JPH08293799A - ノイズ低減方法、ノイズ低減装置及び記録媒体 - Google Patents
ノイズ低減方法、ノイズ低減装置及び記録媒体Info
- Publication number
- JPH08293799A JPH08293799A JP9494295A JP9494295A JPH08293799A JP H08293799 A JPH08293799 A JP H08293799A JP 9494295 A JP9494295 A JP 9494295A JP 9494295 A JP9494295 A JP 9494295A JP H08293799 A JPH08293799 A JP H08293799A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- noise
- signal
- dither
- filter
- low frequency
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/14—Picture signal circuitry for video frequency region
- H04N5/21—Circuitry for suppressing or minimising disturbance, e.g. moiré or halo
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
- H03M3/30—Delta-sigma modulation
- H03M3/322—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters
- H03M3/324—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters characterised by means or methods for compensating or preventing more than one type of error at a time, e.g. by synchronisation or using a ratiometric arrangement
- H03M3/326—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters characterised by means or methods for compensating or preventing more than one type of error at a time, e.g. by synchronisation or using a ratiometric arrangement by averaging out the errors
- H03M3/328—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters characterised by means or methods for compensating or preventing more than one type of error at a time, e.g. by synchronisation or using a ratiometric arrangement by averaging out the errors using dither
- H03M3/3287—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters characterised by means or methods for compensating or preventing more than one type of error at a time, e.g. by synchronisation or using a ratiometric arrangement by averaging out the errors using dither the dither being at least partially dependent on the input signal
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N19/00—Methods or arrangements for coding, decoding, compressing or decompressing digital video signals
- H04N19/80—Details of filtering operations specially adapted for video compression, e.g. for pixel interpolation
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
- H03M3/30—Delta-sigma modulation
- H03M3/322—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters
- H03M3/324—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters characterised by means or methods for compensating or preventing more than one type of error at a time, e.g. by synchronisation or using a ratiometric arrangement
- H03M3/326—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters characterised by means or methods for compensating or preventing more than one type of error at a time, e.g. by synchronisation or using a ratiometric arrangement by averaging out the errors
- H03M3/328—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters characterised by means or methods for compensating or preventing more than one type of error at a time, e.g. by synchronisation or using a ratiometric arrangement by averaging out the errors using dither
- H03M3/33—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters characterised by means or methods for compensating or preventing more than one type of error at a time, e.g. by synchronisation or using a ratiometric arrangement by averaging out the errors using dither the dither being a random signal
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
- H03M3/30—Delta-sigma modulation
- H03M3/39—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators
- H03M3/412—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators characterised by the number of quantisers and their type and resolution
- H03M3/422—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators characterised by the number of quantisers and their type and resolution having one quantiser only
- H03M3/43—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators characterised by the number of quantisers and their type and resolution having one quantiser only the quantiser being a single bit one
