JPH09129388A

JPH09129388A - 照明装置

Info

Publication number: JPH09129388A
Application number: JP7284212A
Authority: JP
Inventors: Yasunori Kawase; 靖憲河瀬
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1995-10-31
Filing date: 1995-10-31
Publication date: 1997-05-16

Abstract

(57)【要約】【課題】負荷異常状態に於ける装置保護が可能で、ラ
ッシュ電流を低減可能で、小型化可能な照明装置を提供
する。【解決手段】交流電源Ｖｓを整流器ＤＢ１で整流しコ
ンデンサＣｏで平滑した直流電力を、整流器ＤＢ１の出
力端に接続されたトランスＴの１次巻線Ｎｐ，スイッチ
ング素子Ｑ１の直列回路により高周波電力に変換し、こ
の高周波電力からトランスＴの２次巻線Ｎｓ，ダイオー
ドＤ１を介して得た直流電力を照明負荷ＩＬに供給す
る。ここで、スイッチング素子Ｑ１は駆動回路１により
高周波でＰＷＭ制御されている。駆動回路１の電源Ｖｃ
ｃは、始動時は、交流電源Ｖｓを制御電源回路４により
変換して得られる第１の直流電圧Ｖ４から得て、始動後
は、トランスＴの帰還巻線Ｎｃに発生する２次電圧をダ
イオードＤ２，コンデンサＣ３を介して得られる第２の
直流電圧Ｖ２から得る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する利用分野】本発明は照明装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】本発明に係る第１従来例の回路図を図１
９に示す。

【０００３】本回路は、交流電源Ｖｓを整流器ＤＢ１で
整流した直流電力を、整流器ＤＢ１の出力端に接続され
たトランスＴの１次巻線Ｎｐ，第１のスイッチング素子
（以下、スイッチング素子と呼ぶ。）Ｑ１の直列回路に
より高周波電力に変換し、この高周波電力からトランス
Ｔの２次巻線Ｎｓ，ダイオードＤ１を介して得た直流の
高周波電力を照明負荷ＩＬに供給する電力変換回路であ
り、所謂ＤＣ／ＤＣコンバータ回路である。ここで、ス
イッチング素子Ｑ１は駆動回路１により数１０ｋＨｚの
高周波でＰＷＭ制御されている。駆動回路１の電源Ｖｃ
ｃは、交流電源Ｖｓを整流器ＤＢ１で整流した直流電力
を抵抗Ｒ１を介してコンデンサＣ１で平滑し、常に一定
電圧となる様にツェナーダイオードＺＤ１でクランプし
て得られる。また、ランプフィラメントの断線、無負
荷、軽負荷などの異常状態に照明負荷ＩＬの両端電圧が
異常上昇するのを防止する為に、照明負荷ＩＬの両端に
負荷電圧検出回路４を設けて、負荷電圧検出回路４から
の検出信号をフォトカプラＰＣを介して駆動回路１に伝
達する構成を有している。なお、本回路は、スイッチン
グ素子Ｑ１のオン時にトランスＴの２次巻線Ｎｓに発生
する高周波電力を直流電力に変換して照明負荷ＩＬに供
給するフォワード型であっても、スイッチング素子Ｑ１
のオフ時にトランスＴの２次巻線Ｎｓに発生する高周波
電力を直流電力に変換して照明負荷ＩＬに供給するフラ
イバック型であってもよい。

【０００４】本発明に係る第２従来例の回路図を図２０
に示す。図１９に示した第１従来例と異なる点は、本回
路の始動時では、交流電源Ｖｓを整流器ＤＢ１で整流し
た直流電力を抵抗Ｒ１を介してコンデンサＣ１で平滑
し、ツェナーダイオードＺＤ１でクランプして駆動回路
１の電源Ｖｃｃを得、本回路の通常動作時では、トラン
スＴの帰還巻線Ｎｃに発生する２次電圧をダイオードＤ
２，コンデンサＣ３，ダイオードＤ４を介してコンデン
サＣ１で平滑し、ツェナーダイオードＺＤ１でクランプ
して駆動回路１の電源Ｖｃｃを得る様に構成したことで
あると共に、これらの切替を切替回路２により行う様に
構成したことであり、その他の第１従来例と同一構成に
は同一符号を付すことにより説明を省略する。

【０００５】次に切替回路２の動作を簡単に説明する。
本回路の始動時では、交流電源Ｖｓを整流器ＤＢ１で整
流した直流電圧から抵抗Ｒ２，コンデンサＣ２，ツェナ
ーダイオードＺＤ３を介して得られる電圧が一定値以上
になると、スイッチング素子Ｑ２がオンし、交流電源Ｖ
ｓから抵抗Ｒ１，スイッチング素子Ｑ２，ダイオードＤ
３を介してコンデンサＣ１が充電される。本回路が動作
すると、トランスＴの帰還巻線Ｎｃに発生する２次電圧
によりコンデンサＣ３が充電され、コンデンサＣ３の両
端に接続されたツェナーダイオードＺＤ２，抵抗Ｒ３，
Ｒ４の直列接続により分圧されたコンデンサＣ３の両端
電圧（以下、電圧と呼ぶ。）Ｖｃ３が一定値以上に達す
ると、スイッチング素子Ｑ３がオンすると共にスイッチ
ング素子Ｑ２がオフされるので、トランスＴの帰還巻線
ＮｃからダイオードＤ２，コンデンサＣ３，ダイオード
Ｄ４を介してコンデンサＣ１が充電される。この様に動
作することにより、始動時と通常動作時とに於ける駆動
回路１の電源Ｖｃｃの切替を行う。

【０００６】また、上記第１及び第２従来例に於ける駆
動回路１の具体的回路図を図２１に示す。

【０００７】本回路は、抵抗Ｒ５〜Ｒ７，コンデンサＣ
４，Ｃ５，基準電圧Ｖｘ，エラーアンプＡｍｐ１，ＰＷ
Ｍ制御回路３，三角波発振器ＯＳＣ，スイッチング素子
Ｑ４〜Ｑ５から構成され、その動作は以下に示す通りで
ある。

【０００８】先ず、フォトカプラＰＣを介して伝達され
た負荷電圧検出回路４からの検出信号によりフォトカプ
ラＰＣのフォトトランジスタがオンすると、抵抗Ｒ５，
Ｒ６，コンデンサＣ４により分圧した駆動回路１の電源
Ｖｃｃと基準電圧ＶｘとをエラーアンプＡｍｐ１に入力
してエラーアンプＡｍｐ１より出力Ｖｏを得る。そし
て、エラーアンプＡｍｐ１の出力Ｖｏと発振器ＯＳＣと
をＰＷＭ制御回路３に入力し、その出力により駆動回路
１の電源Ｖｃｃの両端に直列接続されたスイッチング素
子Ｑ４，Ｑ５を制御することにより、スイッチング素子
Ｑ１のオンデューティを制御し、照明負荷ＩＬが異常状
態であれば照明負荷ＩＬの両端電圧が異常上昇するの防
止する。

