KR0185511B1 - 전자계측기에서 향상된 측정 정확도를 얻기 위한 적응성 디지털 필터 - Google Patents

전자계측기에서 향상된 측정 정확도를 얻기 위한 적응성 디지털 필터 Download PDF

Info

Publication number
KR0185511B1
KR0185511B1 KR1019960049670A KR19960049670A KR0185511B1 KR 0185511 B1 KR0185511 B1 KR 0185511B1 KR 1019960049670 A KR1019960049670 A KR 1019960049670A KR 19960049670 A KR19960049670 A KR 19960049670A KR 0185511 B1 KR0185511 B1 KR 0185511B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
digital filter
signal
end circuit
calibration
calibration signal
Prior art date
Application number
KR1019960049670A
Other languages
English (en)
Other versions
KR970060683A (ko
Inventor
에릭 알. 리틀
스티븐 디. 스위프트
그레그 에스. 깁슨
Original Assignee
플루크 코포레이션
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 플루크 코포레이션 filed Critical 플루크 코포레이션
Publication of KR970060683A publication Critical patent/KR970060683A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR0185511B1 publication Critical patent/KR0185511B1/ko

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H17/00—Networks using digital techniques
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H21/00—Adaptive networks
    • H03H21/0012—Digital adaptive filters
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R1/00—Details of instruments or arrangements of the types included in groups G01R5/00 - G01R13/00 and G01R31/00
    • G01R1/28—Provision in measuring instruments for reference values, e.g. standard voltage, standard waveform
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R15/00—Details of measuring arrangements of the types provided for in groups G01R17/00 - G01R29/00, G01R33/00 - G01R33/26 or G01R35/00
    • G01R15/12—Circuits for multi-testers, i.e. multimeters, e.g. for measuring voltage, current, or impedance at will
    • G01R15/125—Circuits for multi-testers, i.e. multimeters, e.g. for measuring voltage, current, or impedance at will for digital multimeters
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R35/00—Testing or calibrating of apparatus covered by the other groups of this subclass
    • G01R35/005—Calibrating; Standards or reference devices, e.g. voltage or resistance standards, "golden" references

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
  • Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
  • Measuring Instrument Details And Bridges, And Automatic Balancing Devices (AREA)
  • Measurement Of Resistance Or Impedance (AREA)
  • Indication And Recording Devices For Special Purposes And Tariff Metering Devices (AREA)

Abstract

본 발명에 따른, 적응성 디지털 필터는 측정될 입력신호에 연결되는 프론트-엔드회로를 구비하는 전자계측기에서 향상된 측정 정확도를 얻기 위해 제공된다. 아날로그-디지털 변환기는 측정위상동안 프론트-엔드회로를 통하여 들어오는 입력신호를 일련의 측정값으로 변환한다. 그후, 상기 일련의 측정값은 이를 수학적으로 동작시키는 적응성 디지털 필터에 제공되어 교정위상동안 얻어지는 한 세트의 디지털 필터값을 사용하는 시간영역의 콘벌루션 공정에서 프론트-엔드회로의 주파수응답 영향을 제거한다. 프론트-엔드회로의 주파수응답 필요는 적응성 디지털 필터에 의해 부가적으로 없어지기 때문에, 더 적은 부품을 갖고 수동의 조종을 요구하지 않는 더욱 간단한 프론트-엔드회로가 전자계측기에 사용된다.