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
- H03M3/30—Delta-sigma modulation
- H03M3/39—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators
- H03M3/436—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators characterised by the order of the loop filter, e.g. error feedback type
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
- Signal Processing For Digital Recording And Reproducing (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【構成】 量子化器１１での量子化ノイズが加算器１２
で取り出されノイズフィルタ１３を介して加算器１０に
帰還され、端子１からの入力オーディオ信号に加算され
る。端子１の入力オーディオ信号には、ディザ信号出力
部２０からの低域にエネルギが集中したディザ信号が加
算される。ディザ信号出力部２０は、ディザ発生回路２
１からのディザ信号がフィルタ２２に送られることで低
域側にエネルギが集中される。 【効果】 ノイズシェーピングによるノイズ低減処理に
加えて、入力側で低域にエネルギが集中したディザ信号
を注入することにより、人間の聴覚感度の高い領域のノ
イズを低減しながらノイズフロアを滑らかにし、聴感上
のノイズをさらに低減することができる。
で取り出されノイズフィルタ１３を介して加算器１０に
帰還され、端子１からの入力オーディオ信号に加算され
る。端子１の入力オーディオ信号には、ディザ信号出力
部２０からの低域にエネルギが集中したディザ信号が加
算される。ディザ信号出力部２０は、ディザ発生回路２
１からのディザ信号がフィルタ２２に送られることで低
域側にエネルギが集中される。 【効果】 ノイズシェーピングによるノイズ低減処理に
加えて、入力側で低域にエネルギが集中したディザ信号
を注入することにより、人間の聴覚感度の高い領域のノ
イズを低減しながらノイズフロアを滑らかにし、聴感上
のノイズをさらに低減することができる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ディジタルオーディオ
信号等の入力信号の量子化時に発生する量子化誤差ある
いはノイズを低減するためのノイズ低減方法、ノイズ低
減装置及び記録媒体に関するものである。
信号等の入力信号の量子化時に発生する量子化誤差ある
いはノイズを低減するためのノイズ低減方法、ノイズ低
減装置及び記録媒体に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】現在、ディジタル形態のオーディオ信号
を取り扱うディジタルオーディオ機器には、例えばいわ
ゆるコンパクトディスク（ＣＤ）の再生機や、いわゆる
ディジタルオーディオテープレコーダ（ＤＡＴ）等が存
在している。これらのディジタルオーディオ装置におい
て、種々の統一規格が規定されており、例えば、これら
の機器で取り扱われるディジタルオーディオ信号のビッ
ト長は、上記統一規格により１６ビットに規定されてい
る。また、これらのディジタルオーディオ機器における
ディジタルオーディオ信号としては、アナログオーディ
オ信号（音の波形信号）を、リニアパルスコーディング
であるいわゆるＰＣＭ等の単純な線形量子化により符号
化して得られたディジタルオーディオ信号を用いてい
る。
を取り扱うディジタルオーディオ機器には、例えばいわ
ゆるコンパクトディスク（ＣＤ）の再生機や、いわゆる
ディジタルオーディオテープレコーダ（ＤＡＴ）等が存
在している。これらのディジタルオーディオ装置におい
て、種々の統一規格が規定されており、例えば、これら
の機器で取り扱われるディジタルオーディオ信号のビッ
ト長は、上記統一規格により１６ビットに規定されてい
る。また、これらのディジタルオーディオ機器における
ディジタルオーディオ信号としては、アナログオーディ
オ信号（音の波形信号）を、リニアパルスコーディング
であるいわゆるＰＣＭ等の単純な線形量子化により符号
化して得られたディジタルオーディオ信号を用いてい
る。
【０００３】ところで、近年、上述したようなディジタ
ルオーディオ機器においては、上記統一規格から現実に
得られる再生音よりも、聴感上より品質の高い再生音が
得られることが望まれている。このような聴感上より良
い再生音を得るためには、例えば、これらのディジタル
オーディオ機器で扱われるディジタルオーディオ信号に
含まれているノイズ成分を低減しておくことが有効であ
ると考えられる。このように、ノイズ成分が低減された
オーディオ信号から得られる再生音は、ノイズの少ない
聴感上より優れたものとなる。
ルオーディオ機器においては、上記統一規格から現実に
得られる再生音よりも、聴感上より品質の高い再生音が
得られることが望まれている。このような聴感上より良
い再生音を得るためには、例えば、これらのディジタル
オーディオ機器で扱われるディジタルオーディオ信号に
含まれているノイズ成分を低減しておくことが有効であ
ると考えられる。このように、ノイズ成分が低減された
オーディオ信号から得られる再生音は、ノイズの少ない
聴感上より優れたものとなる。
【０００４】このディジタルオーディオ信号のノイズ成
分低減処理としては、例えば、オーディオ信号の量子化
の際に行われるいわゆるエラーフィードバックによる量
子化誤差低減処理が知られている。これは、量子化器に
よりオーディオ信号を量子化する際に発生する量子化誤
差（量子化ノイズ、量子化歪み）を、ノイズフィルタを
介して該量子化器の入力側に帰還するものである。
分低減処理としては、例えば、オーディオ信号の量子化
の際に行われるいわゆるエラーフィードバックによる量
子化誤差低減処理が知られている。これは、量子化器に
よりオーディオ信号を量子化する際に発生する量子化誤
差（量子化ノイズ、量子化歪み）を、ノイズフィルタを
介して該量子化器の入力側に帰還するものである。
【０００５】このようなエラーフィードバックを用いた
ノイズ低減装置については、本件出願人が先に提案した
特開平４−７２９０６号公報、特開平４−７２９０８号
公報、特開平４−７２９０９号公報等に開示されてい
る。これらの技術は、上記エラーフィードバックにより
量子化ノイズの周波数分布を変化させるようないわゆる
ノイズシェーピングを行うものであり、人間の可聴範囲
やマスキングを考慮した許容ノイズスペクトルに対応さ
せてノイズ分布を変化させ、人間の聴感上でノイズ低減
を図るものである。
ノイズ低減装置については、本件出願人が先に提案した
特開平４−７２９０６号公報、特開平４−７２９０８号
公報、特開平４−７２９０９号公報等に開示されてい
る。これらの技術は、上記エラーフィードバックにより
量子化ノイズの周波数分布を変化させるようないわゆる
ノイズシェーピングを行うものであり、人間の可聴範囲
やマスキングを考慮した許容ノイズスペクトルに対応さ
せてノイズ分布を変化させ、人間の聴感上でノイズ低減
を図るものである。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】ここで、上述したＰＣ
Ｍ符号化のような線形量子化での量子化ノイズはオーデ
ィオ信号の全周波数帯域に亘ってフラットな周波数特性
を有するものとなっている。しかしながら、人間の耳
は、音の周波数に応じて異なる聴覚の感度を有してお
り、エラーフィードバックによる量子化誤差低減処理
は、聴感上で必ずしも効果的とはいえない。また、入力
信号のレベルによっては、量子化ノイズが聴感上問題と
なることがある。すなわち、ノイズシェーピング前の音
と比べるとノイズが低減されているものの、聴感上の周
波数バランスが少し変わったように聞こえる場合があ
る。
Ｍ符号化のような線形量子化での量子化ノイズはオーデ
ィオ信号の全周波数帯域に亘ってフラットな周波数特性
を有するものとなっている。しかしながら、人間の耳
は、音の周波数に応じて異なる聴覚の感度を有してお
り、エラーフィードバックによる量子化誤差低減処理
は、聴感上で必ずしも効果的とはいえない。また、入力
信号のレベルによっては、量子化ノイズが聴感上問題と
なることがある。すなわち、ノイズシェーピング前の音
と比べるとノイズが低減されているものの、聴感上の周
波数バランスが少し変わったように聞こえる場合があ
る。
【０００７】そこで、本件出願人は、先に特開平６−４
６４８９号公報において、入力信号のレベルに応じて発
生されたディザ信号を該入力信号に加算することにより
聴感上のノイズをさらに低減するような技術を提案して