【０００９】ここで照明負荷ＩＬを白熱灯とすると、白
熱灯はランプフィラメントの温度が低い始動時では、点
灯時に比べてランプフィラメントのインピーダンス値が
低いので、ランプフィラメントが十分に温められ、その
インピーダンス値が増加するまでは照明負荷ＩＬ，スイ
ッチング素子Ｑ１にラッシュ電流が流れてしまう。この
ラッシュ電流を低減する為に照明負荷ＩＬの始動時にソ
フトスタートを行うことはよく知られており、その一例
としては図２１に示す様に、ＰＷＭ制御回路３の一方の
入力端子間にコンデンサＣ５を設け、エラーアンプＡｍ
ｐ１の出力からコンデンサＣ５を徐々に充電することに
より、図２２（ａ）に示す様に出力Ｖｏを徐々に上昇さ
せて、この出力Ｖｏの変化に応じて、図２２（ｂ）に示
す様にスイッチング素子Ｑ１のオンデューティを変化さ
せ（この場合は増加させ）、図２２（ｃ）に示す様にス
イッチング素子Ｑ１のドレイン・ソース間に流れる電流
ＩＤ１を徐々に増加させてラッシュ電流を低減するもの
がある。

【００１０】しかし上記第１，第２従来例に於ては、比
較的容量の大きなコンデンサＣ５を設ける必要があり、
装置が大型化してしまうという、第１の問題点が生じて
しまう。また、照明負荷ＩＬが短絡した場合などに過電
流がスイッチング素子Ｑ１に流れてスイッチング素子Ｑ
１に大きなストレスがかかってしまい、スイッチング素
子Ｑ１の特性劣化を招いてしまう、という第２の問題点
が生じてしまう。

【００１１】上記第２の問題点を解決する手段として図
２３に示したものがあり、その動作波形図を図２４に示
す。（第３従来例）図１９に示した第１従来例と異なる点は、スイッチング
素子Ｑ１に流れる電流を抵抗Ｒ５０で検出し、この電流
より抵抗Ｒ５１，コンデンサＣ５１を介して得られる電
圧Ｖ１と、基準電圧Ｖｐｏとを比較器ＣＯＭＰ１で比較
出力し、図２４（ａ）に示す様に、Ｖ１が基準電圧Ｖｐ
ｏを越えるとスイッチング素子Ｑ１に過電流が流れたと
判断し、図２４（ｂ）に示す様にスイッチング素子Ｑ１
のスイッチング動作を停止する様に構成したことであ
り、その他の第１従来例と同一構成には同一符号を付す
ことにより説明を省略する。なお、負荷電圧検出回路４
及びフォトカプラＰＣは省略している。

【００１２】この様に構成したことにより、照明負荷Ｉ
Ｌが短絡するなどしてスイッチング素子Ｑ１に過電流が
流れることを防止可能で、過電流によるスイッチング素
子Ｑ１にかかるストレスを低減可能とした。

【００１３】本発明に係る第４従来例の回路図を図２５
に、その動作波形図を図２６に示す。

【００１４】本回路は、交流電源Ｖｓの両端に調光器１
２を並列接続し、調光器１２を介した交流電源入力Ｖｉ
ｎを安定器１１で電力変換して照明負荷ＩＬに供給する
ものである。ここで調光器１２は、交流電源Ｖｓの一端
に接続された第２のスイッチング素子（例えばトライア
ック、以下スイッチング素子と呼ぶ。）Ｑｏと、交流電
源Ｖｓの他端に接続されたＬｏと、スイッチング素子Ｑ
ｏにトリガ信号を供給してスイッチング素子Ｑｏを導通
させるトリガ回路１３とから構成され、所謂位相制御を
行っている。また、安定器１１は交流電源入力Ｖｉｎを
整流する整流器ＤＢ１と、整流器ＤＢ１の直流電力出力
を交流の高周波電力に変換して照明負荷ＩＬに供給する
インバータ回路ＩＮＶ１と、インバータ回路ＩＮＶ１を
ソフトスタートさせる為のソフトスタート回路１４とか
ら構成される。ここでソフトスタート回路１４は、照明
負荷ＩＬのランプフィラメントのインピーダンス値が低
い始動時などに照明負荷ＩＬへの電力供給量を抑制し、
ラッシュ電流の抑制を行う。

【００１５】次に動作を簡単に説明する。トリガ回路１
３からのトリガ信号でスイッチング素子Ｑｏを導通角θ
でオンさせると、交流電源Ｖｓからスイッチング素子Ｑ
ｏを介して安定器１１に、図２６（ａ）に示す様な交流
電源入力Ｖｉｎが供給される。この導通角θを変化させ
て交流電源入力Ｖｉｎの位相を変化させることで安定器
１１への電力供給量を制御し、照明負荷ＩＬを調光制御
する。また、インバータ回路ＩＮＶ１を構成するスイッ
チング素子に流れるドレイン電流ＩＤ１の波形は図２６
（ｂ）に示す様になり、照明負荷ＩＬに供給されるラン
プ電流ＩＬ１の波形は図２６（ｃ）に示す様な高周波の
交流電流となる。

【００１６】本発明に係る第５従来例の回路図を図２７
に示す。本回路は、図２５に示す第４従来例の具体的回
路である。

【００１７】インバータ回路ＩＮＶ１は、スイッチング
素子Ｑ３１，Ｑ３２の直列接続と、スイッチング素子Ｑ
３１，Ｑ３２の直列接続の両端に並列接続されたコンデ
ンサＣ３１，Ｃ３２の直列接続をと含んでなると共に、
スイッチング素子Ｑ３１，Ｑ３２の接点及びコンデンサ
Ｃ３１，Ｃ３２の接点間に設けられたトランスＴ１の１
次巻線ｎ１，トランスＴ２の１次巻線ｎ１の直列接続と
トランスＴ１の２次巻線ｎ２の両端に並列接続された照
明負荷ＩＬとを負荷とし、トランスＴ２の２次巻線ｎ
２，ｎ３に発生する２次電圧によりスイッチング素子Ｑ
３１，Ｑ３２を交互にオンオフする、所謂自励式のハー
フブリッジインバータ回路である。ソフトスタート回路
１４はダイオードＤ４１，Ｄ４２，コンデンサＣ４１，
抵抗Ｒ４１，Ｒ４２から構成され、スイッチング素子Ｑ
３２のゲート・ソース間に設けられている。コンデンサ
Ｃ３１，Ｃ３２の直列接続の両端に接続された抵抗Ｒ３
１，コンデンサＣ３３の直列接続と、抵抗Ｒ３１，コン
デンサＣ３３の接点及びスイッチング素子Ｑ３２のゲー
ト端子間に接続されたトリガ素子（以下、スイッチング
素子と呼ぶ。）Ｑ３（例えばダイアック）とからインバ
ータ回路ＩＮＶ１の起動回路を構成している。

