JP2769451B2 - 量子化電力変換装置 - Google Patents
量子化電力変換装置Info
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33538—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only of the forward type
- H02M3/33546—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only of the forward type with automatic control of the output voltage or current
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【０００１】
【本発明の属する技術分野】本発明は、量子化電力変換
装置に関する。
装置に関する。
【０００２】
【背景技術】スイッチング電力コンバータは、一連のコ
ンバータ動作サイクルの各サイクルにおいてスイッチを
開閉することによって入力電源から負荷に電力を転送す
る。ここで、かかるコンバータを大きく２つのカテゴリ
に分類することは便利である。すなわち、１つのカテゴ
リはＰＷＭ（パルス幅変調）コンバータであり、このＰ
ＷＭコンバータにおいては、スイッチング過渡状態にお
けるスイッチング電流及び電圧の上昇及び下降（すなわ
ち導通状態から非導通状態の間の変化）は理論的には瞬
時であり、各コンバータ動作サイクルの間におけるスイ
ッチング電流又は電圧を整形するような自然の時定数は
コンバータ内に組み入れられていない。他方、別のカテ
ゴリのコンバータは、“量子化コンバータ”とここでは
総称され、この分類に属するコンバータにおいては、各
動作サイクルの間のスイッチング電圧または電流の上昇
及び下降に対して自然の時定数を生ずるインダクタンス
及びキャパシタンスが存在する。
ンバータ動作サイクルの各サイクルにおいてスイッチを
開閉することによって入力電源から負荷に電力を転送す
る。ここで、かかるコンバータを大きく２つのカテゴリ
に分類することは便利である。すなわち、１つのカテゴ
リはＰＷＭ（パルス幅変調）コンバータであり、このＰ
ＷＭコンバータにおいては、スイッチング過渡状態にお
けるスイッチング電流及び電圧の上昇及び下降（すなわ
ち導通状態から非導通状態の間の変化）は理論的には瞬
時であり、各コンバータ動作サイクルの間におけるスイ
ッチング電流又は電圧を整形するような自然の時定数は
コンバータ内に組み入れられていない。他方、別のカテ
ゴリのコンバータは、“量子化コンバータ”とここでは
総称され、この分類に属するコンバータにおいては、各
動作サイクルの間のスイッチング電圧または電流の上昇
及び下降に対して自然の時定数を生ずるインダクタンス
及びキャパシタンスが存在する。
【０００３】上記した量子化コンバータの１つの分類に
属するコンバータは、“共振タイプ”、“準共振タイ
プ”又は“マルチ共振タイプ”と称され、スイッチの開
又は閉状態の時間に亘って自然の時定数を伴なってスイ
ッチ電流又は電圧が上昇又は下降する種類である。この
種類のコンバータとしては、零電流スイッチングコンバ
ータがある。例えば、“Forward Converter Switching
at Zero Current”と題する米国特許第4,415,959号、
“Boost Switching Power Conversion”と題する米国特
許第 5,321,348号、及びリー（Lee）氏他による“Zero-
Current Switching Quasi-Resonant Converters Operat
ing in a Full-Wave Mode”と題する米国特許第 4,720,
667号に開示されたコンバータである。更に、零電圧ス
イッチングコンバータもある。例えば、リー（Lee)氏他
による“Zero-Voltage Swithing Quasi-Resonant Conve
rters”と題する米国特許第 4,720,668号、及びタビツ
（Tabizg）氏他による“Zero-Voltage Switched Multi-
Resonant Converters Including the Back and Forward
Type”と題する米国特許第 4,857,822号に開示された
コンバータである。かかるコンバータにおいては、イン
ダクタンス及びキャパシタンスが次の２つの重要な作用
をなすのである。すなわち、コンバータ動作サイクルの
各々において、コンバータ内の電圧及び電流の円滑な上
昇及び下降のための特性時間スケールを設定し、更に、
スイッチが零電圧又は零電流において開又は閉となるス
イッチング条件を動作サイクルにおいて設定するのであ
る。他のタイプの量子化コンバータとしては、ＰＷＭ特
性と量子化特性とを組み合せるものであって、“ソフト
−スイッチング”コンバータ、“共振過渡”コンバータ
あるいは“共振スイッチング”コンバータである。この
タイプのコンバータにおいては、自然の時定数が動作サ
イクルのメインスイッチの過渡状態の近傍の部分のみに
おいて（時には“補助”スイッチの過渡状態を伴なっ
て）利用され、動作サイクル中のこれらの部分における
電流又は電圧に対する自然の時定数の効果は、メインス
イッチが低いスイッチングロスにて動作することを可能
にしている。かかる種類のコンバータ及びその動作波形
が図２６及び２７に示されてるい。かかる種類のコント
ローラとしては、例えば、1991年発行のＶＰＥＣ刊行物
シリーズの第IV巻の第193頁に記載されたフワ（Hua）氏
他による“A New Class of Zero-Voltage Switcheed PW
M Converters, High-Frequency Resonant and Soft-Swi
tching PWM Converters”なる記事に開示されている。
このタイプのコンバータがフワ氏他による「ＯＰ．ｃｉ
ｔ．」の第 215頁及びマンマノ（Mammano）氏による199
0年発行のユニトロード（Unitrode）社電力供給設計セ
ミーＳＥＭ−700ハンドブックの“Resonant Mode Conve
rter Topologies‐‐Additional Topics”に開示されて
いる。
属するコンバータは、“共振タイプ”、“準共振タイ
プ”又は“マルチ共振タイプ”と称され、スイッチの開
又は閉状態の時間に亘って自然の時定数を伴なってスイ
ッチ電流又は電圧が上昇又は下降する種類である。この
種類のコンバータとしては、零電流スイッチングコンバ
ータがある。例えば、“Forward Converter Switching
at Zero Current”と題する米国特許第4,415,959号、
“Boost Switching Power Conversion”と題する米国特
許第 5,321,348号、及びリー（Lee）氏他による“Zero-
Current Switching Quasi-Resonant Converters Operat
ing in a Full-Wave Mode”と題する米国特許第 4,720,
667号に開示されたコンバータである。更に、零電圧ス
イッチングコンバータもある。例えば、リー（Lee)氏他
による“Zero-Voltage Swithing Quasi-Resonant Conve
rters”と題する米国特許第 4,720,668号、及びタビツ
（Tabizg）氏他による“Zero-Voltage Switched Multi-
Resonant Converters Including the Back and Forward
Type”と題する米国特許第 4,857,822号に開示された
コンバータである。かかるコンバータにおいては、イン
ダクタンス及びキャパシタンスが次の２つの重要な作用
をなすのである。すなわち、コンバータ動作サイクルの
各々において、コンバータ内の電圧及び電流の円滑な上
昇及び下降のための特性時間スケールを設定し、更に、
スイッチが零電圧又は零電流において開又は閉となるス
イッチング条件を動作サイクルにおいて設定するのであ
る。他のタイプの量子化コンバータとしては、ＰＷＭ特
性と量子化特性とを組み合せるものであって、“ソフト
−スイッチング”コンバータ、“共振過渡”コンバータ
あるいは“共振スイッチング”コンバータである。この
タイプのコンバータにおいては、自然の時定数が動作サ
イクルのメインスイッチの過渡状態の近傍の部分のみに
おいて（時には“補助”スイッチの過渡状態を伴なっ
て）利用され、動作サイクル中のこれらの部分における
電流又は電圧に対する自然の時定数の効果は、メインス
イッチが低いスイッチングロスにて動作することを可能
にしている。かかる種類のコンバータ及びその動作波形
が図２６及び２７に示されてるい。かかる種類のコント
ローラとしては、例えば、1991年発行のＶＰＥＣ刊行物
シリーズの第IV巻の第193頁に記載されたフワ（Hua）氏
他による“A New Class of Zero-Voltage Switcheed PW
M Converters, High-Frequency Resonant and Soft-Swi
tching PWM Converters”なる記事に開示されている。
このタイプのコンバータがフワ氏他による「ＯＰ．ｃｉ
ｔ．」の第 215頁及びマンマノ（Mammano）氏による199
0年発行のユニトロード（Unitrode）社電力供給設計セ
ミーＳＥＭ−700ハンドブックの“Resonant Mode Conve
rter Topologies‐‐Additional Topics”に開示されて
いる。
【０００４】一般的に、量子化コンバータは、導通状態
にあるスイッチ状態を低いロスにて（すなわち零電流又
は零電圧にて）スイッチをターンオン又はターンオフさ
せるようにする手段として自然の時定数（通常は、コン
バータの非理想的なスイッチの上昇及び下降時間よりも
かなり大である）を含んでいる。この点に関し、非理想
的スイッチの開閉の間にかなりの電流及び電圧が存在し
てスイッチングロスを生ずる純粋なＰＷＭコンバータに
対比して、量子化コンバータにおける零電圧又は零電流
におけるスイッチングプロセスはかかるロスを低減させ
る。その結果、変換効率は改善され、コンバータ動作周
波数は増大せしめられ、コンバータ内のエネルギ蓄積素
子のサイズ、すなわち、コンバータ自身のサイズが小さ
く出来るのである。
にあるスイッチ状態を低いロスにて（すなわち零電流又
は零電圧にて）スイッチをターンオン又はターンオフさ
せるようにする手段として自然の時定数（通常は、コン
バータの非理想的なスイッチの上昇及び下降時間よりも
かなり大である）を含んでいる。この点に関し、非理想
的スイッチの開閉の間にかなりの電流及び電圧が存在し
てスイッチングロスを生ずる純粋なＰＷＭコンバータに
対比して、量子化コンバータにおける零電圧又は零電流
におけるスイッチングプロセスはかかるロスを低減させ
る。その結果、変換効率は改善され、コンバータ動作周
波数は増大せしめられ、コンバータ内のエネルギ蓄積素
子のサイズ、すなわち、コンバータ自身のサイズが小さ
く出来るのである。
【０００５】一般に、量子化コンバータの利点が達成さ
れる度合は、一部、動作サイクルにおけるスイッチング
素子の開閉タイミングの精確度に依存している。例え
ば、図１は、米国特許第 4,415,959号に開示された種類
の零電流スイッチング（ＺＣＳ）コンバータ１０を示し
ている。このコンバータの２次及び１次電流Ｉｓ１及び
Ｉｐの波形が図２（Ａ）及び図２（Ｂ）に示されてい
る。この場合、スイッチ２２は２次電流がゼロに復帰し
たとき（すなわちｔ＝ｔ４）に精確に開放されている。
１次電流Ｉｐは、１次換算２次電流Ｉｓ１／Ｎ（Ｎはト
ランス１５の巻数比）及びトランス磁化電流Ｉｍａｇ１
の和に等しい故、スイッチ２２が開のときはＩｐ（ｔ
４）＝Ｉｍａｇ１（ｔ４）となる。一般に、適当に設計
されたＺＣＳコンバータにおいては、Ｉｍａｇ１（ｔ
４）の値は、１次電流Ｉｐのピーク値に対して、非常に
小さく、ｔ＝ｔ４におけるスイッチ開放に伴なうロスは
小さい。しかし乍ら、例えば、図３（Ａ）のｔ＝ｔｅの
時点で、あまりにも早く開放した場合、スイッチは、Ｉ
ｍａｇ１（ｔ４）よりかなり大なる電流Ｉｐ（ｔｅ）を
遮断する。他方、図３Ｂに示された（例えばｔ＝ｔｍａ
時点）如く、スイッチがあまりにも遅く開放されたと
き、スイッチは、電流Ｉｍａｇ（ｔ４）より大なる電流
を遮断することになる。いずれの場合も、スイッチタイ
ミングの不精確さによってスイッチングロスが増大し、
変換効率が低下し、かつコンバータから発せられるノイ
ズが増大する。
れる度合は、一部、動作サイクルにおけるスイッチング
素子の開閉タイミングの精確度に依存している。例え
ば、図１は、米国特許第 4,415,959号に開示された種類
の零電流スイッチング（ＺＣＳ）コンバータ１０を示し
ている。このコンバータの２次及び１次電流Ｉｓ１及び
Ｉｐの波形が図２（Ａ）及び図２（Ｂ）に示されてい
る。この場合、スイッチ２２は２次電流がゼロに復帰し
たとき（すなわちｔ＝ｔ４）に精確に開放されている。
１次電流Ｉｐは、１次換算２次電流Ｉｓ１／Ｎ（Ｎはト
ランス１５の巻数比）及びトランス磁化電流Ｉｍａｇ１
の和に等しい故、スイッチ２２が開のときはＩｐ（ｔ
４）＝Ｉｍａｇ１（ｔ４）となる。一般に、適当に設計
されたＺＣＳコンバータにおいては、Ｉｍａｇ１（ｔ
４）の値は、１次電流Ｉｐのピーク値に対して、非常に
小さく、ｔ＝ｔ４におけるスイッチ開放に伴なうロスは
小さい。しかし乍ら、例えば、図３（Ａ）のｔ＝ｔｅの
時点で、あまりにも早く開放した場合、スイッチは、Ｉ
ｍａｇ１（ｔ４）よりかなり大なる電流Ｉｐ（ｔｅ）を
遮断する。他方、図３Ｂに示された（例えばｔ＝ｔｍａ
時点）如く、スイッチがあまりにも遅く開放されたと
き、スイッチは、電流Ｉｍａｇ（ｔ４）より大なる電流
を遮断することになる。いずれの場合も、スイッチタイ
ミングの不精確さによってスイッチングロスが増大し、
変換効率が低下し、かつコンバータから発せられるノイ
ズが増大する。
【０００６】他の例として、米国特許第 4,857,822号に
開示された如き従来の零電圧スイッチング（ＺＶＳ）フ
ォワードコンバータ７の構成及び動作波形が図２１及び
図２２に示されている。このＺＶＳコンバータにおいて
は、スイッチ１１の閉成は、ゼロ電圧（図２２のｔ＝ｔ
４のタイミング）において生じている。もし、このスイ
ッチがタイミングｔ４より早いか遅い時点で閉成した場
合、スイッチ閉成時点におけるスイッチ間電圧Ｖｓｗは
ゼロではなく、上記した如きＺＣＳコンバータにおける
不精確なスイッチタイミングと同様な問題を招来する。
開示された如き従来の零電圧スイッチング（ＺＶＳ）フ
ォワードコンバータ７の構成及び動作波形が図２１及び
図２２に示されている。このＺＶＳコンバータにおいて
は、スイッチ１１の閉成は、ゼロ電圧（図２２のｔ＝ｔ
４のタイミング）において生じている。もし、このスイ
ッチがタイミングｔ４より早いか遅い時点で閉成した場
合、スイッチ閉成時点におけるスイッチ間電圧Ｖｓｗは
ゼロではなく、上記した如きＺＣＳコンバータにおける
不精確なスイッチタイミングと同様な問題を招来する。
【０００７】図１において、ＺＣＳコンバータにおける
スイッチターンオフ信号の生成方法の従来例が示されて
いる。図１において、スイッチターンオフセンサ８０
は、電流トランス８２、一対のダイオード８４，８６及
びバイアス電源８８を含んでいる。そして、スイッチ２
２がｔ＝ｔ１の時点で閉成したとき、１次電流Ｉｐが電
流トランスの１次巻線８３を流れる。この１次電流は、
２次電流Ｉｓ２を生ぜしめ、この２次電流Ｉｓ２は電流
トランスの２次巻線８５及びダイオード８４，８６を流
れて、１つのダイオードドロップに等しい負電圧を有す
る電圧Ｖｔを生ずる。図４（Ｂ）において示した如く、
電流トランスの２次電流Ｉｓ２は、電流トランス８２の
１次電流Ｉｐ（図４（Ａ））及び磁化電流Ｉｍａｇ２
（図４（Ａ））の差に等しい故、電流Ｉｓ２は電流Ｉｐ
より“先行して”ｔ＝ｔ４に先立つタイミングｔ＝ｔｘ
