JPH09214291A - 電子器具における測定精度を改善するための方法および測定精度が高められた電子器具 - Google Patents

電子器具における測定精度を改善するための方法および測定精度が高められた電子器具

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JPH09214291A
JPH09214291A JP9014215A JP1421597A JPH09214291A JP H09214291 A JPH09214291 A JP H09214291A JP 9014215 A JP9014215 A JP 9014215A JP 1421597 A JP1421597 A JP 1421597A JP H09214291 A JPH09214291 A JP H09214291A
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 適応型ディジタルフィルタを用いて電気器具
における測定精度を改善するための方法を提供する。 【解決手段】 測定段階の間アナログディジタル変換器
（１１６）はフロントエンド回路（１１４）を通して受
け取られた入力信号（１１２）を一続きの測定値に変換
する。一続きの測定値はその後適応型ディジタルフィル
タ（１１７）に与えられ、この適応型ディジタルフィル
タ（１１７）はそれらの測定値を数学的に演算して、較
正段階の間得られた１組のディジタルフィルタ値を用い
て時間領域における畳み込みのプロセスでフロントエン
ド回路（１１４）の周波数応答による影響を取除く。適
応型ディジタルフィルタ（１１７）を加えることにより
フロントエンド回路（１１４）の周波数応答の要件が軽
減されるため、より少ないコンポーネントを有し、かつ
手動での調整を必要としない簡単なフロントエンド回路
（１１４）を電子器具（１１０）に用いることができ
る。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の背景】この発明は一般に適応型ディジタルフィ
ルタに関し、特に電子器具の測定精度を改善するための
適応型ディジタルフィルタに関する。
【０００２】電子信号を測定するためにさまざまな電子
器具がある。典型的な電子器具において、信号はアナロ
グ「フロントエンド」または入力回路に結合され、この
入力回路はアナログディジタルコンバータ（ＡＤＣ）よ
り先に入力信号を操作するための増幅器、減衰器、フィ
ルタ、電圧保護装置および他の回路から成ってもよい。
ディジタルマルチメータは、通常利用できる電子器具の
一例であり、これは直流電流および交流電流に加えて、
直流電圧および交流電圧ならびに直流抵抗を測定する。
これらの測定モードの各々にディジタルマルチメータを
形成し、かつＡＤＣ回路が測定できる形で変形信号を提
供するにはフロントエンド回路が必要である。
【０００３】フロントエンド回路は電圧レベルをシフト
するため、たとえば低電圧レベルの信号を、ＡＤＣによ
って測定できるレベルまで増幅し、かつ高電圧レベルの
信号を、ＡＤＣによって測定できるレベルまで減衰する
ためによく用いられる。フロントエンド回路は、故障を
引き起こす恐れのある高電圧レベルに偶発的に結合しな
いように電子器具を保護し、信号をフィルタ処理して、
精度に悪影響を及ぼす恐れのある所望の測定範囲外の好
ましくない周波数成分を取除き、またはさまざまな増幅
器と減衰器とフィルタとの間で信号を切換えてさまざま
な測定モードのための電子器具を形成するためにも用い
られ得る。
【０００４】測定精度は電子器具における重要なパラメ
ータであることが多い。電子器具は典型的に、特定の周
波数範囲にわたって交流信号を測定する間特定の精度レ
ベルを維持する必要がある。理想的には、電子器具にお
けるフロントエンド回路およびＡＤＣは、特定の周波数
範囲内の信号すべてに対して等しく応答する。しかし、
現実のフロントエンド回路およびＡＤＣにはこのような
理想的な周波数応答はなく、受け入れられる程度の精度
を得るためには周波数補償が必要である。
【０００５】先行技術の電子器具は、選択された範囲の
周波数にわたって測定精度を維持するためにさまざまな
方法を用いてきた。アナログ補償技術は、製品のばらつ
きが設計許容レベルよりも実質的に小さい、設計「過
剰」か、または回路パラメータを手動で調整して、所望
の周波数応答および精度レベルに合うようフロントエン
ド回路の周波数応答の形を変えることのいずれかを伴
う。このようなアナログ補償技術は有効ではあるが、そ
れらを実施するには付加的なコンポーネントコストおよ
び製造時間が必要であり、このため製品の製造コストお
よび製品の耐用期間にわたるメンテナンスコストおよび
較正コストが増加する。
【０００６】簡略化したフロントエンド回路を可能にす
る、電子器具において所望の精度レベルを得るための別
の方法は、周波数範囲にわたって既知の振幅の較正信号