【００１８】次に動作を簡単に説明する。交流電源Ｖｓ
から調光器１２を介して得られる交流電源入力Ｖｉｎを
整流器ＤＢ１で整流した直流電圧により、抵抗Ｒ３１を
介してコンデンサＣ３３を充電する。コンデンサＣ３３
の両端電圧Ｖｃ３３（以下、電圧Ｖｃ３３と呼ぶ。）が
スイッチング素子Ｑ３のブレークオーバー電圧に達する
とスイッチング素子Ｑ３はオンし、スイッチング素子Ｑ
３２のゲート端子に電圧Ｖｃ３３が印加されてスイッチ
ング素子Ｑ３２がオンする。スイッチング素子Ｑ３２が
オンすると、交流電源Ｖｓ→調光器１２→整流器ＤＢ１
→コンデンサＣ３１→トランスＴ２の１次巻線ｎ１→ト
ランスＴ１の１次巻線ｎ１→スイッチング素子Ｑ３２→
整流器ＤＢ１→調光器１２→交流電源Ｖｓの経路で電流
が流れる。この電流によりトランスＴ１の２次巻線ｎ
２，ｎ３に２次電圧が発生するので、以後スイッチング
素子Ｑ３１，Ｑ３２は交互にオンオフを繰り返す。よっ
て、コンデンサＣ３１，Ｃ３２，トランスＴ１の１次巻
線ｎ１，トランスＴ２の１次巻線ｎ１からなる共振回路
に振動電流が流れて（だと思うが⇒要質問）インバータ
回路ＩＮＶ１が自励発振をし、トランスＴ１の２次巻線
ｎ２に、トランスＴ１の巻数比で決まる交流の高周波電
力が発生して照明負荷ＩＬに供給される。

【００１９】一方、トランスＴ２のｎ３に発生する２次
電圧はソフトスタート回路１４に印加される。起動直後
はコンデンサＣ４１は充電されていないので、トランス
Ｔ２の２次巻線ｎ３からダイオードＤ４１，抵抗Ｒ４
１，コンデンサＣ４１，抵抗Ｒ４２を介してスイッチン
グ素子Ｑ４１のベース電流を供給してスイッチング素子
Ｑ４１をオンする。スイッチング素子Ｑ４１がオンする
とスイッチング素子Ｑ３２のゲート電圧が引き下げられ
てスイッチング素子Ｑ３２をオフする。インバータ回路
ＩＮＶ１が動作を開始すると、ダイオードＤ４１，抵抗
Ｒ４１，Ｒ４２を介してコンデンサＣ４１は徐々に充電
され、やがてスイッチング素子Ｑ４１のベース電流は供
給されなくなり、スイッチング素子Ｑ４１はオフされ
る。この様に起動直後は、定常状態よりも発振周波数を
上げることで、起動直後にスイッチング素子Ｑ３１，Ｑ
３２にラッシュ電流が流れることを防止可能とする。

【００２０】なお、本回路ではスイッチング素子Ｑ３
１，Ｑ３２としてＦＥＴの代わりにダイオードを逆並列
接続させたトランジスタを用いてもよい。

【００２１】本発明に係る第６従来例の回路図を図２８
に、その動作波形図を２ー５に示す。

【００２２】本回路は、交流電源Ｖｓを整流器ＤＢ１で
整流した直流電力を、整流器ＤＢ１の出力端に接続され
たトランスＴの１次巻線Ｎｐ，スイッチング素子Ｑ１の
直列回路により高周波電力に変換し、この高周波電力か
らトランスＴの２次巻線Ｎｓ，ダイオードＤ１を介して
得た直流電力を照明負荷ＩＬに供給する所謂ＤＣ／ＤＣ
コンバータ回路である。ここで、スイッチング素子Ｑ１
は駆動回路１により数１０ｋＨｚの高周波でＰＷＭ制御
されている。駆動回路１の電源Ｖｃｃは、交流電源Ｖｓ
を整流器ＤＢ１で整流した直流電力を抵抗Ｒ１を介して
コンデンサＣ１で平滑して得られる。駆動回路１は、抵
抗Ｒ１１〜Ｒ１３，発振器ＯＳＣ，スイッチング素子Ｑ
１１〜Ｑ１２，コンデンサＣ１２，ＰＷＭ制御回路３か
ら構成される。

【００２３】次に動作を簡単に説明する。駆動回路１に
於ては、駆動回路１の電源Ｖｃｃを抵抗Ｒ１１，Ｒ１
２，コンデンサＣ１２で分圧して得られる出力Ｖｏと、
発振器ＯＳＣの三角波出力とをＰＷＭ制御回路３で比較
し、出力Ｖｏが発振器ＯＳＣの出力よりも高くなるとＰ
ＷＭ制御回路３からハイ（Ｈ）レベルの出力を得て、出
力Ｖｏが発振器ＯＳＣの出力よりも低くなるとＰＷＭ制
御回路３からロー（Ｌ）レベルの出力を得る。抵抗Ｒ１
３を介したＰＷＭ制御回路３の出力を変化させて駆動回
路１の電源Ｖｃｃの両端に直列接続されたスイッチング
素子Ｑ１１，Ｑ１２を制御することにより、スイッチン
グ素子Ｑ１のオンデューティを制御することができる。
つまり、ＰＷＭ制御回路３がＨレベルの信号を出力すれ
ば、スイッチング素子Ｑ１１はオン，スイッチング素子
Ｑ１２はオフするのでスイッチング素子Ｑ１はオンし、
ＰＷＭ制御回路３がＬレベルの信号を出力すれば、スイ
ッチング素子Ｑ１１はオフ，スイッチング素子Ｑ１２は
オンするのでスイッチング素子Ｑ１はオフし、ＰＷＭ制
御回路３のオンデューティを大きくすることで、スイッ
チング素子Ｑ１のオンデューティを大きくすることがで
きる。

【００２４】ここで、コンデンサＣ１２は抵抗Ｒ１１，
Ｒ１２との時定数により徐々に充電されていくので、出
力Ｖｏは徐々に上昇していく。よって、出力Ｖｏの上昇
に伴い、ＰＷＭ制御回路３のオンデューティは徐々に大
きくなり、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティが徐
々に大きくなるので、始動直後などに於いてスイッチン
グ素子Ｑ１及び照明負荷ＩＬにラッシュ電流が流れるこ
とを防止できる。

【００２５】また、トリガ回路１３からのトリガ信号で
スイッチング素子Ｑｏを導通角θでオンさせると、交流
電源Ｖｓからスイッチング素子Ｑｏを介して安定器１１
に，図２６（ａ）に示す様な交流電源入力Ｖｉｎが供給
される。この導通角θを変化させて交流電源入力Ｖｉｎ
の位相を変化させることで、安定器１１への電力供給量
を制御し、照明負荷ＩＬを調光制御する。この場合、ス
イッチング素子Ｑ１の駆動信号は図２９（ｂ）に、駆動
回路１の電源Ｖｃｃの電圧波形は図２９（ｃ）に、スイ
ッチング素子Ｑ１に流れるドレイン電流ＩＤ１の波形は
図２９（ｄ）に、照明負荷ＩＬに供給されるランプ電流
ＩＬ１の波形は図２９（ｅ）に示す様になる。