いる。
６４８９号公報において、入力信号のレベルに応じて発
生されたディザ信号を該入力信号に加算することにより
聴感上のノイズをさらに低減するような技術を提案して
いる。
【０００８】このような入力信号へのディザの注入によ
って、さらにノイズ低減が図れるわけであるが、人間の
聴覚感度が高い領域である例えば５００Hz〜４ｋHzのノ
イズは若干増える傾向があり、聴感上の周波数バランス
は改善されるが、やや荒っぽい音になる場合がある。
って、さらにノイズ低減が図れるわけであるが、人間の
聴覚感度が高い領域である例えば５００Hz〜４ｋHzのノ
イズは若干増える傾向があり、聴感上の周波数バランス
は改善されるが、やや荒っぽい音になる場合がある。
【０００９】本発明は、このような実情に鑑みてなされ
たものであり、聴感上の観点で量子化誤差（量子化ノイ
ズ）の低減が効果的に行え、ノイズシェーピングをかけ
る前の入力信号の音質に近い音質を得ることができるよ
うなノイズ低減方法、ノイズ低減装置及び記録媒体を提
供することを目的とするものである。
たものであり、聴感上の観点で量子化誤差（量子化ノイ
ズ）の低減が効果的に行え、ノイズシェーピングをかけ
る前の入力信号の音質に近い音質を得ることができるよ
うなノイズ低減方法、ノイズ低減装置及び記録媒体を提
供することを目的とするものである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】本発明に係るノイズ低減
方法によれば、低域側にエネルギの集中したディザ信号
を入力信号に加算して量子化器に送り、量子化器で発生
した量子化誤差をノイズフィルタを介して上記量子化器
の入力側に帰還することにより、上述の課題を解決す
る。
方法によれば、低域側にエネルギの集中したディザ信号
を入力信号に加算して量子化器に送り、量子化器で発生
した量子化誤差をノイズフィルタを介して上記量子化器
の入力側に帰還することにより、上述の課題を解決す
る。
【００１１】本発明に係るノイズ低減装置によれば、量
子化器で発生した量子化誤差をノイズフィルタを介して
上記量子化器の入力側に帰還するようにしたノイズ低減
装置において、低域側にエネルギの集中したディザ信号
を出力するディザ信号出力手段と、このディザ信号出力
手段からのディザ信号を入力信号に加算する加算手段と
を有して成ることにより、上述の課題を解決する。
子化器で発生した量子化誤差をノイズフィルタを介して
上記量子化器の入力側に帰還するようにしたノイズ低減
装置において、低域側にエネルギの集中したディザ信号
を出力するディザ信号出力手段と、このディザ信号出力
手段からのディザ信号を入力信号に加算する加算手段と
を有して成ることにより、上述の課題を解決する。
【００１２】より具体的には、本発明に係るノイズ低減
装置は、入力信号を量子化する量子化手段と、上記量子
化手段の出力信号から該量子化手段への入力信号を減算
する減算手段と、上記減算手段からの出力が供給される
フィルタ手段と、低域側にエネルギの集中したディザ信
号を出力するディザ信号出力手段と、上記フィルタ手段
からの出力と上記入力信号と上記ディザ信号出力手段か
らのディザ信号とを加算する加算手段とを有して成るこ
とにより、上述の課題を解決する。
装置は、入力信号を量子化する量子化手段と、上記量子
化手段の出力信号から該量子化手段への入力信号を減算
する減算手段と、上記減算手段からの出力が供給される
フィルタ手段と、低域側にエネルギの集中したディザ信
号を出力するディザ信号出力手段と、上記フィルタ手段
からの出力と上記入力信号と上記ディザ信号出力手段か
らのディザ信号とを加算する加算手段とを有して成るこ
とにより、上述の課題を解決する。
【００１３】ここで、上記ディザ信号出力手段は、周波
数特性がフラットなディザ信号を発生するディザ発生手
段と、このディザ発生手段からの信号のエネルギを低域
側に集中させるフィルタとを有して成ることが好まし
い。また、上記ディザ信号出力手段は、上記入力信号の
レベルを検出するレベル検出手段を有し、このレベル検
出手段からの出力に応じてディザのレベルを可変するこ
とが好ましい。
数特性がフラットなディザ信号を発生するディザ発生手
段と、このディザ発生手段からの信号のエネルギを低域
側に集中させるフィルタとを有して成ることが好まし
い。また、上記ディザ信号出力手段は、上記入力信号の
レベルを検出するレベル検出手段を有し、このレベル検
出手段からの出力に応じてディザのレベルを可変するこ
とが好ましい。
【００１４】また、本発明に係る記録媒体は、入力信号
に、低域側にエネルギの集中したディザ信号が加算され
て量子化器に送られ、量子化器で発生した量子化誤差を
ノイズフィルタを介して上記量子化器の入力側に帰還す
るようにしてノイズ低減がなされた信号が記録されて成
ることにより、上述の課題を解決する。
に、低域側にエネルギの集中したディザ信号が加算され
て量子化器に送られ、量子化器で発生した量子化誤差を
ノイズフィルタを介して上記量子化器の入力側に帰還す
るようにしてノイズ低減がなされた信号が記録されて成
ることにより、上述の課題を解決する。
【００１５】
【作用】入力信号は先ずディザ信号が加算されて調整さ
れ、次に量子化手段で発生された量子化誤差がフィルタ
を介して量子化手段の入力側に帰還される。ディザ信号
として、低域側にエネルギが集中された信号を用いるこ
とで、人間の聴覚感度が高い領域のＳＮ比を劣化させず
にノイズ低減が行える。
れ、次に量子化手段で発生された量子化誤差がフィルタ
を介して量子化手段の入力側に帰還される。ディザ信号
として、低域側にエネルギが集中された信号を用いるこ
とで、人間の聴覚感度が高い領域のＳＮ比を劣化させず
にノイズ低減が行える。
【００１６】
【実施例】本発明に係る好ましい実施例について、図面
を参照しながら説明する。
を参照しながら説明する。
【００１７】図１は、本発明に係るノイズ低減装置の第
１の実施例の概略的な構成を示すブロック図である。
１の実施例の概略的な構成を示すブロック図である。
【００１８】この図１に示すノイズ（量子化誤差）低減
装置の実施例において、量子化器１１で発生された量子
化誤差がノイズフィルタ１３を介して該量子化器１１の
入力側に帰還されている。ノイズフィルタ１３のフィル
タ係数は、人間の聴感特性に応じたいわゆる等ラウドネ
ス曲線に関連する情報に基づいて設定されている。
装置の実施例において、量子化器１１で発生された量子
化誤差がノイズフィルタ１３を介して該量子化器１１の
入力側に帰還されている。ノイズフィルタ１３のフィル
タ係数は、人間の聴感特性に応じたいわゆる等ラウドネ
ス曲線に関連する情報に基づいて設定されている。
【００１９】ここで、任意のサンプリング周波数でサン
プリングされて得られたディジタルオーディオ信号が図
１の入力端子１に送られている。このディジタルオーデ
ィオ入力信号は、加算器１０に送られて、ディザ信号出
力部２０からの低域にエネルギが集中したディザ信号と
加算され、量子化器１１で再量子化され、出力端子２か
ら出力される。なおディザ信号とは、ランダムあるいは
疑似ランダムな信号のことであり、ランダムノイズある
いはノイズとも称される。
プリングされて得られたディジタルオーディオ信号が図
１の入力端子１に送られている。このディジタルオーデ
ィオ入力信号は、加算器１０に送られて、ディザ信号出
力部２０からの低域にエネルギが集中したディザ信号と
加算され、量子化器１１で再量子化され、出力端子２か
ら出力される。なおディザ信号とは、ランダムあるいは
疑似ランダムな信号のことであり、ランダムノイズある
いはノイズとも称される。
【００２０】この図１のノイズ低減装置は、このような
ディザ信号出力部２０と、量子化器１１の出力から量子
化器１１への入力を減算することで当該量子化器１１で
の量子化の際に発生する量子化誤差を得る減算器１２
と、後述するフィルタ係数でフィルタ特性が設定され、
減算器１２からの出力に対してフィルタリング処理を施
して出力するノイズフィルタ１３と、ノイズフィルタ１
３からの出力を量子化器１１の入力に加算する加算器１
０とから成り、いわゆるエラーフィードバック回路を構
成している。このエラーフィードバック回路により量子
化誤差低減処理であるノイズシェーピング処理が行われ
る。
ディザ信号出力部２０と、量子化器１１の出力から量子
化器１１への入力を減算することで当該量子化器１１で
の量子化の際に発生する量子化誤差を得る減算器１２
と、後述するフィルタ係数でフィルタ特性が設定され、
減算器１２からの出力に対してフィルタリング処理を施
して出力するノイズフィルタ１３と、ノイズフィルタ１
３からの出力を量子化器１１の入力に加算する加算器１
０とから成り、いわゆるエラーフィードバック回路を構
成している。このエラーフィードバック回路により量子
化誤差低減処理であるノイズシェーピング処理が行われ
る。
【００２１】この実施例のディザ信号出力部２０は、デ
ィザ発生回路２１及びフィルタ２２により構成されてい
る。ディザ発生回路２１からは例えば周波数特性がフラ
