＣ
Ｓコンバータにおいてはこの遅延は数十ナノセカンドで
ある。該遅延時間が比較的短いならば、その値はあまり
重大ではない。なんとなれば、該デッドタイムの間に流
れるトランスの磁化電流はこれらのスイッチに伴なう寄
生容量を有益に充電するからである。
【００３２】ＰＳＥパルスが終了した時、ゲート 514の
出力がロウとなり、一次スイッチ２０をターンオフさせ
る。図１９において説明したように、時刻ｔ＝ｔｍにお
いてスイッチが非導通となったとき信号Ｖｓ 517がロウ
に低下する。比較器500はこの信号Ｖｓを基準電圧Ｖref
（Ｖｚ＜Ｖref＜Ｖｋ）と比べる。よって、この比較出
力 513はほぼ時刻ｔ＝ｔｍにおいてハイとなり、フリッ
プフロップ 502のリセットスイッチ信号 501をセットし
て、リセットスイッチ332をターンオンせしめる。しば
らく後の時刻ｔ＝ｔｘにおいて、磁化電流はゼロをよぎ
り、電圧ＶｓがＶrefより大なる値にまで増大する。こ
れによって、比較器 500の出力がロウとなり、ディスエ
ーブル信号をロウとする。このことは、一次スイッチコ
ントローラ 532それが次のＰＳＥパルス 511を供給する
のに安全であることを知らせる。さらにある時間後（す
なわち時刻ｔ＝ｔｆの近傍）において次のＰＳＥパルス
が生成されて動作サイクルが繰り返される。
【００３３】他の実施例は請求項の範囲の中にある。例
えば上記した回路構成はシングルエンドコンバータ以外
にも用いられ得る。例えば、フルブリッジ（full bridg
e)コンバータまたはハーフブリッジ（half-bridge)コン
バータにも用いられ得る。
【図面の簡単な説明】
【図１】 シングルエンドスイッチングパワーコンバー
タを示す回路図。
【図２】 トランスをリセットしかつ抑制（snubbing）
するのに有用な電力消費形従来回路を含むコンバータを
示す回路図。
【図３】 トランスのリセット及び抑制をなすに有用な
非電力消費形従来回路を含むコンバータを示す回路図。
【図４】 図４（Ａ）ないし４（Ｃ）は図３の回路にお
ける動作波形を示す図。
【図５】 図５（Ａ）ないし５（Ｄ）は図３の回路の追
加の踏査波形を示す図。
【図６】 図３に示したタイプのリセット回路を含むシ
ングルエンドゼロ電流スイッチングコンバータを示す回
路図。
【図７】 図７（Ａ）及び７（Ｂ）は図４（Ｃ）の波形
における動作周波数内の突然の変化の効果を示す図。
【図８】 従来の減衰リセット回路構成を含むシングル
エンドコンバータを示す回路図。
【図９】 図９（Ａ）ないし９（Ｄ）は図８のコンバー
タの動作波形を示す波形図。
【図10】 本発明による改良されたリセット回路を含む
シングルエンドコンバータを示す回路図。
【図11】 図１１（Ａ）ないし１１（Ｄ）は図１０のコ
ンバータの動作波形を示す波形図。
【図12】 図１２（Ａ）及び１２（Ｂ）は図１０の改良
されたリセット回路に対して図８の減衰リセット回路に
おけるロスを比較する表。
【図13】 図１３（Ａ）及び１３（Ｂ）は図３，８及び
１０のリセット回路についての別な接続態様を示す回路
図。
【図14】 図３，８及び１０の回路に用いられるスイッ
チの等価回路。
【図15】 図１５（Ａ）及び１５（Ｂ）はＭＯＳＦＥＴ
を含む図１４のスイッチの実施例を示す図。
【図16】 図１６（Ａ）ないし１６（Ｃ）は図１０の改
良されたリセット回路の変形例を示す図。
【図17】 図１７（Ａ）及び１７（Ｂ）は図１６（Ａ）
及び１６（Ｃ）に示されたタイプのリセット回路を含む
コンバータの全体モデルを示す回路図。
【図18】 図１８（Ａ）及び１８（Ｂ）は一次スイッチ
が非導通となった時を検知する方法を示す回路を示す回
路図。
【図19】 図１９（Ａ）及び１９（Ｂ）は図１８（Ｂ）
の回路における波形を示す波形図。
【図20】 リセットスイッチコントローラの回路例を示
す回路図。
【図21】 図２１（Ａ）ないし２１（Ｃ）はＺＣＳコン
バータのための電流波形を示す波形図。
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成８年６月２６日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】図５
【補正方法】変更
【補正内容】
【図５】 図３の回路の追加の動作波形を示す図。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】図９
【補正方法】変更
【補正内容】
【図９】 図８のコンバータの動作波形を示す波形図。
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】図１１
【補正方法】変更
【補正内容】
【図１１】 図１０のコンバータの動作波形を示す波形
図。

Claims (30)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 トランスと、前記トランスの一次巻線
    に、一連のコンバータ動作サイクルの各々の一部の期間