【００２６】

【発明が解決しようとする課題】しかし、上記第３の従
来例に於ては、以下に示す様な第３の問題点が生じてし
まう。

【００２７】照明負荷ＩＬの予熱時などの軽負荷時，ソ
フトスタート時などに於て、スイッチング素子Ｑ１に流
れる電流は照明負荷ＩＬの定常時に流れる電流より小さ
いにも関わらず、比較器ＣＯＭＰ１の基準電圧Ｖｐｏは
照明負荷ＩＬの定常時を基準として設計されていたの
で、軽負荷時，ソフトスタート時などに於て負荷短絡な
どの異常状態が生じても、それを十分には検出すること
はできず、スイッチング素子Ｑ１に大きなストレスがか
かってしてしまい、またスイッチングロスの増加も招い
てしまう。

【００２８】また、上記第４〜第６従来例に於ては、以
下に示す様な第４の問題点が生じる。

【００２９】調光器１２によりスイッチング素子Ｑｏを
オフされると、交流電源Ｖｓから安定器１１，照明負荷
ＩＬへの電力供給が遮断されるので、その期間は照明負
荷ＩＬのランプフィラメントが冷却され、ランプフィラ
メントのインピーダンスが低下してしまう。その状態で
スイッチング素子Ｑｏが再びオンされると、スイッチン
グ素子，照明負荷ＩＬなどにラッシュ電流が流れてしま
い、特に、スイッチング素子Ｑｏの導通角θが９０度近
傍になると、交流電源入力Ｖｉｎの値がピーク値近傍に
達するので、ラッシュ電流もの値も更に大きくなってス
イッチング素子，照明負荷ＩＬなどに大きなストレスが
印加されてしまい、スイッチング素子，照明負荷ＩＬな
どの特性劣化を招いてしまう。

【００３０】更に、上記第６従来例に於ては、以下に示
す様な第５の問題点が生じる。スイッチング素子Ｑｏが
オフされることにより、交流電源Ｖｓから抵抗Ｒ１を介
してのコンデンサＣ１の充電は停止してしまい、コンデ
ンサＣ１の電荷は放電されるのみになって駆動回路１の
電源Ｖｃｃは減少していく。これを防いで略一定の駆動
回路１の電源Ｖｃｃを得る為には、比較的大きな容量を
有するコンデンサＣ１を用いる必要があるが、それでは
装置の大型化を招いてしまう。

【００３１】本発明は、上記全ての問題点に鑑みてなさ
れたもので、その目的とするところは、負荷異常状態に
於ける装置保護が可能で、ラッシュ電流を低減可能で、
小型化可能な照明装置を提供することである。

【００３２】

【課題を解決するための手段】上記問題点を解決するた
めに、請求項１記載の発明によれば、少なくとも第１の
スイッチング素子及び２次巻線を有するトランスからな
ると共に交流電源を整流器で整流した直流電力を高周波
電力に変換して照明負荷に供給する電力変換回路と、第
１のスイッチング素子を駆動する駆動回路とを備え、第
１のスイッチング素子のオンデューティを大きくするこ
とにより照明負荷に供給する高周波電力を大きくする照
明装置に於いて、トランスは帰還巻線を有するものであ
ると共に、駆動回路の電源は、交流電源電圧出力を電力
変換して得られる第１の直流電圧と、トランスの帰還巻
線に発生する２次電圧を電力変換して得られる第２の直
流電圧とから得ることを特徴とする。

【００３３】請求項２記載の発明によれば、第１の直流
電圧と第２の直流電圧とは互いに並列接続されることを
特徴とする。

【００３４】請求項３記載の発明によれば、第１の直流
電圧と第２の直流電圧とは互いに直列接続されることを
特徴とする。

【００３５】請求項４記載の発明によれば、駆動回路の
電源は、照明負荷の始動時では第１の直流電圧から得
て、照明負荷の正常点灯時では第２の直流電圧から得る
ことを特徴とする。

【００３６】請求項５記載の発明によれば、駆動回路の
電源電圧値は、照明負荷の始動時の方が照明負荷の正常
点灯時よりも低いことを特徴とする。

【００３７】請求項６記載の発明によれば、駆動回路の
電源電圧値は、照明負荷の無負荷時及び軽負荷時では、
照明負荷の始動時よりも高く、照明負荷の正常点灯時よ
りも低いことを特徴とする。

【００３８】請求項７記載の発明によれば、第１のスイ
ッチング素子は、駆動回路の電源電圧値の上昇に応じて
オンデューティを大きくするものであることを特徴とす
る。

【００３９】請求項８記載の発明によれば、駆動回路
は、第１のスイッチング素子に流れるドレイン電流が一
定値を越えると第１のスイッチング素子のスイッチング
動作を停止するものであることを特徴とする。

【００４０】請求項９記載の発明によれば、駆動回路
は、第１のスイッチング素子に流れるドレイン電流が一
定値を越えた以後は第１のスイッチング素子のスイッチ
ング動作を停止するものであることを特徴とする。

【００４１】請求項１０記載の発明によれば、駆動回路
は、交流電源を整流器で整流して電力変換回路に入力さ
れる直流電力がゼロ電圧になると、第１のスイッチング
素子のスイッチング動作を停止するものであることを特
徴とする。

【００４２】請求項１１記載の発明によれば、交流電源
を整流器で整流して電力変換回路に入力される直流電力
を制御する第２のスイッチング素子を設けると共に、第
２のスイッチング素子を制御することにより、照明負荷
を調光制御することを特徴とする。

【００４３】請求項１２記載の発明によれば、電力変換
回路はＤＣ／ＤＣコンバータ回路であることを特徴とす
る。

【００４４】請求項１３記載の発明によれば、電力変換
回路はインバータ回路であることを特徴とする。

【００４５】請求項１４記載の発明によれば、照明負荷
は白熱灯であることを特徴とする。

【００４６】

【実施の形態】

（実施の形態１）本発明に係る第１の実施の形態の回路
図を図１に示す。

【００４７】本回路は、交流電源Ｖｓを整流器ＤＢ１で
整流しコンデンサＣｏで平滑した直流電力を、整流器Ｄ
Ｂ１の出力端に接続されたトランスＴの１次巻線Ｎｐ，
スイッチング素子Ｑ１の直列回路により高周波電力に変
換し、この高周波電力からトランスＴの２次巻線Ｎｓ，
ダイオードＤ１を介して得た直流電力を照明負荷ＩＬに
供給する所謂ＤＣ／ＤＣコンバータ回路である。ここ
で、スイッチング素子Ｑ１は駆動回路１により数１０ｋ
Ｈｚの高周波でＰＷＭ制御されている。駆動回路１の電
源Ｖｃｃは、始動時は、交流電源Ｖｓを制御電源回路４
により変換して得られる第１の直流電圧（以下、直流電
圧と呼ぶ。）Ｖ４から得て、始動後は、トランスＴの帰
還巻線Ｎｃに発生する２次電圧をダイオードＤ２，コン
デンサＣ３を介して得られる第２の直流電圧（以下、直
流電圧と呼ぶ。）Ｖ２から得る。なお、図１９に示した
第１従来例の回路と同一構成には同一符号を付してい
る。