（トランス１５の２次電流Ｉｓ１がゼロに復帰する時
点）においてＩｓ１が反転する。電流Ｉｓ２が反転する
と、ダイオード８４，８６が導通を停止して、電圧Ｖｔ
はダイオードの寄生インピーダンスを介して急激に正に
なる。この正電圧は、比較器７１の出力を正になさし
め、ラッチ７２をリセットしてスイッチをターンオフせ
しめる。実際上、時間差（すなわち図４のｔ４−ｔｘ）
が、比較器７１及びラッチ７２の動作遅れ及びスイッチ
２２の応答時間等の非理想的素子における回路動作遅れ
を補償するように電流トランスの設計が調整される。図
２１及び図２６のＺＣＳコンバータにおけるスイッチ１
１，311の閉成方法の従来例が図２３に示されている。
図２３の構成においては、例えば、図２２のタイミング
ｔ＝ｔ２において、ターンオフパルスがフリップフロッ
プ１９をリセットしてスイッチをターンオフする。スイ
ッチ間電圧Ｖｓｗがｔ＝ｔ４のタイミングにおいてゼロ
に戻ると、比較器１３の出力の立ち上りエッジがフリッ
プフロップ１９をトリガして、スイッチをターンオンさ
せる。
スイッチターンオフ信号の生成方法の従来例が示されて
いる。図１において、スイッチターンオフセンサ８０
は、電流トランス８２、一対のダイオード８４，８６及
びバイアス電源８８を含んでいる。そして、スイッチ２
２がｔ＝ｔ１の時点で閉成したとき、１次電流Ｉｐが電
流トランスの１次巻線８３を流れる。この１次電流は、
２次電流Ｉｓ２を生ぜしめ、この２次電流Ｉｓ２は電流
トランスの２次巻線８５及びダイオード８４，８６を流
れて、１つのダイオードドロップに等しい負電圧を有す
る電圧Ｖｔを生ずる。図４（Ｂ）において示した如く、
電流トランスの２次電流Ｉｓ２は、電流トランス８２の
１次電流Ｉｐ（図４（Ａ））及び磁化電流Ｉｍａｇ２
（図４（Ａ））の差に等しい故、電流Ｉｓ２は電流Ｉｐ
より“先行して”ｔ＝ｔ４に先立つタイミングｔ＝ｔｘ
（トランス１５の２次電流Ｉｓ１がゼロに復帰する時
点）においてＩｓ１が反転する。電流Ｉｓ２が反転する
と、ダイオード８４，８６が導通を停止して、電圧Ｖｔ
はダイオードの寄生インピーダンスを介して急激に正に
なる。この正電圧は、比較器７１の出力を正になさし
め、ラッチ７２をリセットしてスイッチをターンオフせ
しめる。実際上、時間差（すなわち図４のｔ４−ｔｘ）
が、比較器７１及びラッチ７２の動作遅れ及びスイッチ
２２の応答時間等の非理想的素子における回路動作遅れ
を補償するように電流トランスの設計が調整される。図
２１及び図２６のＺＣＳコンバータにおけるスイッチ１
１，311の閉成方法の従来例が図２３に示されている。
図２３の構成においては、例えば、図２２のタイミング
ｔ＝ｔ２において、ターンオフパルスがフリップフロッ
プ１９をリセットしてスイッチをターンオフする。スイ
ッチ間電圧Ｖｓｗがｔ＝ｔ４のタイミングにおいてゼロ
に戻ると、比較器１３の出力の立ち上りエッジがフリッ
プフロップ１９をトリガして、スイッチをターンオンさ
せる。
【０００８】
【発明の概要】本発明は、入力電源から負荷に供給され
る電力を変換する為に用いる回路を提供することを目的
としている。当該回路は量子化コンバータであり、この
量子化コンバータはその動作サイクルの各々において導
通状態及び非導通状態の間を移行するように制御される
スイッチを含んでいる。そして、このスイッチを制御す
るスイッチコントローラは、動作サイクルにおけるスイ
ッチの開閉動作の生ずる実際の時刻（ｉ）と所望の動作
時刻（ii）との間のエラーを先行する動作サイクルにお
いて生じる動作タイミングのエラーに関する情報に基づ
いて低減させるのである。
る電力を変換する為に用いる回路を提供することを目的
としている。当該回路は量子化コンバータであり、この
量子化コンバータはその動作サイクルの各々において導
通状態及び非導通状態の間を移行するように制御される
スイッチを含んでいる。そして、このスイッチを制御す
るスイッチコントローラは、動作サイクルにおけるスイ
ッチの開閉動作の生ずる実際の時刻（ｉ）と所望の動作
時刻（ii）との間のエラーを先行する動作サイクルにお
いて生じる動作タイミングのエラーに関する情報に基づ
いて低減させるのである。
【０００９】本発明の実施例は次のような特徴を含んで
いる。まず、当該量子化コンバータは零電流スイッチン
グコンバータ、零電圧スイッチングコンバータ又は共振
スイッチングコンバータであり得る。上記した所望の時
刻すなわちタイミングは、動作サイクルにおいて、コン
バータを流れる電流値が所定値に達した時、あるいはス
イッチングを流れる電流を示す電流の値が所定値に達し
たとき、あるいはスイッチング電流が所定の値に達した
とき、あるいはコンバータ内の電圧が所定値に達したと
き、あるいはスイッチ間電圧が所定値に達したときのタ
イミングに対応する。上記した所定値とはほぼ零であり
得る。また、上記したエラーはほぼ零にまで低減され得
る。また、上記したスイッチコントローラは動作サイク
ルにおける過渡状態の生じるタイミング、あるいは動作
サイクルにおけるスイッチ電流を示す電流が所定値に達
するタイミング、あるいは動作サイクルにおいてスイッ
チ間電圧を示す電圧が所定値に達するタイミングを検出
することができる。また、該コントローラは、動作サイ
クルにおいてスイッチの過渡状態が生ずる第１タイミン
グを検出する第１ディテクタを含んでいる。さらに、第
２ディテクタは、動作サイクルにおいてスイッチ電流を
示す電流が所定値に達するか又はスイッチ間電圧を示す
電圧が所定値に達する第２タイミングを検出する。コン
トロール素子は上記した第１タイミング及び第２タイミ
ングの差に基づいて次の動作サイクルにおける第１タイ
ミングを制御するのである。
いる。まず、当該量子化コンバータは零電流スイッチン
グコンバータ、零電圧スイッチングコンバータ又は共振
スイッチングコンバータであり得る。上記した所望の時
刻すなわちタイミングは、動作サイクルにおいて、コン
バータを流れる電流値が所定値に達した時、あるいはス
イッチングを流れる電流を示す電流の値が所定値に達し
たとき、あるいはスイッチング電流が所定の値に達した
とき、あるいはコンバータ内の電圧が所定値に達したと
き、あるいはスイッチ間電圧が所定値に達したときのタ
イミングに対応する。上記した所定値とはほぼ零であり
得る。また、上記したエラーはほぼ零にまで低減され得
る。また、上記したスイッチコントローラは動作サイク
ルにおける過渡状態の生じるタイミング、あるいは動作
サイクルにおけるスイッチ電流を示す電流が所定値に達
するタイミング、あるいは動作サイクルにおいてスイッ
チ間電圧を示す電圧が所定値に達するタイミングを検出
することができる。また、該コントローラは、動作サイ
クルにおいてスイッチの過渡状態が生ずる第１タイミン
グを検出する第１ディテクタを含んでいる。さらに、第
２ディテクタは、動作サイクルにおいてスイッチ電流を
示す電流が所定値に達するか又はスイッチ間電圧を示す
電圧が所定値に達する第２タイミングを検出する。コン
トロール素子は上記した第１タイミング及び第２タイミ
ングの差に基づいて次の動作サイクルにおける第１タイ
ミングを制御するのである。
【００１０】該コントローラは、動作サイクルにおける
経過時間を示す第１信号Ｖｒを第２信号Ｖｓｃと比較し
て、該第１信号が該第２信号に等しくなったとき過渡状
態の１つを開始せしめる。該第２信号Ｖｓｃは、先行す
るエラーの値に基づいて該コントローラによって調整さ
れる第３信号Ｖｓに等しくなるように設定される。上記
した経過時間とは、１つの動作サイクルにおいて他の過
渡状態の発生タイミングと実際の発生タイミングとの差
を示している。該コントローラは、該第３信号Ｖｓを調
整して該エラーをほぼ零に低減させる。第２信号Ｖｓｃ
の値は、（ｉ）Ｖｓの値が最小値Ｖｓｃmin及び最大値
Ｖｓｃmaxによって画定される範囲内にあるときは第３
信号Ｖｓｃの値に、（ii）Ｖｓ＜ＶｓｃminのときはＶ
ｓｃminに、（iii)Ｖｃ＞ＶｓｃmaxのときはＶｓｃmax
に、等しくなるように設定される。ここで、Ｖｓｃmin
及びＶｓｃmaxの値は、スイッチが一方の状態に止まる
ことが出来る最小及び最大回数に制限を設けるように調
整され得る。この制限はスイッチがオン状態にある時の
最小及び最大値を設定する。この制限値Ｖｓｃmin及び
Ｖｓｃmaxは入力電源電圧の関数であり得る。次の動作
サイクルの開始が実際の動作サイクルの生じた後の所定
時間に亘って禁止されることがある。コンバータのデュ
ーティサイクルはスイッチ間電圧が所定の値Ｖｐを越え
させるような値をとることを禁止される。該量子化コン
バータが零電流スイッチングコンバータである時は、コ
ンバータの安定動作状態は非導通スイッチング状態にお
いては禁止される。
経過時間を示す第１信号Ｖｒを第２信号Ｖｓｃと比較し
て、該第１信号が該第２信号に等しくなったとき過渡状
態の１つを開始せしめる。該第２信号Ｖｓｃは、先行す
るエラーの値に基づいて該コントローラによって調整さ
れる第３信号Ｖｓに等しくなるように設定される。上記
した経過時間とは、１つの動作サイクルにおいて他の過
渡状態の発生タイミングと実際の発生タイミングとの差
を示している。該コントローラは、該第３信号Ｖｓを調
整して該エラーをほぼ零に低減させる。第２信号Ｖｓｃ
の値は、（ｉ）Ｖｓの値が最小値Ｖｓｃmin及び最大値
Ｖｓｃmaxによって画定される範囲内にあるときは第３
信号Ｖｓｃの値に、（ii）Ｖｓ＜ＶｓｃminのときはＶ
ｓｃminに、（iii)Ｖｃ＞ＶｓｃmaxのときはＶｓｃmax
に、等しくなるように設定される。ここで、Ｖｓｃmin
及びＶｓｃmaxの値は、スイッチが一方の状態に止まる
ことが出来る最小及び最大回数に制限を設けるように調
整され得る。この制限はスイッチがオン状態にある時の
最小及び最大値を設定する。この制限値Ｖｓｃmin及び
Ｖｓｃmaxは入力電源電圧の関数であり得る。次の動作
サイクルの開始が実際の動作サイクルの生じた後の所定
時間に亘って禁止されることがある。コンバータのデュ
ーティサイクルはスイッチ間電圧が所定の値Ｖｐを越え
させるような値をとることを禁止される。該量子化コン
バータが零電流スイッチングコンバータである時は、コ
ンバータの安定動作状態は非導通スイッチング状態にお
いては禁止される。
【００１１】上記した第１信号は経過時間の増大に伴っ
て増大する。また、第２信号は該エラーが負のときは増
大し、該エラーが正のときは減少する。スイッチ間電圧
の変化率又は電流の変化率が検知される。該スイッチは
MOSFETであってもよく、該MOSFETの閾値電圧をゲート・
ソース電圧がよぎるタイミングが検知される。また、ア
イソレーショントランス及びリセット回路がトランスの
巻線に接続されて、トランスの磁気コアをリセットし、
巻線及びリセット回路の間を流れる磁化電流の変化が検
知される。この場合、電流トランスを検知のために用い
ることができる。磁気的部品を流れる電流によって生ず
る磁束が検知され得る。該コンバータは漏洩インダクタ
ンストランスを含むことがあり、その場合、トランスか
ら生ずる漏洩磁束が検知される。その検知の為に、トラ
ンス近傍に導通ループが配置される。
て増大する。また、第２信号は該エラーが負のときは増
大し、該エラーが正のときは減少する。スイッチ間電圧
の変化率又は電流の変化率が検知される。該スイッチは
MOSFETであってもよく、該MOSFETの閾値電圧をゲート・
ソース電圧がよぎるタイミングが検知される。また、ア
イソレーショントランス及びリセット回路がトランスの
巻線に接続されて、トランスの磁気コアをリセットし、
巻線及びリセット回路の間を流れる磁化電流の変化が検
知される。この場合、電流トランスを検知のために用い
ることができる。磁気的部品を流れる電流によって生ず
る磁束が検知され得る。該コンバータは漏洩インダクタ
ンストランスを含むことがあり、その場合、トランスか
ら生ずる漏洩磁束が検知される。その検知の為に、トラ
ンス近傍に導通ループが配置される。
【００１２】全体として、本発明は方法及びコントロー
ラ自身に関する。本発明の種々の利点及び他の特徴は以
下の詳細に説明及び特許請求の範囲から明らかである。
ラ自身に関する。本発明の種々の利点及び他の特徴は以
下の詳細に説明及び特許請求の範囲から明らかである。
【００１３】
【実施例】量子化コンバータにおいては、各動作サイク
ルにおいて、スイッチ過渡状態が生ずる時点は、スイッ
チ電圧又はスイッチ電流の上昇及び下降の時間スケール
を定めるコンバータ内の自然の時定数によって一部若し
くは全部が定められる。従って、例えば、図１に示すア
イソレーション零電流スイッチングコンバータにおいて
は、２次電流が零に復帰するタイミングに精確に合わせ
たタイミングにてスイッチを開放することが望ましいと
言える。なんとなれば、図１，２及び３を参照して既に
説明したようにこの時点においては、スイッチが電流Ｉ
ｐの最小値を遮断することが望まれるからである。しか
し乍ら、図２１のアイソレーション零電圧スイッチング
コンバータにおいては、該スイッチはスイッチ電圧が零
に復帰するタイミング（すなわちｔ＝ｔ４，図２２）に
精確に等しいタイミングにて閉成されねばならない。一
方、図２６に示された共振スイッチングコンバータにお
いては、スイッチ“Ｓ”311はスイッチ間電圧が零に復
帰するタイミングＴ３（図２７）に精確に等しいタイミ
ングにて閉成せしめられる。
ルにおいて、スイッチ過渡状態が生ずる時点は、スイッ
チ電圧又はスイッチ電流の上昇及び下降の時間スケール
を定めるコンバータ内の自然の時定数によって一部若し
くは全部が定められる。従って、例えば、図１に示すア
イソレーション零電流スイッチングコンバータにおいて
は、２次電流が零に復帰するタイミングに精確に合わせ
たタイミングにてスイッチを開放することが望ましいと
言える。なんとなれば、図１，２及び３を参照して既に
説明したようにこの時点においては、スイッチが電流Ｉ
ｐの最小値を遮断することが望まれるからである。しか
し乍ら、図２１のアイソレーション零電圧スイッチング
コンバータにおいては、該スイッチはスイッチ電圧が零
に復帰するタイミング（すなわちｔ＝ｔ４，図２２）に
精確に等しいタイミングにて閉成されねばならない。一
方、図２６に示された共振スイッチングコンバータにお
いては、スイッチ“Ｓ”311はスイッチ間電圧が零に復
帰するタイミングＴ３（図２７）に精確に等しいタイミ
ングにて閉成せしめられる。
【００１４】ところが、スイッチ制御信号を生成する従
来の方法においては、信号生成のために電流又は電圧測
定が用いられ、このような方法はスイッチングが常に理
想的なタイミングで生ずることを保証することが出来な
い。例えば、上記した図１の電流センサ８０において、
“タイム・リード”の値（すなわち図４におけるｔｘ及
びｔ４の間の時間差）は電流トランス８２の磁気的特性
及びダイオード８４，８６の特性の関数であり、これら
の素子の特性は例えば温度のような周囲条件及びユニッ
ト毎のバラツキによって変化するのである。他方、要求
されるタイム・リードの大きさは、回路素子（比較器７
１、ラッチ７２等）に伴なう回路遅延、スイッチ２２の
特性及びコンバータ負荷及びコンバータ入力電圧の双方
の関数である。なんとなれば、時刻ｔ４及び時刻ｔ＝ｔ
４における電流変化率（図２）は共にＩｏ及びＶｉｎに
依存しているからである。よって、センサのタイム・リ
ード特性及び該タイム・リードを保証すると想定される
回路遅延特性の双方は、互いに独立に変化し、従って、
一方を他方の関数として調整するメカニズムは存在しな
い故、コンバータ動作及び周囲条件の狭い範囲を除いて
全体として理想的なスイッチターンオフタイミングを与
える構成は実際上不可能である。図２３に示したスイッ
チコントロール回路についても同様な事が言える。すな
わち、図２１及び２６のＺＶＳコンバータにおけるスイ
ッチ１１及び 311の閉成タイミングはユニット毎のバラ
ツキ及び回路定数の周囲条件に応じた変化、スイッチコ
ントロール回路及びスイッチの閾値、許容誤差及び遅延
による不精確さが生ずるのである。
来の方法においては、信号生成のために電流又は電圧測
定が用いられ、このような方法はスイッチングが常に理
想的なタイミングで生ずることを保証することが出来な
い。例えば、上記した図１の電流センサ８０において、