Description

전자계측기에서 향상된 측정 정확도를 얻기 위한 적응성 디지털 필터
본 발명은 적응성 디지털 필터에 관한 것으로서, 특히, 전자계측기의 측정 정확도를 향상시킨 적응성 디지털 필터에 관한 것이다.
전기신호를 측정하는 다양한 전자계측기가 존재한다. 통상적인 전자계측기에서, 이 신호는 아날로그-디지털 변환기(ADC) 앞에서 입력신호를 동작시키는 증폭기, 감쇠기, 필터, 전압보호기, 및 다른 회로로 구성되는 아날로그 프론트-엔드회로 또는 입력회로와 연결된다. 디지털 멀티미터는 교류 및 직류전류와 함께 직류 및 교류전압, 직류저항을 측정하는 일반적으로 이용할 수 있는 전자계측기의 일례이다. 프론트-엔드회로는 상기 각각의 측정모드를 갖는 디지털 멀티미터의 형성과 ADC회로에 의해 측정될 형태로 변경된 신호를 제공하는데 필요하다.
프론트-엔드회로는 낮은 전압레벨의 신호를 ADC가 측정가능한 레벨로 증폭하거나 높은 전압레벨의 신호를 ADC가 측정가능한 레벨로 감쇠시킴으로써, 전압레벨 이동에 일반적으로 이용된다. 또한, 프론트-엔드회로는 손상을 야기시키는 높은 전압과의 우연한 연결로부터 전자계측기의 보호를 제공하도록 사용되고, 정확도에 불리하게 영향을 미치는 원하는 측정영역 외의 불필요한 주파수 성분을 제거하기 위해 신호를 필터링하도록 사용되고, 또는 다양한 측정모드용 전자계측기를 형성하기 위해 증폭기, 감쇠기, 및 필터 사이에서 신호를 전환하도록 사용된다.
측정 정확도는 전자계측기에서 중요한 파라메타이다. 지정된 주파수영역에 걸쳐 신호를 측정하는 동안, 전자계측기는 지정된 정확도 레벨을 통상적으로 유지해야 한다. 이상적으로, 전자계측기에서 프론트-엔드회로와 ADC는 지정된 주파수영역 내에서 임의의 신호에 같이 응답한다. 그러나, 실제의 프론트-엔드회로와 ADC는 이상적인 주파수응답을 갖지 못하고, 허용 가능한 정확도를 얻기 위해 주파수 보상이 요구된다.
종래의 전자계측기 기술에는 선택된 주파수영역에 걸쳐 측정 정확도를 유지하는 다양한 방법이 사용되어 왔다. 아날로그 보상기술은 허용차 레벨 디자인보다 생산성 변화가 실질적으로 적은 오버킬(overkill)디자인 또는 프론트-엔드회로의 주파수응답의 모양을 변화시키는 회로 파라메타를 수동으로 조정하는 것을 포함하여 원하는 주파수응답과 정확도 레벨을 맞춘다. 아날로그 보상기술은 효과적이지만, 이 기술의 실행은 추가의 비용요소와 제조시간을 필요로 하여, 제품수명에서의 유지 및 교정비용 뿐만아니라, 제품의 제조비용을 추가한다.
간소화한 프론트-엔드회로를 허용하는 전자계측기에서 원하는 정확도 레벨을 얻는 다른 방법은 주파수영역에 걸쳐 주지의 크기의 교정신호를 이용하고 검사표(look-up table)에서 측정되는 결과를 기록하여 프론트-엔드회로의 주파수응답을 측정하는 것이다. 이 방법에서, 측정되는 신호의 결과는 검사표에서의 값에 대하여 정규화되어 높아진 정확도를 갖는 정규화된 측정값을 얻는다. 측정되는 신호의 주파수를 알 수 있다면 이 기술은 효과적이어서, 검사표에서 정확한 값은 측정값을 정규화하도록 선택된다.
그래서, 원하는 측정 주파수영역에 걸쳐 교류신호를 위해 주파수응답을 조정할 필요가 없는 간소화된 프론트-엔드회로를 갖는 전자계측기에서 향상된 측정 정확도를 달성하는 것은 바람직하다. 원하는 측정 주파수영역 내에서 측정될 입력신호의 주파수를 인식할 필요가 없는 주파수 보상방법을 제공하는 것은 더욱 바람직하다.
본 발명의 목적은 적응성 디지털 필터를 사용하는 전자계측기에서 향상된 측정 정확도를 얻는 방법을 제공하는데 있다.
본 발명의 다른 목적은 프론트-엔드회로의 주파수응답 영향을 제거하기 위해 시간영역에서 동작하는 적응성 디지털 필터를 사용하는 전자계측기에서 향상된 측정 정확도를 얻는 방법을 제공하는데 있다.
본 발명의 다른 목적은 프론트-엔드회로의 주파수응답 영향을 제거하기 위해 적응성 디지털 필터를 사용하는 전자계측기에서 주파수응답을 조정할 필요가 없는 간략화된 프론트-엔드회로를 얻는 방법을 제공하는데 있다.
본 발명의 부가적인 목적은 프론트-엔드회로의 주파수응답 영향을 제거하기 위해 시간영역에서 동작하는 FIR필터를 사용하는 전자계측기에서 주파수응답을 조정할 필요가 없는 간략화된 프론트-엔드회로를 얻는 방법을 제공하는데 있다.
제1도는 종래의 기술에 따른 주파수 보상을 갖는 프론트-엔드회로를 사용하는 전자계측기를 간략화한 블록도,
제2도a 내지 제2도c는 실제의 주파수응답에 대한 이상적인 주파수응답, 조정된 주파수응답, 및 종래의 기술에 따른 프론트-엔드회로의 측정된 주파수 검사표 응답을 나타내는 그래프,
제3도는 본 발명에 따른 적응성 디지털 필터를 사용하여 주파수 보상을 갖는 프론트-엔드회로를 구비한 전자계측기를 간략화한 블록도,
제4도는 제3도의 전자계측기에서 정규화된 측정값을 얻도록 샘플 레이트에 도달하여 적응성 디지털 필터에 의해 동작되는 측정값의 타임도(눈금이 표시되지 않은),
제5도는 본 발명에 따른 도 3의 전자계측기에서 적응성 디지털 필터에 사용되는 유한 임펄스 응답(FIR)필터를 간략화한 블록도, 및
제6도는 본 발명에 따른 도 5의 적응성 디지털 필터를 사용하여 향상된 측정 정확도를 얻는 처리의 흐름도이다.