を用い、かつ測定結果をルックアップテーブルに記録し
て、フロントエンド回路の周波数応答を測定することで
ある。この方法で、信号の測定結果はルックアップテー
ブルの値に対して正規化されて、精度が高められた正規
化された測定値を得る。測定信号の周波数が既知であっ
て、測定値を正規化するようルックアップテーブルの正
しい値が選択される限りこの技術は有効である。
【０００７】したがって、周波数応答の調整を必要とし
ない簡略化したフロントエンド回路によって、所望の測
定周波数範囲にわたる交流信号に、電子器具における測
定精度を改善することが望ましいと考えられる。さら
に、所望の測定周波数範囲内で測定される入力信号の周
波数を知らなくてもよい周波数補償方法を提供すること
が望ましいと考えられる。
【０００８】
【発明の概要】この発明に従って、電子器具における測
定精度を改善するために適応型ディジタルフィルタが提
供される。電子器具におけるフロントエンド回路は、測
定のために入力信号をＡＤＣに結合するのに必要であ
る、必要な減衰、増幅、フィルタ処理、保護および切換
機能すべてを提供する。ＡＤＣはディジタルデータの形
で測定値を生み出し、この測定値はその後記憶され、か
つ数学的に処理される。ＡＤＣは、所望の周波数範囲の
うち最も高い周波数のサンプル速度の少なくとも２倍の
サンプル速度を有して、適応型ディジタルフィルタのデ
ィジタルフィルタ値を計算するのに十分な時間分解能を
可能にしなければならない。適応型ディジタルフィルタ
による周波数の正規化はより精度が高いため、サンプル
速度が速ければ、入力信号の時間分解能が大きくなり、
かつ測定信号の精度が比例して高くなる。
【０００９】較正段階の間、フロントエンド回路の正規
化が行なわれるべきときには既知の電圧および周波数特
性の較正信号源が与えられる。較正信号は測定され、か
つディジタルフィルタ値は最適化されてフロントエンド
回路の周波数応答による影響を取除く。測定段階の間、
測定される入力信号はフロントエンド回路の入力に結合
され、かつＡＤＣによって発生する一続きの測定値は、
時間領域畳み込みを用いて適応型ディジタルフィルタに
よって演算されて、正規化された一続きの測定値を得
る。
【００１０】ディジタルフィルタ値は、較正信号源をフ
ロントエンド回路の入力に結合し、較正信号源を測定し
て較正信号に応答する１組の較正測定値を得、かつその
組の較正測定値と理想的な組の較正測定値とを比較して
エラーベクトルを得ることによって計算される。
【００１１】有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタを
含むさまざまな適応型ディジタルフィルタ技術のうち１
つを用いて、測定値はその後、畳み込みプロセスを用い
て適応型ディジタルフィルタによって演算され、フロン
トエンド回路の周波数歪みの影響を取除く。この畳み込
みプロセスの周波数領域での等価物は、測定値をフロン
トエンド回路の周波数応答の逆数で乗算してその影響を
正規化することである。正規化のために測定値を時間領
域から周波数領域に変換し、その後時間領域に戻すこと
はひどく複雑であり、かつ集中的な計算を要するため、
時間領域の測定値を演算するディジタルフィルタを実現
することが望ましい。
【００１２】畳み込みを用いると、適応型ディジタルフ
ィルタは完全に時間領域において等価の正規化を行なう
ことができる。畳み込みを行なうために必要な適応型デ
ィジタルフィルタ値は、推定信号と、適応アルゴリズム
による所望の信号との差を最小にするために計算され
る。ＦＩＲフィルタについては、ディジタルフィルタ値
は、既に知られており、かつＦＩＲフィルタに適用され
る適応アルゴリズムに従って計算されるだろう。好まし
い実施例においては、それが簡単なものであり、かつた
やすく適用できるため、最小二乗平均（ＬＭＳ）適応ア
ルゴリズムが選ばれた。技術において公知の他の適応ア
ルゴリズムもたやすく代用できる。一度計算されると、
ディジタルフィルタ値は、既知のサンプル速度で到着す
る一続きの測定値として集められる際に、測定値の演算
のために適応型ディジタルフィルタによって用いられ
る。その後一続きの測定値はディジタルフィルタ値に従
って適応型ディジタルフィルタ内でそれ自体が畳み込ま
れて、フロントエンド回路の周波数歪みによる影響が最
小である、正規化された新しい一続きの測定値を形成す
る。
【００１３】測定値は適応型ディジタルフィルタに与え
られ、この適応型ディジタルフィルタは各々の測定値を
数学的に演算して、１組のディジタルフィルタ値を用い
てフロントエンド回路の周波数応答による影響を取除
く。測定値は、較正測定値から計算される、適応型ディ
ジタルフィルタのディジタルフィルタ値の組に従って演
算されるため、所望の周波数範囲内の入力信号の周波数
を決定する必要はない。適応型ディジタルフィルタは、
既知のサンプル速度で到着する測定値を演算する。フロ