“タイム・リード”の値（すなわち図４におけるｔｘ及
びｔ４の間の時間差）は電流トランス８２の磁気的特性
及びダイオード８４，８６の特性の関数であり、これら
の素子の特性は例えば温度のような周囲条件及びユニッ
ト毎のバラツキによって変化するのである。他方、要求
されるタイム・リードの大きさは、回路素子（比較器７
１、ラッチ７２等）に伴なう回路遅延、スイッチ２２の
特性及びコンバータ負荷及びコンバータ入力電圧の双方
の関数である。なんとなれば、時刻ｔ４及び時刻ｔ＝ｔ
４における電流変化率（図２）は共にＩｏ及びＶｉｎに
依存しているからである。よって、センサのタイム・リ
ード特性及び該タイム・リードを保証すると想定される
回路遅延特性の双方は、互いに独立に変化し、従って、
一方を他方の関数として調整するメカニズムは存在しな
い故、コンバータ動作及び周囲条件の狭い範囲を除いて
全体として理想的なスイッチターンオフタイミングを与
える構成は実際上不可能である。図２３に示したスイッ
チコントロール回路についても同様な事が言える。すな
わち、図２１及び２６のＺＶＳコンバータにおけるスイ
ッチ１１及び 311の閉成タイミングはユニット毎のバラ
ツキ及び回路定数の周囲条件に応じた変化、スイッチコ
ントロール回路及びスイッチの閾値、許容誤差及び遅延
による不精確さが生ずるのである。
【００１５】本発明によるスイッチコントローラは量子
化コンバータにおけるスイッチングタイミングを理想ス
イッチングタイミングに近づけるように調整し、回路素
子定数における変化またはコンバータ動作及び周囲条件
による回路遅延の変化にも拘らずスイッチングタイミン
グを良好に調整できるのである。かかるスイッチコント
ローラの動作原理がＺＣＳコンバータに用いるようにし
て図５乃至図８において示されている。図５は、図１の
ＺＣＳコンバータ１０の一部を示しており、図１のスイ
ッチコントローラ７０は本発明によるスイッチコントロ
ーラ９０と置換されている。スイッチコントローラ９０
は傾斜（ランプ）波形ジェネレータ９２、サーボ電圧コ
ントローラ９４、比較器９６及びフリップフロップ９８
からなる。フリップフロップの出力はスイッチ２２を制
御し、フリップフロップがセットされた時スイッチは活
性化され、フリップフロップがリセットされたときスイ
ッチは不活性とされる。ここで、まず、フリップフロッ
プがリセットされたとすると、ランプ波形ジェネレータ
の出力Ｖｒは零ボルトであり、サーボ電圧コントローラ
の出力Ｖｓは零より大なるある値をとる。ｔ＝ｔａの時
点においてターンオンパルスがスイッチコントローラ９
０に供給され、フリップフロップをセットしてスイッチ
２２を活性化してランプ波形ジェネレータをも活性化す
る。図６に示したように、ランプ波形ジェネレータが活
性化されると電圧Ｖｒがリニアに増加し始める電圧Ｖｒ
がＶｓに等しくなったとき、比較器９６の出力はハイに
なり、ランプ波形ジェネレータに電圧Ｖｒを減少し始め
るように指令し、フリップフロップをリセットし、不活
性化する。図６に示したように、Ｖｓのいくつかの値
（すなわちＶｓ1、Ｖｓ2及びＶｓ3）は異なる時点（す
なわちｔｂ，ｔｃ及びｔｄ）においてスイッチを不活性
化せしめる。スイッチが活性化される時間長はＶｓが増
大すると増大し、Ｖｓが減少すると減少する。ここで、
“不活性化”なる術語及び“活性化”なる術語はスイッ
チ２２の制御に用いられてスイッチをターンオフ又はタ
ーンオフせしめる信号を供給することを表現するために
用いられる。該スイッチが不活性化又は活性化される時
点はスイッチが実際に非導通又は導通状態になる時点に
対応したりしなかったりする。例えば、スイッチがバイ
ポーラトランジスタからなる場合このスイッチはベース
電流を遮断するとによって“不活性化”される。しかし
乍ら、かかる素子における蓄積または遅延時間は不活性
化信号の発生の後にかなり長い時間に亘って該スイッチ
が導通状態にあるようにするのである。２つの信号ＥＯ
Ｃ及びＥＮＤはサーボ電圧コントローラ９４に供給され
る。信号ＥＯＣは、アイソレーションＺＣＳコンバータ
の２次電流Ｉｓ１が零となるタイミングを示し、信号Ｅ
ＮＤはスイッチング素子２２が非導通状態となるタイミ
ングを示している。サーボコントローラは信号ＥＯＣ及
びＥＮＤの相対的な発生タイミングに基づいてサーボ電
圧Ｖｓの値を調整する。もし信号ＥＮＤが信号ＥＯＣを
上回ったとき、Ｖｓの値は増大せしめられて、次のサイ
クルにおけるスイッチの活性化状態の時間長を増大せし
める。また、信号ＥＯＣが信号ＥＮＤを上回るとき、Ｖ
ｓの値が減少して次のサイクルにスイッチが活性化され
る時間の長さが減少せしめられる。このことによって、
Ｖｓはある値に収斂して、スイッチが非導通状態となる
タイミングが２次電流が零となるタイミングにほぼ等し
くなるのであり、このことが図７及び８に示されてい
る。
化コンバータにおけるスイッチングタイミングを理想ス
イッチングタイミングに近づけるように調整し、回路素
子定数における変化またはコンバータ動作及び周囲条件
による回路遅延の変化にも拘らずスイッチングタイミン
グを良好に調整できるのである。かかるスイッチコント
ローラの動作原理がＺＣＳコンバータに用いるようにし
て図５乃至図８において示されている。図５は、図１の
ＺＣＳコンバータ１０の一部を示しており、図１のスイ
ッチコントローラ７０は本発明によるスイッチコントロ
ーラ９０と置換されている。スイッチコントローラ９０
は傾斜（ランプ）波形ジェネレータ９２、サーボ電圧コ
ントローラ９４、比較器９６及びフリップフロップ９８
からなる。フリップフロップの出力はスイッチ２２を制
御し、フリップフロップがセットされた時スイッチは活
性化され、フリップフロップがリセットされたときスイ
ッチは不活性とされる。ここで、まず、フリップフロッ
プがリセットされたとすると、ランプ波形ジェネレータ
の出力Ｖｒは零ボルトであり、サーボ電圧コントローラ
の出力Ｖｓは零より大なるある値をとる。ｔ＝ｔａの時
点においてターンオンパルスがスイッチコントローラ９
０に供給され、フリップフロップをセットしてスイッチ
２２を活性化してランプ波形ジェネレータをも活性化す
る。図６に示したように、ランプ波形ジェネレータが活
性化されると電圧Ｖｒがリニアに増加し始める電圧Ｖｒ
がＶｓに等しくなったとき、比較器９６の出力はハイに
なり、ランプ波形ジェネレータに電圧Ｖｒを減少し始め
るように指令し、フリップフロップをリセットし、不活
性化する。図６に示したように、Ｖｓのいくつかの値
（すなわちＶｓ1、Ｖｓ2及びＶｓ3）は異なる時点（す
なわちｔｂ，ｔｃ及びｔｄ）においてスイッチを不活性
化せしめる。スイッチが活性化される時間長はＶｓが増
大すると増大し、Ｖｓが減少すると減少する。ここで、
“不活性化”なる術語及び“活性化”なる術語はスイッ
チ２２の制御に用いられてスイッチをターンオフ又はタ
ーンオフせしめる信号を供給することを表現するために
用いられる。該スイッチが不活性化又は活性化される時
点はスイッチが実際に非導通又は導通状態になる時点に
対応したりしなかったりする。例えば、スイッチがバイ
ポーラトランジスタからなる場合このスイッチはベース
電流を遮断するとによって“不活性化”される。しかし
乍ら、かかる素子における蓄積または遅延時間は不活性
化信号の発生の後にかなり長い時間に亘って該スイッチ
が導通状態にあるようにするのである。２つの信号ＥＯ
Ｃ及びＥＮＤはサーボ電圧コントローラ９４に供給され
る。信号ＥＯＣは、アイソレーションＺＣＳコンバータ
の２次電流Ｉｓ１が零となるタイミングを示し、信号Ｅ
ＮＤはスイッチング素子２２が非導通状態となるタイミ
ングを示している。サーボコントローラは信号ＥＯＣ及
びＥＮＤの相対的な発生タイミングに基づいてサーボ電
圧Ｖｓの値を調整する。もし信号ＥＮＤが信号ＥＯＣを
上回ったとき、Ｖｓの値は増大せしめられて、次のサイ
クルにおけるスイッチの活性化状態の時間長を増大せし
める。また、信号ＥＯＣが信号ＥＮＤを上回るとき、Ｖ
ｓの値が減少して次のサイクルにスイッチが活性化され
る時間の長さが減少せしめられる。このことによって、
Ｖｓはある値に収斂して、スイッチが非導通状態となる
タイミングが２次電流が零となるタイミングにほぼ等し
くなるのであり、このことが図７及び８に示されてい
る。
【００１６】図７（Ａ）ないし図７（Ｅ）は図５の回路
の動作の波形を示しており、特に、２次電流が零に復帰
する時点（すなわち時刻ｔ＝ｔ２）を越えてスイッチが
導通し続けてスイッチのターンオフが遅れた場合を示し
ている。既に検討したように、スイッチのターンオフの
遅れによってスイッチ２２は２次電流が零に復帰した後
も導通状態を続けてその間に（図７（Ｂ）の時刻ｔ２及
びｔ３の間）増大した値の磁化電流を流しつづけるので
ある。この場合、図７（Ｃ）において示したように、一
次電流の導関数（すなわち変化率を示す信号）は、２次
電流が零になる時点において正方向に立ち上るエッジを
呈し、この立ち上りエッジがＥＯＣ信号（図７Ｄ））を
生成するために用いられる。ｔ＝ｔ３の時点で、スイッ
チが導通状態になると、スイッチ電圧が上昇を開始し
（図７（Ａ））、スイッチ間電圧の正の変化率はＥＮＤ
信号（図７（Ｅ））を生成するために用いられる。信号
ＥＯＣは、上記したように信号ＥＮＤに先行し、サーボ
電圧コントローラはＶｓを高い値に増加せしめる。他方
スイッチが余りにも早くターンオフされたときすなわ
ち、２次電流が自然に零に復帰する時点に先立って非導
通状態となったとき、信号は図８（Ａ）乃至図８（Ｅ）
に示すように変化する。図８（Ａ）及び図８（Ｂ）に示
したようにコンバータの２次電流が自然に零に復帰する
時点（すなわち時刻ｔ７，図８（Ｂ））に先立ってスイ
ッチ電圧Ｖｓｗが上昇し、一次電流Ｉｐがチョッピング
される。そして、時刻ｔ５におけるスイッチ電圧の正方
向変化が信号ＥＮＤを生成する（図８（Ｅ））。スイッ
チ電流が消滅したとき（時刻ｔ５及びｔ６の間，図８
（Ｂ））、一次電流の時間導関数（図８（Ｃ））は急激
に負になる。時刻ｔ６において、電流Ｉｐが零になる
と、Ｉｐの時間導関数は正の立上りエッジを呈し、これ
は信号ＥＯＣを生成するのに用いられる（図８
（Ｄ））。よって、信号ＥＮＤは信号ＥＯＣより先に発
生し、上記した如くサーボ電圧コントローラはＶｓをよ
り低い値に増加せしめる。
の動作の波形を示しており、特に、２次電流が零に復帰
する時点（すなわち時刻ｔ＝ｔ２）を越えてスイッチが
導通し続けてスイッチのターンオフが遅れた場合を示し
ている。既に検討したように、スイッチのターンオフの
遅れによってスイッチ２２は２次電流が零に復帰した後
も導通状態を続けてその間に（図７（Ｂ）の時刻ｔ２及
びｔ３の間）増大した値の磁化電流を流しつづけるので
ある。この場合、図７（Ｃ）において示したように、一
次電流の導関数（すなわち変化率を示す信号）は、２次
電流が零になる時点において正方向に立ち上るエッジを
呈し、この立ち上りエッジがＥＯＣ信号（図７Ｄ））を
生成するために用いられる。ｔ＝ｔ３の時点で、スイッ
チが導通状態になると、スイッチ電圧が上昇を開始し
（図７（Ａ））、スイッチ間電圧の正の変化率はＥＮＤ
信号（図７（Ｅ））を生成するために用いられる。信号
ＥＯＣは、上記したように信号ＥＮＤに先行し、サーボ
電圧コントローラはＶｓを高い値に増加せしめる。他方
スイッチが余りにも早くターンオフされたときすなわ
ち、２次電流が自然に零に復帰する時点に先立って非導
通状態となったとき、信号は図８（Ａ）乃至図８（Ｅ）
に示すように変化する。図８（Ａ）及び図８（Ｂ）に示
したようにコンバータの２次電流が自然に零に復帰する
時点（すなわち時刻ｔ７，図８（Ｂ））に先立ってスイ
ッチ電圧Ｖｓｗが上昇し、一次電流Ｉｐがチョッピング
される。そして、時刻ｔ５におけるスイッチ電圧の正方
向変化が信号ＥＮＤを生成する（図８（Ｅ））。スイッ
チ電流が消滅したとき（時刻ｔ５及びｔ６の間，図８
（Ｂ））、一次電流の時間導関数（図８（Ｃ））は急激
に負になる。時刻ｔ６において、電流Ｉｐが零になる
と、Ｉｐの時間導関数は正の立上りエッジを呈し、これ
は信号ＥＯＣを生成するのに用いられる（図８
（Ｄ））。よって、信号ＥＮＤは信号ＥＯＣより先に発
生し、上記した如くサーボ電圧コントローラはＶｓをよ
り低い値に増加せしめる。
【００１７】本発明によるスイッチコントロール装置
は、スイッチングタイミングのエラー（すなわち、スイ
ッチが非導通になった時刻から２次電流が零になる時刻
までの時間差）の存在を監視して、このエラーの存在を
次の動作サイクルにおけるエラーの存在を監視して、こ
のエラーの存在を次の動作サイクルにおけるエラーの大
きさを減少させるように用いて、回路遅延、周囲又は動
作条件による変動、入力電圧又は負荷の変化、異常動作
状態の発生、等々の原因により生じ得るタイミングエラ
ーを自動的に保証する。その結果、コンバータ効率が改
善され、コンバータノイズ及びスイッチに与えられる過
電圧が低減する。上記した特別なスイッチコントロール
プロセスにおいて閉ループフィードバック技術が用いら
れて、スイッチが不活性化されるタイミングを調整して
２次電流が零に復帰するタイミングで常にスイッチが非
導通となるようにしている。かかるエラーの低減の為に
は他の技術（例えば、フィードフォワードコントロー
ル）を用いることも出来る。ここで、あるコンバータ動
作サイクルにおけるタイミングエラーの存在を次の動作
サイクルにおけるエラーの低減手段として用いるプロセ
スを“サーボ調整”と称することとする。よって、本発
明によるスイッチ制御装置は量子化コンバータにおける
スイッチング素子のタイミングエラーの低減をサーボ調
整するシステムとして記載される。
は、スイッチングタイミングのエラー（すなわち、スイ
ッチが非導通になった時刻から２次電流が零になる時刻
までの時間差）の存在を監視して、このエラーの存在を
次の動作サイクルにおけるエラーの存在を監視して、こ
のエラーの存在を次の動作サイクルにおけるエラーの大
きさを減少させるように用いて、回路遅延、周囲又は動
作条件による変動、入力電圧又は負荷の変化、異常動作
状態の発生、等々の原因により生じ得るタイミングエラ
ーを自動的に保証する。その結果、コンバータ効率が改
善され、コンバータノイズ及びスイッチに与えられる過
電圧が低減する。上記した特別なスイッチコントロール
プロセスにおいて閉ループフィードバック技術が用いら
れて、スイッチが不活性化されるタイミングを調整して
２次電流が零に復帰するタイミングで常にスイッチが非
導通となるようにしている。かかるエラーの低減の為に
は他の技術（例えば、フィードフォワードコントロー
ル）を用いることも出来る。ここで、あるコンバータ動
作サイクルにおけるタイミングエラーの存在を次の動作
サイクルにおけるエラーの低減手段として用いるプロセ
スを“サーボ調整”と称することとする。よって、本発
明によるスイッチ制御装置は量子化コンバータにおける
スイッチング素子のタイミングエラーの低減をサーボ調
整するシステムとして記載される。
【００１８】図９は本発明によるＺＣＳコンバータ 100
の実施例を示し、このコンバータ 100はサーボ電圧コン
トローラ 194（図１０に全体が示されている）、ランプ
波形ジェネレータ 192、MOSFETスイッチ 222、リミッタ
回路 297、及びゲートドライバ回路 122を含んでいる。
ビンチアレリ氏の“Optimal Resetting of the Transfo
rmer's Core in Single Ended Forward Converters”と
題する米国特許第 4,441,146号に記載されたタイプのリ
セット回路 300も含まれている。
の実施例を示し、このコンバータ 100はサーボ電圧コン
トローラ 194（図１０に全体が示されている）、ランプ
波形ジェネレータ 192、MOSFETスイッチ 222、リミッタ
回路 297、及びゲートドライバ回路 122を含んでいる。
ビンチアレリ氏の“Optimal Resetting of the Transfo
rmer's Core in Single Ended Forward Converters”と
題する米国特許第 4,441,146号に記載されたタイプのリ
セット回路 300も含まれている。