본 발명에 따르면, 전자계측기에서 향상된 측정 정확도를 얻기 위해 적응성 디지털 필터가 제공된다. 전자계측기에서 프론트-엔드회로는 입력신호를 측정용 ADC에 연결하기 위해 필요한 모든 감쇠, 증폭, 필터링, 보호, 및 전환기능을 제공한다. ADC는 후에 저장 및 수학적으로 처리될 디지털 데이터의 형태로 측정값을 발생시킨다. ADC는 적응성 디지털 필터의 디지털 필터값을 계산하는데 충분한 시간 분해능을 허용하기 위해 원하는 주파수영역에서 가장 높은 주파수의 적어도 2배의 주파수인 샘플 레이트를 구비하여야 한다. 적응성 디지털 필터에 의한 주파수 정규화는 더욱 정확하기 때문에, 더 높은 샘플 레이트는 입력신호의 더 높은 시간의 분해능 및 측정된 신호의 더 높은 정확도를 비례하여 제공한다.
교정위상동안, 주지의 전압 및 주파수특성의 교정신호 소스는 프론트-엔드회로의 정규화가 수행될 때 제공된다. 교정신호는 측정되고 디지털 필터값은 프론트-엔드회로의 주파수응답 영향을 제거하도록 최적화된다. 측정위상동안, 측정될 입력신호는 프론트-엔드회로의 입력에 연결되고 ADC에 의해 발생되는 일련의 측정값은 시간영역의 콘벌루션을 사용하는 적응성 디지털 필터에 의해 동작되어 일련의 정규화된 측정값을 얻는다.
교정신호 소스를 프론트-엔드회로의 입력에 연결하고, 교정신호에 반응하는 한 세트의 교정 측정값을 얻도록 교정신호 소스를 측정하고, 에러벡터를 얻도록 이상적인 한 세트의 교정 측정값에 대하여 상기 한 세트의 교정 측정값를 비교함으로써, 디지털 필터값은 계산된다.
유한 임펄스응답(FIR) 필터를 포함하는 다양한 적응성 디지털 필터기술중 하나를 사용하면, 측정값은 콘벌루션의 공정을 사용하는 적응성 디지털 필터에 의해 후에 동작되어 프론트-엔드회로의 주파수 왜곡영향을 제거한다. 이 콘벌루션 공정의 주파수영역의 등가는 프론트-엔드회로의 주파수응답의 역에 의한 측정값과 곱해져서 등가의 영향을 정규화한다. 정규화를 위한 시간영역에서 주파수영역으로의 변환 측정값 및 다시 시간영역으로의 역변환 측정값은 매우 복잡하고 어려운 계산을 필요로 하기 때문에, 시간영역에서 측정값을 동작시키는 디지털필터를 구현하는 것은 바람직하다.
콘벌루션을 사용하면, 적응성 디지털 필터는 시간영역에서 등가의 정규화를 완전하게 실행할 수 있다. 콘벌루션을 수행하기 위해 필요한 적응성 디지털 필터값은 적응성 알고리즘에 따라 추정신호와 원하는 신호 사이의 차이를 최소화 하도록 계산된다. FIR필터에서, 디지털 필터값은 주지 및 FIR필터에 적용되는 적응성 알고리즘에 따라 계산될 수 있다. 바람직한 실시예에서, 최소자승법(LSM)의 적응성 알고리즘은 적용을 간단 및 안정하게 하기 위해 선택된다. 이 기술에서 주지의 다른 적응성 알고리즘은 실제로 대치될 수 있다. 일단 계산되면, 디지털 필터값은 적응성 디지털 필터에 의해 사용되어 측정값이 주지의 샘플 레이트에 도달하는 일련의 측정값으로 모아지게끔 측정값을 동작시킨다. 일련의 측정값은 적응성 디지털 필터값에 따라 적응성 디지털 필터내에 감겨져서 프론트-엔드회로의 최소화된 주파수 왜곡 영향을 갖는 새로운 정규화된 일련의 측정값을 형성한다.
측정값은 각각의 측정값을 수학적으로 동작시키는 적응성 디지털 필터에 제공되어 한 세트의 디지털 필터값을 사용하는 프론트-엔드회로의 주파수응답 영향을 제거한다. 적응성 디지털 필터에서 교정측정값으로부터 계산되는 상기 디지털 필터 세트에 따라 측정값이 동작되기 때문에, 원하는 주파수영역내에서 입력신호의 주파수는 결정되야할 필요가 없다. 적응성 디지털 필터는 주지의 샘플 레이트에 도달하는 측정값을 동작시킨다. 프론트-엔드회로의 주파수응답 필요는 변화를 보상하는 적응성 디지털 필터에 의해 부과적으로 없어지기 때문에, 더 적은 부품을 갖는 더 간단한 프론트-엔드회로가 사용될 수 있다. 적응성 디지털 필터가 특정한 프론트-엔드회로의 변화를 조정하기 때문에, 프론트-엔드회로의 주파수응답을 수동으로 조정하는 공정은 제거된다.
다른 특징, 기능, 및 장점들은 첨부한 도면과 관련하여 아래의 설명을 읽음으로 이 분야에 숙련된 사람들에게 분명해진다.
제1도에서, 종래의 기술에 따른 전자계측기(10)의 간략화된 블록도가 도시된다. 전자계측기(10)는 통상적으로 1메가헤르츠 아래의 주파수영역 내에서, 다양한 주파수의 전기신호를 측정하는 기본적인 기능을 갖는 다양한 전자 테스트 및 측정 계측기를 포함한다. 디지털 멀티미터, 데이터 습득장치, 및 디지털 신호 애널라이저(analyzers)는 상기 측정 계측기의 예이다. 입력신호는 다양한 종류의 센서로부터의 출력신호와 함께 전압 및 전류레벨을 포함하는 다양한 전기신호이다.
1쌍의 측정리드(12)는 입력신호와 전자계측기(10)를 연결한다. 프론트-엔드회로(14)는 측정리드(12)와 연결되어 입력신호를 받아들여 측정가능한 레벨로 변환시킨다. 예로, 적용되는 프론트-엔드회로(14)는 낮은 전압레벨의 신호를 ADC가 측정가능한 레벨로 증폭시키고, 높은 전압레벨의 신호를 ADC가 측정가능한 레벨로 감쇠시킨다. 또한, 프론트-엔드회로(14) 손상을 야기시키는 높은 전압과의 우연한 연결로부터 전자계측기(10)의 보호를 제공 할 수 있고, 측정 정확도에 불리하게 영향을 미치는 원하는 측정영역 외의 불필요한 주파수 성분을 제거하기 위해 입력신호의 필터링을 할 수 있고, 또는 다양한 측정모드용 전자계측기(10)를 형성하기 위해 다양한 증폭기, 감쇠기, 및 필터 사이에서 신호의 전환도 할 수 있다.
아날로그-디지털 변환기(ADC)(16)는 프론트-엔드회로(14)와 연결되어 입력신호를 받아들여 디지털 데어타 형태의 일련의 측정값으로 변환한다. 마이크로프로세서(18)는 ADC(16)와 연결되어 측정값을 받아들여 더욱 프로세싱하고 디지털 메모리내에 저장한다. 디스플레이(20)는 마이크로프로세서(18)와 연결되어 전자계측기(10)의 적용에 알맞는 숫자 또는 그래픽의 형식으로 측정값을 시각적으로 표시한다.