ントエンド回路の周波数応答の要件は、変動を補償する
適応型ディジタルフィルタを加えることによって緩和さ
れているため、コンポーネントがより少ない、簡略化し
たフロントエンド回路を用いてもよい。適応型ディジタ
ルフィルタは特定のフロントエンド回路すべての変動に
対処するため、フロントエンド回路の周波数応答を手動
で調整するプロセスが除かれる。
【００１４】この発明の１つの目的は、適応型ディジタ
ルフィルタを用いて電子器具における測定精度を高める
ための方法を提供することである。
【００１５】この発明の別の目的は、時間領域において
演算する適応型ディジタルフィルタを用いて、電子器具
における測定精度を高めてフロントエンド回路の周波数
応答による影響を取除くための方法を提供することであ
る。
【００１６】この発明の別の目的は、適応型ディジタル
フィルタを用いて、電子器具において周波数応答の調整
を必要としない簡略化したフロントエンド回路を得て、
フロントエンド回路の、周波数応答による影響を取除く
ための方法を提供することである。
【００１７】この発明の付加的な目的は、時間領域にお
いて演算するＦＩＲフィルタを用いて、電子器具におい
て周波数応答の調整を必要としない簡略化されたフロン
トエンド回路を得て、フロントエンド回路の、周波数応
答による影響を取除くための方法を提供することであ
る。
【００１８】他の特徴、達成および利点は添付の図面と
関連して読まれると以下の詳細な説明から当業者には明
らかになるだろう。
【００１９】
【詳細な説明】図１には、先行技術による電子器具１０
の簡略化されたブロック図が示される。電子器具１０
は、典型的には１メガヘルツより低い周波数範囲におけ
るさまざまな周波数の電気信号を測定することにその基
礎的な機能がある、さまざまな電子テストおよび測定器
具のうちいかなるものを含んでもよい。ディジタルマル
チメータ、データ収集装置およびディジタル信号アナラ
イザはこのような測定器具の例である。入力信号は、電
圧、電流レベルおよびさまざまな型のセンサからの出力
信号を含む、さまざまな電気信号のうちいずれであって
もよい。
【００２０】１対のテストリード１２は入力信号を電気
器具１０に結合する。フロントエンド回路１４はテスト
リード１２に結合されて、入力信号を受け、かつそれを
測定できるレベルに変換する。適用されるフロントエン
ド回路１４はたとえば、低電圧レベルの信号をＡＤＣに
よって測定できるレベルまで増幅し、かつ高電圧レベル
の信号をＡＤＣによって測定できるレベルまで減衰す
る。フロントエンド回路１４はさらに、故障を引き起こ
す恐れがある高電圧レベルに電子器具１０が偶発的に結
合しないよう保護し、入力信号をフィルタ処理して、測
定精度に悪影響を及ぼす恐れのある所望の測定範囲外の
好ましくない周波数成分を取除き、またはさまざまな増
幅器と減衰器とフィルタとの間で入力信号を切換えてさ
まざまな測定モードのための電子器具１０を形成する。
【００２１】アナログディジタルコンバータ（ＡＤＣ）
１６はフロントエンド回路１４に結合されて、入力信号
を受け、かつそれをディジタルデータの形で一続きの測
定値に変換する。マイクロプロセッサ１８はＡＤＣ１６
に結合されて、測定値を受け取ってさらに処理し、かつ
ディジタルメモリに記憶する。表示装置２０はマイクロ
プロセッサ１８に結合されて、電子器具１０に適用する
のに適する、数値または図形フォーマットで測定値を視
覚的に表示する。
【００２２】入力信号のフィルタ処理、切換、増幅およ
び減衰といった複数の役割を果たす際に、フロントエン
ド回路１４は望ましくない入力信号測定の周波数歪みを
もたらす。これは、入力信号の所望の周波数範囲にわた
って周波数応答が変動するためである。最終的に周波数
歪みの量は電子器具１０による入力信号の測定精度を左
右するため、これを正しく直し、かつ最小にしなければ
ならない。
【００２３】電子器具１０は、較正段階と測定段階とを
含む２つの異なった動作の段階を有する。較正段階の
間、電子器具１０の内部または外部のいずれかにある較
正信号源２２は、さまざまな周波数における既知の振幅
の較正信号をフロントエンド回路１４の入力に与え、こ
れが入力信号の代わりに用いられる。
【００２４】図２（Ａ）〜（Ｃ）は、理想の周波数応
答、実際の周波数応答、先行技術による調節された周波
数応答ならびに測定された周波数ルックアップテーブル
を示すグラフであり、これらすべては先行技術による。
【００２５】次に図２（Ａ）を参照して、周波数に対す
る振幅のグラフが示され、グラフ上の各プロットは一ま
とまりで周波数応答の特性として知られる。２つの周波
数の特性が示され、これは理想の周波数応答５０と実際
の周波数応答５２とを含む。各周波数応答の特性は、所
望の周波数範囲にわたる既知の振幅の較正信号をフロン
トエンド回路１４の入力に与え、周波数範囲にわたる較
正信号の実際の振幅に対する、測定された振幅の比を計