【００１９】ゲートドライバ回路 122は、ビンチアレリ
氏の“High Efficiency Floating Gate Driver Circuit
Using Leakage-Inductance Transformer”と題する米
国特許出願第 07/805,474号に記載されたタイプの回路
である。動作において、図１２の波形によって示したよ
うに、“高エネルギー”ターンオンパルスがバイアス電
源 123からトランス 136の漏洩インダクタンスを介して
MOSFET 222のゲート−ソース容量にエネルギを伝達する
ことを始める。この“高エネルギ”ターンオンパルスは
バイアス電圧 123, Ｖｃｃを低インピーダンスドライバ
130を介して、（すなわち図１２（Ａ）のモノステーブ
ル 126によって）十分にして短時間に漏洩インダクタン
ストランス 136の一次巻線に印加することによって生成
される。この結果、MOSFETのゲート−ソース電圧はバイ
ヤス電源 123の２次換算値の約２倍の値２＊Ｖｃｃ／Ｎ
２にまで上昇する。ここでＮ２はトランス 136の２次巻
数に対する１次巻数の比である。ゲートキャパシタンス
が一旦充電されると、ダイオード 138によって放電が禁
止される。MOSFETをターンオフさせるためには、別の
“低エネルギ”パルスが高インピーダンスドライバ（ト
ランジスタスイッチ 132に直列な抵抗 134として示され
ている）によって（モノステーブル 128を介して）短時
間だけトランス 136の一次巻線に直列にバイアス電源 1
23を接続することによってドライバロジック 140に供給
される。ドライバロジック 140がスイッチ 122のターン
オンを検知すると、ドライバロジック 140は不活性コマ
ンドとして低エネルギパルスを遮断してトランジスタ 1
42をターンオンさせ、MOSFETのゲートを放電してMOSFET
を非導通とせしめる。
氏の“High Efficiency Floating Gate Driver Circuit
Using Leakage-Inductance Transformer”と題する米
国特許出願第 07/805,474号に記載されたタイプの回路
である。動作において、図１２の波形によって示したよ
うに、“高エネルギー”ターンオンパルスがバイアス電
源 123からトランス 136の漏洩インダクタンスを介して
MOSFET 222のゲート−ソース容量にエネルギを伝達する
ことを始める。この“高エネルギ”ターンオンパルスは
バイアス電圧 123, Ｖｃｃを低インピーダンスドライバ
130を介して、（すなわち図１２（Ａ）のモノステーブ
ル 126によって）十分にして短時間に漏洩インダクタン
ストランス 136の一次巻線に印加することによって生成
される。この結果、MOSFETのゲート−ソース電圧はバイ
ヤス電源 123の２次換算値の約２倍の値２＊Ｖｃｃ／Ｎ
２にまで上昇する。ここでＮ２はトランス 136の２次巻
数に対する１次巻数の比である。ゲートキャパシタンス
が一旦充電されると、ダイオード 138によって放電が禁
止される。MOSFETをターンオフさせるためには、別の
“低エネルギ”パルスが高インピーダンスドライバ（ト
ランジスタスイッチ 132に直列な抵抗 134として示され
ている）によって（モノステーブル 128を介して）短時
間だけトランス 136の一次巻線に直列にバイアス電源 1
23を接続することによってドライバロジック 140に供給
される。ドライバロジック 140がスイッチ 122のターン
オンを検知すると、ドライバロジック 140は不活性コマ
ンドとして低エネルギパルスを遮断してトランジスタ 1
42をターンオンさせ、MOSFETのゲートを放電してMOSFET
を非導通とせしめる。
【００２０】上述したように、スイッチング素子が非導
通となったことを検知する１つの方法は当該スイッチ両
端の電圧の変化率を測定することである。この方法はス
イッチが不活性化された時点とスイッチが実際に非導通
になる時点との間に遅延が存在するにも拘らず種々のタ
イプのスイッチング素子に対して有効である。しかしな
がら、例えばMOSFETスイッチのように、あるタイプのス
イッチング素子においてはスイッチが不活性化された時
点（ゲート−ソース電圧Ｖｇによって示されたように）
及び当該スイッチが非導通となる時点の間に殆ど遅延が
存在しない。すなわち、ＶｇがMOSFETの閾値より高けれ
ばこのMOSFETスイッチは導通状態をとり、Ｖｇが当該閾
値より低ければ、MOSFETは非導通状態をとるのである。
図９のゲートドライバ回路 120においては、MOSFETのゲ
ート電圧Ｖｇがトランス 136の一次巻線を駆動する電圧
Ｖｇｄの振舞いに反映され、結果として、電圧Ｖｇｄは
信号ＥＮＤを生成する為に用いられ得る。図１２（Ｄ）
は、例えば、図９のゲートドライバ回路 122のＶｇｄの
振舞いを示している。時刻ｔ３において高インピーダン
スドライバはＶｃｃをトランス 136の一次巻線に印加
し、電圧Ｖｃｃ／Ｎ２を２次巻線に生ぜしめ、ドライバ
ロジック 140をトリガーしてMOSFETのゲートを放電す
る。時刻ｔ＝ｔ３及びｔ＝ｔ４の間においては、ゲート
電圧が放電しているが、電圧ＶｇがＶｃｃ／Ｎ２より高
い故、ダイオード 138は逆バイアスされてトランス 136
は実質的な負荷を見ない状態である。しかし乍ら、時刻
ｔ＝ｔ４においてゲート電圧がＶｃｃ／Ｎ２を下回り低
インピーダンス負荷（ダイオード 138に直列なスイッチ
142が導通している故）がトランス 136の２次巻線に表
われる。高インピーダンス１次ドライバ（すなわちスイ
ッチ 132及び抵抗 134)はこの負荷を支えることができ
ず、電圧Ｖｇｄ（図１２（Ｄ））は時刻ｔ＝ｔ４におい
て急激に上昇する。Ｖｇｄにおける急激な上昇（137，
図１２（Ｄ））は、MOSFETが非導通状態になったことを
精確に示すインジケータとして用いられ得る。
通となったことを検知する１つの方法は当該スイッチ両
端の電圧の変化率を測定することである。この方法はス
イッチが不活性化された時点とスイッチが実際に非導通
になる時点との間に遅延が存在するにも拘らず種々のタ
イプのスイッチング素子に対して有効である。しかしな
がら、例えばMOSFETスイッチのように、あるタイプのス
イッチング素子においてはスイッチが不活性化された時
点（ゲート−ソース電圧Ｖｇによって示されたように）
及び当該スイッチが非導通となる時点の間に殆ど遅延が
存在しない。すなわち、ＶｇがMOSFETの閾値より高けれ
ばこのMOSFETスイッチは導通状態をとり、Ｖｇが当該閾
値より低ければ、MOSFETは非導通状態をとるのである。
図９のゲートドライバ回路 120においては、MOSFETのゲ
ート電圧Ｖｇがトランス 136の一次巻線を駆動する電圧
Ｖｇｄの振舞いに反映され、結果として、電圧Ｖｇｄは
信号ＥＮＤを生成する為に用いられ得る。図１２（Ｄ）
は、例えば、図９のゲートドライバ回路 122のＶｇｄの
振舞いを示している。時刻ｔ３において高インピーダン
スドライバはＶｃｃをトランス 136の一次巻線に印加
し、電圧Ｖｃｃ／Ｎ２を２次巻線に生ぜしめ、ドライバ
ロジック 140をトリガーしてMOSFETのゲートを放電す
る。時刻ｔ＝ｔ３及びｔ＝ｔ４の間においては、ゲート
電圧が放電しているが、電圧ＶｇがＶｃｃ／Ｎ２より高
い故、ダイオード 138は逆バイアスされてトランス 136
は実質的な負荷を見ない状態である。しかし乍ら、時刻
ｔ＝ｔ４においてゲート電圧がＶｃｃ／Ｎ２を下回り低
インピーダンス負荷（ダイオード 138に直列なスイッチ
142が導通している故）がトランス 136の２次巻線に表
われる。高インピーダンス１次ドライバ（すなわちスイ
ッチ 132及び抵抗 134)はこの負荷を支えることができ
ず、電圧Ｖｇｄ（図１２（Ｄ））は時刻ｔ＝ｔ４におい
て急激に上昇する。Ｖｇｄにおける急激な上昇（137，
図１２（Ｄ））は、MOSFETが非導通状態になったことを
精確に示すインジケータとして用いられ得る。
【００２１】図１３は、トランス１５における２次電流
Ｉｓ１が零に復帰するタイミングを示す信号ＥＯＣを生
成する電流トランスを用いる種々の対応を示している。
すなわち、図１３（Ａ）及び図１３（Ｂ）はコンバータ
漏洩インダクタンストランス１５の２次及び１次巻線に
直列に接続された電流トランスを示している。各図にお
いて、信号処理回路 171は、電流トランス８２の２次巻
線に流れる電流Ｉｓ２から信号ＥＯＣを導き出してい
る。この信号処理回路 171は既に説明した図１に示され
たタイプのものであってもよく、単に適当な閾値と電流
Ｉｓ２とを比較する比較器であってもよい。また、別な
対応においては該信号処理回路はトランス１５内を流れ
る電流（例えばＩｐ又はＩｓ１）の時間的変化率に基づ
いてＥＯＣ信号を生成してもよい。例えば図１３（Ｃ）
は２次電流Ｉｓが零に復帰した時点において正の変化率
の電圧を生成することができる受動回路を示している。
図１３（Ｃ）においては、１次電流Ｉｐの上昇及び下降
が電流トランスの２次巻線を電流Ｉｓ２が流れる原因と
なる。図１３（Ｄ）において示したように、また図４を
参照して既に説明したように、電流Ｉｓには２次電流Ｉ
ｓ１が零に達するに先立って零をよぎる。キャパシタ 1
77及び抵抗 178は電圧ｖｓ２の時間変換率にほぼ比例す
る信号ＥＯＣを生成する。電流Ｉｐ（及びＩｓ２）が最
初に流れ始めるとき（時刻ｔ＝ｔ１，図１３（Ｄ））、
電圧ｖｓ２は上昇してダイオード 175によってクランプ
され信号ＥＯＣ（図１３（Ｅ））はｔ１に続く短い期間
で上昇しかつ下降する。時刻ｔ１及びｔ２の間におい
て、ダイオード 175のクランプ効果は変化率をほぼ零と
するので、信号ＥＯＣはほぼ零である。時刻ｔ＝ｔ２の
近傍において、電流Ｉｓ２は零をよぎり、ダイオードが
非導通となり、電流Ｉｓが抵抗 176の中を流れ、電圧ｖ
ｓ２が負となる。時刻ｔ＝ｔ４において、信号ＥＯＣは
電流Ｉｓ１が零に復帰することを示す鋭い正の変化率を
示す。
Ｉｓ１が零に復帰するタイミングを示す信号ＥＯＣを生
成する電流トランスを用いる種々の対応を示している。
すなわち、図１３（Ａ）及び図１３（Ｂ）はコンバータ
漏洩インダクタンストランス１５の２次及び１次巻線に
直列に接続された電流トランスを示している。各図にお
いて、信号処理回路 171は、電流トランス８２の２次巻
線に流れる電流Ｉｓ２から信号ＥＯＣを導き出してい
る。この信号処理回路 171は既に説明した図１に示され
たタイプのものであってもよく、単に適当な閾値と電流
Ｉｓ２とを比較する比較器であってもよい。また、別な
対応においては該信号処理回路はトランス１５内を流れ
る電流（例えばＩｐ又はＩｓ１）の時間的変化率に基づ
いてＥＯＣ信号を生成してもよい。例えば図１３（Ｃ）
は２次電流Ｉｓが零に復帰した時点において正の変化率
の電圧を生成することができる受動回路を示している。
図１３（Ｃ）においては、１次電流Ｉｐの上昇及び下降
が電流トランスの２次巻線を電流Ｉｓ２が流れる原因と
なる。図１３（Ｄ）において示したように、また図４を
参照して既に説明したように、電流Ｉｓには２次電流Ｉ
ｓ１が零に達するに先立って零をよぎる。キャパシタ 1
77及び抵抗 178は電圧ｖｓ２の時間変換率にほぼ比例す
る信号ＥＯＣを生成する。電流Ｉｐ（及びＩｓ２）が最
初に流れ始めるとき（時刻ｔ＝ｔ１，図１３（Ｄ））、
電圧ｖｓ２は上昇してダイオード 175によってクランプ
され信号ＥＯＣ（図１３（Ｅ））はｔ１に続く短い期間
で上昇しかつ下降する。時刻ｔ１及びｔ２の間におい
て、ダイオード 175のクランプ効果は変化率をほぼ零と
するので、信号ＥＯＣはほぼ零である。時刻ｔ＝ｔ２の
近傍において、電流Ｉｓ２は零をよぎり、ダイオードが
非導通となり、電流Ｉｓが抵抗 176の中を流れ、電圧ｖ
ｓ２が負となる。時刻ｔ＝ｔ４において、信号ＥＯＣは
電流Ｉｓ１が零に復帰することを示す鋭い正の変化率を
示す。
【００２２】信号ＥＯＣの別の生成方法が図１４（Ａ）
及び図１４（Ｂ）に示されている。これらの図において
示したように、漏洩インダクタンストランスはボビン 1
86a,186bに巻回された２つの巻線と、これらの巻線に鎖
交する透磁性磁性コア 192とを有する。このトランス１
５は印刷配線基板のような基板 182に搭載され、基板内
の孔 194に巻線が間挿され、コア 192の両端の底面が基
板の表面とほぼ一致している。基板 182の上の導体によ
って形成されたループ 184a,184bは、トランスの両端に
おいてコア 194の直下に存在する。ＺＣＳコンバータの
動作において、トランスの漏洩磁束、すなわち図１４
（Ｂ）における磁束ライン 190a,190b及び190cで示した
如き磁束ラインは巻線 186a,186bの一方にのみ鎖交し、
その磁束の時間的変化は２次電流Ｉｓ１の時間変化によ
く追従する。コイルに誘起された電圧はその巻線に鎖交
する磁束の時間的変化率に比例する故、ループ 184a,18
4b内に誘起された電圧vcoila及びvcoilbはＩｓ１の時間
的変化率に比例する。よって、いずれかのループから抽
出されたＥＯＣ信号（すなわち電圧vcoila又はvcoilb）
またはかかるループの１以上の相互結合から抽出された
信号はＩｓ１の時間的変化率を示す波形を有する。例え
ば、図１５（Ａ）及び図１５（Ｂ）はＺＣＳコンバータ
のＩｓ１及びvcoilの波形を示し、このＺＣＳコンバー
タにおいては時刻ｔにおいて、Ｉｓ１が自然に零に復帰
したであろう時刻に先立って開放されて一次電流をチョ
ッピングする。図１５（Ｃ）及び１５（Ｄ）はＩｓ１が
零に復帰する時刻、すなわち、時刻ｔ＝ｔ４と同一又は
それより後の時刻にターンオフする場合の波形を示して
いる。両方の場合において、vcoilの波形における急激
な正方向への立ち上り変化は電流Ｉｓ１が零に復帰した
時点を明確に示しており、従って、これはＥＯＣ信号と
して用いられ得る。
及び図１４（Ｂ）に示されている。これらの図において
示したように、漏洩インダクタンストランスはボビン 1
86a,186bに巻回された２つの巻線と、これらの巻線に鎖
交する透磁性磁性コア 192とを有する。このトランス１
５は印刷配線基板のような基板 182に搭載され、基板内
の孔 194に巻線が間挿され、コア 192の両端の底面が基
板の表面とほぼ一致している。基板 182の上の導体によ
って形成されたループ 184a,184bは、トランスの両端に
おいてコア 194の直下に存在する。ＺＣＳコンバータの
動作において、トランスの漏洩磁束、すなわち図１４
（Ｂ）における磁束ライン 190a,190b及び190cで示した
如き磁束ラインは巻線 186a,186bの一方にのみ鎖交し、
その磁束の時間的変化は２次電流Ｉｓ１の時間変化によ
く追従する。コイルに誘起された電圧はその巻線に鎖交
する磁束の時間的変化率に比例する故、ループ 184a,18
4b内に誘起された電圧vcoila及びvcoilbはＩｓ１の時間
的変化率に比例する。よって、いずれかのループから抽
出されたＥＯＣ信号（すなわち電圧vcoila又はvcoilb）
またはかかるループの１以上の相互結合から抽出された
信号はＩｓ１の時間的変化率を示す波形を有する。例え
ば、図１５（Ａ）及び図１５（Ｂ）はＺＣＳコンバータ
のＩｓ１及びvcoilの波形を示し、このＺＣＳコンバー
タにおいては時刻ｔにおいて、Ｉｓ１が自然に零に復帰
したであろう時刻に先立って開放されて一次電流をチョ
ッピングする。図１５（Ｃ）及び１５（Ｄ）はＩｓ１が
零に復帰する時刻、すなわち、時刻ｔ＝ｔ４と同一又は
それより後の時刻にターンオフする場合の波形を示して
いる。両方の場合において、vcoilの波形における急激
な正方向への立ち上り変化は電流Ｉｓ１が零に復帰した
時点を明確に示しており、従って、これはＥＯＣ信号と
して用いられ得る。
【００２３】図１４に示した方法を用いる重大な利点は
ループ 184a,184bの単一の構成が種々のコンバータモジ
ュールに用いることが出来るという点である。このこと
は、例えば図１３（Ｃ）に示したような電流トランス又
は抵抗のような電流検知素子を用いて直接電流を測定
し、この電流検知素子がケースバイケースで各コンバー
タモデルを特徴づける１次又は２次電流のレベルに合わ