    においてＤＣ入力電源を接続する一次スイッチと、を有
    するスイッチングパワーコンバータに用いる装置であっ
    て、 リセットキャパシタと、 リセットスイッチと、 前記トランスに対してリセット作用をなし、前記リセッ
    トスイッチ内をゼロではない平均値を有する電流を流す
    ように前記リセットキャパシタを接続しかつ切り離すリ
    セットスイッチと協働するリセット回路と、を有するこ
    とを特徴とする装置。
  2. 【請求項２】 請求項１記載の装置であって、前記リセ
    ット回路は、前記リセットスイッチをオン・オフせしめ
    ることを特徴とする装置。
  3. 【請求項３】 請求項１記載の装置であって、前記リセ
    ット回路は、前記メインスイッチのスイッチングに基づ
    くタイミングにて該接続および切り離し動作をなさしめ
    ることを特徴とする装置。
  4. 【請求項４】 請求項１記載の装置であって、前記リセ
    ットスイッチは、前記リセットキャパシタに直列接続し
    ていることを特徴とする装置。
  5. 【請求項５】 請求項１記載の装置であって、前記リセ
    ット回路は、前記リセットキャパシタの両端電圧が所定
    の極性にあるときのみ、前記トランスと前記キャパシタ
    との間の磁化エネルギの転送を許容する回路素子を含む
    ことを特徴とする装置。
  6. 【請求項６】 請求項１記載の装置であって、前記リセ
    ット回路は、前記キャパシタ及び前記トランスの間の双
    方向エネルギ流を禁止する回路素子を含むことを特徴と
    する装置。
  7. 【請求項７】 請求項１記載の装置であって、前記トラ
    ンスの１つの巻線に接続されていることを特徴とする装
    置。
  8. 【請求項８】 請求項７記載の装置であって、前記巻線
    は一次巻線であることを特徴とする装置。
  9. 【請求項９】 請求項７記載の装置であって、前記巻線
    は二次巻線であることを特徴とする装置。
  10. 【請求項10】 請求項７記載の装置であって、前記巻線
    は、補助巻線であることを特徴とする装置。
  11. 【請求項11】 請求項１記載の装置であって、前記リセ
    ットスイッチは、単方向導通素子に並列接続された単方
    向スイッチからなり、前記単方向スイッチ及び前記単方
    向導通素子は互いに反対方向に導通するようになされて
    いることを特徴とする装置。
  12. 【請求項12】 請求項１１記載の装置であって、前記単
    方向スイッチは、ＭＯＳＦＥＴからなることを特徴とす
    る装置。
  13. 【請求項13】 請求項１２記載の装置であって、前記単
    方向導通素子は、前記ＭＯＳＦＥＴのイントリンシック
    ボディダイオードからなることを特徴とする装置。
  14. 【請求項14】 請求項１１記載の装置であって、前記単
    方向スイッチは直列ダイオードに直列接続したＭＯＳＦ
    ＥＴからなり、前記直列ダイオード及び前記ＭＯＳＦＥ
    Ｔは同一の方向に導通するように極性が向けられている
    ことを特徴とする装置。
  15. 【請求項15】 請求項５又は６記載の装置であって、前
    記回路素子は、前記キャパシタに並列接続したリセット
    ダイオードからなることを特徴とする装置。
  16. 【請求項16】 請求項６記載の装置であって、前記双方
    向エネルギ流は前記リセットキャパシタの両端電圧が所
    定の極性になったときのみ許容されることを特徴とする
    装置。
  17. 【請求項17】 請求項５又は１６記載の装置であって、
    前記所定の極性は、前記リセットスイッチが閉成されて
    いる期間においてトランスの磁化電流の極性が反転する
    ことを招来することを特徴とする装置。
  18. 【請求項18】 請求項１４記載の装置であって、前記リ
    セット回路は、前記キャパシタと前記トランスとの間の
    双方向エネルギ流を禁止する回路素子を含み、前記回路
    素子は前記リセットキャパシタ及び前記直列ダイオード
    からなる直列回路の両端に接続されたリセットダイオー
    ドを含むことを特徴とする装置。
  19. 【請求項19】 請求項１記載の装置であって、前記スイ
    ッチングパワーコンバータはフォワードパワーコンバー
    タであることを特徴とする装置。
  20. 【請求項20】 請求項１記載の装置であって、前記スイ
    ッチングパワーコンバータは、ゼロ電流スイッチングコ
    ンバータであることを特徴とする装置。
  21. 【請求項21】 請求項１記載の装置であって、前記スイ
    ッチングパワーコンバータは、ＰＷＭコンバータである
    ことを特徴とする装置。
  22. 【請求項22】 請求項１記載の装置であって、前記リセ
    ット回路は、前記一次スイッチのオン期間に先立って前