ットなディザ信号が発生される。フィルタ２２は、ディ
ザ信号のエネルギを低域に集中させるための低域増強あ
るいは高域減衰の周波数特性を有する。
ィザ発生回路２１及びフィルタ２２により構成されてい
る。ディザ発生回路２１からは例えば周波数特性がフラ
ットなディザ信号が発生される。フィルタ２２は、ディ
ザ信号のエネルギを低域に集中させるための低域増強あ
るいは高域減衰の周波数特性を有する。
【００２２】このようなディザ信号出力部２０から出力
されるディザ信号の周波数特性の一具体例を図２に示
す。この図２の例において、２００Hz以下の低域ではデ
ィザあるいはノイズのエネルギーが大きく、例えば−１
４０ｄＢ以上のレベルを有しているのに対して、２００
Hz以上の中高域ではノイズのエネルギが著しく減少して
いる。なお、図２では−１６０ｄＢ以下を省略している
が、高域側のノイズはこれよりも低いレベルとなってい
る。
されるディザ信号の周波数特性の一具体例を図２に示
す。この図２の例において、２００Hz以下の低域ではデ
ィザあるいはノイズのエネルギーが大きく、例えば−１
４０ｄＢ以上のレベルを有しているのに対して、２００
Hz以上の中高域ではノイズのエネルギが著しく減少して
いる。なお、図２では−１６０ｄＢ以下を省略している
が、高域側のノイズはこれよりも低いレベルとなってい
る。
【００２３】ディザ信号出力部２０からの低域にエネル
ギを集中させたノイズあるいは低域集中ディザ信号を加
算器１０に送って入力信号に加算することで、聴感上の
ノイズを増加させることなしにノイズフロアを滑らかに
して音質をさらに改善することができる。なお、ノイズ
フロアとは、ノイズのスペクトル曲線の細かい凹凸のこ
とであり、ノイズフロアを滑らかにするとは、ノイズス
ペクトルを平滑化することである。
ギを集中させたノイズあるいは低域集中ディザ信号を加
算器１０に送って入力信号に加算することで、聴感上の
ノイズを増加させることなしにノイズフロアを滑らかに
して音質をさらに改善することができる。なお、ノイズ
フロアとは、ノイズのスペクトル曲線の細かい凹凸のこ
とであり、ノイズフロアを滑らかにするとは、ノイズス
ペクトルを平滑化することである。
【００２４】ここで、図１の構成は、本発明に係るノイ
ズ低減方法が適用されたノイズ低減装置でもある。すな
わち、ディザ信号出力部２０より低域側にエネルギの集
中したディザ信号すなわち低域集中ディザ信号を出力し
ており、この低域集中ディザ信号を加算器１０により入
力信号と加算して量子化器１１に送り、量子化器１１で
発生した量子化誤差を減算器１２により取り出してノイ
ズフィルタ１３を介して上記量子化器１１の入力側に帰
還している。
ズ低減方法が適用されたノイズ低減装置でもある。すな
わち、ディザ信号出力部２０より低域側にエネルギの集
中したディザ信号すなわち低域集中ディザ信号を出力し
ており、この低域集中ディザ信号を加算器１０により入
力信号と加算して量子化器１１に送り、量子化器１１で
発生した量子化誤差を減算器１２により取り出してノイ
ズフィルタ１３を介して上記量子化器１１の入力側に帰
還している。
【００２５】この図１に示す第１の実施例の構成を用い
る場合に出力端子２から得られる出力信号の一具体例を
図３に示している。この図３の例では、入力信号として
１ｋHzの純音を用いている。この図３からも明らかなよ
うに、２００Hz以下の領域ではノイズが増えているもの
の、人間の聴覚感度が高い５００Hz〜４ｋHzの領域のノ
イズが低く、しかもノイズフロアも滑らかなため、音の
明瞭度あるいはクリアさも、聴感上の周波数バランス
も、ノイズシェーピング前の音に非常に近くなってい
る。
る場合に出力端子２から得られる出力信号の一具体例を
図３に示している。この図３の例では、入力信号として
１ｋHzの純音を用いている。この図３からも明らかなよ
うに、２００Hz以下の領域ではノイズが増えているもの
の、人間の聴覚感度が高い５００Hz〜４ｋHzの領域のノ
イズが低く、しかもノイズフロアも滑らかなため、音の
明瞭度あるいはクリアさも、聴感上の周波数バランス
も、ノイズシェーピング前の音に非常に近くなってい
る。
【００２６】このように、図１の出力端子２から得られ
る出力信号を、光ディスク、光磁気ディスク、磁気ディ
スク、磁気テープ等の記録媒体に記録し、市場に供給す
ることにより、従来のフォーマット、例えば１サンプル
が１６ビットのフォーマットを遵守しながら、上位の例
えば２０ビット相当の音質を実現できる。
る出力信号を、光ディスク、光磁気ディスク、磁気ディ
スク、磁気テープ等の記録媒体に記録し、市場に供給す
ることにより、従来のフォーマット、例えば１サンプル
が１６ビットのフォーマットを遵守しながら、上位の例
えば２０ビット相当の音質を実現できる。
【００２７】図４は人間の聴感上の等ラウドネス曲線を
示している。この等ラウドネス曲線は、例えば１ｋHzの
純音の音圧と同じ大きさ（ラウドネス）に聞こえる各周
波数毎の音圧の曲線断片を接続することにより得られて
おり、これはラウドネス（音の大きさ）の等感度曲線と
も称されている。
示している。この等ラウドネス曲線は、例えば１ｋHzの
純音の音圧と同じ大きさ（ラウドネス）に聞こえる各周
波数毎の音圧の曲線断片を接続することにより得られて
おり、これはラウドネス（音の大きさ）の等感度曲線と
も称されている。
【００２８】この図４から明らかなように、低域の例え
ば約２００Hzから超低域に向けて人間の聴覚感度が緩や
かに低下しており、また約５００Hz〜４ｋHzの領域での
聴覚感度が高いことがわかる。
ば約２００Hzから超低域に向けて人間の聴覚感度が緩や
かに低下しており、また約５００Hz〜４ｋHzの領域での
聴覚感度が高いことがわかる。
【００２９】また、エラーフィードバックのためのノイ
ズフィルタ１３としては、上記等ラウドネス曲線や、い
わゆるマスキング効果を考慮して、例えば、図５に示す
曲線ＭＲにより指定される周波数特性のものを用いてい
る。
ズフィルタ１３としては、上記等ラウドネス曲線や、い
わゆるマスキング効果を考慮して、例えば、図５に示す
曲線ＭＲにより指定される周波数特性のものを用いてい
る。
【００３０】ここで、上記図１に示す実施例の構成の前
提となる基本構成及びその動作について、図面を参照し
ながら説明する。
提となる基本構成及びその動作について、図面を参照し
ながら説明する。
【００３１】図６は、本件出願人が先に特開平４−７２
９０６号公報や、特開平４−７２９０８号公報や、特開
平４−７２９０９号公報等において提案したエラーフィ
ードバックによりノイズシェーピング処理を行ってノイ
ズを低減するノイズ低減装置の基本構成を示している。
９０６号公報や、特開平４−７２９０８号公報や、特開
平４−７２９０９号公報等において提案したエラーフィ
ードバックによりノイズシェーピング処理を行ってノイ
ズを低減するノイズ低減装置の基本構成を示している。
【００３２】この図６において、入力端子１に供給され
たディジタルのオーディオ入力信号は、加算器１０を介
して量子化器１１に送られ、再量子化されて出力端子２
より取り出される。量子化器１１で発生した量子化誤差
は、減算器１２より取り出され、エラーフィードバック
のためのノイズフィルタ１３を介して加算器１０に送ら
れ、入力信号と加算される。
たディジタルのオーディオ入力信号は、加算器１０を介
して量子化器１１に送られ、再量子化されて出力端子２
より取り出される。量子化器１１で発生した量子化誤差
は、減算器１２より取り出され、エラーフィードバック
のためのノイズフィルタ１３を介して加算器１０に送ら
れ、入力信号と加算される。
【００３３】この図６の構成のノイズフィルタ１３とし
ては、例えば上記図５に示すような周波数特性のフィル
タが用いられる。
ては、例えば上記図５に示すような周波数特性のフィル
タが用いられる。
【００３４】この図６の構成のノイズ低減装置の出力端
子２より得られる出力信号は、例えば図７に示すよう
に、人間の聴覚感度が高い５００Hz〜４ｋHzの領域内の
ノイズは低いものの、ノイズフロアが滑らかでないた
め、ノイズシェーピング前の音と比べると、クリアなあ
るいは明瞭度の高い音であるものの聴感上の周波数バラ
ンスが少し変わったように聞こえる場合がある。
子２より得られる出力信号は、例えば図７に示すよう
に、人間の聴覚感度が高い５００Hz〜４ｋHzの領域内の
ノイズは低いものの、ノイズフロアが滑らかでないた
め、ノイズシェーピング前の音と比べると、クリアなあ
るいは明瞭度の高い音であるものの聴感上の周波数バラ
ンスが少し変わったように聞こえる場合がある。
【００３５】ここで、ノイズシェーピングを、周波数に
よって量子化レベルが変化する量子化器とみなすと、入
力信号に予めディザを加算してからノイズシェーピング
をかければ、ノイズフロアは上昇するものの平滑化され
ることが期待できる。
よって量子化レベルが変化する量子化器とみなすと、入
力信号に予めディザを加算してからノイズシェーピング
をかければ、ノイズフロアは上昇するものの平滑化され
ることが期待できる。
【００３６】そこで、本件出願人は、先に特開平６−４