せて形成されなければならないような構成とは大きく異
なる。例えば、 300ＶＤＣ入力を受け入れかつ 300ワッ
トの５ボルト出力を供給するコンバータモデルは１２ボ
ルト入力で５０ワットの４０ボルト出力のコンバータモ
デルに比較して２次又は１次電流の値が非常に異なるの
である。他方、双方のコンバータにおけるコントロール
回路の信号インターフェースレベルはほぼ同じである。
例えば、該コントロール回路はＥＯＣ信号に対して数 1
00ミリボルトのピーク値を求めることになるであろう。
このような状態のもとでは、種々のタイプの電流トラン
ス又は他のセンサが在庫として維持されて種々の異なる
コンバータモデルを製造しなければならない。しかしな
がら図１４に示したアプローチにおいては各トランス１
５は例えば適当な巻数を有するボビン 186a,186bの対を
選ぶことによって普通に設計でき、トランスの磁束変化
は所定の範囲に納まるのである。電圧vcoilはトランス
内での磁束変化の関数であり、基板 182上の単一パター
ンのループ 184を用いることができ、変形を要すること
なく、殆ど無限の種類のコンバータモデルにおいてＥＯ
Ｃ信号を生成することができる。
ループ 184a,184bの単一の構成が種々のコンバータモジ
ュールに用いることが出来るという点である。このこと
は、例えば図１３（Ｃ）に示したような電流トランス又
は抵抗のような電流検知素子を用いて直接電流を測定
し、この電流検知素子がケースバイケースで各コンバー
タモデルを特徴づける１次又は２次電流のレベルに合わ
せて形成されなければならないような構成とは大きく異
なる。例えば、 300ＶＤＣ入力を受け入れかつ 300ワッ
トの５ボルト出力を供給するコンバータモデルは１２ボ
ルト入力で５０ワットの４０ボルト出力のコンバータモ
デルに比較して２次又は１次電流の値が非常に異なるの
である。他方、双方のコンバータにおけるコントロール
回路の信号インターフェースレベルはほぼ同じである。
例えば、該コントロール回路はＥＯＣ信号に対して数 1
00ミリボルトのピーク値を求めることになるであろう。
このような状態のもとでは、種々のタイプの電流トラン
ス又は他のセンサが在庫として維持されて種々の異なる
コンバータモデルを製造しなければならない。しかしな
がら図１４に示したアプローチにおいては各トランス１
５は例えば適当な巻数を有するボビン 186a,186bの対を
選ぶことによって普通に設計でき、トランスの磁束変化
は所定の範囲に納まるのである。電圧vcoilはトランス
内での磁束変化の関数であり、基板 182上の単一パター
ンのループ 184を用いることができ、変形を要すること
なく、殆ど無限の種類のコンバータモデルにおいてＥＯ
Ｃ信号を生成することができる。
【００２４】次に、図９，１０及び１１を参照して、図
９のコンバータ100のランプ波形ジェネレータ 192及び
サーボ電圧コントローラ194の動作について説明する。
まず、コンバータの動作サイクルの初めにおいて、キャ
パシタ 208が放電されている。すなわち電圧Ｖｒがほぼ
零であると仮定する。さらに、サーボ電圧Ｖｓは、零よ
り大なる正の値であり、比較器 296による出力信号ＧＬ
はローであり、コンバータは平均負荷電力Ｖout＊Ｉｏ
を供給することとする。ここで、Ｉｏは負荷に供給され
る平均電流であり、Ｖoutは負荷の両端のＤＣ電圧であ
る。また、リミッタ回路 297によって供給される電圧Ｖ
ｓｃの値はサーボ電圧コントローラ 194によって供給さ
れる電圧Ｖｓに等しいと暫定的に仮定する。そして、サ
ーボ電圧コントローラ 194が、２次電流Ｉｓ１が零に復
帰するタイミングにおいてMOSFETスイッチ 222が非導通
となるようにするためにいかにサーボ電圧Ｖｓを調整す
るかについて２つの場合について説明する。この２つの
場合の１つの場合においてはスイッチ 222がコンバータ
の動作サイクルにおいて早すぎるタイミングにて開放さ
れる場合であり、他方の場合はスイッチ 222が遅れて開
放される場合である。図１６（Ａ）において、時刻ｔ＝
ｔ１の時点で、ターンオンパルスがランプ波形ジェネレ
ータ 192に供給されて、これによってフリップフロップ
200の出力がセットされ信号Ｖｉが生成される。このこ
とによってスイッチ電流源 204が電流Ｉｗによってラン
プキャパシタ 208の充電を開始し、これによって電圧Ｖ
ｒがリニアーに上昇する（図１６（Ｂ））。ここで、ス
イッチ電流源 204,208は活性化されたとき所定値の電流
を供給し且つ不活性とされた時オープン回路となるよう
なタイプである。フリップフロップ 200の出力Ｖｉはフ
リップフロップ 298の出力をセットし、これによって、
モノステーブル 126をトリガーし、低インピーダンスド
ライバ 130がゲートドライバ回路 122を介してMOSFET22
2をターンオンせしめる。これによって、図１６（Ｅ）
に示した２次電流Ｉｓ１の流れによって示されるように
フォワード方向のエネルギ伝達が開始されるのである。
時刻ｔ＝ｔ２において、電圧Ｖｒは電圧Ｖｓ＝Ｖｓｃ＝
Ｖ１に等しくなり、比較器 296の出力はハイとなり、信
号ＧＬを生成し、フリップフロップ 298をリセットし、
高インピーダンスドライバ 132,134がゲートドライバ 1
22を介してMOSFETスイッチ 222をターンオフせしめるの
である。図１２（Ｄ）を参照して既に説明したように、
時刻ｔ３（図１６（Ｇ））における電圧Ｖｇｄの急激な
立上りは信号ＥＮＤとしてサーボ電圧コントローラ 194
に供給される。図１６に示した波形はスイッチ222が余
りにも早く開放される結果となるＶｓの値に対応するも
のであり、２次電流Ｉｓ１が自然に零に一致するタイミ
ングに先立って遮断せしめられるのである。（図１６
（Ｅ））。
９のコンバータ100のランプ波形ジェネレータ 192及び
サーボ電圧コントローラ194の動作について説明する。
まず、コンバータの動作サイクルの初めにおいて、キャ
パシタ 208が放電されている。すなわち電圧Ｖｒがほぼ
零であると仮定する。さらに、サーボ電圧Ｖｓは、零よ
り大なる正の値であり、比較器 296による出力信号ＧＬ
はローであり、コンバータは平均負荷電力Ｖout＊Ｉｏ
を供給することとする。ここで、Ｉｏは負荷に供給され
る平均電流であり、Ｖoutは負荷の両端のＤＣ電圧であ
る。また、リミッタ回路 297によって供給される電圧Ｖ
ｓｃの値はサーボ電圧コントローラ 194によって供給さ
れる電圧Ｖｓに等しいと暫定的に仮定する。そして、サ
ーボ電圧コントローラ 194が、２次電流Ｉｓ１が零に復
帰するタイミングにおいてMOSFETスイッチ 222が非導通
となるようにするためにいかにサーボ電圧Ｖｓを調整す
るかについて２つの場合について説明する。この２つの
場合の１つの場合においてはスイッチ 222がコンバータ
の動作サイクルにおいて早すぎるタイミングにて開放さ
れる場合であり、他方の場合はスイッチ 222が遅れて開
放される場合である。図１６（Ａ）において、時刻ｔ＝
ｔ１の時点で、ターンオンパルスがランプ波形ジェネレ
ータ 192に供給されて、これによってフリップフロップ
200の出力がセットされ信号Ｖｉが生成される。このこ
とによってスイッチ電流源 204が電流Ｉｗによってラン
プキャパシタ 208の充電を開始し、これによって電圧Ｖ
ｒがリニアーに上昇する（図１６（Ｂ））。ここで、ス
イッチ電流源 204,208は活性化されたとき所定値の電流
を供給し且つ不活性とされた時オープン回路となるよう
なタイプである。フリップフロップ 200の出力Ｖｉはフ
リップフロップ 298の出力をセットし、これによって、
モノステーブル 126をトリガーし、低インピーダンスド
ライバ 130がゲートドライバ回路 122を介してMOSFET22
2をターンオンせしめる。これによって、図１６（Ｅ）
に示した２次電流Ｉｓ１の流れによって示されるように
フォワード方向のエネルギ伝達が開始されるのである。
時刻ｔ＝ｔ２において、電圧Ｖｒは電圧Ｖｓ＝Ｖｓｃ＝
Ｖ１に等しくなり、比較器 296の出力はハイとなり、信
号ＧＬを生成し、フリップフロップ 298をリセットし、
高インピーダンスドライバ 132,134がゲートドライバ 1
22を介してMOSFETスイッチ 222をターンオフせしめるの
である。図１２（Ｄ）を参照して既に説明したように、
時刻ｔ３（図１６（Ｇ））における電圧Ｖｇｄの急激な
立上りは信号ＥＮＤとしてサーボ電圧コントローラ 194
に供給される。図１６に示した波形はスイッチ222が余
りにも早く開放される結果となるＶｓの値に対応するも
のであり、２次電流Ｉｓ１が自然に零に一致するタイミ
ングに先立って遮断せしめられるのである。（図１６
（Ｅ））。
【００２５】図１１において、サーボ電圧コントローラ
192は、信号ＧＬが時刻ｔ＝ｔ２において生成されるま
では休止状態（すなわち、全てのトランジスタがオフで
ありかつＶｃｃ電源からは全く電流が流れない状態）で
ある。信号ＧＬの供給によってトランジスタＱ１ないし
Ｑ４を介して回路がバイアスされる。例えば、もし信号
ＧＬのピーク値が６Ｖであるとするならばトランジスタ
Ｑ１９及びＱ２０のベースにおけるバイアス電圧の値は
ほぼ６Ｖマイナス３＊のＶｂｅドロップ（すなわち６Ｖ
−３＊０．６Ｖ＝４．２Ｖ）である。一方、トランジス
タＱ１７及びＱ１８のベースにおけるバイアス電圧の値
はほぼ６Ｖマイナス２＊Ｖｂｅドロップ（すなわち、６
Ｖ−２＊０．６Ｖ＝４．８Ｖ）である。もし、図１６
（Ｆ）で示したように、信号ＥＯＣの値が、時刻ｔ２に
おいて、約-250mvの阻止（holdoff）閾値より低いなら
ば、コントローラ 194が信号ＧＬによって活性化されて
（トランジスタＱ１０は約−0.6Ｖより大なるＥＯＣの
負の値をクランプするように働く）いる時、トランジス
タＱ１３及び及びＱ１５はトランジスタＱ１１を介して
阻止状態となされる。また信号ＥＮＤが時刻ｔ２におい
てローである故、トランジスタＱ１４及びＱ１６は共に
オフである。その結果、電流Ｉｃ１及びＩｄ１がトラン
ジスタＱ１７及びＱ１８によって供給されて、トランジ
スタＱ１９及びＱ２０がオフとなり、サーボキャパシタ
212に流れ込み又は流れ出る電流は零である。しかし乍
ら、時刻ｔ＝ｔ３において信号ＥＮＤがハイとなりトラ
ンジスタＱ１４及びＱ１６がターンオンし、その結果ト
ランジスタＱ２０のバイアスがオフとなりトランジスタ
Ｑ１７はターンオフしトランジスタＱ１９が活性化され
る。電流Ｉｃ２がトランジスタＱ１９によって供給さ
れ、トランジスタＱ２１及びＱ２２によって構成される
カレントミラーを介してサーボキャパシタ 212に流入し
て電圧Ｖｓを増大せしめる。短時間の後、電流Ｉｓ１が
零に復帰するので、信号ＥＯＣは零ボルトに向って減少
し、トランジスタＱ１３及びＱ１５がターンオンする。
これによってトランジスタＱ１９がターンオフし、サー
ボキャパシタ 212に流れ込む電流が停止する。以上の結
果、電圧Ｖｓが図１６（Ｈ）に示されるＶｕだけ増大
し、これによって、次のコンバータ動作サイクルにおい
てスイッチのオン時間ｔ２からｔ１まで（図１６）が増
加する。
192は、信号ＧＬが時刻ｔ＝ｔ２において生成されるま
では休止状態（すなわち、全てのトランジスタがオフで
ありかつＶｃｃ電源からは全く電流が流れない状態）で
ある。信号ＧＬの供給によってトランジスタＱ１ないし
Ｑ４を介して回路がバイアスされる。例えば、もし信号
ＧＬのピーク値が６Ｖであるとするならばトランジスタ
Ｑ１９及びＱ２０のベースにおけるバイアス電圧の値は
ほぼ６Ｖマイナス３＊のＶｂｅドロップ（すなわち６Ｖ
−３＊０．６Ｖ＝４．２Ｖ）である。一方、トランジス
タＱ１７及びＱ１８のベースにおけるバイアス電圧の値
はほぼ６Ｖマイナス２＊Ｖｂｅドロップ（すなわち、６
Ｖ−２＊０．６Ｖ＝４．８Ｖ）である。もし、図１６
（Ｆ）で示したように、信号ＥＯＣの値が、時刻ｔ２に
おいて、約-250mvの阻止（holdoff）閾値より低いなら
ば、コントローラ 194が信号ＧＬによって活性化されて
（トランジスタＱ１０は約−0.6Ｖより大なるＥＯＣの
負の値をクランプするように働く）いる時、トランジス
タＱ１３及び及びＱ１５はトランジスタＱ１１を介して
阻止状態となされる。また信号ＥＮＤが時刻ｔ２におい
てローである故、トランジスタＱ１４及びＱ１６は共に
オフである。その結果、電流Ｉｃ１及びＩｄ１がトラン
ジスタＱ１７及びＱ１８によって供給されて、トランジ
スタＱ１９及びＱ２０がオフとなり、サーボキャパシタ
212に流れ込み又は流れ出る電流は零である。しかし乍
ら、時刻ｔ＝ｔ３において信号ＥＮＤがハイとなりトラ
ンジスタＱ１４及びＱ１６がターンオンし、その結果ト
ランジスタＱ２０のバイアスがオフとなりトランジスタ
Ｑ１７はターンオフしトランジスタＱ１９が活性化され
る。電流Ｉｃ２がトランジスタＱ１９によって供給さ
れ、トランジスタＱ２１及びＱ２２によって構成される
カレントミラーを介してサーボキャパシタ 212に流入し
て電圧Ｖｓを増大せしめる。短時間の後、電流Ｉｓ１が
零に復帰するので、信号ＥＯＣは零ボルトに向って減少
し、トランジスタＱ１３及びＱ１５がターンオンする。
これによってトランジスタＱ１９がターンオフし、サー
ボキャパシタ 212に流れ込む電流が停止する。以上の結
果、電圧Ｖｓが図１６（Ｈ）に示されるＶｕだけ増大
し、これによって、次のコンバータ動作サイクルにおい
てスイッチのオン時間ｔ２からｔ１まで（図１６）が増
加する。
【００２６】上記したプロセスは非常におおざっぱな説
明であることを理解すべきである。例えば、典型的なコ
ンバータにおいては、時間ｔ２‐ｔ１は 400乃至８ナノ
セカンドの範囲にあり電流の下降期間（ｔ４‐ｔ２，図
１６（Ｅ））は４０乃至 100ナノセカンドのオーダーで
ある。また、信号ＥＮＤの立上り（ｔ３，図１６
（Ｇ））から信号ＥＯＣの立下り（ｔ４，図１６
（Ｅ））は２０ナノセカンドである。信号ＧＬのパルス
幅は厳しく設定されてはいない。信号ＧＬがハイになり
サーボ電圧コントローラ 194がバイアスされるとコント
ローラ 194の中のトランジスタのコレクタ容量に蓄積さ
れた電荷が回路が活性化されている短い時間に亘って回
路動作を保持するに十分である。図１７はスイッチ 222
が余りにも遅くターンオフされる場合の回路動作を示し
ている。時刻ｔ＝ｔ１においてターンオンパルスが回路
に供給され（図１７（Ａ））、図１６を参照して上述し
たプロセスと同一のプロセスによってスイッチ 222がタ
ーンオンする。２次電流Ｉｓ１が上昇しかつ下降して時
刻ｔ＝ｔ２（図１７（Ｅ））において零に復帰し、この
時点で信号ＥＯＣも零に復帰する。時刻ｔ＝ｔ３におい
て、電圧Ｖｒが上昇して電圧Ｖｓ＝Ｖｓｃ＝Ｖｓ１に等
しくなり、信号ＧＬが生成される。このことによって、
既に述べたように、サーボコントローラ 194が駆動され
る。しかし乍ら、時刻ｔ＝ｔ３において信号ＥＯＣは零
ボルトであり、これは阻止閾値Ｖｈより高いので、トラ
ンジスタＱ１３及びＱ１５はターンオンし、トランジス
タＱ１８及びＱ１９が不活性化され、トランジスタＱ２
０が活性化される。電流Ｉｄ２はサーボキャパシタ 212
から流出して電圧Ｖｓを低減させる。短い時間の後に、
時刻ｔ＝ｔ４において、ＥＮＤ信号が生じ、電流Ｉｄ２
が遮断される。この結果、電圧Ｖｓが図１７（Ｈ）のＶ
ｄだけ低くなり、これによって、次のコンバータ動作サ
イクルにおけるスイッチのオン時間ｔ３‐ｔ１（図１
７）を短縮せしめる。
明であることを理解すべきである。例えば、典型的なコ
ンバータにおいては、時間ｔ２‐ｔ１は 400乃至８ナノ
セカンドの範囲にあり電流の下降期間（ｔ４‐ｔ２，図
１６（Ｅ））は４０乃至 100ナノセカンドのオーダーで
ある。また、信号ＥＮＤの立上り（ｔ３，図１６
（Ｇ））から信号ＥＯＣの立下り（ｔ４，図１６
（Ｅ））は２０ナノセカンドである。信号ＧＬのパルス
幅は厳しく設定されてはいない。信号ＧＬがハイになり
サーボ電圧コントローラ 194がバイアスされるとコント
ローラ 194の中のトランジスタのコレクタ容量に蓄積さ
れた電荷が回路が活性化されている短い時間に亘って回
路動作を保持するに十分である。図１７はスイッチ 222
が余りにも遅くターンオフされる場合の回路動作を示し