입력신호를 필터링, 전환, 증폭, 및 감쇠시키는 다중 태스크를 수행시, 입력신호의 원하는 주파수영역에 걸쳐 주파수응답의 변화 때문에 프론트-엔드회로(14)는 입력신호 측정에서 원치않는 주파수 왜곡을 초래한다. 결국, 주파수 왜곡의 양은 전자계측기(10)에 의한 입력신호의 측정 정확도를 좌우하므로, 수정 및 최소화 되어야 한다. 전자계측기(10)는 교정위상과 측정위상을 포함하는 2개의 다른 동작위상을 갖는다. 교정위상동안, 전자계측기(10)의 내부 또는 외부중 어느 한곳의 교정신호 소스(22)는 다양한 주파수에서 주지의 크기의 교정신호를 프론트-엔드회로(14)의 입력에 제공하고 이를 입력신호에 대신해서 쓴다.
제2도a 내지 2c는 이상적인 주파수응답, 실제적인 주파수응답, 종래의 기술에 따른 조정된 주파수응답, 및 종래의 기술에 따른 측정된 주파수 검사표를 설명하는 그래프이다.
제2도a와 관하여 설명하면, 주파수응답 특성으로 총괄적으로 주지의 그래프상에 각각의 플롯을 갖는, 주파수에 대한 크기의 그래프가 도시된다. 이상적인 주파수응답(50)과 실제적인 주파수응답(52)를 포함하는 2개의 주파수 특성이 도시된다. 원하는 주파수영역에 걸쳐 주지의 크기의 교정신호를 프론트-엔드회로(14)의 입력에 공급하고, 주파수영역에 걸쳐 교정신호의 실제적인 크기에 대한 측정된 크기의 레이트를 계산하고, 주파수에 대한 크기의 함수로서 그래프상에 결과적인 레이트를 플롯팅함으로써, 각각의 주파수응답 특성은 작동된다. 측정값이 중요한 주파수영역에 걸쳐 ADC(16)에 의해 되돌아 오고, 차단주파수인 fc로 연장하는 중요 주파수영역에 걸쳐 교정신호의 실제적인 크기와 실질적으로 같은 조건에서, 주파수응답(50)을 바람직하다. 그래서, 0헤르츠에서 fc헤르츠까지의 주파수영역에서 입력신호의 이상적인 주파수응답(50)을 갖는 프론트-엔드회로(14)에 의해 발생되는 실질적인 왜곡은 없다.
주파수응답은 프론트-엔드회로(14)와 더욱 일반적으로 만나는 예로써, 실제적인 주파수응답(52)은 도 2A에 도시된다. 실제적인 주파수응답(52)의 모양은 프론트-엔드회로(14)내의 신호 통로에서 나타나는 반응성분의 물리적 특성에 의해 좌우된다. 도시된 바, 실제적인 주파수응답(52)은 통과대역내에서 리플과 차단주파수(fc)보다 실질적으로 낮은 고주파 롤-오프(roll-off)를 갖는다. 실제적인 주파수응답(52)은 이상적인 주파수응답(50)에서 벗어나기 때문에, 실제적인 주파수응답(52)을 갖는 전자계측기(10)에 의해 발생되는 측정값은 입력신호의 주파수성분에 의존하는 부정확도를 포함한다.
제2도b는 종래의 기술에 따른 향상된 측정 정확도를 얻기위해 (도 1에 도시된)프론트-엔드회로(14)를 조정하는 방법을 설명하는 그래프이다. 실제적인 주파수응답(52)은 교정신호 소스(22)를 입력신호 대신에 프론트-엔드회로(14)의 입력에 연결함으로써, 전자계측기(10)의 교정위상동안과 마찬가지로, 쉽게 측정되고 특성화된다. 보상 요소는 이상적인 주파수응답(50)에 더욱 근접하게 닮은 실제적인 주파수응답(52)을 발생시키도록 선택되는 값을 가지며, 저항, 캐패시터, 및 인턱터를 포함하는 프론트-엔드회로(14) 내로 설계된다. 조정 공정은 전적으로 수동이어서, 조정된 주파수응답을 얻도록 보상 요소를 수동으로 조정시, 실제적인 주파수응답(52)를 모니터하는 조작자를 쓴다. 조정 공정은 동일한 결과를 얻도록 자동화될 수 도 있다. 각각의 경우에, 조정은 각각 별개의 계측기로 수행되야 하며, 더 높은 제조비용과 증가된 복잡성을 초래한다. 제2도b는 리플을 평평하게 하고 롤-오프 주파수를 증가시킴으로써 이상적인 주파수응답(50)과 더욱 근접하게 닮도록 조정되어진 조정된 주파수응답(54)상에 포개진 실제적인 주파수응답(52)을 도시한다.
제2도c는 실제적인 주파수응답(52)을 측정하고 검사표(56)내에 측정값을 저장함으로써 향상된 측정 정확도를 얻는 방법을 설명하는 그래프이다. 입력신호의 측정값을 정규화하고 프론트-엔드회로(14)의 주파수 왜곡의 영향을 제거하기 위해, 이하 검사표(56)를 설명한다. 이 기술은 입력신호가 전자계측기(10)의 원하는 주파수영역내에서 주지의 주파수성분을 갖는한 효과적이다. 각각의 주파수성분은 검사표내에서 대응하는 값에 대하여 정규화되어 실제적인 주파수응답(52)의 영향을 제거한다. 검사표 기술은 사인곡선의 경우에서 처럼, 입력신호가 전자계측기의 원하는 주파수영역내에서 공지되고 수가 상대적으로 적은 주파수성분을 갖는한 효과적이다.
제3도는 본 발명에 따른 적응성 디지털 필터를 사용하여 향상된 측정 정확도를 얻는 방법을 사용하는 전자계측기(10)를 간략화한 블록도이다. 1쌍의 측정리드(112)는 입력신호와 연결된다. 프론트-엔드회로(114)는 측정리드(112)와 연결되어 입력신호를 받아들이고 입력신호를 측정가능한 레벨로 변환한다. 적용되는 프론트-엔드회로(114)는 종래의 기술의 프론트-엔드회로(14)와 같은 방식으로 낮은 전압레벨신호를 증폭시키고, 높은 전압레벨신호를 감쇠시키고, 전자계측기(110)용 보호를 제공하고, 입력신호를 필터링하고, 또는 입력신호를 전환한다. 그러나, 이상적인 주파수응답(50)과 근접하게 닮은 실제적인 주파수응답(52)을 구비할 필요는 프론트-엔드회로(114)에서 크게 감소되며, 이하에 더욱 상세히 설명된다.