６４８９号公報等において、図８に示すような構成のノ
イズ低減装置を提案している。
６４８９号公報等において、図８に示すような構成のノ
イズ低減装置を提案している。
【００３７】この図８のノイズ低減装置は、上記図６の
構成に、ディザ発生回路２１を付加し、このディザ発生
回路２１からのディザ信号を加算器１０に送って入力信
号と加算して量子化器１１に送るようにしている。
構成に、ディザ発生回路２１を付加し、このディザ発生
回路２１からのディザ信号を加算器１０に送って入力信
号と加算して量子化器１１に送るようにしている。
【００３８】この図８の構成のディザ発生回路２１から
は、例えば図９に示すような周波数特性がフラットなデ
ィザ信号が出力され、ノイズ低減装置の出力端子２から
取り出される出力信号は、例えば図１０に示すように、
ノイズフロアの滑らかなものとなる。このように、ディ
ザをノイズシェーピング回路の入力データに加算してい
るのでノイズフロアを滑らかにすることができるが、人
間の聴覚感度が高い５００Hz〜４ｋHzの領域のノイズ
が、上記図６の構成による出力信号（図７）に比べて若
干増えており、聴感上の周波数バランスは改善されるも
のの、やや荒っぽい音になる場合がある。
は、例えば図９に示すような周波数特性がフラットなデ
ィザ信号が出力され、ノイズ低減装置の出力端子２から
取り出される出力信号は、例えば図１０に示すように、
ノイズフロアの滑らかなものとなる。このように、ディ
ザをノイズシェーピング回路の入力データに加算してい
るのでノイズフロアを滑らかにすることができるが、人
間の聴覚感度が高い５００Hz〜４ｋHzの領域のノイズ
が、上記図６の構成による出力信号（図７）に比べて若
干増えており、聴感上の周波数バランスは改善されるも
のの、やや荒っぽい音になる場合がある。
【００３９】従って、人間の聴覚感度が高い５００Hz〜
４ｋHzの領域のノイズを増やさないでノイズフロアを滑
らかにすることができれば、両者の特徴を合わせ持つノ
イズ低減装置が実現できる。
４ｋHzの領域のノイズを増やさないでノイズフロアを滑
らかにすることができれば、両者の特徴を合わせ持つノ
イズ低減装置が実現できる。
【００４０】ここで、ノイズフロアを滑らかにすること
は、何らかのランダムノイズあるいはディザを加算する
ことで実現できるが、上述したようなノイズ低減装置で
は、人間の聴覚感度特性が高音域で著しく低下すること
に着目して、ノイズシェーピングによって中低域の分解
能を改善する代わりに高域の量子化ノイズの増加を許す
ことで、元のビット数より少ないビット数で同等の音質
での再生を可能としていることから、一般的に有効とさ
れる高域にエネルギを集中させたノイズあるいは高域集
中ディザを加算したのでは、さらに高域のノイズが増加
するので好ましくない。
は、何らかのランダムノイズあるいはディザを加算する
ことで実現できるが、上述したようなノイズ低減装置で
は、人間の聴覚感度特性が高音域で著しく低下すること
に着目して、ノイズシェーピングによって中低域の分解
能を改善する代わりに高域の量子化ノイズの増加を許す
ことで、元のビット数より少ないビット数で同等の音質
での再生を可能としていることから、一般的に有効とさ
れる高域にエネルギを集中させたノイズあるいは高域集
中ディザを加算したのでは、さらに高域のノイズが増加
するので好ましくない。
【００４１】このようなことを考慮し、本件発明者は、
上記図４のラウドネス曲線が低音域でより低域側に向か
って聴覚感度が低下している点に着目し、上記図１と共
に説明したように、低域にエネルギを集中させた低域集
中ディザを入力信号に加算することで、聴感上のノイズ
を増加させることなしにノイズフロアを滑らかにして、
音質のさらなる改善を図ったものである。
上記図４のラウドネス曲線が低音域でより低域側に向か
って聴覚感度が低下している点に着目し、上記図１と共
に説明したように、低域にエネルギを集中させた低域集
中ディザを入力信号に加算することで、聴感上のノイズ
を増加させることなしにノイズフロアを滑らかにして、
音質のさらなる改善を図ったものである。
【００４２】ここで、図１の実施例に用いられる低域集
中ディザの一例としての図２に示すディザ信号によれ
ば、図９に示した周波数特性がフラットなディザ信号と
比較して、２００Hz以下の低域ではノイズのエネルギが
大きく、２００Hz以上の中高域ではノイズのエネルギが
著しく減少している。
中ディザの一例としての図２に示すディザ信号によれ
ば、図９に示した周波数特性がフラットなディザ信号と
比較して、２００Hz以下の低域ではノイズのエネルギが
大きく、２００Hz以上の中高域ではノイズのエネルギが
著しく減少している。
【００４３】従って、この図２に示すような特性の低域
集中ディザを入力側に注入することにより、上記図３に
示したように、人間の聴覚感度が高い領域（５００Hz〜
４ｋHz）のノイズを低く抑えながらノイズスペクトルを
平滑化して、音の明瞭度と聴感上のバランスとを改善
し、ノイズシェーピングをかける前の入力信号の音質に
極めて近い音質を実現することができる。
集中ディザを入力側に注入することにより、上記図３に
示したように、人間の聴覚感度が高い領域（５００Hz〜
４ｋHz）のノイズを低く抑えながらノイズスペクトルを
平滑化して、音の明瞭度と聴感上のバランスとを改善
し、ノイズシェーピングをかける前の入力信号の音質に
極めて近い音質を実現することができる。
【００４４】なお、この低域集中ディザは、図２の例に
限定されず、一般に、低域でノイズのエネルギが大き
く、中高域でノイズのエネルギが著しく減少しているよ
うなパワースペクトルのディザ信号を用いることができ
る。
限定されず、一般に、低域でノイズのエネルギが大き
く、中高域でノイズのエネルギが著しく減少しているよ
うなパワースペクトルのディザ信号を用いることができ
る。
【００４５】次に、図１１は、本発明に係る第２の実施
例を示している。
例を示している。
【００４６】この図１１において、ディザ信号出力部２
０は、上記ディザ発生回路２１、フィルタ２２の他に、
入力端子１の入力信号のレベルを検出するレベル検出回
路２３を有している。このレベル検出回路２３からの出
力信号により、ディザ発生回路２１が制御される。ま
た、ノイズフィルタ１３には、フィルタ係数計算回路１
４により計算されたフィルタ係数が送られる。このフィ
ルタ係数計算回路１４には、等ラウドネス曲線発生回路
１５からの等ラウドネス曲線に関連した情報が送られて
いる。他の構成は、上記図１と同様であるため、対応す
る部分に同じ指示符号を付して説明を省略する。
０は、上記ディザ発生回路２１、フィルタ２２の他に、
入力端子１の入力信号のレベルを検出するレベル検出回
路２３を有している。このレベル検出回路２３からの出
力信号により、ディザ発生回路２１が制御される。ま
た、ノイズフィルタ１３には、フィルタ係数計算回路１
４により計算されたフィルタ係数が送られる。このフィ
ルタ係数計算回路１４には、等ラウドネス曲線発生回路
１５からの等ラウドネス曲線に関連した情報が送られて
いる。他の構成は、上記図１と同様であるため、対応す
る部分に同じ指示符号を付して説明を省略する。
【００４７】図１１に示す第２の実施例において、ディ
ザ発生回路２１から発生されるディザ信号のレベルや特
性は、処理すべき入力信号のクラスの特性により決定さ
れる。典型的なディザのスペクトルは、理論的に最適の
無相関を形成するいわゆるホワイトディザ（全周波数で
等しい）と、信号スペクトルの可聴外の領域に集中され
たエネルギを有することにより聴感上のノイズをより低
減したいわゆる高周波数ディザと、入力信号が既に充分
にランダムでさらに無相関化する必要がないときに適す
るオールゼロディザとを含んでいる。
ザ発生回路２１から発生されるディザ信号のレベルや特
性は、処理すべき入力信号のクラスの特性により決定さ
れる。典型的なディザのスペクトルは、理論的に最適の
無相関を形成するいわゆるホワイトディザ（全周波数で
等しい）と、信号スペクトルの可聴外の領域に集中され
たエネルギを有することにより聴感上のノイズをより低
減したいわゆる高周波数ディザと、入力信号が既に充分
にランダムでさらに無相関化する必要がないときに適す
るオールゼロディザとを含んでいる。
【００４８】レベル検出器２３は、ディザ発生回路２１
により発生されたディザのタイプ、又は該ディザのレベ
ル、あるいは双方を制御するために用いられる。例え
ば、オールゼロより成る入力信号にディザを加算するこ
とは不適当であり、従ってこの条件がレベル検出器２３
により検出され、ディザ発生回路２１が適切に制御され
る。さらに、低レベル入力信号は高レベル信号に比べて
より大きなディザを必要とすることが多く、従ってディ
ザのレベルは信号レベルが増大するに応じて徐々に減少
する。
により発生されたディザのタイプ、又は該ディザのレベ
ル、あるいは双方を制御するために用いられる。例え
ば、オールゼロより成る入力信号にディザを加算するこ
とは不適当であり、従ってこの条件がレベル検出器２３
により検出され、ディザ発生回路２１が適切に制御され