ている。時刻ｔ＝ｔ１においてターンオンパルスが回路
に供給され（図１７（Ａ））、図１６を参照して上述し
たプロセスと同一のプロセスによってスイッチ 222がタ
ーンオンする。２次電流Ｉｓ１が上昇しかつ下降して時
刻ｔ＝ｔ２（図１７（Ｅ））において零に復帰し、この
時点で信号ＥＯＣも零に復帰する。時刻ｔ＝ｔ３におい
て、電圧Ｖｒが上昇して電圧Ｖｓ＝Ｖｓｃ＝Ｖｓ１に等
しくなり、信号ＧＬが生成される。このことによって、
既に述べたように、サーボコントローラ 194が駆動され
る。しかし乍ら、時刻ｔ＝ｔ３において信号ＥＯＣは零
ボルトであり、これは阻止閾値Ｖｈより高いので、トラ
ンジスタＱ１３及びＱ１５はターンオンし、トランジス
タＱ１８及びＱ１９が不活性化され、トランジスタＱ２
０が活性化される。電流Ｉｄ２はサーボキャパシタ 212
から流出して電圧Ｖｓを低減させる。短い時間の後に、
時刻ｔ＝ｔ４において、ＥＮＤ信号が生じ、電流Ｉｄ２
が遮断される。この結果、電圧Ｖｓが図１７（Ｈ）のＶ
ｄだけ低くなり、これによって、次のコンバータ動作サ
イクルにおけるスイッチのオン時間ｔ３‐ｔ１（図１
７）を短縮せしめる。
【００２７】いずれの場合においてもサーボ電圧コント
ローラ 194は動作サイクル毎に電圧Ｖｓを調整してスイ
ッチが非導通となるタイミングを自動的に２次電流Ｉｓ
１が零に復帰するタイミングに合うようにするのであ
る。なお、サーボキャパシタ 212を充放電する電流Ｉｃ
２及びＩｄ２の値を設定する抵抗 201,203の抵抗比は約
４：１であることを知るべきである。その結果、コント
ローラのＶｓを増大させる作用すなわちスイッチのオン
時間を長くする作用は図１６に示したようなエネルギ伝
達サイクルの間に電流をチョッピングするときの方が図
１７に示したような動作サイクルの終了を越えてスイッ
チがオン状態を続けているような場合に比べてより大で
ある。この相違の１つの理由はスイッチがより早めにタ
ーンオフする場合の方がスイッチが同じ時間だけより遅
くターンオフするよりもスイッチにかかるストレスがか
なり大きいということである。換言すれば、２次電流が
零に復帰すべきタイミングよりもある時間だけ早くスイ
ッチをターンオフすることが、スイッチが同じ時間だけ
遅くターンオフする場合に比べてより大なる電流を遮断
することになるからである。（例えば図３を参照のこ
と）よって、コンバータがエネルギ伝達サイクルにおい
て電流チョッピングモードに入るならば、より大なる充
電電流Ｉｃ２がスイッチオン時間における粗い較正をな
し、多くの場合、それは次の動作サイクルにおいてスイ
ッチが余りにも長くオンし続ける値をとることになる。
しかしながら、これに続く複数の動作サイクルにおいて
比較的低い放電電流Ｉｄ２が微細な較正を繰返すことに
よってオン時間をその理想的な値に向けて戻すのであ
る。このサーボコントローラの非対称な応答はシステム
の安定性に寄与する。潜在的に最も危険なタイミングエ
ラー（エネルギ伝達サイクルにおいて電流をチョッピン
グする方向のタイミングエラー）は、強い制御レスポン
スを生じ、これによって、スイッチのオン時間をより危
険の少ないタイミングエラーの領域（長すぎるターンオ
ン時間）の方にバイアスするのである。コントローラ
は、こうして、より緩やかに安定かつ最終的な動作点に
収斂をするのである。図９のランプ波形ジェネレータ 1
92はデューティサイクルキャパシタ 208の充電及び放電
時間の両方が制御自在とされている。そして、一旦ター
ンオンパルスが充電サイクルを開始せしめたならば、ジ
ェネレータ 192は充電及び放電サイクルが完了するまで
次のターンオンパルスには応答しないようにされてい
る。例えば、図１６及び１７において、電圧ＶｒがＶｓ
ｃに向けて上昇する割合は電流Ｉｗに比例する。電圧Ｖ
ｒがＶｓｃに等しくなったとき、信号ＧＬが生成され、
フリップフロップ 200がリセットされフリップフロップ
202がセットされ、スイッチ電流源 204が不活性化され
かつスイッチ電流源 206（電流Ｉｘ）が活性化され、デ
ューティサイクルキャパシタ 208が放電を開始する。電
圧Ｖｒの放電割合は電流Ｉｘに比例している。電圧Ｖｒ
が零に減少したとき、フリップフロップ 202が比較器 2
10の出力信号ＰＯＫによってリセットされる（時刻ｔ＝
ｔ５，図１６（Ｄ）及び１７（Ｄ））。時刻ｔ１及びｔ
５の間において、ＮＯＲゲート 213の出力はローであ
り、ランプ波形ジェネレータ 192は別のターンオンパル
スには応答しないように不活性化される。よってランプ
波形ジェネレータ 192に電圧コントローラ６０から到来
するターンオンパルスの頻度に拘らず、ランプ波形ジェ
ネレータ 192はＤmax＝Ｉｘ／（Ｉｙ＋Ｉｘ）より大な
るデューティサイクルＤ＝ｔｏｎ／（ｔｏｎ＋ｔｏｆ
ｆ）にてスイッチ 222をターンオン及びターンオフさせ
ることは出来ない。
ローラ 194は動作サイクル毎に電圧Ｖｓを調整してスイ
ッチが非導通となるタイミングを自動的に２次電流Ｉｓ
１が零に復帰するタイミングに合うようにするのであ
る。なお、サーボキャパシタ 212を充放電する電流Ｉｃ
２及びＩｄ２の値を設定する抵抗 201,203の抵抗比は約
４：１であることを知るべきである。その結果、コント
ローラのＶｓを増大させる作用すなわちスイッチのオン
時間を長くする作用は図１６に示したようなエネルギ伝
達サイクルの間に電流をチョッピングするときの方が図
１７に示したような動作サイクルの終了を越えてスイッ
チがオン状態を続けているような場合に比べてより大で
ある。この相違の１つの理由はスイッチがより早めにタ
ーンオフする場合の方がスイッチが同じ時間だけより遅
くターンオフするよりもスイッチにかかるストレスがか
なり大きいということである。換言すれば、２次電流が
零に復帰すべきタイミングよりもある時間だけ早くスイ
ッチをターンオフすることが、スイッチが同じ時間だけ
遅くターンオフする場合に比べてより大なる電流を遮断
することになるからである。（例えば図３を参照のこ
と）よって、コンバータがエネルギ伝達サイクルにおい
て電流チョッピングモードに入るならば、より大なる充
電電流Ｉｃ２がスイッチオン時間における粗い較正をな
し、多くの場合、それは次の動作サイクルにおいてスイ
ッチが余りにも長くオンし続ける値をとることになる。
しかしながら、これに続く複数の動作サイクルにおいて
比較的低い放電電流Ｉｄ２が微細な較正を繰返すことに
よってオン時間をその理想的な値に向けて戻すのであ
る。このサーボコントローラの非対称な応答はシステム
の安定性に寄与する。潜在的に最も危険なタイミングエ
ラー（エネルギ伝達サイクルにおいて電流をチョッピン
グする方向のタイミングエラー）は、強い制御レスポン
スを生じ、これによって、スイッチのオン時間をより危
険の少ないタイミングエラーの領域（長すぎるターンオ
ン時間）の方にバイアスするのである。コントローラ
は、こうして、より緩やかに安定かつ最終的な動作点に
収斂をするのである。図９のランプ波形ジェネレータ 1
92はデューティサイクルキャパシタ 208の充電及び放電
時間の両方が制御自在とされている。そして、一旦ター
ンオンパルスが充電サイクルを開始せしめたならば、ジ
ェネレータ 192は充電及び放電サイクルが完了するまで
次のターンオンパルスには応答しないようにされてい
る。例えば、図１６及び１７において、電圧ＶｒがＶｓ
ｃに向けて上昇する割合は電流Ｉｗに比例する。電圧Ｖ
ｒがＶｓｃに等しくなったとき、信号ＧＬが生成され、
フリップフロップ 200がリセットされフリップフロップ
202がセットされ、スイッチ電流源 204が不活性化され
かつスイッチ電流源 206（電流Ｉｘ）が活性化され、デ
ューティサイクルキャパシタ 208が放電を開始する。電
圧Ｖｒの放電割合は電流Ｉｘに比例している。電圧Ｖｒ
が零に減少したとき、フリップフロップ 202が比較器 2
10の出力信号ＰＯＫによってリセットされる（時刻ｔ＝
ｔ５，図１６（Ｄ）及び１７（Ｄ））。時刻ｔ１及びｔ
５の間において、ＮＯＲゲート 213の出力はローであ
り、ランプ波形ジェネレータ 192は別のターンオンパル
スには応答しないように不活性化される。よってランプ
波形ジェネレータ 192に電圧コントローラ６０から到来
するターンオンパルスの頻度に拘らず、ランプ波形ジェ
ネレータ 192はＤmax＝Ｉｘ／（Ｉｙ＋Ｉｘ）より大な
るデューティサイクルＤ＝ｔｏｎ／（ｔｏｎ＋ｔｏｆ
ｆ）にてスイッチ 222をターンオン及びターンオフさせ
ることは出来ない。
【００２８】本発明の他の特徴によれば、コンバータ 1
00の最大デューティサイクルを電流Ｉｙ及びＩｘの絶対
値及び相対値を調整することによって自動的に制御する
手段を有することである。例えば、MOSFETスイッチ 222
は最大許容降伏電圧定格Ｖｐを有することとする。図１
８に示したように、スイッチ間電圧のピーク値Ｖｐｋは
コンバータデューティサイクル及び入力電圧の関数であ
り、次のように表わされる。すなわち、 Ｖｐｋ＝Ｖｉｎ／（１−Ｄ） もし充電電流ＩｙがＶｉｎに比例するようになされ、放
電電流Ｉｘが（Ｖｐ−Ｖｉｎ）に比例するようになされ
ると、Ｄｍａｘ＝（Ｖｐ−Ｖｉｎ）／Ｖｐ＝（１−Ｖｉ
ｎ／Ｖｐ）であり、この結果を式（１）に代入すると最
大デューティサイクルを制限する効果によってスイッチ
間電圧がＶpkmax＝Ｖｉｎ／（１−Ｄmax）＝Ｖｐに等し
い値を超えることを防止するのである。
00の最大デューティサイクルを電流Ｉｙ及びＩｘの絶対
値及び相対値を調整することによって自動的に制御する
手段を有することである。例えば、MOSFETスイッチ 222
は最大許容降伏電圧定格Ｖｐを有することとする。図１
８に示したように、スイッチ間電圧のピーク値Ｖｐｋは
コンバータデューティサイクル及び入力電圧の関数であ
り、次のように表わされる。すなわち、 Ｖｐｋ＝Ｖｉｎ／（１−Ｄ） もし充電電流ＩｙがＶｉｎに比例するようになされ、放
電電流Ｉｘが（Ｖｐ−Ｖｉｎ）に比例するようになされ
ると、Ｄｍａｘ＝（Ｖｐ−Ｖｉｎ）／Ｖｐ＝（１−Ｖｉ
ｎ／Ｖｐ）であり、この結果を式（１）に代入すると最
大デューティサイクルを制限する効果によってスイッチ
間電圧がＶpkmax＝Ｖｉｎ／（１−Ｄmax）＝Ｖｐに等し
い値を超えることを防止するのである。
【００２９】リミッタ回路 297はスイッチ 222のオン時
間についての上限（下限）を定めるのに用いられ、上記
した適当なデューティサイクル制限作用とともに用いら
れて、コンバータの過渡もしくは異常状態において、コ
ンバータが零電流スイッチングをなすデューティサイク
ルに常に収斂することを確実にするのである。例えば、
図９及び図２（Ａ）からも明らかなように、零電流スイ
ッチングをなすＺＣＳコンバータにおけるオン時間の最
大値は、約Ｔｍ＝（３／２）＊ｐｉ＊ｓｑｒｔ（Ｌ１＊
Ｃ）となる。ここで、Ｌ１はトランス１５の漏洩インダ
クタンスの２次換算値であり、Ｃはキャパシタ２０のキ
ャパシタンスである。しかしながら、零電流スイッチン
グが生じない動作状態やサーボ電圧コントローラ 194が
安定な動作点を発見できないような動作状態が存在す
る。例えば図９のコンバータが過負荷状態（すなわちＩ
ｏがＩｗより大なる状態）の下で動作したとき、また
は、図１９に示すように、入力電圧ＶｉｎがＩｗ＊Ｎ＊
ｓｑｒｔ（Ｌ１＊Ｃ）を下回った場合、２次電流Ｉｓ１
（従って１次電流Ｉｐ）が零に復帰しない。このような
状態においては、サーボ電圧コントローラ 194によって
生成された電圧Ｖｓに拘らず非零電流スイッチング動作
が生じ、過剰なスイッチロス又はスイッチ破壊を防止す
るために、スイッチのオン時間の最大値（時刻ｔ＝Ｔma
x，図１９）を設定することが望ましい。このことは、
リミッタ 297を用いることによって、適当な上限をＶｓ
に対して設定することによってなされる。例えば、デュ
ーティサイクルキャパシタ 208を充電する電流Ｉｙの値
を、上記した如く、Ｖｉｎに比例する（Ｉｙ＝Ｋ１＊Ｖ
ｉｎ）とする。そうするとリミッタ 297がＶｓｃの最大
値をＶscmax＝（Ｋ１＊Ｖｉｎ＊Ｔmax）／Ｃ（図２０）
に制限するならば、スイッチのターンオフはＶｓの値に
拘らずＴmaxより以前のタイミングにて生ずるようにな
される。図２０において更に示されているように、下限
Ｖscminもまた、リミッタ 297によって設定される。Ｖ
ｓが２つの限界値の上又は下に変化する故、Ｖｓｃの最
大値及び最小値はＶcsmax及びＶscminによって定まる値
に制限される。
間についての上限（下限）を定めるのに用いられ、上記
した適当なデューティサイクル制限作用とともに用いら
れて、コンバータの過渡もしくは異常状態において、コ
ンバータが零電流スイッチングをなすデューティサイク
ルに常に収斂することを確実にするのである。例えば、
図９及び図２（Ａ）からも明らかなように、零電流スイ
ッチングをなすＺＣＳコンバータにおけるオン時間の最
大値は、約Ｔｍ＝（３／２）＊ｐｉ＊ｓｑｒｔ（Ｌ１＊
Ｃ）となる。ここで、Ｌ１はトランス１５の漏洩インダ
クタンスの２次換算値であり、Ｃはキャパシタ２０のキ
ャパシタンスである。しかしながら、零電流スイッチン
グが生じない動作状態やサーボ電圧コントローラ 194が
安定な動作点を発見できないような動作状態が存在す
る。例えば図９のコンバータが過負荷状態（すなわちＩ
ｏがＩｗより大なる状態）の下で動作したとき、また
は、図１９に示すように、入力電圧ＶｉｎがＩｗ＊Ｎ＊
ｓｑｒｔ（Ｌ１＊Ｃ）を下回った場合、２次電流Ｉｓ１
（従って１次電流Ｉｐ）が零に復帰しない。このような
状態においては、サーボ電圧コントローラ 194によって
生成された電圧Ｖｓに拘らず非零電流スイッチング動作
が生じ、過剰なスイッチロス又はスイッチ破壊を防止す
るために、スイッチのオン時間の最大値（時刻ｔ＝Ｔma
x，図１９）を設定することが望ましい。このことは、
リミッタ 297を用いることによって、適当な上限をＶｓ
に対して設定することによってなされる。例えば、デュ
ーティサイクルキャパシタ 208を充電する電流Ｉｙの値
を、上記した如く、Ｖｉｎに比例する（Ｉｙ＝Ｋ１＊Ｖ
ｉｎ）とする。そうするとリミッタ 297がＶｓｃの最大
値をＶscmax＝（Ｋ１＊Ｖｉｎ＊Ｔmax）／Ｃ（図２０）
に制限するならば、スイッチのターンオフはＶｓの値に
拘らずＴmaxより以前のタイミングにて生ずるようにな
される。図２０において更に示されているように、下限
Ｖscminもまた、リミッタ 297によって設定される。Ｖ
ｓが２つの限界値の上又は下に変化する故、Ｖｓｃの最
大値及び最小値はＶcsmax及びＶscminによって定まる値
に制限される。
【００３０】図２０に示されるオン時間制限を組み込む
ことに加えて、放電電流Ｉｘの値をＶｓがＶsmaxを越え
たときは常にＶｓ及びＶscmaxの差に比例する値に低減
させるならば、非零電流スイッチング動作を生ずるよう
な異常状態のもとでもコンバータのデューティサイクル
が、零電流スイッチングが生ずるような動作周波数に収
斂するように常に自動的に調整されるのである。もし、
上記したように、ＶｓがＶsmaxを下回るとき、Ｉｘが
（Ｖｐ−Ｖｉｎ）に比例する（すなわちＩｘ＝Ｋ１＊
（Ｖｐ−Ｖｉｎ））と設定されかつＶｓがＶsmaxを越え
たときＩｘはＶｓ及びＶsmaxの差に比例する値に低減さ
れる（すなわちＩｘ＝Ｋ１＊（Ｖｐ−Ｖｉｎ−Ｋ２＊
（Ｖｓ−Ｖsmax））、（Ｋ２は比較的大である）とする
ならば、コンバータのデューティサイクルは自動的に調
整されて、スイッチ電圧の最大値が観察されて非零電流
スイッチング状態の安定動作が生じないのである。
ことに加えて、放電電流Ｉｘの値をＶｓがＶsmaxを越え
たときは常にＶｓ及びＶscmaxの差に比例する値に低減
させるならば、非零電流スイッチング動作を生ずるよう
な異常状態のもとでもコンバータのデューティサイクル
が、零電流スイッチングが生ずるような動作周波数に収
斂するように常に自動的に調整されるのである。もし、
上記したように、ＶｓがＶsmaxを下回るとき、Ｉｘが
（Ｖｐ−Ｖｉｎ）に比例する（すなわちＩｘ＝Ｋ１＊
（Ｖｐ−Ｖｉｎ））と設定されかつＶｓがＶsmaxを越え
たときＩｘはＶｓ及びＶsmaxの差に比例する値に低減さ
れる（すなわちＩｘ＝Ｋ１＊（Ｖｐ−Ｖｉｎ−Ｋ２＊
（Ｖｓ−Ｖsmax））、（Ｋ２は比較的大である）とする