    記リセットスイッチをオフとすることを特徴とする装
    置。
  23. 【請求項23】 請求項１記載の装置であって、前記リセ
    ット回路は前記一次スイッチのオフ期間において前記リ
    セットスイッチを閉成させることを特徴とする装置。
  24. 【請求項24】 請求項１記載の装置であって、前記リセ
    ット回路は、前記一次スイッチのオン期間に亘って前記
    リセットスイッチをオフとし続けることを特徴とする装
    置。
  25. 【請求項25】 請求項１記載の装置であって、前記トラ
    ンスの磁化電流の値に応じてコンバータ動作サイクルの
    開始を禁止するスルー(Slew)制御回路をさらに有するこ
    とを特徴とする装置。
  26. 【請求項26】 トランスと、一連のコンバータ動作サイ
    クルの各々の一部の期間において前記トランスの一次巻
    線にＤＣ入力電源を接続するための一次スイッチと、を
    有するスイッチングパワーコンバータに用いる装置であ
    って、 リセットキャパシタと、 前記リセットキャパシタに直列に接続したリセットスイ
    ッチと、 前記リセットスイッチと協働して、前記トランスのコア
    をリセットし、前記リセットスイッチ内を平均電流がゼ
    ロでない電流が流れるようにするように前記リセットキ
    ャパシタを接続しかつ切り離すリセット回路であって、
    前記リセットキャパシタに並列に接続したリセットダイ
    オードを含み前記リセットキャパシタと前記トランスと
    の間の双方向エネルギ流を禁止するリセット回路と、を
    有することを特徴とする装置。
  27. 【請求項27】 トランスと、一連のコンバータ動作サイ
    クルの各々の一部において前記トランスの巻線にＤＣ入
    力電源を接続する一次スイッチと、リセットキャパシタ
    と、リセットスイッチと、を有するスイッチングパワー
    コンバータに用いられるリセット方法であって、 前記トランスをリセットし、かつ前記リセットスイッチ
    内を平均電流がゼロでない電流を流すように前記リセッ
    トキャパシタを接続しかつ切り離すことを特徴とする方
    法。
  28. 【請求項28】 トランスと、一連のコンバータ動作サイ
    クルの各々において前記トランスに蓄積される磁気エネ
    ルギを非電力消費的にリサイクルするリセット回路と、
    を含むスイッチングパワーコンバータのスルーレートを
    制限する方法であって、 前記トランスに流れる磁化電流を検知するステップと、 前記磁化電流が前記コンバータの安全動作の所定の臨界
    条件を満たすときのみ次のコンバータ動作サイクルの開
    始を許容するステップと、からなることを特徴とする方
    法。
  29. 【請求項29】 請求項２８記載の方法であって、前記所
    定の臨界条件は、前記磁化電流が所定の値を通過するこ
    とを含むことを特徴とする方法。
  30. 【請求項30】 請求項２８記載の方法であって、前記所
    定の臨界条件は、前記磁化電流がゼロをよぎることであ
    ることを特徴とする方法。
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Families Citing this family (43)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH1141927A (ja) * 1997-07-16 1999-02-12 Fujitsu Ltd Ｄｃ／ｄｃコンバータ
US6110213A (en) * 1997-11-06 2000-08-29 Vlt Coporation Fabrication rules based automated design and manufacturing system and method
FR2773013B1 (fr) * 1997-12-23 2000-03-03 Sextant Avionique Procede de commande d'un convertisseur de tension continu-continu a stockage inductif
WO2001018946A1 (en) * 1999-09-03 2001-03-15 Lambda Electronics Inductor current sensing
US6282107B1 (en) * 2000-03-07 2001-08-28 Vlt Corporation Integrated sense and switch circuitry for transformer core resetting
US6658051B1 (en) * 2000-10-31 2003-12-02 Centillium Communications, Inc. Electrical isolation techniques for DSL modem