算し、かつ結果として生じた各々の比を周波数に対する
振幅の関数としてグラフ上にプロットすることによって
コンパイルされる。理想の周波数応答５０は、対象の周
波数範囲にわたってＡＤＣ１６によって戻される測定値
が、カットオフ周波数ｆｃに至る対象の周波数範囲にわ
たる較正信号の実際の振幅と実質的に同じである点で望
ましい。したがって、理想の周波数応答５０を有するフ
ロントエンド回路によって０ヘルツからｆｃヘルツまで
の周波数範囲にある入力信号にもたらされる歪みは実質
的にはない。
【００２６】フロントエンド回路１４に、より典型的に
見られる周波数応答の一例として、実際の周波数応答５
２が図２（Ａ）に示される。実際の周波数応答５２の形
は、フロントエンド回路１４内の信号経路に現われるい
ずれの反応成分の物理的特性によっても左右される。示
されるように、実際の周波数応答５２には通過帯域の
「リップル」と、カットオフ周波数ｆｃよりも実質的に
低い高周波数ロールオフとが有る。実際の周波数応答５
２は理想の周波数応答５０から離れるため、実際の周波
数応答５２によって電子器具１０が生み出した測定値
は、入力信号の周波数成分に依存する不精度を含むこと
となる。
【００２７】図２（Ｂ）は、先行技術による（図１に示
される）フロントエンド回路１４を調整して測定精度を
高めるための方法を示すグラフである。実際の周波数応
答５２は、たとえば電子器具１０の較正段階の間、入力
信号の代わりに較正信号源２２をフロントエンド回路１
４の入力に結合することによってたやすく測定できかつ
特徴づけられるだろう。補償素子は、抵抗器、キャパシ
タおよびインダクタを含むフロントエンド回路１４の中
に設計されてもよく、実際の周波数応答５２が理想の周
波数応答５０に、より似た形になるよう値が選ばれる。
調整プロセスは、実際の周波数応答５２を監視するオペ
レータを採用し、手動で補償成分を調節して、調整され
た周波数応答を得るといったように、全く手動で行なわ
れてもよい。調整プロセスはまた、同じ結果を得るため
に自動化されてもよい。各々の場合において、各々の個
々の器具に対してこの調整が行なわれなければならず、
この結果製造コストが増し、より複雑になる。図２
（Ｂ）は調整された周波数応答５４上に重ねられた実際
の周波数５２を示し、この調整された周波数応答５４は
リップルを平らにし、かつロールオフ周波数を上げるこ
とによって理想の周波数応答５０により似た形に調整さ
れている。
【００２８】図２（Ｃ）は、実際の周波数応答５２を測
定し、かつその測定値をルックアップテーブル５６に記
憶することによって測定精度を高めるための方法を示す
グラフである。ここでルックアップテーブル５６を参照
して、入力信号の測定値を正規化し、かつフロントエン
ド回路１４の周波数歪みによる影響を取除くようにして
もよい。この技術は、公知の電子器具の所望の周波数範
囲内の周波数成分が入力信号に有る限り有効である。各
周波数成分はルックアップテーブルの対応する値に対し
て正規化されて、実際の周波数応答５２による影響を取
除くだろう。ルックアップテーブルの技術は、正弦波の
場合のように、公知の、かつ比較的数が少ない電子器具
の所望の周波数範囲内に入力信号の周波数成分が有る限
り有効である。
【００２９】図３は、電子器具１１０であって、この発
明による適応型ディジタルフィルタを用いて測定精度を
高めるための方法を採用するものの簡略ブロック図であ
る。１対のテストリード１１２は入力信号に結合されて
もよい。フロントエンド回路１１４はテストリード１１
２に結合されて、入力信号を受け、かつその入力信号を
測定できるレベルに変換する。適用されたようなフロン
トエンド回路１１４は低電圧レベルの信号を増幅し、高
電圧レベルの信号を減衰し、電子器具１１０を保護し、
入力信号をフィルタ処理し、または先行技術におけるフ
ロントエンド回路１４と同じ態様で入力信号を切換えて
もよい。しかし以下により詳細に説明されるように、理
想の周波数応答５０とよく似た形である実際の周波数応
答５２を得ることは、フロントエンド回路１１４におい
てかなり必要でなくなっている。
【００３０】オーバーサンプリングアナログディジタル
コンバータ（ＡＤＣ）１１６はフロントエンド回路１１
４に結合されて、入力信号を受け、かつそれをあるサン
プル速度で一続きの測定値に変換する。サンプルされる
信号を再生するために必要な最低サンプル速度は普通ナ
イキスト速度であり、これは入力信号の最大周波数成分
の２倍の速さである。オーバーサンプリングＡＤＣ１１
６にはナイキスト速度よりも実質的に速いサンプル速度
が選択される。オーバーサンプリングＡＤＣ１１６の最
低サンプリング速度は、周波数補償の精度を十分なもの
にするのに必要な時間分解能によって左右される。適応
型ディジタルフィルタ１１７はオーバーサンプリングＡ
ＤＣ１１６に結合されて測定値を受け取る。
【００３１】電子器具１１０は、較正段階と測定段階と