る。さらに、低レベル入力信号は高レベル信号に比べて
より大きなディザを必要とすることが多く、従ってディ
ザのレベルは信号レベルが増大するに応じて徐々に減少
する。
【００４９】このような第２の実施例によれば、入力信
号のレベルに応じて発生されたディザ信号を上記入力信
号に加算することにより、量子化ノイズが聴感上問題と
なるような入力信号のときに、ノイズが聞こえ難くな
り、量子化ノイズが聴感上で問題とならなくなる。
号のレベルに応じて発生されたディザ信号を上記入力信
号に加算することにより、量子化ノイズが聴感上問題と
なるような入力信号のときに、ノイズが聞こえ難くな
り、量子化ノイズが聴感上で問題とならなくなる。
【００５０】ここで、この第２の実施例のノイズ低減装
置あるいは量子化誤差低減装置は、人間の聴覚特性に対
応する図４に示すような等ラウドネス曲線のデータを発
生する等ラウドネス曲線発生回路１５と、この等ラウド
ネス曲線発生回路１５からの出力に基づいてノイズフィ
ルタ１３のフィルタ係数を計算するフィルタ係数計算回
路１４とを有している。
置あるいは量子化誤差低減装置は、人間の聴覚特性に対
応する図４に示すような等ラウドネス曲線のデータを発
生する等ラウドネス曲線発生回路１５と、この等ラウド
ネス曲線発生回路１５からの出力に基づいてノイズフィ
ルタ１３のフィルタ係数を計算するフィルタ係数計算回
路１４とを有している。
【００５１】等ラウドネス曲線又はその近似曲線に関連
した情報、すなわち許容可能ノイズスペクトルの情報が
等ラウドネス曲線発生回路１５から出力され、フィルタ
係数計算回路１４に送られる。従って、フィルタ係数計
算回路１４では、この等ラウドネス曲線に関連した情報
に基づいてフィルタ係数が計算される。計算されたフィ
ルタ係数は、さらにノイズフィルタ１３に送られる。こ
のようにして、等ラウドネス曲線に関連した情報に基づ
いたフィルタ係数を有するノイズフィルタ１３を用いる
エラーフィードバック回路によりオーディオ信号のノイ
ズシェーピングを施すことにより、聴感上のダイナミッ
クレンジを改善することができる。すなわち、等ラウド
ネス曲線を考慮して得られる許容可能ノイズスペクトル
を用いたノイズシェーピングを実行することにより、聴
感上より効果的なノイズシェーピングが導かれ、これに
より再生音の聴感上のダイナミックレンジを改善するこ
とを可能としている。
した情報、すなわち許容可能ノイズスペクトルの情報が
等ラウドネス曲線発生回路１５から出力され、フィルタ
係数計算回路１４に送られる。従って、フィルタ係数計
算回路１４では、この等ラウドネス曲線に関連した情報
に基づいてフィルタ係数が計算される。計算されたフィ
ルタ係数は、さらにノイズフィルタ１３に送られる。こ
のようにして、等ラウドネス曲線に関連した情報に基づ
いたフィルタ係数を有するノイズフィルタ１３を用いる
エラーフィードバック回路によりオーディオ信号のノイ
ズシェーピングを施すことにより、聴感上のダイナミッ
クレンジを改善することができる。すなわち、等ラウド
ネス曲線を考慮して得られる許容可能ノイズスペクトル
を用いたノイズシェーピングを実行することにより、聴
感上より効果的なノイズシェーピングが導かれ、これに
より再生音の聴感上のダイナミックレンジを改善するこ
とを可能としている。
【００５２】さらに、この第２の実施例において、ノイ
ズフィルタ１３のフィルタ特性を決定する際に、いわゆ
るマスキング効果が考慮される。ここでマスキング効果
とは、人間の聴感上の特性により、ある信号が他の信号
によってマスクされて聞こえなくなるような現象であ
る。このマスキング効果には、時間軸上の信号に関する
マスキング効果、いわゆるテンポラルマスキングと、周
波数軸上の信号に関するマスキング効果、いわゆる同時
刻マスキングとがある。もしマスキングを受ける部分に
ノイズが存在しても、そのノイズはマスキング効果によ
り聞こえない。これによって、マスキング効果を考慮し
た量子化誤差低減処理による手法が実行されると、聴感
上のダイナミックレンジが改善される。マスキング効果
を考慮したようなフィルタ特性を決定するためには、本
実施例のフィルタ係数計算回路１４において例えば周波
数軸上のマスキング効果を考慮したフィルタ係数を予め
設定しておく。例えば、多くの中間及び低域成分を含む
通常のオーディオ音声に対処するため、低域でのマスキ
ング効果を考慮した固定のフィルタ係数が設定される。
あるいは入力オーディオ信号のスペクトルに対応するマ
スキング効果に対処する能力を得るため、スペクトルに
応じた適応的なフィルタ係数を発生するような手法が使
用される。
ズフィルタ１３のフィルタ特性を決定する際に、いわゆ
るマスキング効果が考慮される。ここでマスキング効果
とは、人間の聴感上の特性により、ある信号が他の信号
によってマスクされて聞こえなくなるような現象であ
る。このマスキング効果には、時間軸上の信号に関する
マスキング効果、いわゆるテンポラルマスキングと、周
波数軸上の信号に関するマスキング効果、いわゆる同時
刻マスキングとがある。もしマスキングを受ける部分に
ノイズが存在しても、そのノイズはマスキング効果によ
り聞こえない。これによって、マスキング効果を考慮し
た量子化誤差低減処理による手法が実行されると、聴感
上のダイナミックレンジが改善される。マスキング効果
を考慮したようなフィルタ特性を決定するためには、本
実施例のフィルタ係数計算回路１４において例えば周波
数軸上のマスキング効果を考慮したフィルタ係数を予め
設定しておく。例えば、多くの中間及び低域成分を含む
通常のオーディオ音声に対処するため、低域でのマスキ
ング効果を考慮した固定のフィルタ係数が設定される。
あるいは入力オーディオ信号のスペクトルに対応するマ
スキング効果に対処する能力を得るため、スペクトルに
応じた適応的なフィルタ係数を発生するような手法が使
用される。
【００５３】このようにして、フィルタ係数計算回路１
４からのフィルタ係数が等ラウドネス曲線及びマスキン
グ効果を考慮に入れた状態で得られる。従って、ノイズ
フィルタ１３のフィルタ特性は、マスキング効果が考慮
された固定的あるいは適応的なフィルタ係数と、さらに
等ラウドネス曲線に関連したフィルタ係数に基づいて設
定される。
４からのフィルタ係数が等ラウドネス曲線及びマスキン
グ効果を考慮に入れた状態で得られる。従って、ノイズ
フィルタ１３のフィルタ特性は、マスキング効果が考慮
された固定的あるいは適応的なフィルタ係数と、さらに
等ラウドネス曲線に関連したフィルタ係数に基づいて設
定される。
【００５４】すなわち、このときのノイズフィルタ１３
は、マスキング効果及び等ラウドネス曲線から得られる
例えば図５に示されるような曲線ＭＲにより指示された
フィルタ特性を有するフィルタとして作用する。図５の
曲線ＭＲにより指示されるフィルタ特性をノイズフィル
タ１３に持たせることにより、ノイズフィルタ１３に送
られる量子化誤差スペクトルは曲線ＭＲに応じて変化す
る。ノイズフィルタ１３からの出力を入力オーディオ信
号に加算することにより、量子化器１１での量子化誤差
は（ノイズシェーピングに基づいて）低減される。ここ
で、図５の曲線ＭＲにおいて、上記等ラウドネス曲線が
考慮されるとき、４ｋHzより低い周波数帯域でのレスポ
ンスを増大させることが考えられるが、すなわち許容ノ
イズを増加させることもできるが、４ｋHzより低い周波
数帯域でのフィルタ特性は後述する第３の実施例のよう
に平坦（フラット）なものとしている。このような機構
が働く理由を次に述べる。
は、マスキング効果及び等ラウドネス曲線から得られる
例えば図５に示されるような曲線ＭＲにより指示された
フィルタ特性を有するフィルタとして作用する。図５の
曲線ＭＲにより指示されるフィルタ特性をノイズフィル
タ１３に持たせることにより、ノイズフィルタ１３に送
られる量子化誤差スペクトルは曲線ＭＲに応じて変化す
る。ノイズフィルタ１３からの出力を入力オーディオ信
号に加算することにより、量子化器１１での量子化誤差
は（ノイズシェーピングに基づいて）低減される。ここ
で、図５の曲線ＭＲにおいて、上記等ラウドネス曲線が
考慮されるとき、４ｋHzより低い周波数帯域でのレスポ
ンスを増大させることが考えられるが、すなわち許容ノ
イズを増加させることもできるが、４ｋHzより低い周波
数帯域でのフィルタ特性は後述する第３の実施例のよう
に平坦（フラット）なものとしている。このような機構
が働く理由を次に述べる。
【００５５】上記等ラウドネス曲線の４ｋHz以下は、帯
域幅が広くないにもかかわらず変化が急であるため、こ
の４ｋHz以下の等ラウドネス曲線に合わせたノイズフィ
ルタ１３を作成するとフィルタの次元が高くなってしま
うためである。このようにフィルタの次元を高めると構
成が複雑化して大規模化するようになる。しかし、この
とき、該フィルタの規模に見合った効果が得られないた
め、以下に記載する第３の実施例では上述したように４
ｋHz以下のフィルタ特性をフラットなものとしている。
域幅が広くないにもかかわらず変化が急であるため、こ