SE520159C2 (sv) * 2001-01-26 2003-06-03 Ericsson Telefon Ab L M Anordning för avmagnetisering av en transformator
US6496392B2 (en) * 2001-04-13 2002-12-17 Power Integrations, Inc. Dissipative clamping of an electrical circuit with a clamp voltage varied in response to an input voltage
JP3528921B2 (ja) * 2001-08-29 2004-05-24 サンケン電気株式会社 スイッチング電源装置
JP3839737B2 (ja) * 2002-03-01 2006-11-01 株式会社小糸製作所 直流電圧変換回路
US7009850B2 (en) * 2002-04-12 2006-03-07 Det International Holding Limited Soft switching converter using current shaping
CN1739318A (zh) * 2003-01-14 2006-02-22 皇家飞利浦电子股份有限公司 为特别是高强度放电灯的负载供电的电路和方法
DE102004033994B4 (de) * 2003-07-16 2017-07-27 Denso Corporation Gleichstrom-Gleichstrom-Wandler
FR2861916A1 (fr) * 2003-10-31 2005-05-06 St Microelectronics Sa Commande d'un transistor mos en element de redressement
TWI265670B (en) * 2004-02-20 2006-11-01 Skynet Electronic Co Ltd Flyback converter capable of performing a zero voltage switch in boundary mode
US7230838B2 (en) * 2004-12-28 2007-06-12 Monolithic Power Systems, Inc. Active damping control for a switch mode power supply
US8036539B2 (en) * 2005-06-28 2011-10-11 Finisar Corporation Gigabit ethernet longwave optical transceiver module having amplified bias current
JP4739059B2 (ja) * 2006-02-23 2011-08-03 ルネサスエレクトロニクス株式会社 Ｄｃ／ｄｃコンバータ用半導体装置
KR101165386B1 (ko) 2006-06-13 2012-07-12 페어차일드코리아반도체 주식회사 준공진형 컨버터 및 그 제어 방법
KR101370650B1 (ko) 2007-04-25 2014-03-10 페어차일드코리아반도체 주식회사 스위치 제어 장치, 스위치 제어 방법 및 이를 이용하는컨버터 및 그 구동방법
GB2448758A (en) * 2007-04-27 2008-10-29 Cambridge Semiconductor Ltd A switching power converter with reduced collector dv/dt
KR101129391B1 (ko) 2007-08-13 2012-03-28 삼성전자주식회사 수동 클램프 회로를 갖는 스위칭 모드 전원공급장치
JP5157987B2 (ja) * 2009-03-25 2013-03-06 株式会社豊田自動織機 絶縁形ｄｃ−ｄｃコンバータ
EP2244383A1 (en) * 2009-04-23 2010-10-27 Mitsubishi Electric R&D Centre Europe B.V. Method and apparatus for controlling the operation of a snubber circuit
US8385087B2 (en) * 2009-09-17 2013-02-26 Linear Technology Corporation Extending achievable duty cycle range in DC/DC forward converter with active clamp reset
TWI389438B (zh) * 2009-11-02 2013-03-11 Analog Integrations Corp 高轉換效率之電壓轉換器