を含む、異なった２つの動作の段階を有する。較正段階
の間、較正信号源１２２は入力信号の代わりにフロント
エンド回路１１４の入力に結合される。較正信号源１２
２は、公知の周波数特性および振幅特性を有する較正信
号を与える。較正信号１２２は単純な波形、たとえば方
形波を有してもよく、この単純な波形はその基本周波数
の奇数調波において高周波調波を有する。これに代わっ
て、選択された周波数範囲にわたって所望の信号エネル
ギレベルを得るよう、より複雑な波形が較正信号に選ば
れてもよく、このより複雑な波形は、可変のデューティ
サイクルを有する方形波と、掃引された周波数の正弦波
と、「ホワイトノイズ」であって広い周波数スペクトル
にわたって均一の信号エネルギを提供するランダムまた
は擬似ランダムのノイズであるものとを含む。較正信号
の測定値から引き出されたディジタルフィルタ定数の組
を用いる適応型ディジタルフィルタ１１７によって行な
われる補償の精度を所望の周波数範囲にわたって維持す
るためには、選択された周波数範囲にわたって所望の信
号エネルギレベルを得ることが望ましい。
【００３２】ディジタルフィルタ値は、フロントエンド
回路の入力に較正信号源を結合し、較正信号源を測定し
て較正信号に応答する１組の較正測定値を得、かつその
組の較正測定値を理想的な１組の較正測定値と比較して
エラーベクトルを得ることによって計算される。ディジ
タルフィルタ値はエラーベクトルを最小にするものに従
って選ばれ、それによりフロントエンド回路によっても
たらされる周波数応答エラーを最小にする。
【００３３】測定段階の間、適応型ディジタルフィルタ
１１７は測定値を演算して、１組のディジタルフィルタ
値または変数に基づいて、正規化された測定値を得る。
この１組のディジタルフィルタ値または変数は以下によ
り十分に説明されるように較正段階の間に計算されてい
る。正規化された測定値はその後マイクロプロセッサ１
１８に結合され、このマイクロプロセッサ１１８はこの
正規化された測定値を記憶し、かつさらに処理し、その
後この正規化された測定値は表示装置１２０に結合され
て視覚的に表示される。
【００３４】この発明によるフロントエンド回路１１４
によってもたらされる周波数応答エラーを減らすことに
より、フロントエンド回路１１４への要件がいくつかの
点で実質的に減る。第１に、フロントエンド回路１１４
の、設計された周波数応答は図２（Ａ）に示される理想
の周波数応答５０に以前必要とされた程近づく必要はな
く、それによりコンポーネントの数が減り、かつ回路の
複雑性を下げる。第２に、ユニット間の製造公差が実質
的に減じられ、または取除かれ、フロントエンド回路１
１４を手動で調整する必要をなくし、フロントエンド回
路１１４を構成するコンポーネント部品に必要な公差を
減じ、それにより製造コストが下がる。
【００３５】図４は、サンプル速度で一続きに連続して
到達し、かつ正規化された測定値を得るよう適応型ディ
ジタルフィルタ１１７によって演算される測定値の（等
縮尺でないが）タイミング図である。オーバーサンプリ
ングＡＤＣ１１６は入力信号をサンプル速度で連続的に
サンプルし、一続きの測定値を提供する。入力信号に含
まれる周波数情報は一続きの測定値から形成された時間
記録の形で捉えられる。適応型ディジタルフィルタ１１
７は、畳み込みとして通常知られている態様で、その一
続きからの多数の測定値を同時に演算する。一続きの測
定値の各々は１組のディジタルフィルタ値に対して乗算
され、その一続きの中の他の値に加えられて第２の一続
きの正規化された測定値を生み出す。適応型ディジタル
フィルタ１１７によって同時に演算される測定値の数
は、その長さまたは含まれるタップ数によって決まる。
適応型ディジタルフィルタ１１７の長さは、正規化され
た測定値に必要な精度のレベルおよびより多くのディジ
タルフィルタ値を求めるための計算の複雑さを考慮にい
れて決まる。
【００３６】適応型ディジタルフィルタ１１７は多数の
異なった型のうちいかなるものから成ってもよく、これ
らの異なった型は有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィル
タと無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタとを含み、
これらは適応フィルタ処理の用途に用いるものとして技
術分野において公知である。各型の適応型ディジタルフ
ィルタは、測定値を乗算し、かつ合成する厳密な方法は
異なるかもしれないが、各々は、公知のフィルタアルゴ
リズムと安価な電子コンポーネントとを用いて測定値を
時間領域において畳み込むという点では共通の特徴を有
する。
【００３７】図５は、この発明による、ＦＩＲフィルタ
としての適応型ディジタルフィルタ１１７の１つの実施
例を示す。ＦＩＲフィルタ構造はメモリ場所に記憶され
るデータを処理するソフトウェアアルゴリズムとして実