の４ｋHz以下の等ラウドネス曲線に合わせたノイズフィ
ルタ１３を作成するとフィルタの次元が高くなってしま
うためである。このようにフィルタの次元を高めると構
成が複雑化して大規模化するようになる。しかし、この
とき、該フィルタの規模に見合った効果が得られないた
め、以下に記載する第３の実施例では上述したように４
ｋHz以下のフィルタ特性をフラットなものとしている。
【００５６】すなわち、図１２は本発明の第３の実施例
を示し、図１、図１１の各部と対応するブロックには同
じ指示符号を付して説明を省略する。この図１２におい
て、上記図１１の第２の実施例の構成に加えて、低周波
数帯域補正制御信号発生回路１６がさらに設けられてお
り、この回路で発生された低周波数帯域補正信号がフィ
ルタ係数計算回路１４に送られる。従って、上記図５の
曲線ＭＲに示されるように低周波数帯域で平坦（フラッ
ト）なフィルタ特性が実現される。さらに、この低周波
数帯域補正信号はマスキング効果を考慮に入れて形成さ
れたようなものである。一般に、中、高周波数帯域が通
常のオーディオサウンドにおいて多く使用され、オーデ
ィオサウンドの中、高周波数帯域での上述したマスキン
グ効果は有効である。従って、この実施例のノイズフィ
ルタ１３において、図５のフィルタ係数の曲線ＭＲの応
答（レスポンス）は、上記等ラウドネス曲線の応答が低
下する程度にまで低下はされず、曲線ＭＲは等ラウドネ
ス曲線に比べてより緩やかにされている。すなわち、こ
れを実現するために、上述したように、マスキング効果
が考慮されたフィルタ係数が設定される。
を示し、図１、図１１の各部と対応するブロックには同
じ指示符号を付して説明を省略する。この図１２におい
て、上記図１１の第２の実施例の構成に加えて、低周波
数帯域補正制御信号発生回路１６がさらに設けられてお
り、この回路で発生された低周波数帯域補正信号がフィ
ルタ係数計算回路１４に送られる。従って、上記図５の
曲線ＭＲに示されるように低周波数帯域で平坦（フラッ
ト）なフィルタ特性が実現される。さらに、この低周波
数帯域補正信号はマスキング効果を考慮に入れて形成さ
れたようなものである。一般に、中、高周波数帯域が通
常のオーディオサウンドにおいて多く使用され、オーデ
ィオサウンドの中、高周波数帯域での上述したマスキン
グ効果は有効である。従って、この実施例のノイズフィ
ルタ１３において、図５のフィルタ係数の曲線ＭＲの応
答（レスポンス）は、上記等ラウドネス曲線の応答が低
下する程度にまで低下はされず、曲線ＭＲは等ラウドネ
ス曲線に比べてより緩やかにされている。すなわち、こ
れを実現するために、上述したように、マスキング効果
が考慮されたフィルタ係数が設定される。
【００５７】次に、マスキング効果を利用した第４の実
施例について、図１３を参照しながら説明する。この図
１３においても、図１、図１１の各部と対応するブロッ
クには同じ参照番号を付している。
施例について、図１３を参照しながら説明する。この図
１３においても、図１、図１１の各部と対応するブロッ
クには同じ参照番号を付している。
【００５８】図１３のノイズ低減装置は、量子化器１１
で発生された量子化誤差をノイズフィルタ１３を介して
該量子化器１１の入力側に帰還するように構成されてい
る。より具体的には、このノイズ低減装置は、入力オー
ディオ信号のレベルを検出するレベル検出器１９と、入
力オーディオ信号を臨界帯域（クリティカルバンド）毎
に周波数分析する周波数分析回路１７と、人間の聴覚特
性に応じた上記等ラウドネス曲線に基づいた情報を発生
する等ラウドネス曲線発生回路１５と、周波数分析回路
１７からの出力と等ラウドネス曲線発生回路１５からの
出力との合成比をレベル検出器１９からの出力に応じて
可変し、得られた合成情報に基づいて許容ノイズスペク
トルを計算する許容ノイズスペクトル計算回路１８とを
有している。この量子化ノイズ低減装置では、ノイズフ
ィルタ１３のフィルタ特性が、上記許容ノイズスペクト
ル計算回路１８の出力情報に基づいて設定される。
で発生された量子化誤差をノイズフィルタ１３を介して
該量子化器１１の入力側に帰還するように構成されてい
る。より具体的には、このノイズ低減装置は、入力オー
ディオ信号のレベルを検出するレベル検出器１９と、入
力オーディオ信号を臨界帯域（クリティカルバンド）毎
に周波数分析する周波数分析回路１７と、人間の聴覚特
性に応じた上記等ラウドネス曲線に基づいた情報を発生
する等ラウドネス曲線発生回路１５と、周波数分析回路
１７からの出力と等ラウドネス曲線発生回路１５からの
出力との合成比をレベル検出器１９からの出力に応じて
可変し、得られた合成情報に基づいて許容ノイズスペク
トルを計算する許容ノイズスペクトル計算回路１８とを
有している。この量子化ノイズ低減装置では、ノイズフ
ィルタ１３のフィルタ特性が、上記許容ノイズスペクト
ル計算回路１８の出力情報に基づいて設定される。
【００５９】すなわち、本実施例のノイズ低減装置にお
いて、量子化器１１の出力から量子化器１１への入力を
減算することで該量子化器１１での量子化の際に発生す
る量子化誤差を得る減算器１２と、この減算器１２の出
力をフィルタリング処理して出力するノイズフィルタ１
３と、このノイズフィルタ１３の出力を上記量子化器１
１の入力側に加算する加算器１０とにより、いわゆるエ
ラーフィードバック回路が構成されている。ここで、ノ
イズフィルタ１３のフィルタ特性は次のように決定され
ている。実際には、フィルタ係数計算回路１４によっ
て、許容ノイズスペクトル計算回路１８の後述する許容
ノイズスペクトルの情報に基づいたフィルタ係数を計算
し、このフィルタ係数情報をノイズフィルタ１３に送る
ようにしている。
いて、量子化器１１の出力から量子化器１１への入力を
減算することで該量子化器１１での量子化の際に発生す
る量子化誤差を得る減算器１２と、この減算器１２の出
力をフィルタリング処理して出力するノイズフィルタ１
３と、このノイズフィルタ１３の出力を上記量子化器１
１の入力側に加算する加算器１０とにより、いわゆるエ
ラーフィードバック回路が構成されている。ここで、ノ
イズフィルタ１３のフィルタ特性は次のように決定され
ている。実際には、フィルタ係数計算回路１４によっ
て、許容ノイズスペクトル計算回路１８の後述する許容
ノイズスペクトルの情報に基づいたフィルタ係数を計算
し、このフィルタ係数情報をノイズフィルタ１３に送る
ようにしている。
【００６０】従って、上述したエラーフィードバック回
路においては、後述する許容ノイズスペクトルに基づい
た量子化誤差低減処理、いわゆるノイズシェーピング処
理が実行される。このように処理された信号が出力端子
２から出力される。
路においては、後述する許容ノイズスペクトルに基づい
た量子化誤差低減処理、いわゆるノイズシェーピング処
理が実行される。このように処理された信号が出力端子
２から出力される。
【００６１】ところで、上述したエラーフィードバック
回路によってオーディオ信号の量子化誤差低減のための
ノイズシェーピング処理を行う際には、入力信号スペク
トルのいわゆるマスキングを考慮した処理を行うこと
で、聴感上のダイナミックレンジを拡大することができ
る。このマスキング効果を考慮した処理を行うことで、
例えば、信号スペクトルのパターンがある程度固定化し
た入力オーディオ信号のスペクトルに応じたノイズシェ
ーピング、すなわち入力オーディオ信号スペクトルの後
述するいわゆるマスキング効果を考慮して得られた許容
ノイズスペクトルを用いたノイズシェーピングを挙げる
ことができる。
回路によってオーディオ信号の量子化誤差低減のための
ノイズシェーピング処理を行う際には、入力信号スペク
トルのいわゆるマスキングを考慮した処理を行うこと
で、聴感上のダイナミックレンジを拡大することができ
る。このマスキング効果を考慮した処理を行うことで、
例えば、信号スペクトルのパターンがある程度固定化し
た入力オーディオ信号のスペクトルに応じたノイズシェ
ーピング、すなわち入力オーディオ信号スペクトルの後
述するいわゆるマスキング効果を考慮して得られた許容
ノイズスペクトルを用いたノイズシェーピングを挙げる
ことができる。
【００６２】あるいは、入力オーディオ信号のスペクト
ルが変化する場合の、当該スペクトルのマスキングを考
慮して得られたスペクトル変化に適応的な許容ノイズス
ペクトルを用いたノイズシェーピング等がある。
ルが変化する場合の、当該スペクトルのマスキングを考
慮して得られたスペクトル変化に適応的な許容ノイズス
ペクトルを用いたノイズシェーピング等がある。
【００６３】さらに、人間の聴覚特性を利用していわゆ
る臨界帯域幅（クリティカルバンド）に分割し、この臨
界帯域幅での分割し、この臨界帯域毎に周波数分析を行
っている。このときの上記臨界帯域幅での分割として
は、例えば、入力オーディオ信号を例えば高速フーリエ
変換（ＦＦＴ）で周波数軸上の成分に変換し、次にこの
ＦＦＴ係数の振幅項Ａｍ（ｍ＝０〜１０２４）を、人間
の聴覚特性を考慮した高域ほど帯域幅が広くなる上記臨
界帯域幅で、例えば２５バンドのグループＧｎ（ｎは各
バンドの番号を示し、ｎ＝０〜２４）に分割、すなわち