【００４８】ここで、直流電圧Ｖ２は照明負荷ＩＬの状
態により変化し、照明負荷ＩＬの軽負荷時，無負荷時の
直流電圧Ｖ２は定格負荷時の直流電圧Ｖ２よりも低くな
る。また、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティは駆
動回路１の電源Ｖｃｃにより変化し、例えば図２１に示
す様な駆動回路１の場合は、スイッチング素子Ｑ１のオ
ンデューティは駆動回路１の電源Ｖｃｃの増加と共に大
きくなり、スイッチング素子Ｑ１のオンデューティの増
加と共に照明負荷ＩＬの負荷電圧は大きくなる。

【００４９】（実施の形態２）本発明に係る第２の実施
の形態の回路図を図２にに示す。

【００５０】図１に示した第１の実施の形態と異なる点
は、負荷電圧検出回路４は、コンデンサＣｏの両端電圧
を変換して直流電圧Ｖ４を得る様に構成したことであ
り、その他の第１の実施の形態と同一構成には同一符号
を付すことにより説明を省略する。

【００５１】（実施の形態３）本発明に係る第３の実施
の形態の回路図を図３に、その動作波形図を図４，図
５，図６，図７に示す。本回路は、図２に示す第２の実
施の形態の回路の具体例を示すものであり、負荷電圧検
出回路４として抵抗Ｒｓを用い、駆動回路１として図２
８に示したものを用いた。なお、図２に示した第２の実
施の形態の回路と同一構成には同一符号を付している。

【００５２】次に、図４〜図６を参照して、照明負荷Ｉ
Ｌの軽負荷時，無負荷時に於ける動作を以下に簡単に説
明する。

【００５３】ここで出力Ｖｏは、Ｖｏ＝Ｖｃｃ×Ｒ１２／（Ｒ１１＋Ｒ１２）・・・・（１）となり、駆動回路１の電源Ｖｃｃの変化に比例して変化
し、つまり駆動回路１の電源Ｖｃｃが増加するとスイッ
チング素子Ｑ１のオンデューティは増加し、図６（ｃ）
に示す様な駆動信号が駆動回路１よりスイッチング素子
Ｑ１に供給されるが、始動直後の駆動回路１の電源Ｖｃ
ｃ（＝Ｖｃｃ１）は低いので、図６（ｃ）に示す様にス
イッチング素子Ｑ１のオン時間は短くなる。スイッチン
グ素子Ｑ１がオンすると、トランスＴの２次巻線Ｎｓに
発生する２次電圧がダイオードＤ１を介して照明負荷Ｉ
Ｌに供給されて照明負荷ＩＬが点灯するが、ダイオード
Ｄ２がオフするのでトランスＴの帰還巻線Ｎｃに発生す
る帰還電圧ＶＮｃは駆動回路１には供給されない。スイ
ッチング素子Ｑ１がオフすると、スイッチング素子Ｑ１
のオン時にリーケージインダクタンスなどに蓄積された
エネルギーによりトランスＴの１次巻線Ｎｐにフライバ
ック電圧が発生すると共に、ダイオードＤ２がオンする
ので、トランスＴの帰還巻線Ｎｃに発生する帰還電圧Ｖ
ＮｃはダイオードＤ２，コンデンサＣ３を介して整流平
滑された直流電圧Ｖ２から駆動回路１の電源Ｖｃｃを得
る。

【００５４】一方、スイッチング素子Ｑ１に流れるドレ
イン電流ＩＤ１は、照明負荷ＩＬの定格負荷時よりも照
明負荷ＩＬの軽負荷時，無負荷時のほうが小さいので、
トランスＴの１次巻線Ｎｐに発生するフライバック電圧
によりトランスＴの帰還巻線Ｎｃに発生する帰還電圧Ｖ
Ｎｃは、図４に示す照明負荷ＩＬの定格負荷時よりも図
５に示す照明負荷ＩＬの軽負荷時，無負荷時のほうが小
さくなる。照明負荷ＩＬの軽負荷時，無負荷時の帰還電
圧ＶＮｃよりも駆動回路１の電源Ｖｃｃの方が高くなる
ように設定しておくことで、照明負荷ＩＬの軽負荷時，
無負荷時にはダイオードＤ２がオフされてトランスＴの
帰還巻線Ｎｃから駆動回路１へは直流電圧Ｖ２が供給さ
れず、図６（ａ）に示す様に、駆動回路１の電源Ｖｃｃ
は照明負荷ＩＬの定格負荷時の駆動回路１の電源Ｖｃｃ
よりも上昇することはなく、スイッチング素子Ｑ１のオ
ンデューティも照明負荷ＩＬの定格負荷時よりも大きく
なることはなく、照明負荷ＩＬに供給される電圧の上昇
も生じない。

【００５５】次に、照明負荷ＩＬの定常負荷時に於ける
動作を、図７を参照して以下に簡単に説明する。

【００５６】照明負荷ＩＬの始動時は直流電圧Ｖ４から
駆動回路１へ電圧供給されて駆動回路１の電源Ｖｃｃが
上昇していく。駆動回路１の電源Ｖｃｃが電圧Ｖｃｃ１
に達すると駆動回路１はスイッチング素子Ｑ１に駆動信
号を供給し、スイッチング素子Ｑ１は動作を開始する。
この時のスイッチング素子Ｑ１のオンデューティは小さ
いのでスイッチング素子Ｑ１のドレイン電流ＩＤ１は小
さい。スイッチング素子Ｑ１のオフ時にトランスＴの帰
還巻線Ｎｃに発生する帰還電圧ＶＮｃが電圧Ｖｃｃ１以
上になると、ダイオードＤ２がオンして直流電圧Ｖ２に
より駆動回路１の電源Ｖｃｃが上昇していく。駆動回路
１の電源Ｖｃｃが上昇すると出力Ｖｏが上昇するのでス
イッチング素子Ｑ１のオンデューティが大きくなり、ス
イッチング素子Ｑ１のドレイン電流ＩＤ１が増加し、ト
ランスＴの１次巻線Ｎｐ，２次巻線Ｎｓ，帰還巻線Ｎｃ
の各々に発生する電圧も増加していく。帰還電圧ＶＮｃ
が増加していくことにより駆動回路１の電源Ｖｃｃは増
加していくと共に、照明負荷ＩＬのフィラメントも十分
に予熱され、フィラメントのインピーダンスも大きくな
り、ラッシュ電流の発生を防止することができる。そし
て、以上の動作を繰り返すことにより帰還電圧ＶＮｃは
略一定になり、駆動回路１の電源Ｖｃｃ及びスイッチン
グ素子Ｑ１のオンデューティも略一定になり、照明負荷
ＩＬは定格電圧で安定点灯する。なお、ダイオードＤ２
により半波整流された帰還電圧ＶＮｃは、図７に示す様
に脈流電圧となる。