US8139379B2 (en) * 2010-02-17 2012-03-20 Fsp Technology Inc. Reverse energy recovery circuit
US8743523B2 (en) 2010-07-28 2014-06-03 General Electric Company Systems, methods, and apparatus for limiting voltage across a switch
US9112498B2 (en) 2011-11-01 2015-08-18 Dialog Semiconductor Inc. Dynamic MOSFET gate drivers
US8982584B2 (en) 2011-11-15 2015-03-17 Dialog Semiconductor Inc. Power supply regulation for ultra-low load and no-load operation
US8964422B2 (en) 2011-11-16 2015-02-24 Dialog Semiconductor Inc. EMI frequency spreading method for switching power converter
JP6224994B2 (ja) * 2013-11-01 2017-11-01 キヤノン株式会社 情報処理装置およびその制御方法
US9973098B2 (en) * 2015-08-19 2018-05-15 Astec International Limited Fixed frequency discontinuous conduction mode flyback power converters employing zero voltage switching
US10141853B2 (en) * 2017-02-09 2018-11-27 Delta Electronics, Inc. Power converter and method of control thereof
US10333418B2 (en) * 2017-04-10 2019-06-25 Delta Electronics (Shanghai) Co., Ltd Control device and control method
US20190036459A1 (en) * 2017-04-28 2019-01-31 Astec International Limited Flyback power converters including adaptive clamp circuits for adjusting resonant frequencies
US10418912B2 (en) 2017-12-21 2019-09-17 Silanna Asia Pte Ltd Power converter with active clamp
US10707766B2 (en) 2018-02-02 2020-07-07 Silanna Asia Pte Ltd Integrated self-driven active clamp
US10461626B1 (en) 2019-01-14 2019-10-29 Silanna Asia Pte Ltd Active clamp circuit
TWI709291B (zh) * 2019-04-26 2020-11-01 全漢企業股份有限公司 電源轉換器及其控制電路
US10673342B1 (en) 2019-05-02 2020-06-02 Silanna Asia Pte Ltd Active clamping with bootstrap circuit
US11411510B2 (en) * 2020-01-24 2022-08-09 Lear Corporation DC/AC inverter resonance topology
CN113852272A (zh) 2020-06-26 2021-12-28 马克西姆综合产品公司 通量校正开关电源转换器

Family Cites Families (63)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US1672215A (en) 1923-08-15 1928-06-05 Western Electric Co Wave varying and transmitting
US3311805A (en) 1964-11-02 1967-03-28 Kittl Emil Asymmetrical low voltage converter
FR96147E (fr) 1967-09-14 1972-05-19 Ibm Convertisseur améliore de courant continu en courant continu avec alimentation constante vers la charge.