오버(over)-표본화 아날로그-디지털 변환기(ADC)(116)는 프론트-엔드회로(114)에 연결되어 입력신호를 받아 샘플 레이트에서 측정값으로 변환한다. 표본화되는 신호를 재생하도록 요구되는 최소의 샘플 레이트는 입력신호의 최대 주파수 성분의 2배인 정규의 나이키스트(Nyquist) 레이트이다. 오버-표본화 ADC(116)는 나이키스트 레이트보다 실질적으로 높은 표본화 레이트로 선택된다. 오버-표본화 ADC(116)의 최소의 표본화 레이트는 주파수 보상의 충분한 정확도를 달성하도록 요구되는 시간의 분해능에 의해 좌우된다. 적응성 디지털 필터(117)는 오버-표본화 ADC(116)에 연결되어 측정값을 받아들인다.
전자계측기(110)는 교정위상과 측정위상을 포함하여, 2개의 다른 동작위상을 갖는다. 교정위상동안, 교정신호 소스(122)는 입력신호 대신에 프론트-엔드회로(114)의 입력이 연결된다. 교정신호 소스(122)는 주지의 주파수 및 크기특성을 갖는 교정신호를 제공한다. 교정신호 소스(122)는 기본 주파수의 기수 고조파에서 중요한 고조파성분을 갖는 사각파와 같은 간단한 파형을 구비한다. 선택적으로, 다양한 동작주기를 갖는 사각파, 스위프된(swept)-주파수의 사인파, 및 넓은 주파수 스팩트럼을 통과하는 랜덤잡음 또는 유사-랜덤잡음인 화이트 잡음을 포함하는 교정신호의 더욱 복잡한 파형은 선택된 주파수영역에 걸쳐 원하는 신호의 에너지레벨을 얻도록 선택된다. 선택된 주파수영역에 걸쳐 원하는 신호 에너지레벨을 얻는 것은 교정신호의 측정으로부터 유도되는 디지털 필더상수의 세트를 사용하는 적응성 디지털 필터(117)에 의해 형성되는 원하는 주파수영역에 걸쳐 보상의 정확도를 얻기위해 바람직하다.
디지털 필터값은 교정신호 소스를 프론트-엔드회로의 입력에 연결하고, 교정신호에 반응하는 한 세트의 교정측정값을 얻도록 교정신호 소스를 측정하고, 에러벡터를 얻도록 한 세트의 교정측정값을 이상적인 한 세트의 교정측정값에 대하여 비교함으로써 계산된다. 디지털 필터값은 에러벡터를 최소화함에 따라 선택되어, 프론트-엔드회로에 의해 발생되는 주파수응답 에러를 최소화한다.
측정위상동안, 적응성 디지털 필터(117)는 측정값과 동작하여 디지털 필터값 또는 이하에 더욱 상세히 설명되는 교정위상동안 계산되는 변수에 근거하여 정규화된 측정값을 얻는다. 정규화된 측정값은 이 측정값을 저장하고 더욱 프로세스하는 마이크로프로세서(118)와 연결된 후, 시각적으로 표시하기 위한 디스플레이(120)와 연결된다.
본 발명에 따른 프론트-엔드회로(114)에 의해 발생되는 주파수응답 에러를 감소시킴으로써, 프론트-엔드회로(114)에서의 요구는 몇가지의 방법에서 실질적으로 감소된다. 첫 번째, 프론트-엔드회로(114)의 예정된 주파수응답은 이전에 요구된것 처럼 제2도a에 도시된 이상적인 주파수응답(50)에 근접할 필요가 없어서, 구성요소의 개수 및 회로 복잡성을 감소시킨다. 두 번째, 유닛 사이에서의 제조 공차는 실질적으로 줄어들거나 제거되어, 프론트-엔드회로(114)를 수동으로 조정할 필요 및 프론트-엔드회로(114)를 포함하는 구성부분에서 요구되는 공차를 감소시켜야 할 필요를 제거하여, 제조비용을 감소시킨다.
제4도는 정규화된 측정값을 얻도록 샘플 레이트에서 연속된 일련으로 도달하여 적응성 디지털 필터(117)에 의해 동작되는 측정값의 타임도이다. 오버-표본화 ADC(116)는 샘플 레이트에서 입력신호를 연속적으로 표본화하고 일련의 측정값을 제공한다. 입력신호내에 포함된 주파수 정보는 일련의 측정값으로부터 형성되는 시간 기록의 형태로 모아진다. 적응성 디지털 필터(117)는 콘벌루션(convolution)으로 공지된 방식으로 일련으로부터의 다수의 측정값과 동시에 동작한다. 일련의 측정값의 각각의 측정값은 디지털 필터값에 대하여 곱하여지고 일련내의 다른 측정값에 더해져서 정규화된 측정값의 두 번째 일련을 만든다. 적응성 디지털 필터(117)에 의해 동시에 동작되는 측정값의 수는 적응성 디지털 필터(117)의 길이 또는 포함된 탭의 수에 의해 결정된다. 적응성 디지털 필터(117)의 길이는 정규화된 측정값에 요구되는 정확성 레벨 및 디지털 필터값의 더큰 수를 위한 해결의 계산의 복잡성을 간주함으로써 차례로 결정된다.
적응성 디지털 필터(117)는 적응성 필터링 응용에 사용되는 기술로 공지된 유한 임펄스응답(FIR) 필터 및 무한 임펄스응답(IIR) 필터를 포함하는 다수의 다른 종류로 구성된다. 적응성 디지털 필터의 각각의 종류는 측정값을 곱하고 결합시키는 정확한 방법은 다르더라도, 주지의 필터 알고리즘 및 저렴한 전자부픔을 사용하는 각각은 시간영역에서 측정값을 감는 공통의 특징을 공유한다.
제5도는 FIR필터에서의 본 발명에 따른 적응성 디지털 필터(117)의 일 실시예를 설명한다. FIR필터 구조는 메모리위치내에 저장되는 데이터를 다루는 소프트웨어 알고지즘 또는 FIR필터 동작에 알맞은 프로그램 가능한 디지털 논리회로의 표준셀 배열과 같은 하드웨어 장치중 어느 하나로 실행된다.
제5도에 도시된 것 처럼, 일련의 측정값은 FIR필터의 측정값으로 표시된 노드에 입력된다. 합요소(200), 곱요소(210), 및 지연요소(212)를 포함하는 FIR필터의 각각의 부분은 연결 아래의 다른 부분과 연결되어 정규화된 일련의 측정값을 발생한다. 지연요소(212)는 오버-표본화 ADC(116)의 샘플 레이트에 상응하는 일 샘플가간의 지연을 부과한다. 각각의 곱요소(210)는 상응하는 디지털 필터값을 받아들인다. 적응성 디지털 필터(117)는 일련내의 가장 최근의 측정값을 포함하여 상응하는 정규화된 일련의 측정값을 발생한다.