ならば、コンバータのデューティサイクルは自動的に調
整されて、スイッチ電圧の最大値が観察されて非零電流
スイッチング状態の安定動作が生じないのである。
【００３１】本発明は零電圧又は零電流スイッチング構
成を含む量子化コンバータのいずれのタイプにも適用さ
れ得る。例えば、図２５は本発明によるＺＶＳコンバー
タ 107の全体を示している。コンバータ 107は図９及び
１１のコンバータ及び図２２に示される種類のＺＶＳコ
ンバータ１７に含まれると同様な制御素子 192,194,29
6,297,298及びゲートドライバ 122を含んでいる。MOSFE
Tスイッチ 111がＺＶＳコンバータ１７において用いら
れるように示されている。ＺＶＳコンバータのスイッチ
111のターンオンのタイミングは厳しいので、図２５の
コンバータにおけるスイッチコントロールの位相は図９
のコンバータに示されたものに対して反対になってい
る。（図９における接続においてフリップフロップ 298
の入力が逆になっている。図２５において、ターンオフ
パルスがランプ波形ジェネレータ 192に到来するように
なっている。各ターンオフパルスは電圧Ｖｒの上昇を開
始せしめ、信号Ｖｉを生成して、フリップフロップ 298
をリセットしゲートドライバ 122を介してMOSFET 111を
ターンオフする。ＶｒがＶｓｃに等しくなったとき、比
較器 296はフリップフロップ 298をセットし、従って、
ゲートドライバ 122を介してスイッチ 111をターンオン
する。この場合、信号ＥＯＣはスイッチ電圧Ｖｓｗが零
に復帰したタイミング（すなわち図２３における時刻ｔ
＝ｔ４）を示しており、信号ＥＮＤはスイッチが導通す
るタイミングを示している。信号ＥＯＣは上記したと同
様な技術を用いて生成され得る。例えば、図２６（Ｅ）
に示したように、電圧Ｖｓｗの時間変化率に基づくＥＯ
Ｃ信号をＲ‐Ｃ回路を用いて導く場合、ＥＯＣ信号は、
スイッチが余りに遅くターンオンする場合（図２６
（Ａ））及び余りにも早くターンオンする場合（図２６
（Ｃ））において、図２６（Ｂ）及び図２６（Ｄ）に示
した如く変化する。エネルギがゲートドライバ回路 122
によってMOSFETスイッチ 111のターンオン時のゲート容
量に転送される故ゲートドライバトランスの一次電流Ｉ
ｋが上昇しかつ下降する（図１３（Ｄ）に示した波形の
ように）事実に基づいてＥＮＤ信号を生成する方法があ
る。よって、図１３（Ｃ）に示したと同様な電流トラン
ス較正がゲートドライバ回路 122の高インピーダンスド
ライバ 130に直列に配置されるならば、この回路におい
て生成される信号の立ち上りエッジ（図１３（Ｅ）の時
刻ｔ＝ｔ４）がＥＮＤ信号の生成のために用いられ得
る。
成を含む量子化コンバータのいずれのタイプにも適用さ
れ得る。例えば、図２５は本発明によるＺＶＳコンバー
タ 107の全体を示している。コンバータ 107は図９及び
１１のコンバータ及び図２２に示される種類のＺＶＳコ
ンバータ１７に含まれると同様な制御素子 192,194,29
6,297,298及びゲートドライバ 122を含んでいる。MOSFE
Tスイッチ 111がＺＶＳコンバータ１７において用いら
れるように示されている。ＺＶＳコンバータのスイッチ
111のターンオンのタイミングは厳しいので、図２５の
コンバータにおけるスイッチコントロールの位相は図９
のコンバータに示されたものに対して反対になってい
る。（図９における接続においてフリップフロップ 298
の入力が逆になっている。図２５において、ターンオフ
パルスがランプ波形ジェネレータ 192に到来するように
なっている。各ターンオフパルスは電圧Ｖｒの上昇を開
始せしめ、信号Ｖｉを生成して、フリップフロップ 298
をリセットしゲートドライバ 122を介してMOSFET 111を
ターンオフする。ＶｒがＶｓｃに等しくなったとき、比
較器 296はフリップフロップ 298をセットし、従って、
ゲートドライバ 122を介してスイッチ 111をターンオン
する。この場合、信号ＥＯＣはスイッチ電圧Ｖｓｗが零
に復帰したタイミング（すなわち図２３における時刻ｔ
＝ｔ４）を示しており、信号ＥＮＤはスイッチが導通す
るタイミングを示している。信号ＥＯＣは上記したと同
様な技術を用いて生成され得る。例えば、図２６（Ｅ）
に示したように、電圧Ｖｓｗの時間変化率に基づくＥＯ
Ｃ信号をＲ‐Ｃ回路を用いて導く場合、ＥＯＣ信号は、
スイッチが余りに遅くターンオンする場合（図２６
（Ａ））及び余りにも早くターンオンする場合（図２６
（Ｃ））において、図２６（Ｂ）及び図２６（Ｄ）に示
した如く変化する。エネルギがゲートドライバ回路 122
によってMOSFETスイッチ 111のターンオン時のゲート容
量に転送される故ゲートドライバトランスの一次電流Ｉ
ｋが上昇しかつ下降する（図１３（Ｄ）に示した波形の
ように）事実に基づいてＥＮＤ信号を生成する方法があ
る。よって、図１３（Ｃ）に示したと同様な電流トラン
ス較正がゲートドライバ回路 122の高インピーダンスド
ライバ 130に直列に配置されるならば、この回路におい
て生成される信号の立ち上りエッジ（図１３（Ｅ）の時
刻ｔ＝ｔ４）がＥＮＤ信号の生成のために用いられ得
る。
【００３２】図２２及び２７に示されたコンバータのス
イッチング較正の相似性の故に図２５に示された種類の
コントローラ 107が双方に用いられ得る。図１１に示し
たコントローラ 194はMOSFETスイッチにのみ用いられる
訳ではない。コントローラ 194は、信号ＥＮＤがスイッ
チの導通状態の変化した時点を示す限り、バイポーラト
ランジスタ、ＩＧＢＴとのいずれの種類のスイッチに用
いられても十分動作するのである。ＺＣＳコンバータに
おけるＥＮＤ信号の別な生成方法としては、スイッチ間
電圧の変化率を測定する方法及びコンバータトランスの
磁気コアをリセットするために用いられる回路を流れる
電流を測定する方法がある。例えば、図１のＺＣＳコン
バータの一部が、ビンチアレリ氏の“Ｏptimal Resetti
ng of the Transformer's Core in Single Ended Forwa
rd Converters”と題する米国特許第 4,441,146号に記
載されたタイプのリセット回路 300を含むように図２１
において示されている。スイッチ２２が非導通状態にな
ったとき、磁化電流Ｉｍａｇがリセット回路に流れ込
み、これが電流トランス又は抵抗によって検知されて得
られる検知信号がＥＮＤとして用いられる。
イッチング較正の相似性の故に図２５に示された種類の
コントローラ 107が双方に用いられ得る。図１１に示し
たコントローラ 194はMOSFETスイッチにのみ用いられる
訳ではない。コントローラ 194は、信号ＥＮＤがスイッ
チの導通状態の変化した時点を示す限り、バイポーラト
ランジスタ、ＩＧＢＴとのいずれの種類のスイッチに用
いられても十分動作するのである。ＺＣＳコンバータに
おけるＥＮＤ信号の別な生成方法としては、スイッチ間
電圧の変化率を測定する方法及びコンバータトランスの
磁気コアをリセットするために用いられる回路を流れる
電流を測定する方法がある。例えば、図１のＺＣＳコン
バータの一部が、ビンチアレリ氏の“Ｏptimal Resetti
ng of the Transformer's Core in Single Ended Forwa
rd Converters”と題する米国特許第 4,441,146号に記
載されたタイプのリセット回路 300を含むように図２１
において示されている。スイッチ２２が非導通状態にな
ったとき、磁化電流Ｉｍａｇがリセット回路に流れ込
み、これが電流トランス又は抵抗によって検知されて得
られる検知信号がＥＮＤとして用いられる。
【００３３】特許請求の範囲に含まれる他の実施例とし
て例えば、本発明は、本明細書において示されたコンバ
ータの全ての非アイソレーションタイプを含む非アイソ
レーション量子化コンバータ（すなわちアイソレーショ
ントランスを含まないコンバータ）にも適用され得る。
よって、図１０は図９のコンバータの一部を示し、この
図において、アイソレーションＺＣＳバック（ｂｕｃ
ｋ）コンバータが漏洩インダクタンストランス１５をデ
ィスクリートなインダクタンス 115に置換してかつリセ
ット回路 300を除くことによって非アイソレーションＺ
ＣＳバックコンバータと置換されている。この場合、図
１０における電流Ｉｓ１がスイッチ 222を流れ、ＥＯＣ
信号がスイッチ電流（２次電流というよりも）が実際に
零に復帰するタイミングに対応する以外は図１６及び１
７の波形の全てが適用され得るのである。また、本発明
は、零電流又は電圧条件以外の構成によってスイッチ移
行タイミングを調整する為にも用いられる。例えば、上
記したコントローラは当該スイッチの状態変化が電圧又
は電流の特定の値のときに生ずるように、あるいは零電
圧または電流状態に先立つあるいは後続する特定のタイ
ミングにて生ずるように変形することも容易である。か
かる場合において、ＥＯＣ信号の生成は次のような構成
に基づいてなされ得る。すなわち該信号がスイッチ電圧
又は電流の測定によって、あるいはゼロ等の特定の値に
電流又は電圧が達することを検知することによって、あ
るいはスイッチの状態変化が生ずる固定のタイミングに
基づいて生成するようにすることも出来るのである。
て例えば、本発明は、本明細書において示されたコンバ
ータの全ての非アイソレーションタイプを含む非アイソ
レーション量子化コンバータ（すなわちアイソレーショ
ントランスを含まないコンバータ）にも適用され得る。
よって、図１０は図９のコンバータの一部を示し、この
図において、アイソレーションＺＣＳバック（ｂｕｃ
ｋ）コンバータが漏洩インダクタンストランス１５をデ
ィスクリートなインダクタンス 115に置換してかつリセ
ット回路 300を除くことによって非アイソレーションＺ
ＣＳバックコンバータと置換されている。この場合、図
１０における電流Ｉｓ１がスイッチ 222を流れ、ＥＯＣ
信号がスイッチ電流（２次電流というよりも）が実際に
零に復帰するタイミングに対応する以外は図１６及び１
７の波形の全てが適用され得るのである。また、本発明
は、零電流又は電圧条件以外の構成によってスイッチ移
行タイミングを調整する為にも用いられる。例えば、上
記したコントローラは当該スイッチの状態変化が電圧又
は電流の特定の値のときに生ずるように、あるいは零電
圧または電流状態に先立つあるいは後続する特定のタイ
ミングにて生ずるように変形することも容易である。か
かる場合において、ＥＯＣ信号の生成は次のような構成
に基づいてなされ得る。すなわち該信号がスイッチ電圧
又は電流の測定によって、あるいはゼロ等の特定の値に
電流又は電圧が達することを検知することによって、あ
るいはスイッチの状態変化が生ずる固定のタイミングに
基づいて生成するようにすることも出来るのである。
【図１】 従来例のＺＣＳコンバータを示す回路図であ
る。
る。
【図２】 図１のコンバータの動作波形を示す図であ
る。
る。
【図３】 図１のコンバータの動作波形を示す図であ
る。
る。
【図４】 図１のコンバータにおける電流トランスに伴
なう動作波形を示す図。
なう動作波形を示す図。
【図５】 本発明によるスイッチコントローラを示すブ
ロック図。
ロック図。
【図６】 図５のスイッチコントローラの動作波形を示
す図。
す図。
【図７】 図５のスイッチが余りにも遅くターンオフす
る場合の波形を示す図。
る場合の波形を示す図。
【図８】 図５のコンバータにおいてスイッチが早すぎ
るタイミングにてターンオフした場合の動作波形を示す
図。
るタイミングにてターンオフした場合の動作波形を示す
図。
【図９】 本発明によるサーボ電圧コントローラを含む
アイソレーション型のＺＣＳコンバータを示す回路図。
アイソレーション型のＺＣＳコンバータを示す回路図。
【図10】 本発明によるサーボ電圧コントローラを含む
非アイソレーション型のＺＣＳコンバータを示す回路
図。
非アイソレーション型のＺＣＳコンバータを示す回路
図。
【図11】 本発明によるサーボ電圧コントローラの具体
例を示す回路図。
例を示す回路図。
【図12】 図９のコンバータに含まれるゲートドライバ
の動作波形を示す図。
の動作波形を示す図。
【図13】 ＺＣＳコンバータにおける電流の例への復旧
タイミングを検知する変形例及びその動作波形を示す
図。
タイミングを検知する変形例及びその動作波形を示す
図。
【図14】 基板上に設けられて磁束検知コイルと協動す
るトランスの斜視図及び側面図。
るトランスの斜視図及び側面図。
【図15】 図１４の磁束検知構成の動作波形を示す図。
【図16】 図９のコンバータにおいてスイッチが早すぎ
るタイミングにてターンオフした時の動作波形を示す
図。
るタイミングにてターンオフした時の動作波形を示す
図。
【図17】 図９のコンバータにおいてスイッチが余りに
も遅くターンオフした場合の波形を示す図。
も遅くターンオフした場合の波形を示す図。
【図18】 ピークスイッチ電圧とデューティサイクルと
の関係を示す図。
の関係を示す図。
【図19】 非零電流スイッチング状態におけるＺＣＳコ
ンバータ内の動作波形を示す図。
ンバータ内の動作波形を示す図。
【図20】 図９の図に用いられるリミッタ回路の１つの
特性を示す図。
特性を示す図。
【図21】 コンバータトランスの磁気コアをリセットす
る回路を含むＺＣＳコンバータの一部を示す図。
る回路を含むＺＣＳコンバータの一部を示す図。
【図22】 従来例のＺＶＳコンバータを示す回路図。
【図23】 図２２のコンバータの動作波形を示す図。
【図24】 図２２のコンバータの従来例のスイッチコン
トローラを示す図。
トローラを示す図。
【図25】 本発明によるサーボ電圧コントローラを含む
ＺＶＳコンバータの実施例を示す図。
ＺＶＳコンバータの実施例を示す図。
【図26】 図２５のコンバータにおいてＥＯＣ信号が如
何に生成されるかを示す図。
何に生成されるかを示す図。
【図27】 従来例のＺＶＳ‐ＰＷＭコンバータを示す
図。
図。
【図28】 図２７のコンバータの動作波形を示す図。
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H02M 3/00 - 3/44
Claims (60)
- 【請求項１】 入力電源から負荷に供給される電力を変
換する電力変換装置であって、 一連の動作サイクルの各々において導通状態及び非導通
状態の間を移行するように制御されるスイッチを含む量
子化コンバータと、 （ｉ）前記動作サイクルの１つにおける前記移行の実際
に生ずるタイミング及び（ii）前記移行の生ずべき望ま
しいタイミングの間のエラーを、前記動作サイクルの前
回サイクルにおいて生じた前記エラーの前回値に関する
情報に基づいて低減させるスイッチコントローラと、を
有することを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項２】 請求項１記載の電力変換装置であって、
前記量子化コンバータは、ＺＣＳコンバータからなるこ
とを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項３】 請求項１記載の電力変換装置であって、
前記量子化コンバータは、ＺＶＳコンバータからなるこ
とを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項４】 請求項１記載の電力変換装置であって、
前記量子化コンバータは、共振スイッチングコンバータ
からなることを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項５】 請求項１記載の電力変換装置であって、
前記所望のタイミングは、前記量子化コンバータ内を流
れる電流の値が前記動作サイクルにおいて所定の値に達
したタイミングに対応することを特徴とする電力変換装
置。 - 【請求項６】 請求項１記載の電力変換装置であって、
前記所望のタイミングは、スイッチを流れる電流を示す
電流の値が前記動作サイクルにおいて所定の値に達する
タイミングに対応していることを特徴とする電力変換装
置。 - 【請求項７】 請求項１記載の電力変換装置であって、