【００５７】（実施の形態４）本発明に係る第４の実施
の形態の回路図を図８に示す。

【００５８】図３に示した第３の実施の形態と異なる点
は、ダイオードＤ１１を介してコンデンサＣ３の両端
に、且つ駆動回路１の電源端子間にコンデンサＣ１２を
設け、ダイオードＤ２のカソード端子及びダイオードＤ
１１のカソード端子間にダイオードＤ１２を設け、ダイ
オードＤ１２を介してコンデンサＣ１２の両端にコンデ
ンサＣ１１を設けることにより、直流電圧Ｖ４と直流電
圧Ｖ２とを駆動回路１の駆動回路１の電源Ｖｃｃとして
並列接続したことであり、その他の第３の実施の形態と
同一構成には同一符号を付すことにより説明を省略す
る。

【００５９】（実施の形態５）本発明に係る第５の実施
の形態の回路図を図９に示す。

【００６０】図３に示した第３の実施の形態と異なる点
は、コンデンサＣ３の代わりにコンデンサＣ１３，Ｃ１
４からなる直列接続を設け、ダイオードＤ２のカソード
端子をコンデンサＣ１３，Ｃ１４の接点に接続して、直
流電圧Ｖ４と直流電圧Ｖ２とを駆動回路１の駆動回路１
の電源Ｖｃｃとして直列接続したことであり、その他の
第３の実施の形態と同一構成には同一符号を付すことに
より説明を省略する。

【００６１】（実施の形態６）本発明に係る第６の実施
の形態の回路図を図１０に、その動作波形図を図７に示
す。

【００６２】図３に示した第３の実施の形態と異なる点
は、抵抗Ｒｓ，コンデンサＣ３の接点と抵抗Ｒ１１との
間にツェナーダイオードＺＤ１１を設けたことであり、
その他の第３の実施の形態と同一構成には同一符号を付
すことにより説明を省略する。この様に構成したことに
より、出力Ｖｏは一定値でクランプされて、より確実に
駆動回路１の電源Ｖｃｃ及びスイッチング素子Ｑ１のオ
ンデューティも略一定になって照明負荷ＩＬは定格電圧
で安定点灯する。照明負荷ＩＬは安定点灯する。

【００６３】上記第１〜第６実施の形態に示す様に構成
したことにより、照明負荷ＩＬの両端電圧を検出する手
段を新たに設けることなく、簡単な構成で、軽負荷時，
無負荷時などでの負荷電圧の異常上昇を防止することと
共に、簡単な構成でソフトスタートを確実に行うことが
可能となり、ラッシュ電流を防止できる。なお、上記第
１〜第６実施の形態に示す回路図では、整流器ＤＢ出力
をコンデンサＣｏで平滑していたが、コンデンサＣｏを
省略して整流器ＤＢ１の脈流出力を供給する様に構成し
てもよい。

【００６４】（実施の形態７）本発明に係る第７の実施
の形態の回路図を図１１に示す。

【００６５】図３に示した第３の実施の形態と異なる点
は、スイッチング素子Ｑ１のソース及び整流器ＤＢ１の
負の出力端子間に接続した抵抗Ｒ４０にスイッチング素
子Ｑ１のドレイン電流ＩＤ１が流れることにより発生す
る電圧Ｖｙを、抵抗Ｒ５４，コンデンサＣ４０を介して
比較器ＣＯＭＰ１の正の入力端子に入力し、駆動回路１
の電源Ｖｃｃを抵抗Ｒ５２，Ｒ５２で分圧した電圧Ｖｚ
を比較器ＣＯＭＰ１の負の入力端子に入力し、比較器Ｃ
ＯＭＰ１で電圧Ｖｙ，Ｖｚを比較出力して駆動回路１に
供給する様に構成したことであり、その他の第３の実施
の形態と同一構成には同一符号を付すことにより説明を
省略する。

【００６６】次に動作を簡単に説明する。負荷短絡など
の異常状態が生じて過電流がスイッチング素子Ｑ１のド
レイン・ソース間に流れると、電圧Ｖｙの値が上昇し、
抵抗Ｒ５４，コンデンサＣ５１を介した電圧Ｖｙが電圧
Ｖｚよりも高くなると、比較器ＣＯＭＰ１から駆動回路
１へＨレベルの異常検出信号が入力され、駆動回路１に
よりスイッチング素子Ｑ１のスイッチング動作を停止
し、スイッチング素子Ｑ１への過電流は遮断される。一
方、抵抗Ｒ５４，コンデンサＣ５１を介したＶｙがＶｚ
よりも低くなると、比較器ＣＯＭＰ１から駆動回路１へ
異常検出信号が入力されず、駆動回路１によりスイッチ
ング素子Ｑ１のスイッチング動作を行う。

【００６７】軽負荷時及びソフトスタート時などに於け
るスイッチング素子Ｑ１のドレイン電流ＩＤ１が少ない
場合でも、軽負荷時及びソフトスタート時などは上述の
様に駆動回路１の電源Ｖｃｃの値が低下し、つまり電圧
Ｖｚが低下するので、軽負荷時及びソフトスタート時に
異常状態になっても確実にスイッチング素子Ｑ１のスイ
ッチング動作を停止し、確実に過電流を遮断して、スイ
ッチング素子にかかるストレスを低減することができ
る。

【００６８】なお、本実施の形態に於て、図１２に示す
様な所謂ラッチ回路５を、駆動回路１と比較器ＣＯＭＰ
１との間に設けることにより、駆動回路１の制御端子間
に接続されたスイッチング素子Ｑ５０がオンを継続する
ことにより過電流を検出後のスイッチング素子Ｑ１のス
イッチング動作を停止してしまうことも可能である。こ
こで、ラッチ回路５は、スイッチング素子Ｑ５０〜Ｑ５
３，抵抗Ｒ５４〜Ｒ５９，ダイオードＤ５１，Ｄ５２か
ら構成される。また、この様なラッチ回路５は全ての実
施の形態に示す回路に適用してもよい。

【００６９】（実施の形態８）本発明に係る第８の実施
の形態の回路図を図１３に、その動作波形図を図１４に
示す。

【００７０】図２５に示した第４従来例と異なる点は、
整流器ＤＢ１の直流出力電圧のゼロ電圧を検出してソフ
トスタート回路１４を制御するゼロ電圧検出回路１６を
設けたことであり、その他の第４従来例と同一構成には
同一符号を付すことにより説明を省略する。

【００７１】次に図１４を参照して動作を簡単に説明す
る。整流器ＤＢ１の直流出力電圧がゼロ電圧であれば、
つまり交流電源入力Ｖｉｎがゼロ電圧であれば、図１４
（ｂ）に示す様に、ゼロ電圧検出回路１６はＨレベルの
信号をソフトスタート回路１４へ出力し、図１４（ｃ）
に示す様に、その出力を受けてソフトスタート回路１４
はインバータ回路ＩＮＶ１へＬレベルの信号を出力し、
ソフトスタートを行わない。一方、整流器ＤＢ１の直流
出力電圧がゼロ電圧以外であれば、つまり交流電源入力
Ｖｉｎがゼロ電圧以外であれば、図１４（ｂ）に示す様
に、ゼロ電圧検出回路１６はＬレベルの信号をソフトス
タート回路１４へ出力し、図１４（ｃ）に示す様に、そ
の出力を受けてソフトスタート回路１４は一定期間だけ
インバータ回路ＩＮＶ１へＨレベルの信号を出力してソ
フトスタートを行う。この様な制御を行うことで、スイ
ッチング素子に流れる電流波形は図１４（ｄ）に、また
ランプ電流ＩＩＬの波形は図１４（ｅ）に示す様にな
る。