측정위상동안, 각각의 부분내에 포함된 각각의 측정값은 디지털 필터값 세트 중 상응하는 디지털 필터값에 의해 곱해지고 그 결과는 콘벌루션 공정에서의 모든 다른 부분에 의해 발생되는 결과에 더해진다. 콘벌루션은 주파수영역에서의 곱셈과 등가인 시간영역으로 통상 이해된다.
입력신호는 시간영역에서의 측정값으로 변환되기 때문에, 곱셈의 푸리에변환을 이용하는 주파수영역으로의 변환을 한 후에 시간영역으로의 역변환은 필요하며, 컴퓨터의 사용으로 쉬워진다. 시간영역 콘벌루션은 실시하기가 더 간단하기 때문에, 적응성 디지털 필터는 시간영역 콘벌루션을 사용하며, 표본화 함수를 완성하기 위해 교정신호를 측정시, 최적의 디지털 필터값의 세트는 한 번 계산되어야 한다.
교정위상동안, 주지의 크기 및 주파수특성을 갖는 교정신호는 입력신호의 대신으로 쓰인다. 교정신호를 나타내는 기대값 세트는 이미 저장된다. 교정신호를 측정하는 동안 오버-표본화 ADC(116)로부터 받아들여진 추정신호와 기대값 세트 사이에서의 차이로 나타나는 에러신호는 계산된다. 디지털 필터값을 동작하는 서로 작용하는 수학적인 방법은 에러신호내에 포함되는 전체의 에러 레벨을 최소화하도록 쓰여진다. 이 방법에서, 추정신호내에 포함되는 값은 저장되는 기대값과 매우 근접하게 맞춰지고 프론트-엔드회로(114)로부터 측정값으로의 에러 기여는 최소화된다.
디지털 필터값 세트를 얻는 수학적인 방법은 적응성 디지털 필터와 관련된 기술에서 주지의 여러 가지 방법이 있다. 바람직한 실시예에서 FIR필터의 형태로 실행되는 적응성 디지털 필터(117)에서, 디지털 필터값은 바람직한 실시예에서 최소자승법(LMS)에 따라 계산된다. LMS방법은 에러신호를 최소화하는 최적의 결과를 수렴하도록 디지털 필터값 세트를 위한 다중 반복을 필요로 한다. FIR필터의 탭에 따른 수에 따라, 세트내의 디지털 필터값의 수의 증가는 FIR필터내의 표본화 공정의 정화도를 증가시킨다. 그러나, 더 큰 디지털 필터값 세트를 더욱 더 사용하면 실질적으로 더 긴 계산 시간을 필요로하여 교정위상동안 디지털 필터값 세트를 계산한다.
제6도은 본 발명에 따른 적응성 디지털 필터를 사용하여 향상된 측정 정확도를 얻는 공정계통도이다. 프론트-엔드회로로 교정신호의 연결로 표시되는 공정(600)에서 교정신호 소스(122)(도 3에 도시된)는 입력신호 대신에 프론트-엔드회로(114)의 입력에 연결된다. 교정신호는 뒤에 측정될 중요한 주파수영역을 가로지르는 주지의 크기 및 주파수성분을 갖는다.
교정신호 측정으로 표시되는 공정(610)에서, 교정신호는 오버-표본화 ADC(116)에 연결되고 일련의 교정 측정값은 발생되고 추정신호를 구성한다.
적응성 디지털 필터값의 최적화로 표시되는 공정(620)에서, 적응성 디지털 필터값은 알고리즘을 사용하려 최적화된다. 디지털 필터의 가능한 실행의 넓은 다양성 때문에, 특정 응용에 디지털 필터를 적응시키는데 필요한 디지털 필터값을 계산하기위한 상응하는 다양한 알고리즘이 있다. 바람직한 실시예에서, FIR필터와 통상 연관되는 LSM알고리즘이 사용된다. 교정신호와 추정신호 사이의 차이는 에러신호이다. LMS알고리즘에 따르면, 최적의 디지털 필터값 세트와 적당히 가깝도록 미리 결정된 초기값은 원하는 디지털 필터값에서 알고리즘 수렴에 필요한 시간을 줄이기 위해 LMS알고리즘에 제공된다. 디지털 필터값 세트는 모든 에러신호가 최소화될 때 최적화된다.
공정(600, 610, 620)은 전자계측기(110) 동작의 교정위상을 공동으로 포함한다. 교정위상은 프론트-엔드회로(114)의 주파수응답에서 짧은 변화기간을 보상하기에 필요한 만끔 자주 형성된다.
입력신호 측정으로 표시된 공정(630)에서, 교정신호 소스(122)는 프론트-엔드회로(114)의 입력 및 정상의 측정상태하에 다시 적용되는 입력신호로부터 분리된다. 그후, 일련의 측정값은 오버-표본화 ADC(116)의 샘플 레이트에 따라 발생된다.
측정값의 디지털방식으로의 필터링으로 표시되는 공정(640)에서, 최적의 디지털 필터값 세트는 적응성 디지털 필터(117)에 적용된다. 그후, 프론트-엔드회로(114)의 주파수 왜곡효과를 제거시킨 최적의 디지털 필터값에 따라 일련의 정규화된 측정값을 마련하기위해, 적응성 디지털 필터(117)는 콘벌루션으로 일련의 측정값과 동작하여 중요한 주파수영역에 걸쳐 원하는 측정 정확도 레벨을 달성한다.
공정(630, 640)은 전자계측기(10) 동작의 측정위상을 공동으로 포함한다. 측정위상은 입력신호가 특정 정확도 레벨내에서 측정 및 표시되어야 하는 전자계측기(10)의 정상 동작상태를 나타낸다.
이 분야의 일반적인 기술을 구비한 사람들에게는, 더욱 넓은 특징에서 본 발명의 취지로부터 벗어나지 않고 상술한 본 발명의 바람직한 실시예의 세부적인 사항에 많은 변화가 있을 수 있다. 디지털 필터링 동작은 주파수영역에서의 곱보다는 시간영역에서의 콘벌루션에 의해 실시되어 프론트-엔드회로의 주파수응답을 정규화한다는 일반적인 특징으로는 다양한 디지털 필터의 종류는 사용된다. 교정신호의 다른 종류는 측정 주파수영역내의 중요한 주파수에서 주지의 신호 전압량을 제공하도록 사용될 수 있다. 그래서, 본 발명의 특허청구의 범위는 다음의 청구항에 의해 결정된다.
본 발명은 적응성 디지털 필터를 사용하는 전자계측기에서 향상된 측정 정확도를 얻는 방법을 제공한다.