US3538353A (en) 1967-10-13 1970-11-03 Gen Electric Switching circuit
US3490027A (en) 1967-12-05 1970-01-13 Ibm Transistor converter amplifier circuit
SE377988B (ja) 1968-10-16 1975-08-04 P E K Udden
NL7309056A (ja) 1973-06-29 1974-12-31
US4063306A (en) 1976-09-24 1977-12-13 General Electric Company Actively switched damping circuit
US4168477A (en) 1978-02-21 1979-09-18 Gould Advance Limited Electric regulators
US4186434A (en) 1978-03-23 1980-01-29 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Army Means for producing and controlling dead-time of the switching transistors DC-to-DC and DC-to-AC converters
US4178628A (en) 1978-05-12 1979-12-11 R & I Patent Corporation Switching type regulated power supply
JPS5840913B2 (ja) 1978-11-16 1983-09-08 横河電機株式会社 一般化ｄｃ／ｄｃコンバ−タ
GB2050081B (en) * 1979-03-15 1982-12-08 Tokyo Shibaura Electric Co High frequency switching regulator circuit
JPS5826381B2 (ja) * 1979-04-28 1983-06-02 信越ポリマ−株式会社 電磁気シ−ルドガスケットおよびその製造方法
JPS5911257B2 (ja) 1979-12-19 1984-03-14 恒男 池上 Ｄｃ−ｄｃコンバ−タ
US4300191A (en) 1980-01-31 1981-11-10 Powercube Corporation Pulse width modulated current fed inverter power supply
JPS605144B2 (ja) 1980-04-01 1985-02-08 日本電信電話株式会社 電力転送装置
SU892614A1 (ru) 1980-04-11 1981-12-23 Московский Ордена Ленина Энергетический Институт Однотактный регул тор посто нного напр жени
US4347474A (en) 1980-09-18 1982-08-31 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy Solid state regulated power transformer with waveform conditioning capability
SU959234A1 (ru) 1981-02-27 1982-09-15 Московский Ордена Ленина Энергетический Институт Устройство дл регулировани напр жени
US4415959A (en) 1981-03-20 1983-11-15 Vicor Corporation Forward converter switching at zero current
SU1003067A1 (ru) 1981-04-01 1983-03-07 Московский Ордена Ленина И Ордена Октябрьской Революции Энергетический Институт Однотактный регул тор посто нного напр жени
GB2097606B (en) 1981-04-23 1984-04-18 Standard Telephones Cables Ltd Dc to dc converter
SU989552A1 (ru) 1981-07-13 1983-01-15 Московский Ордена Ленина И Ордена Октябрьской Революции Энергетический Институт Стабилизированный однотактный преобразователь
US4441146A (en) 1982-02-04 1984-04-03 Vicor Corporation Optimal resetting of the transformer's core in single ended forward converters
SU1107233A1 (ru) 1983-01-03 1984-08-07 Московский Ордена Ленина И Ордена Октябрьской Революции Энергетический Институт Преобразователь посто нного напр жени
SU1136275A1 (ru) 1983-01-07 1985-01-23 Московский Ордена Ленина И Ордена Октябрьской Революции Энергетический Институт Импульсный регул тор посто нного напр жени
US4607323A (en) 1984-04-17 1986-08-19 Sokal Nathan O Class E high-frequency high-efficiency dc/dc power converter
SU1224921A1 (ru) 1984-06-11 1986-04-15 Московский Ордена Ленина И Ордена Октябрьской Революции Энергетический Институт Преобразователь посто нного напр жени в посто нное
US4611267A (en) * 1985-02-25 1986-09-09 General Electric Company Snubber arrangements with energy recovery for power converters using self-extinguishing devices
DE3616160A1 (de) * 1986-05-14 1987-11-19 Deutsche Automobilgesellsch Dc/dc-eintaktdurchflusswandler
SU1367112A1 (ru) 1986-07-25 1988-01-15 Московский энергетический институт Преобразователь посто нного напр жени в посто нное
US4928200A (en) 1987-04-02 1990-05-22 Cherry Semiconductor Corporation Overcurrent protection for switching mode power converter
US4788634A (en) * 1987-06-22 1988-11-29 Massachusetts Institute Of Technology Resonant forward converter