【００７２】（実施の形態９）本発明に係る第９の実施
の形態の回路図を図１５に示す。

【００７３】本回路は図１３に示した第８の実施の形態
の回路図の具体的回路であり、図２７に示した第５従来
例と異なる点は、整流器ＤＢ１の直流出力電圧のゼロ電
圧を検出してソフトスタート回路１４を制御するゼロ電
圧検出回路１６と、抵抗Ｒ４２を介してスイッチング素
子Ｑ４１の制御端子間に並列接続されたダイオードＤ４
３と、コンデンサＣ４１を介してダイオードＤ４３の両
端に並列接続されたスイッチング素子Ｑ４２とを設けた
ことであり、その他の第５従来例と同一構成には同一符
号を付すことにより説明を省略する。

【００７４】ここでゼロ電圧検出回路１６は、スイッチ
ング素子Ｑ４２を制御することによりソフトスタート回
路１４を制御する様に構成した。整流器ＤＢ１の直流
出力電圧がゼロ電圧であれば、つまり交流電源入力Ｖｉ
ｎがゼロ電圧であれば、ゼロ電圧検出回路１６はＨレベ
ルの信号をスイッチング素子Ｑ４２へ出力してスイッチ
ング素子Ｑ４２をオンし、スイッチング素子Ｑ４２をオ
ンすることによりコンデンサＣ４１の電荷を引抜いてソ
フトスタート回路１４を停止し、ソフトスタート回路１
４はソフトスタートを行わない。一方、整流器ＤＢ１の
直流出力電圧がゼロ電圧以外であれば、つまり交流電源
入力Ｖｉｎがゼロ電圧以外であれば、ゼロ電圧検出回路
１６はＬレベルの信号をスイッチング素子Ｑ４２へ出力
してスイッチング素子Ｑ４２をオフし、スイッチング素
子Ｑ４２をオフすることによりソフトスタート回路１４
はソフトスタートを行う。

【００７５】図１６にゼロ電圧検出回路１６の具体例の
回路図を示す。本回路は、抵抗Ｒ６１〜Ｒ６７，スイッ
チング素子Ｑ６１，Ｑ６２，コンデンサＣ６２，Ｃ６
３，ツェナーダイオードＺＤ６１，比較器ＣＯＭＰ２か
ら構成され、整流器ＤＢ１の出力端に並列接続された抵
抗Ｒ６７，コンデンサＣ６３の直列接続と、コンデンサ
Ｃ６３の両端に並列接続されたツェナーダイオードＺＤ
６１とからゼロ電圧検出回路１６の電源電圧Ｖ６０を得
る。そして、電源電圧Ｖ６０を抵抗Ｒ６３，Ｒ６４によ
り分圧して得られる電圧Ｖ６１と、電源電圧Ｖ６０を抵
抗Ｒ６５，Ｒ６６，コンデンサＣ６２により分圧して得
られる電圧Ｖ６２とを比較器ＣＯＭＰ２で比較出力し、
ゼロ電圧検出回路１６の出力信号としている。

【００７６】本回路の動作を以下に簡単に示す。交流電
源入力Ｖｉｎがゼロ電圧つまり整流器ＤＢ１の出力がゼ
ロ電圧の場合、抵抗Ｒ６１を介してスイッチング素子Ｑ
６１はオフするので、抵抗Ｒ６２を介して電源電圧Ｖ６
０からスイッチング素子Ｑ６２のベース端子にベース電
流が供給されてスイッチング素子Ｑ６２がオンする。ス
イッチング素子Ｑ６２がオンすると抵抗Ｒ６４の両端が
短絡され、電圧Ｖ６１は略零になって電圧Ｖ６２よりも
低くなり、比較器ＣＯＭＰ２からはＨレベルの出力信号
が得られる。一方、交流電源入力Ｖｉｎがゼロ電圧以外
つまり整流器ＤＢ１の出力がゼロ電圧以外の場合、抵抗
Ｒ６１を介してスイッチング素子Ｑ６１はオンするの
で、スイッチング素子Ｑ６２がオフする。スイッチング
素子Ｑ６２がオフすると電圧Ｖ６１は上昇して電圧Ｖ６
２よりも高くなり、比較器ＣＯＭＰ２からはＬレベルの
出力信号が得られる。

【００７７】（実施の形態１０）本発明に係る第１０の
実施の形態の回路図を図１７に、その動作波形図を図１
８に示す。

【００７８】本回路は、図２８の第６従来例に示した回
路にゼロ電圧検出回路１６を用い、コンデンサＣ１２の
両端に並列接続したスイッチング素子Ｑ４２を、整流器
ＤＢ１の直流出力電圧のゼロ電圧を検出してゼロ電圧検
出回路１６で制御することにより駆動回路１の出力を制
御する様に構成したものであり、第６従来例と同一構成
には同一符号を付すことにより説明を省略する。

【００７９】次に動作を簡単に説明する。整流器ＤＢ１
の直流出力電圧がゼロ電圧であれば、つまり交流電源入
力Ｖｉｎがゼロ電圧であれば、ゼロ電圧検出回路１６は
Ｈレベルの信号をスイッチング素子Ｑ４２へ出力してス
イッチング素子Ｑ４２をオンして出力Ｖｏを略零まで低
下し、駆動回路１はＬレベルの信号を出力するのでスイ
ッチング素子Ｑ１はスイッチング動作を停止し、ソフト
スタートを行わない。一方、整流器ＤＢ１の直流出力電
圧がゼロ電圧以外であれば、つまり交流電源入力Ｖｉｎ
がゼロ電圧以外であれば、ゼロ電圧検出回路１６はＬレ
ベルの信号をスイッチング素子Ｑ４２へ出力してスイッ
チング素子Ｑ４２をオフする。スイッチング素子Ｑ４２
をオフすると、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２を介してコンデンサ
Ｃ１２は徐々に充電され、駆動回路１の電源Ｖｃｃを抵
抗Ｒ１１，Ｒ１２で分圧した電圧まで出力Ｖｏは徐々に
上昇していく。出力Ｖｏが上昇することによりスイッチ
ング素子Ｑ１のオンディーティは徐々に大きくなってい
き、ソフトスタートを行うことができる。

【００８０】上記第１０の実施の形態に示した様に構成
したことにより、スイッチング素子Ｑｏがオフすると、
駆動回路１を確実に停止することができるので、スイッ
チング素子Ｑｏのオフ時に於ける駆動回路１の電源Ｖｃ
ｃの低下を防止して略一定の駆動回路１の電源Ｖｃｃを
得ることが可能となる。

【００８１】また、上記第８〜第１０の実施の形態に示
した様に構成したことにより、スイッチング素子Ｑｏの
オンの度に簡単な構成でソフトスタートを確実に行うこ
とが可能となり、スイッチング素子、照明負荷ＩＬなど
にラッシュ電流が流れることを防止できる。