Claims (19)

  1. (a)교정위상동안, 주지의 크기 및 주파수특성을 갖는 교정신호를 프론트-엔드회로에 연결하는 단계;
    (b)교정위상동안 상기 프론트-엔드회로를 통하여 상기 교정신호를 받아 추정신호를 형성하는 일련의 교정측정값을 생성하는 오버-표본화 아날로그-디지털 변환기에서 상기 교정신호를 측정하는 단계;
    (c)한 세트의 디지털 필터값을 최적화하여 상기 교정신호와 상기 추정신호 사이의 모든 차이를 최소화 하는 단계;
    (d)측정위상동안 상기 교정신호를 측정될 입력신호로 교환하는 단계;
    (e)상기 프론트-엔드회로를 통하여 상기 입력신호를 받아 일련의 측정값을 생성하는 상기 오버-표본화 아날로그-디지털 변환기에서 상기 입력신호를 측정하는 단계; 및
    (f)상기 디지털 필터값을 사용하는 적응성 디지털 필터에서 상기 측정값을 디지털 방식으로 필터링하여 표본화되는 측정값을 얻는 단계를 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 전자계측기에서 측정 정확도를 향상시키는 방법.
  2. 제 1항에 있어서,
    상기 적응성 디지털 필터는 유한 임펄스응답 필터를 포함하는 것을 특징으로 하는 전자계측기에서 측정 정확도를 향상시키는 방법.
  3. 제 2항에 있어서,
    최소자승법의 수학적 알고리즘에 따라 상기 디지털 필터값 세트를 최적화하는 단계를 더욱 포함하는 것을 특징으로 하는 전자계측기에서 측정 정확도를 향상시키는 방법.
  4. 제 2항에 있어서,
    상기 유한 임펄스응답 필터는 시간영역에서 콘벌루션을 사용하는 상기 측정값을 동작시키는 것을 특징으로 하는 전자계측기에서 측정 정확도를 향상시키는 방법.
  5. 제 1항에 있어서,
    상기 교정신호는 사각파를 포함하는 것을 특징으로 하는 전자계측기에서 측정 정확도를 향상시키는 방법.
  6. 제 5항에 있어서,
    상기 사각파는 다양한 동작 주기를 갖는 것을 특징으로 하는 전자계측기에서 측정 정확도를 향상시키는 방법.
  7. 제 1항에 있어서,
    상기 교정신호는 스위트된-주파수의 사인파를 포함하는 것을 특징으로 하는 전자계측기에서 측정 정확도를 향상시키는 방법.
  8. 제 1항에 있어서,
    상기 교정신호는 랜덤 잡음을 포함하는 것을 특징으로 하는 전자계측기에서 측정 정확도를 향상시키는 방법.
  9. (a)교정위상동안 주지의 크기 및 주파수특성을 갖는 사각파를 포함하는 교정신호를 프론트-엔드회로에 연결하는 단계;
    (b)상기 프론트-엔드회로를 통하여 상기 교정신호를 받아 추정신호를 형성하는 일련의 교정측정값을 생성하는 오버-표본화 아날로그-디지털 변환기에서 상기 교정신호를 측정하는 단계;
    (c)최소자승법의 수학적 알고리즘에 따라 한 세트의 디지털 필터값을 최적화하여 상기 교정신호와 상기 추정신호 사이의 모든 차이를 최소화 하는 단계;
    (d)측정위상동안 상기 교정신호를 측정될 입력신호로 교환하는 단계;
    (e)상기 프론트-엔드회로를 통하여 상기 입력신호를 받아 일련의 측정값을 생성하는 상기 오버-표본화 아날로그-디지털 변환기에서 상기 입력신호를 측정하는 단계; 및
    (f)상기 디지털 필터값 세트를 사용하는 적응성 디지털 필터에서 상기 측정값을 디지털 방식으로 필터링하여 표본화되는 측정값을 얻는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 전자계측기에서 측정 정확도를 향상시키는 방법.
  10. 제 9항에 있어서,
    상기 유한 임펄스응답 필터는 시간영역에서 콘벌루션을 사용하는 상기 측정값을 동작시키는 것을 특징으로 하는 전자계측기에서 측정 정확도를 향상시키는 방법.
  11. 제 9항에 있어서,
    상기 사각파는 다양한 동작 주기를 갖는 것을 특징으로 하는 전자계측기에서 측정 정확도를 향상시키는 방법.
  12. 입력신호에 연결하기 위한 입력을 갖고, 주파수응답을 갖는 프론트-엔드회로,
    입력신호를 받아 상기 입력신호의 가장 높은 주파수의 적어도 2배의 주파수의 샘플 레이트에서 일련의 측정값을 포함하는 측정된 신호를 발생시키기 위해 상기 프론트-엔드회로에 연결되는 오버-표본화 아날로그-디지털 변환기,
    교정위상동안 주지의 크기 및 주파수특성을 갖는 교정신호를 상기 프론트-엔드회로의 입력에 연결하는 교정신호 소스, 및
    상기 측정값을 받기 위해 상기 오버-표본화 아날로그-디지털 변환기에 연결되는 적응성 디지털 필터를 포함하여 이루어지고;
    한 세트의 디지털 필터값은 상기 측정된 신호와 상기 교정신호 사이의 차이를 최소화하도록 최적화되고,
    상기 적응성 디지털 필터는 측정위상동안 상기 디지털 필터값 세트에 따라 상기 일련의 측정값을 동작시켜 실절적으로 감소되는 상기 주파수응답의 효과를 갖는 표본화된 측정값을 제공하는 것을 특징으로 하는 향상된 측정 정확도를 갖는 전자계측기.
  13. 제 12항에 있어서,
    상기 적응성 디지털 필터는 유한 임펄스응답 필터를 포함하는 것을 특징으로 하는 향상된 측정 정확도를 갖는 전자계측기.
  14. 제 13항에 있어서,
    상기 디지털 필터값 세트는 최소자승법의 수학적인 알고리즘에 따라 최적화되는 것을 특징으로 하는 향상된 측정 정확도를 갖는 전자계측기.
  15. 제 13항에 있어서,
    상기 유한 임펄스응답 필터는 시간영역에서 콘벌루션을 사용하는 상기 측정값을 동작시키는 것을 특징으로 하는 향상된 측정 정확도를 갖는 전자계측기.
  16. 제 12항에 있어서,
    상기 교정신호는 사각파를 포함하는 것을 특징으로 하는 향상된 측정 정확도를 갖는 전자계측기.
  17. 제 16항에 있어서,
    상기 사각파는 다양한 동작 주기를 갖는 것을 특징으로 하는 향상된 측정 정확도를 갖는 전자계측기.
  18. 제 12항에 있어서,
    상기 교정신호는 스위프된-주파수의 사인파를 포함하는 것을 특징으로 하는 향상된 측정 정확도를 갖는 전자계측기.
  19. 제 12항에 있어서,
    상기 교정신호는 랜덤 잡음을 포함하는 것을 특징으로 하는 향상된 측정 정확도를 갖는 전자계측기.
KR1019960049670A 1996-01-30 1996-10-29 전자계측기에서 향상된 측정 정확도를 얻기 위한 적응성 디지털 필터 KR0185511B1 (ko)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US08/594,065 US5698984A (en) 1996-01-30 1996-01-30 Adaptive digital filter for improved measurement accuracy in an electronic instrument
US08/594,065 1996-01-30
US8/594,065 1996-01-30