現されるか、またはＦＩＲフィルタ動作に適用されるプ
ログラマブルディジタル論理回路の標準セルアレイとい
ったハードウェアデバイスとして実現されるかのいずれ
であってもよい。
【００３８】図５に示されるように、一続きの測定値は
「測定値」と明示されたノードでＦＩＲフィルタに入
る。加算素子２００、乗算素子２１０および遅延素子２
１２を含むＦＩＲフィルタの各セクションは、この連鎖
のさらに先の部分に結合されて一続きの正規化された測
定値を発生してもよい。遅延素子２１２はオーバーサン
プリングＡＤＣ１１６のサンプル速度に対応する１サン
プル期間の遅延を与える。各乗算素子２１０は対応する
ディジタルフィルタ値を受ける。したがって、適応型デ
ィジタルフィルタ１１７は一続きの測定値中で最も新し
い測定値を含んで、対応する一続きの正規化された測定
値を生み出す。
【００３９】測定段階の間、各セクションに含まれる各
測定値は１組のディジタルフィルタ値の、対応するディ
ジタルフィルタ値によって乗算され、その積はその後畳
み込みのプロセスにおいて他のセクションすべてによっ
て生み出された積と合計される。畳み込みは、通常周波
数領域における乗算の時間領域の等価物であると理解さ
れる。
【００４０】入力信号は時間領域にある測定値に変換さ
れるため、乗算するためにフーリエ変換を用いて周波数
領域に変換し、その後時間領域に変換し直すことが必要
となり、計算量が多い。適応型ディジタルフィルタは典
型的には時間領域畳み込みを用いる。これは、実質的に
より簡単に行なわれ、較正信号を測定して正規化機能を
達成する際に、最適な組のディジタルフィルタ値の計算
は一度しか必要ないためである。
【００４１】較正段階の間、既知の振幅特性および周波
数特性を有する較正信号が入力信号の代わりに用いられ
る。較正信号を表わす、期待される組の値は既に記憶さ
れている。エラー信号が計算され、このエラー信号は較
正信号を測定する間にオーバーサンプリングＡＤＣ１１
６から受け取られた評価信号と、期待された組の値との
差を表わす。エラー信号に含まれる全体的なエラーレベ
ルを最低にするよう、ディジタルフィルタ値の組を演算
する相互的な数学的方法が用いられる。この方法におい
て、評価信号に含まれる値は記憶された期待値に最も近
くなり、それによりフロントエンド回路１１４からの測
定値のエラーの一因となるものが最小になる。
【００４２】ディジタルフィルタ値の組を引き出すため
の数学的方法は、適応型ディジタルフィルタに関する技
術において公知の多くの方法のうちいかなるものであっ
てもよい。好ましい実施例において適応型ディジタルフ
ィルタ１１７はＦＩＲフィルタの形で実現されているた
め、ディジタルフィルタ値は好ましい実施例における最
小二乗平均（ＬＭＳ）方法に従って計算される。ＬＭＳ
方法はエラー信号を最小にする最適な解にディジタルフ
ィルタ値の組が収束できるように多くの反復を必要とす
る。組にあるディジタルフィルタ値の数と、ＦＩＲフィ
ルタにおける対応するタップの数とを増やすことによ
り、ＦＩＲフィルタ内の正規化プロセスの精度が高ま
る。しかし、増加するディジタルフィルタ値の組を用い
ることにより、較正段階の間ディジタルフィルタ値の組
を計算する時間が実質的に長くなる。
【００４３】図６は、この発明による適応型ディジタル
フィルタを用いて測定精度を改善するためのプロセスの
フロー図である。「較正信号をフロントエンド回路に結
合する」と明示されたプロセス６００において、（図３
に示される）較正信号源１２２が入力信号の代わりにフ
ロントエンド回路１１４の入力に結合される。較正信号
は対象の周波数範囲にわたって、既知の振幅成分および
周波数成分を有し、これらはその後測定される。
【００４４】「較正信号を測定する」と明示されたプロ
セス６１０において、較正信号はオーバーサンプリング
ＡＤＣ１１６に結合され、一続きの較正測定値が生み出
され、この較正測定値は評価信号を形成する。
【００４５】「適応型ディジタルフィルタ値を最適にす
る」と明示されたプロセス６２０において、アルゴリズ
ムを用いて適応型ディジタルフィルタ値が最適化され
る。ディジタルフィルタにはさまざまな実現例が可能で
あるため、ディジタルフィルタを特定の用途に適用する
のに必要なディジタルフィルタ値を計算するための、対
応するさまざまなアルゴリズムがある。好ましい実施例
においては、通常ＦＩＲフィルタと関連するＬＭＳアル
ゴリズムが用いられる。較正信号と評価信号との違いは
エラー信号である。ＬＭＳアルゴリズムによると、最適
なディジタルフィルタ値の組に適度に近くなるよう予め
定められた初期値がＬＭＳアルゴリズムに与えられて、
所望のディジタルフィルタ値にアルゴリズムが収束する
のに必要な時間を短くできるようにする。エラー信号全
体が最小になるときに、ディジタルフィルタ値の組が最
適化する。
【００４６】プロセス６００、６１０、および６２０は