前記所望のタイミングは、前記スイッチを流れる電流が
前記動作サイクルにおいて所定の値に達するタイミング
に対応することを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項８】 請求項１記載の電力変換装置であって、
前記所望のタイミングは、前記量子化コンバータ内の電
圧が前記動作サイクルにおいて所定の値に達するタイミ
ングに対応していることを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項９】 請求項１記載の電力変換装置であって、
前記所望のタイミングは、スイッチに係る電圧の値が前
記動作サイクルにおいて所定の値に達するタイミングに
対応していることを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項10】 請求項５乃至９のいずれか１記載の電力
変換装置であって、前記所定の値はほぼ零であることを
特徴とする電力変換装置。 - 【請求項11】 請求項５乃至９のいずれか１記載の電力
変換装置であって、前記エラーがほぼ零に低減せしめら
れることを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項12】 請求項１記載の電力変換装置であって、
前記エラーがほぼ零に低減せしめられることを特徴とす
る電力変換装置。 - 【請求項13】 請求項１記載の電力変換装置であって、
前記スイッチコントローラは前記動作サイクルにおいて
前記スイッチの移行が生ずるタイミングを検知すること
を特徴とする電力変換装置。 - 【請求項14】 請求項１記載の電力変換装置であって、
前記スイッチコントローラは前記スイッチ内を流れる電
流を示す電流の値が前記動作サイクルにおいて所定の値
に達したタイミングを検知することを特徴とする電力変
換装置。 - 【請求項15】 請求項１記載の電力変換装置であって、
前記スイッチコントローラは前記スイッチに係る電圧を
示す電圧の値が前記動作サイクルにおいて所定の値に達
したタイミングを検知することを検知することを特徴と
する電力変換装置。 - 【請求項16】 請求項１記載の電力変換装置であって、
前記スイッチコントローラは、 前記動作サイクルの１つにおいて前記スイッチの移行が
生ずる第１のタイミングを検出する第１ディテクタと、 前記スイッチ内を流れる電流の大きさを示す電流が前記
動作サイクルの前記１つにおいて所定の値に達する第２
のタイミングを検出する第２ディテクタと、 前記第１のタイミング及び前記第２のタイミングの差に
基づいて前記動作サイクルの次の１つにおける前記第１
のタイミングを制御するコントロール素子と、を有する
ことを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項17】 請求項１記載の電力変換装置であって、
前記スイッチコントローラは、 前記動作サイクルの１つにおいて前記スイッチの移行が
生ずる第１のタイミングを検出す第１ディテクタと、 前記スイッチに係る電圧の大きさを示す電圧が前記動作
サイクルの前記１つにおいて所定の値に達する第２のタ
イミングを検知する第２ディテクタと、 前記第１のタイミング及び前記第２のタイミングの差に
基づいて前記動作サイクルの次の１つにおける前記第１
のタイミングを制御する制御素子と、を有することを特
徴とする電力変換装置。 - 【請求項18】 請求項１４乃至１７のいずれか１に記載
の電力変換装置であって、前記所定の値は零であること
を特徴とする電力変換装置。 - 【請求項19】 請求項１６または１７記載の電力変換装
置であって、前記制御素子は前記差をほぼ零に低減せし
めることを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項20】 請求項１記載の電力変換装置であって、
前記スイッチコントローラは、 前記動作サイクルの１つにおける経過時間を示す第１信
号Ｖｒと第２信号Ｖｓｃとを比較し、 前記第１信号が前記第２信号に等しくなったとき前記ス
イッチの移行を開始せしめることを特徴とする電力変換
装置。 - 【請求項21】 請求項２０記載の電力変換装置であっ
て、前記スイッチコントローラは、前記前回エラーの値
に基づいて調整される第３信号Ｖｓに前記第２信号Ｖｓ
ｃを等しく設定することを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項22】 請求項２０記載の電力変換装置であっ
て、前記経過時間は、前記動作サイクルの前記１つにお
ける前記スイッチの移行の実際の発生タイミングと前記
スイッチの移行の別の発生タイミングとの差であること
を特徴とする電力変換装置。 - 【請求項23】 請求項２１記載の電力変換装置であっ
て、前記スイッチコントローラは、前記第３信号Ｖｓを
調整して前記エラーをほぼ零に低減することを特徴とす
る電力変換装置。 - 【請求項24】 請求項２３記載の電力変換装置であっ
て、前記第２信号Ｖｓｃの値は、 （ｉ）信号Ｖｓの値が下限値Ｖscmin及び上限値Ｖscmax
によって定まる範囲内にあるときは前記第３信号Ｖｓの
値に、 （ii）Ｖｓ＜ＶscminのときはＶscminに、 (iii)Ｖｃ＞Ｖscmaxの時はＶscmaxに、 等しくなるように設定されることを特徴とする電力変換
装置。 - 【請求項25】 請求項２４記載の電力変換装置であっ
て、前記下限値Ｖscmin及び上限値Ｖscmaxは前記スイッ
チが前記スイッチの状態の一方に止まる最小及び最大時
間長の限界を設定することを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項26】 請求項２５記載の電力変換装置であっ
て、前記限界値は前記スイッチのオン時間の最小及び最
大値を設定することを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項27】 請求項２４記載の電力変換装置であっ
て、前記下限値Ｖscmin及び上限値Ｖscmaxの値は前記入
力電源の値の関数であることを特徴とする電力変換装
置。 - 【請求項28】 請求項２０記載の電力変換装置であっ
て、前記スイッチコントローラは前記スイッチの移行の
実際の発生タイミングからある時間長において前記動作
サイクルの次のサイクルが開始されることを禁止するこ
とを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項29】 請求項２８記載の電力変換装置であっ
て、前記コンバータのデューティサイクルが前記スイッ
チに係る電圧が所定の値Ｖｐを越えさせるような値をと
ることが禁止されていることを特徴とする電力変換装
置。 - 【請求項30】 請求項２９記載の電力変換装置であっ
て、前記量子化コンバータはＺＣＳコンバータからな
り、前記コンバータの安定状態は非零電流スイッチング
状態においては禁止されることを特徴とする電力変換装
置。 - 【請求項31】 請求項２０記載の電力変換装置であっ
て、前記第１信号は前記経過時間の増大に従って増大す
ることを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項32】 請求項３１記載の電力変換装置であっ
て、前記スイッチコントローラは、前記エラーが負であ
るときは前記第２信号を増大し、前記エラーが正である
ときには前記第２信号を減少せしめることを特徴とする
電力変換装置。 - 【請求項33】 請求項１３記載の電力変換装置であっ
て、前記スイッチに係る電圧の変化率が検知されること
を特徴とする電力変換装置。 - 【請求項34】 請求項１３記載の電力変換装置であっ
て、前記スイッチはMOSFETからなり、そのゲート‐ソー
ス電圧が前記MOSFETの閾値をよぎるタイミングが検知さ
れることを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項35】 請求項１３記載の電力変換装置であっ
て、前記量子化コンバータは、アイソレーショントラン
スと前記アイソレーショントランスの磁気コアをリセッ
トするために前記トランスの巻線に接続されたリセット
回路とを有し、前記巻線及び前記リセット回路の間の磁
化電流の転流が検知されることを特徴とする電力変換装
置。 - 【請求項36】 請求項１４記載の電力変換装置であっ
て、前記検知のための電流トランスを更に有することを
特徴とする電力変換装置。 - 【請求項37】 請求項１４記載の電力変換装置であっ
て、前記電流の変化率が検知されることを特徴とする電
力変換装置。 - 【請求項38】 請求項１４記載の電力変換装置であっ
て、磁性部品を流れる電流によって生ずる磁束が検知さ
れることを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項39】 請求項１４記載の電力変換装置であっ
て、前記量子化コンバータは、更に、漏洩インダクタン
ストランスを有し、前記トランスから発する漏洩磁束が
検知されることを特徴とする電力変換装置。 - 【請求項40】 請求項３９記載の電力変換装置であっ
て、さらに前記検知のために前記トランスの近傍に配置
された導電性ループを有することを特徴とする電力変換
装置。 - 【請求項41】 請求項１５記載の電力変換装置であっ
て、前記電圧の変化率が検知されることを特徴とする電
力変換装置。 - 【請求項42】 入力電源から負荷に供給される電力を変
換する電力変換装置であって、 動作サイクルの各々において導通及び非導通状態の間を
移行するように制御されるスイッチを含むＺＣＳコンバ
ータと、 （ｉ）前記動作サイクルの１つにおける前記移行の実際
の発生タイミング及び（ii)前記移行の所望の発生タイ
ミングのエラーを前記動作サイクルの先行する１つにお
いて生じた先行エラーに基づいてほぼ零に低減せしめる
スイッチコントローラと、を有することを特徴とする電
力変換装置。 - 【請求項43】 入力電源から負荷に供給される電力を量
子化変換する方法であって、 一連の動作サイクルの各々においてスイッチをしてその
導通及び非導通状態の間を移行せしめる行程と、 （ｉ）前記動作サイクルの１つにおける前記移行の実際
の発生タイミング及び（ii)前記移行の所望の発生タイ
ミングの間のエラーを、前記動作サイクルの先行する１
つにおいて生ずる先行エラーに関する情報に基づいて低
減させる行程と、からなることを特徴とする方法。 - 【請求項44】 量子化コンバータ内のスイッチを制御す
る方法であって、 前記コンバータの１つの動作サイクル内において前記ス
イッチがその導通及び非導通状態の間の移行をなす第１
のタイミングを検知する行程と、 前記スイッチに関連する電気的パラメータが前記コンバ
ータの１つの動作サイクル内において所定の値に達する
第２のタイミングを検知する行程と、 前記第１及び第２タイミングの時間差に基づいて前記動
作サイクル内の第１タイミングを調整する行程と、から
なることを特徴とする方法。 - 【請求項45】 請求項４４記載の方法であって、前記電
気的パラメータは前記スイッチを流れる電流であること
を特徴とする方法。 - 【請求項46】 請求項４４記載の方法であって、前記電
気的パラメータは前記スイッチに係る電圧であることを
特徴とする方法。 - 【請求項47】 請求項４４，４５又は４６記載の方法で
あって、前記所定の値は零であることを特徴とする方
法。 - 【請求項48】 請求項４４，４５又は４６記載の方法で
あって、前記時間差はほぼ零となるように制御されるこ
とを特徴とする方法。 - 【請求項49】 請求項４４，４５又は４６記載の方法で
あって、前記調整行程は、さらに、 前記動作サイクルにおける経過時間を示す信号Ｖｒを生
成する行程と、 信号Ｖｓｃの値を設定する行程と、 前記ＶｒがＶｓｃに等しくなったとき前記スイッチの移
行の相対的タイミングを開始する行程と、をさらに有す
ることを特徴とする方法。 - 【請求項50】 請求項４９記載の方法であって、前記設
定行程は、 前記時間差に基づいて変化する信号Ｖｓに前記Ｖｓｃを
等しく設定する行程を含むことを特徴とする方法。 - 【請求項51】 請求項５０記載の方法であって、さら
に、前記信号Ｖｓｃを上限値Ｖscmax及び下限値Ｖscmin
によって囲まれる範囲内を変化せしめる行程を更に有す
ることを特徴とする方法。 - 【請求項52】 請求項５１記載の方法であって、前記上
限値及び下限値は、前記コンバータの入力電圧Ｖｉｎの
関数として変化せしめられることを特徴とする方法。 - 【請求項53】 請求項４４，４５又は４６記載の方法で
あって、さらに前記スイッチの移行の発生に続いてある
時間だけ次の動作サイクルの開始を禁止する行程を有す
ることを特徴とする方法。 - 【請求項54】 請求項４４記載の方法であって、さら
に、前記スイッチの移行の発生タイミングに続くある時
間だけ別の動作サイクルの開始を禁止するステップを含
むことを特徴とする方法。 - 【請求項55】 請求項５４記載の方法であって、さら
に、前記ある時間を調整して非零スイッチング状態にお
いては前記コンバータの動作を禁止する行程を有するこ
とを特徴とする方法。 - 【請求項56】 請求項５４または５５記載の方法であっ
て、さらに、前記ある時間を調整して、前記コンバータ
のデューティサイクルが、前記スイッチにかかる電圧を
して所定値Ｖｐを越えせしめるような値をとることを禁
止行程を含むことを特徴とする方法。 - 【請求項57】 量子化コンバータに用いる方法であっ
て、 前記コンバータに含まれる磁性部品を流れる電流によっ
て誘起された磁束を測定する行程と、前記コンバータの
動作サイクルにおいて前記コンバータ内のスイッチの電
流が零になるタイミングを該測定磁束に基づいて検知す
る行程と、からなることを特徴とする方法。 - 【請求項58】 請求項５７記載の方法であって、前記磁
束測定行程は、前記磁性部品の近傍に配置された導電性
ループ内に生ずる電圧を測定する行程からなることを特
徴とする方法。 - 【請求項59】 漏洩インダクタンストランス及びスイッ
チを含むタイプのＺＣＳコンバータに用いる方法であっ
て、 前記漏洩インダクタンストランスの近傍に導電性ループ
を設けて前記漏洩インダクタンストランスから生ずる漏
洩磁束が前記機導電性ループに鎖交するようになす行程
と、前記導電性ループ内に生ずる電圧を測定する行程
と、 前記コンバータの動作サイクルにおいて前記スイッチ内
容を流れる電流が零になるタイミングを該測定電圧に基
づいて検知する行程と、からなることを特徴とする方
法。 - 【請求項60】 入力電源から負荷に供給される電力を変
換する量子化コンバータであって、前記コンバータの一
連の動作サイクルの各々において導通及び非導通状態の
間を移行するように制御されるスイッチを含む量子化コ
ンバータに用いるコントローラであって、 （ｉ）前記動作サイクルの１つにおいて前記スイッチの
移行が実際に生ずるタイミングと、（ii）前記スイッチ
の移行の所望の発生タイミングとの間のエラーを、前記
動作サイクルの先行する１つにおいて生じた先行エラー
に関する情報に基づいて低減させる回路を有することを
特徴とするコントローラ。
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|---|---|---|---|
| US08/334256 | 1994-11-03 | ||
| US08/334,256 US5659460A (en) | 1994-11-03 | 1994-11-03 | Switch control in quantized power converters |
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|---|---|
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Family
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|---|---|---|---|
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