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR970060683A KR970060683A (ko) 1997-08-12
KR0185511B1 true KR0185511B1 (ko) 1999-04-15

Family

ID=24377367

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1019960049670A KR0185511B1 (ko) 1996-01-30 1996-10-29 전자계측기에서 향상된 측정 정확도를 얻기 위한 적응성 디지털 필터

Country Status (7)

Country Link
US (1) US5698984A (ko)
EP (1) EP0787997B1 (ko)
JP (1) JP3050825B2 (ko)
KR (1) KR0185511B1 (ko)
DE (1) DE69627465T2 (ko)
HK (1) HK1002076A1 (ko)
TW (1) TW313628B (ko)

Families Citing this family (27)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3325456B2 (ja) * 1996-05-22 2002-09-17 株式会社アドバンテスト メモリリペア方法ならびにそのメモリリペア方法が適用される電子ビームメモリリペア装置およびメモリ冗長回路
US5930745A (en) * 1997-04-09 1999-07-27 Fluke Corporation Front-end architecture for a measurement instrument
DE19757296C2 (de) * 1997-12-22 2002-12-05 Rohde & Schwarz Verfahren zum Bestimmen der Übertragungsfunktion eines Meßgerätes
US6392402B1 (en) * 1998-07-30 2002-05-21 Fluke Corporation High crest factor rms measurement method
DE19926101B4 (de) * 1999-06-08 2004-04-08 Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg Anordnung zur Fehlerkompensation bei der Umsetzung von Hochfrequenzsignalen ins Basisband
US6493329B1 (en) * 1999-08-23 2002-12-10 Qualcomm Incorporated Adaptive channel estimation in a wireless communication system
US6542914B1 (en) 2000-09-01 2003-04-01 Lecroy Corporation Method and apparatus for increasing bandwidth in sampled systems
US6501329B1 (en) * 2000-11-16 2002-12-31 Linear Technology Corporation Adaptive filtering for improved RMS-to-DC signal conversion
JP2003078462A (ja) 2001-08-31 2003-03-14 Sanyo Electric Co Ltd 無線装置、その信号受信方法、そのフィルタ係数測定方法、およびそのフィルタ係数測定プログラム
WO2003040736A1 (en) * 2001-11-07 2003-05-15 Aware, Inc. Modeling and calibrating a three-port time-domain reflectometry system
US6772079B2 (en) * 2001-12-07 2004-08-03 Guzik Technical Enterprises Method and apparatus for equalization of a signal acquisition system
US6701335B2 (en) 2002-02-27 2004-03-02 Lecroy Corporation Digital frequency response compensator and arbitrary response generator system
US6798139B2 (en) * 2002-06-25 2004-09-28 General Electric Company Three electrode ceramic metal halide lamp
TW595108B (en) * 2003-09-17 2004-06-21 Spirox Corp Apparatus and method for measuring data converters
US7034517B2 (en) * 2004-03-15 2006-04-25 Fluke Corporation Multimeter with filtered measurement mode
TWI336168B (en) * 2004-04-13 2011-01-11 Realtek Semiconductor Corp Method and apparatus for tuning a digital filter
US7266464B2 (en) * 2004-12-17 2007-09-04 Texaco Inc. Dynamic cut-off frequency varying filter
JP5140915B2 (ja) * 2005-09-29 2013-02-13 富士通セミコンダクター株式会社 ノイズフィルタ及びフィルタリング方法
KR100714554B1 (ko) * 2006-05-24 2007-05-07 삼성전기주식회사 필터 캘리브레이션 회로
US7573408B2 (en) * 2006-09-21 2009-08-11 Analogic Corporation Method and system for correcting switched input A/D converters
US7382292B1 (en) * 2006-11-10 2008-06-03 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and apparatus for efficient signal interpolation
TWI361281B (en) * 2008-04-17 2012-04-01 Cyrustek Co A measurement unit including an auto switch low-pass filter
US8278940B2 (en) * 2009-09-30 2012-10-02 Tektronix, Inc. Signal acquisition system having a compensation digital filter
DE102013221394A1 (de) * 2013-10-22 2015-04-23 Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg Messgerät und Verfahren zur Messung eines Hochfrequenzsignals mit Deembedding
CN106018955B (zh) * 2016-05-07 2018-11-13 天津大学 快速卷积可调滤波器组的低速率端频率估计方法
CN106556736A (zh) * 2016-10-25 2017-04-05 嘉兴职业技术学院 一种多功能分析仪
US11687474B2 (en) 2021-02-23 2023-06-27 Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg Signal processing system and signal processing method

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CA1271995A (en) * 1984-07-05 1990-07-24 Nec Corporation Method and apparatus for converting an analog signal to a digital signal using an oversampling technique
US4943807A (en) * 1988-04-13 1990-07-24 Crystal Semiconductor Digitally calibrated delta-sigma analog-to-digital converter
US5257026A (en) * 1992-04-17 1993-10-26 Crystal Semiconductor, Inc. Method and apparatus for calibrating a multi-bit delta-sigma modular
US5557267A (en) * 1993-04-23 1996-09-17 Ade Corporation Apparatus and methods for measurement system calibration
US5463893A (en) * 1994-05-16 1995-11-07 General Electric Company Sensor matching through real-time output compensation
US5594612A (en) * 1994-08-24 1997-01-14 Crystal Semiconductor Corporation Analog-to-digital converter with digital linearity correction

Also Published As

Publication number Publication date
KR970060683A (ko) 1997-08-12
EP0787997B1 (en) 2003-04-16
DE69627465D1 (de) 2003-05-22
DE69627465T2 (de) 2004-02-26
EP0787997A3 (en) 1998-07-08
JP3050825B2 (ja) 2000-06-12
EP0787997A2 (en) 1997-08-06
US5698984A (en) 1997-12-16
JPH09214291A (ja) 1997-08-15
TW313628B (ko) 1997-08-21
HK1002076A1 (en) 1998-07-31

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR0185511B1 (ko) 전자계측기에서 향상된 측정 정확도를 얻기 위한 적응성 디지털 필터
US6701265B2 (en) Calibration for vector network analyzer
JP3565705B2 (ja) 測定装置のための測定フロントエンドおよび信号電圧から複数個の測定パラメータを得るための方法
CN102095904B (zh) 具有补偿数字滤波器的信号采集系统
EP0977043B1 (en) Broad dynamic range RMS measurement method
JP2005519269A (ja) デジタル周波数応答補正器及び随意応答発生器の方式
WO2003021279A1 (en) Methods and apparatus for phase compensation in electronic energy meters
CN112737618B (zh) 一种用于射频接收机的温度补偿方法
US5117180A (en) Method and apparatus for measuring RMS values
EP3884285B1 (en) Mutual inductance-type current sensing
Chua et al. Measuring Volterra kernels III: How to estimate the highest significant order
US6989663B2 (en) Flatness correction
US6285095B1 (en) Automatic compensation of an AC attenuator using a digital to capacitance converter
US11758308B2 (en) Systems and methods for improving frequency response of a high-speed data acquisition device
US4417310A (en) Apparatus for measuring distortion factor
JP4325970B2 (ja) 保護継電器の模擬高域フィルタ
US11892474B2 (en) Universal measurement input for connecting a small signal transformer and electrical device with such a measurement input
CN111487476B (zh) 一种准峰值检波方法和准峰值检波器
Carlosena et al. A new method for low-capacitance probing
EP1008861A1 (en) AC calibration apparatus
US9112457B1 (en) Decompressor
CN114740336A (zh) 一种放大器测试电路及测试方法
JP2002090394A (ja) 電圧測定回路及びその校正方法
KR20060112747A (ko) 개선된 기준신호 발생용 적응예측필터 및 이를 이용한능동전력필터 시스템
Hicks Techniques for supply harmonic measurement

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
G170 Publication of correction
FPAY Annual fee payment

Payment date: 20021217

Year of fee payment: 5

LAPS Lapse due to unpaid annual fee