あわせて、電子器具１１０の動作の較正段階を成す。較
正段階は、フロントエンド回路１１４の周波数応答にお
ける短期の変動を補償するのに必要に応じて行なわれて
も良い。
【００４７】「入力信号を測定する」と明示されたプロ
セス６３０において、較正信号源１２２はフロントエン
ド回路１１４の入力から切離され、かつ正常な測定状態
の下で入力信号が再び与えられる。オーバーサンプリン
グＡＤＣ１１６のサンプル速度に依存して、その後一続
きの測定値が生み出される。
【００４８】「測定値をディジタル的にフィルタ処理す
る」と明示されたプロセス６４０において、最適なディ
ジタルフィルタ値の組が適応型ディジタルフィルタ１１
７に与えられる。その後適応型ディジタルフィルタ１１
７は畳み込みとして一続きの測定値を演算して、最適な
ディジタルフィルタ値に依存して一続きの正規化された
測定値を与え、この一続きの正規化された測定値はフロ
ントエンド回路１１４の周波数歪みによる影響を取除い
て対象の周波数範囲にわたって所望のレベルの測定精度
を達成する。
【００４９】プロセス６３０と６４０とは電子器具１１
０の動作の測定段階を成す。測定段階は、特定の精度レ
ベル内で入力信号が測定され、かつ表示されるべき電子
器具１１０の正常動作の状態を表わす。
【００５０】より広い局面におけるこの発明の精神から
離れることなく、以上に述べたこの発明の好ましい実施
例の詳細には多くの変更がなされ得ることが当業者には
明らかであるだろう。フロントエンド回路の周波数応答
を正規化するために、周波数領域における乗算ではなく
時間領域における畳み込みによってディジタルフィルタ
処理動作が行なわれるという共通の特徴を有する、さま
ざまなディジタルフィルタの型が用いられてもよい。異
なった型の較正信号が用いられて、測定周波数範囲内の
対象の周波数において既知の量の信号電圧を与えてもよ
い。したがって、この発明の範囲は前掲の特許請求の範
囲によって定められるべきである。
【図面の簡単な説明】
【図１】先行技術による周波数補償を有するフロントエ
ンド回路を用いる電子器具の簡略ブロック図である。
【図２】（Ａ）〜（Ｃ）は、先行技術によるフロントエ
ンド回路の理想に対する実際の周波数応答と、調節され
た周波数応答と、測定された周波数ルックアップテーブ
ル応答とを示す図である。
【図３】この発明による適応型ディジタルフィルタを用
いる、周波数補償を備えたフロントエンド回路を有する
電子器具の簡略ブロック図である。
【図４】サンプル速度で到達し、適応型ディジタルフィ
ルタで演算されて、図３の電子器具において正規化され
た測定値を与える、測定値の（等縮尺ではない）タイミ
ング図である。
【図５】この発明による図３の電子器具における適応型
ディジタルフィルタに用いられる有限インパルス応答
（ＦＩＲ）フィルタの簡略ブロック図である。
【図６】この発明による図５の適応型ディジタルフィル
タを用いて測定精度を改善するためのプロセスのフロー
図である。
【符号の説明】
１１０ 電子器具 １１２ 入力信号 １１４ フロントエンド回路 １１６ オーバーサンプリングアナログディジタル変換
器 １１７ 適応型ディジタルフィルタ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 スティーブン・ディ・スウィフト アメリカ合衆国、98155 ワシントン州、 シアトル、フィフス・アベニュ・エヌ・イ ー、15302 (72)発明者 グレッグ・エス・ギブソン アメリカ合衆国、98012 ワシントン州、 ボセル、ボールドウィン・ロード、18423

Claims (19)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 電子器具における測定精度を改善するた
    めの方法であって、 較正段階の間、既知の振幅特性および周波数特性を有す
    る較正信号をフロントエンド回路に結合するステップ
    と、 較正段階の間、前記フロントエンド回路を通して前記較
    正信号を受け取り、かつ評価信号を形成する一続きの較
    正測定値を発生するオーバーサンプリングアナログディ
    ジタル変換器によって前記較正信号を測定するステップ
    と、 １組のディジタルフィルタ値を最適化して、前記較正信
    号と前記評価信号との全体的な差を最小にするステップ
    と、 測定段階の間前記較正信号を、測定される入力信号と置
    換えるステップと、 前記入力信号を前記フロントエンド回路を通して受け取
    りかつ一続きの測定値を発生する前記オーバーサンプリ
    ングアナログディジタル変換器によって、前記入力信号
    を測定するステップと、 前記ディジタルフィルタ値を用いて適応型ディジタルフ
    ィルタによって前記測定値をディジタル的にフィルタ処
    理して、正規化された測定値を得るステップとを含む、
    方法。