【００８２】

【発明の効果】請求項１から請求項６及び請求項１２か
ら請求項１４に記載の発明によれば、照明負荷の両端電
圧を検出する手段を新たに設けることなく、簡単な構成
で軽負荷時，無負荷時などでの負荷異常状態に於ける装
置保護が可能で、小型化可能な照明装置を提供できる。

【００８３】請求項７記載の発明によれば、簡単な構成
で確実にソフトスタートすることにより、確実にラッシ
ュ電流を防止可能で、小型化可能な照明装置を提供でき
る。

【００８４】請求項８、請求項９記載の発明によれば、
軽負荷時及びソフトスタート時を含めた場合に異常状態
になっても、確実にスイッチング素子のスイッチング動
作を停止して過電流を遮断することにより、スイッチン
グ素子、照明負荷などにかかるストレスを低減可能であ
ると共に、小型化可能な照明装置を提供できる。

【００８５】請求項１０、請求項１１に記載の発明によ
れば、簡単な構成で、調光制御の度に確実にソフトスタ
ートすることにより、確実にラッシュ電流を防止可能
で、小型化可能な照明装置を提供できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る第１の実施の形態を示す回路図で
ある。

【図２】本発明に係る第２の実施の形態を示す回路図で
ある。

【図３】本発明に係る第３の実施の形態を示す回路図で
ある。

【図４】上記実施の形態に係る定常負荷時に於ける帰還
巻線の電圧波形図を示す。

【図５】上記実施の形態に係る無負荷時及び軽負荷時に
於ける帰還巻線の電圧波形図を示す。

【図６】上記実施の形態に係る動作波形図を示す。

【図７】上記実施の形態に係る別の動作波形図を示す。

【図８】本発明に係る第４の実施の形態を示す回路図で
ある。

【図９】本発明に係る第５の実施の形態を示す回路図で
ある。

【図１０】本発明に係る第６の実施の形態を示す回路図
である。

【図１１】本発明に係る第７の実施の形態を示す回路図
である。

【図１２】ラッチ回路の具体的回路図を示す。

【図１３】本発明に係る第８の実施の形態を示す回路図
である。

【図１４】上記実施の形態に係る動作波形図を示す。

【図１５】本発明に係る第９の実施の形態を示す回路図
である。

【図１６】ゼロ電圧検出回路の具体的回路図を示す。

【図１７】本発明に係る第１０の実施の形態を示す回路
図である。

【図１８】上記実施の形態に係る動作波形図を示す。

【図１９】本発明に係る第１従来例を示す回路図であ
る。

【図２０】本発明に係る第２従来例を示す回路図であ
る。

【図２１】上記第１及び第２従来例に於ける駆動回路の
具体的回路図を示す。

【図２２】上記駆動回路に係る動作波形図を示す。

【図２３】本発明に係る第３従来例を示す回路図であ
る。

【図２４】上記従来例に係る動作波形図を示す。

【図２５】本発明に係る第４従来例を示す回路図であ
る。

【図２６】上記従来例に係る動作波形図を示す。

【図２７】本発明に係る第５従来例を示す回路図であ
る。

【図２８】本発明に係る第６従来例を示す回路図であ
る。

【図２９】上記従来例に係る動作波形図を示す。

【符号の説明】

１駆動回路ＤＢ整流器ＩＤドレイン電流ＩＬ照明負荷ＩＮＶインバータ回路Ｎ巻線Ｑスイッチング素子ＴトランスＶ電圧Ｖａｃ交流電源

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】少なくとも第１のスイッチング素子及び
２次巻線を有するトランスからなると共に交流電源を整
流器で整流した直流電力を高周波電力に変換して照明負
荷に供給する電力変換回路と、前記第１のスイッチング
素子を駆動する駆動回路とを備え、前記第１のスイッチ
ング素子のオンデューティを大きくすることにより前記
照明負荷に供給する高周波電力を大きくする照明装置に
於いて、前記トランスは帰還巻線を有するものであると共に、前記駆動回路の電源は、前記交流電源電圧出力を電力変
換して得られる第１の直流電圧と、前記トランスの帰還
巻線に発生する２次電圧を電力変換して得られる第２の
直流電圧とから得ることを特徴とする照明装置。
【請求項２】前記第１の直流電圧と前記第２の直流電
圧とは、互いに並列接続されることを特徴とする請求項
１記載の照明装置。
【請求項３】前記第１の直流電圧と前記第２の直流電
圧とは、互いに直列接続されることを特徴とする請求項
１記載の照明装置。
【請求項４】前記駆動回路の電源は、前記照明負荷の
始動時では前記第１の直流電圧から得て、前記照明負荷
の正常点灯時では前記第２の直流電圧から得ることを特
徴とする請求項１から請求項３のいずれかに記載の照明
装置。
【請求項５】前記駆動回路の電源電圧値は、前記照明
負荷の始動時の方が前記照明負荷の正常点灯時よりも低
いことを特徴とする請求項１から請求項４のいずれかに
記載の照明装置。
【請求項６】前記駆動回路の電源電圧値は、前記照明
負荷の無負荷時及び軽負荷時では、前記照明負荷の始動
時よりも高く、前記照明負荷の正常点灯時よりも低いこ
とを特徴とする請求項１から請求項５のいずれかに記載
の照明装置。
【請求項７】前記第１のスイッチング素子は、前記駆
動回路の電源電圧値の上昇に応じて、オンデューティを
大きくするものであることを特徴とする請求項１から請
求項６のいずれかに記載の照明装置。
【請求項８】前記駆動回路は、前記第１のスイッチン
グ素子に流れるドレイン電流が一定値を越えると、前記
第１のスイッチング素子のスイッチング動作を停止する
ものであることを特徴とする請求項１から請求項７のい
ずれかに記載の照明装置。
【請求項９】前記駆動回路は、前記第１のスイッチン
グ素子に流れるドレイン電流が一定値を越えた以後は、
前記第１のスイッチング素子のスイッチング動作を停止
するものであることを特徴とする請求項１から請求項７
のいずれかに記載の照明装置。
【請求項１０】前記駆動回路は、前記交流電源を整流
器で整流して前記電力変換回路に入力される直流電力が
ゼロ電圧になると、前記第１のスイッチング素子のスイ
ッチング動作を停止するものであることを特徴とする請
求項１から請求項８のいずれかに記載の照明装置。
【請求項１１】前記交流電源を整流器で整流して前記
電力変換回路に入力される直流電力を制御する第２のス
イッチング素子を設けると共に、前記第２のスイッチン
グ素子を制御することにより、前記照明負荷を調光制御
することを特徴とする請求項１から請求項１０のいずれ
かに記載の照明装置。
【請求項１２】前記電力変換回路は、ＤＣ／ＤＣコン
バータ回路であることを特徴とする請求項１、請求項１
０、請求項１１のいずれかに記載の照明装置。
【請求項１３】前記電力変換回路は、インバータ回路
であることを特徴とする請求項１、請求項１０、請求項
１１のいずれかに記載の照明装置。
【請求項１４】前記照明負荷は、白熱灯であることを
特徴とする請求項１から請求項６及び請求項１１のいず
れかに記載の照明装置。