US4857822A (en) 1987-09-23 1989-08-15 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. Zero-voltage-switched multi-resonant converters including the buck and forward type
US4809148A (en) 1987-10-21 1989-02-28 British Columbia Telephone Company Full-fluxed, single-ended DC converter
US4870554A (en) * 1987-11-12 1989-09-26 Power Systems, Inc. Active snubber forward converter
GB8816282D0 (en) * 1988-07-08 1988-08-10 Ogeden K H f switch inductor power supply
US4931716A (en) 1989-05-05 1990-06-05 Milan Jovanovic Constant frequency zero-voltage-switching multi-resonant converter
US5019957A (en) * 1989-07-24 1991-05-28 Wilkinson Bruce L Forward converter type of switched power supply
US4975821A (en) * 1989-10-10 1990-12-04 Lethellier Patrice R High frequency switched mode resonant commutation power supply
JPH0748944B2 (ja) * 1989-10-14 1995-05-24 東光株式会社 Ｄｃ―ｄｃコンバータ
US4959764A (en) 1989-11-14 1990-09-25 Computer Products, Inc. DC/DC converter switching at zero voltage
US5038264A (en) * 1990-06-11 1991-08-06 General Electric Company Multiple-output, single-ended, resonant power converter
US5126931A (en) 1990-09-07 1992-06-30 Itt Corporation Fixed frequency single ended forward converter switching at zero voltage
US5173846A (en) 1991-03-13 1992-12-22 Astec International Ltd. Zero voltage switching power converter
US5291382A (en) 1991-04-10 1994-03-01 Lambda Electronics Inc. Pulse width modulated DC/DC converter with reduced ripple current coponent stress and zero voltage switching capability
DE4121942A1 (de) * 1991-07-03 1993-01-07 Ant Nachrichtentech Resonanzwandler
US5374857A (en) 1992-05-29 1994-12-20 Sgs-Thomson Microelectronics, Inc. Circuit for providing drive current to a motor using a sensefet current sensing device and a fast amplifier
US5282123A (en) * 1992-12-16 1994-01-25 At&T Bell Laboratories Clamped mode DC-DC converter
US5434768A (en) * 1993-02-12 1995-07-18 Rompower Fixed frequency converter switching at zero voltage
US5303138A (en) 1993-04-29 1994-04-12 At&T Bell Laboratories Low loss synchronous rectifier for application to clamped-mode power converters
EP0627810B1 (en) * 1993-05-31 1996-12-18 STMicroelectronics S.r.l. Half-bridge turn-off slew-rate controller using a single capacitor
US5424933A (en) * 1994-01-03 1995-06-13 Avionic Instruments, Inc. Resonant forward converter circuit with control circuit for controlling switching transistor on and off times
US5486752A (en) * 1994-06-17 1996-01-23 Center For Innovative Technology** Zero-current transition PWM converters
US5774350A (en) 1995-04-07 1998-06-30 Sgs-Thomson Microelectronics S.A. Integrated low dissipation power controller
JP2795217B2 (ja) 1995-06-01 1998-09-10 日本電気株式会社 同期整流方式コンバータ
US5973939A (en) 1996-08-29 1999-10-26 Trw Inc. Double forward converter with soft-PWM switching
US5814884C1 (en) 1996-10-24 2002-01-29 Int Rectifier Corp Commonly housed diverse semiconductor die
US5886383A (en) 1997-01-10 1999-03-23 International Rectifier Corporation Integrated schottky diode and mosgated device
US6121545A (en) * 1997-07-11 2000-09-19 Parker-Hannifin Corporation Low closure force EMI shielding spacer gasket
US5812383A (en) 1997-07-31 1998-09-22 Philips Electronics North North America Corporation Low power stand-by for switched-mode power supply circuit with burst mode operation
CA2318433A1 (en) * 1998-02-17 1999-08-19 Parker-Hannifin Corporation Emi shielded vent panel and method

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