  2. 【請求項２】 前記適応型ディジタルフィルタは有限イ
    ンパルス応答フィルタを含む、請求項１に記載の方法。
  3. 【請求項３】 最小二乗平均数学アルゴリズムに従って
    前記組のディジタルフィルタ値を最適化するステップを
    さらに含む、請求項２に記載の方法。
  4. 【請求項４】 時間領域における畳み込みを用いて、前
    記有限インパルス応答フィルタが前記測定値を演算す
    る、請求項２に記載の方法。
  5. 【請求項５】 前記較正信号が方形波を含む、請求項１
    に記載の方法。
  6. 【請求項６】 前記方形波が可変デューティサイクルを
    有する、請求項５に記載の方法。
  7. 【請求項７】 前記較正信号が、掃引された周波数の正
    弦波を含む、請求項１に記載の方法。
  8. 【請求項８】 前記較正信号がランダムノイズを含む、
    請求項１に記載の方法。
  9. 【請求項９】 電子器具における測定精度を改善するた
    めの方法であって、 較正段階の間、既知の振幅特性および周波数特性を有す
    る正弦波を含む較正信号をフロントエンド回路に結合す
    るステップと、 前記フロントエンド回路を通して前記較正信号を受け取
    り、かつ評価信号を形成する一続きの較正測定値を発生
    するオーバーサンプリングアナログディジタル変換器に
    よって前記較正信号を測定するステップと、 最小二乗平均数学アルゴリズムに従って１組のディジタ
    ルフィルタ値を最適化して、前記較正信号と前記評価信
    号との全体的な差を最小にするステップと、 測定段階の間、前記較正信号を測定される入力信号と置
    換えるステップと、 前記フロントエンド回路を通して前記入力信号を受け取
    りかつ一続きの測定値を発生する前記オーバーサンプリ
    ングアナログディジタル変換器によって、前記入力信号
    を測定するステップと、 前記組のディジタルフィルタ値を用いる有限インパルス
    応答フィルタによって前記測定値をディジタル的にフィ
    ルタ処理して、正規化された測定値を得るステップとを
    有する、電子器具における測定精度を改善するための方
    法。
  10. 【請求項１０】 前記時間領域における畳み込みを用い
    て、前記有限インパルス応答フィルタが前記測定値を演
    算する、請求項９に記載の方法。
  11. 【請求項１１】 前記方形波が可変デューティサイクル
    を有する、請求項９に記載の方法。
  12. 【請求項１２】 測定精度の高められた電子器具であっ
    て、 入力信号に結合するための入力を有するフロントエンド
    回路を含み、前記フロントエンド回路は周波数応答を有
    し、さらに前記フロントエンド回路に結合されて前記入
    力信号を受け取り、かつ前記入力信号の最も高い周波数
    の少なくとも２倍のサンプル速度で一続きの測定値を含
    む測定信号を生み出すオーバーサンプリングアナログデ
    ィジタル変換器と、 較正段階の間、既知の振幅特性および周波数特性を有す
    る較正信号を前記フロントエンド回路の前記入力に結合
    するための較正信号源とを含み、１組のディジタルフィ
    ルタ値が最適化されて前記測定信号と前記較正信号との
    差を最小にするようにし、さらに前記オーバーサンプリ
    ングアナログディジタル変換器に結合されて前記測定値
    を受け取る適応型ディジタルフィルタを含み、前記適応
    型ディジタルフィルタは測定段階の間前記組のディジタ
    ルフィルタ値に従って前記一続きの測定値を演算して、
    正規化された測定値を提供し、前記周波数応答の影響は
    実質的に減らされる、電子器具。
  13. 【請求項１３】 前記適応型ディジタルフィルタが有限
    インパルス応答フィルタを含む、請求項１２に記載の電
    子器具。
  14. 【請求項１４】 最小二乗平均数学アルゴリズムに従っ
    て前記組のディジタルフィルタ値が最適化される、請求
    項１３に記載の電子器具。
  15. 【請求項１５】 時間領域における畳み込みを用いて、
    前記有限インパルス応答フィルタが前記測定値を演算す
    る、請求項１３に記載の電子器具。
  16. 【請求項１６】 前記較正信号が方形波を含む、請求項
    １２に記載の電子器具。
  17. 【請求項１７】 前記方形波が可変デューティサイクル
    を有する、請求項１６に記載の電子器具。
  18. 【請求項１８】 前記較正信号が、掃引された周波数の
    正弦波を含む、請求項１２に記載の電子器具。
  19. 【請求項１９】 前記較正信号がランダムノイズを含
    む、請求項１２に記載の電子器具。
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