バンド分割することができる。
る臨界帯域幅（クリティカルバンド）に分割し、この臨
界帯域幅での分割し、この臨界帯域毎に周波数分析を行
っている。このときの上記臨界帯域幅での分割として
は、例えば、入力オーディオ信号を例えば高速フーリエ
変換（ＦＦＴ）で周波数軸上の成分に変換し、次にこの
ＦＦＴ係数の振幅項Ａｍ（ｍ＝０〜１０２４）を、人間
の聴覚特性を考慮した高域ほど帯域幅が広くなる上記臨
界帯域幅で、例えば２５バンドのグループＧｎ（ｎは各
バンドの番号を示し、ｎ＝０〜２４）に分割、すなわち
バンド分割することができる。
【００６４】さらに、これら各臨界帯域毎の周波数分析
については、例えば、次の（１）式により各帯域毎のそ
れぞれの振幅項Ａｍの総和（振幅項Ａｍのピーク、平均
あるいはエネルギ総和）をとることで得られるいわゆる
バークスペクトル（総和のスペクトル）Ｂｎを決定する
ような分析を行うことができる。
については、例えば、次の（１）式により各帯域毎のそ
れぞれの振幅項Ａｍの総和（振幅項Ａｍのピーク、平均
あるいはエネルギ総和）をとることで得られるいわゆる
バークスペクトル（総和のスペクトル）Ｂｎを決定する
ような分析を行うことができる。
【００６５】 Ｂｎ＝１０ log10Ｃｎ（Ｐｎ）2 ・・・（１） ここでｎは０〜２４であり、Ｃｎは第ｎバンド（帯域）
内の要素数すなわち振幅項（ポイント数）、Ｐｎは各帯
域のピーク値である。上記周波数分析回路１７において
は、上述した臨界帯域幅での分割と各帯域毎の周波数分
析が行われ、その出力情報を上記許容ノイズ計算回路１
８に送られる。
内の要素数すなわち振幅項（ポイント数）、Ｐｎは各帯
域のピーク値である。上記周波数分析回路１７において
は、上述した臨界帯域幅での分割と各帯域毎の周波数分
析が行われ、その出力情報を上記許容ノイズ計算回路１
８に送られる。
【００６６】上記等ラウドネス曲線発生回路１５から
は、上記等ラウドネス曲線の情報が発生され、出力され
る。すなわち、等ラウドネス曲線を考慮して得られた許
容ノイズスペクトルを用いたノイズシェーピングを行う
ことで、聴感上より効果的なノイズシェーピングが行え
る。従って、再生音の聴感上のダイナミックレンジが改
善され得る。等ラウドネス曲線、あるいはその近似曲線
の情報が上記等ラウドネス曲線発生回路１５から出力さ
れて、上記許容ノイズスペクトル計算回路１８に送られ
る。
は、上記等ラウドネス曲線の情報が発生され、出力され
る。すなわち、等ラウドネス曲線を考慮して得られた許
容ノイズスペクトルを用いたノイズシェーピングを行う
ことで、聴感上より効果的なノイズシェーピングが行え
る。従って、再生音の聴感上のダイナミックレンジが改
善され得る。等ラウドネス曲線、あるいはその近似曲線
の情報が上記等ラウドネス曲線発生回路１５から出力さ
れて、上記許容ノイズスペクトル計算回路１８に送られ
る。
【００６７】従って、上記許容ノイズスペクトル計算回
路１８においては、上記等ラウドネス曲線発生回路１５
からの出力情報と上記周波数分析回路１７からの出力情
報とに基づいて、許容ノイズスペクトルを計算してい
る。このとき、上記周波数分析回路１７でのバークスペ
クトルＢｎから、次の（２）式を用いて帯域間の影響を
考慮してコンボリューションを実行する（所定の重み付
けの関数を畳み込む）ことで、各帯域毎のコンボリュー
ション処理されたバークスペクトルＳｎが計算される。
路１８においては、上記等ラウドネス曲線発生回路１５
からの出力情報と上記周波数分析回路１７からの出力情
報とに基づいて、許容ノイズスペクトルを計算してい
る。このとき、上記周波数分析回路１７でのバークスペ
クトルＢｎから、次の（２）式を用いて帯域間の影響を
考慮してコンボリューションを実行する（所定の重み付
けの関数を畳み込む）ことで、各帯域毎のコンボリュー
ション処理されたバークスペクトルＳｎが計算される。
【００６８】 Ｓｎ＝Ｈｎ＊Ｂｎ ・・・（２） ここでＨｎはコンボリューションの係数である。このコ
ンボリューション処理されたバークスペクトルＳｎ及び
必要とされるＳ／Ｎ値であるＯｎ（ｎ＝０〜２４）を用
い、次の（３）式、（４）式に応じてコンボリューショ
ン処理されたマスキング閾値Ｔｎが計算される。
ンボリューション処理されたバークスペクトルＳｎ及び
必要とされるＳ／Ｎ値であるＯｎ（ｎ＝０〜２４）を用
い、次の（３）式、（４）式に応じてコンボリューショ
ン処理されたマスキング閾値Ｔｎが計算される。
【００６９】 Ｏｎ＝Ｎ−Ｋ×ｎ ・・・（３） Ｔｎ＝Ｓｎ−Ｏｎ ・・・（４） 例えば、Ｎが３８とされるとき、Ｋは１とすることがで
きる。このとき音質の劣化が少ない結果となる。すなわ
ち、コンボリューション処理されたマスキング閾値Ｔｎ
の各レベルで示すレベル以下の強度の音がマスキングさ
れる。その後、次の（５）式を用いて、コンボリューシ
ョン処理されたマスキング閾値Ｔｎをデコンボリューシ
ョン処理することにより、許容ノイズレベル（許容ノイ
ズスペクトル）ＴＦｎが計算される。実際には、例えば
上記係数Ｈｎによるコンボリューションの直流（ＤＣ）
ゲインＤｎが減算される。
きる。このとき音質の劣化が少ない結果となる。すなわ
ち、コンボリューション処理されたマスキング閾値Ｔｎ
の各レベルで示すレベル以下の強度の音がマスキングさ
れる。その後、次の（５）式を用いて、コンボリューシ
ョン処理されたマスキング閾値Ｔｎをデコンボリューシ
ョン処理することにより、許容ノイズレベル（許容ノイ
ズスペクトル）ＴＦｎが計算される。実際には、例えば
上記係数Ｈｎによるコンボリューションの直流（ＤＣ）
ゲインＤｎが減算される。
【００７０】 ＴＦｎ＝Ｔｎ−Ｄｎ ・・・（５） 上記許容ノイズスペクトル計算回路１８においては、上
述のようにして得られた上記周波数分析回路からの出力
情報と、先に説明した等ラウドネス曲線発生回路１５か
らの出力情報とを合成して得られた合成情報に基づいて
上記許容ノイズスペクトルが求められる。
述のようにして得られた上記周波数分析回路からの出力
情報と、先に説明した等ラウドネス曲線発生回路１５か
らの出力情報とを合成して得られた合成情報に基づいて
上記許容ノイズスペクトルが求められる。
【００７１】ここで、上記等ラウドネス曲線に基づいた
許容ノイズスペクトルでの許容ノイズレベルは、入力オ
ーディオ信号のレベルによってマスキング効果が作用す
る許容ノイズレベル以下のレベルとなることがある。す
なわち、例えば、入力オーディオ信号のレベルが高い場
合には、この入力オーディオ信号による上記マスキング
効果が作用する許容ノイズレベルによって、上記等ラウ
ドネス曲線に基づいた許容ノイズスペクトルのレベルも
同時にマスクされることがある。
許容ノイズスペクトルでの許容ノイズレベルは、入力オ
ーディオ信号のレベルによってマスキング効果が作用す
る許容ノイズレベル以下のレベルとなることがある。す
なわち、例えば、入力オーディオ信号のレベルが高い場
合には、この入力オーディオ信号による上記マスキング
効果が作用する許容ノイズレベルによって、上記等ラウ
ドネス曲線に基づいた許容ノイズスペクトルのレベルも
同時にマスクされることがある。
【００７２】上記観点から、本実施例では、入力オーデ
ィオ信号のレベルを上記レベル検出器１９で検出し、こ
のレベル検出出力に基づいて、上記等ラウドネス曲線発
生回路１５からの出力情報と、上記周波数分析回路１７
からの出力情報との合成比を変化させるようにしてい
る。ここで、上記等ラウドネス曲線発生回路１５と上記
周波数分析回路１７からの出力情報の合成は、例えば各
周波数帯域毎に行われる。この場合、上記レベル検出器
１９でのレベル検出が各バンド毎に行われる。従って、
各バンド毎のレベル検出出力に基づいて各帯域毎に上記
合成比が変化させ得るようになる。すなわち、上記許容
レベルスペクトル計算回路１８におけるノイズスペクト
ルを求めるための合成情報については、例えば、入力オ
ーディオ信号の低域のレベルが高くかつ低域でのマスキ
ング効果が大きい場合には、低域が高レベルで高域が低
レベルを有する許容ノイズスペクトルが得られるような
合成比にて合成情報が準備される。逆に、例えば、高域
のレベルが高くかつ高域でのマスキング効果が大きい場
合には、高域が高くかつ低域が低くなるような許容ノイ
ズレベルが得られるような合成比で合成情報が作られ
る。このように得られた許容ノイズスペクトルの情報
が、上記フィルタ係数計算回路１４に送られる。そし
て、このフィルタ係数計算回路１４から許容ノイズスペ
クトルに応じたフィルタ係数が出力されて、上記ノイズ
フィルタ１３に送られる。
ィオ信号のレベルを上記レベル検出器１９で検出し、こ
のレベル検出出力に基づいて、上記等ラウドネス曲線発
生回路１５からの出力情報と、上記周波数分析回路１７
からの出力情報との合成比を変化させるようにしてい
る。ここで、上記等ラウドネス曲線発生回路１５と上記
周波数分析回路１７からの出力情報の合成は、例えば各
周波数帯域毎に行われる。この場合、上記レベル検出器
１９でのレベル検出が各バンド毎に行われる。従って、
各バンド毎のレベル検出出力に基づいて各帯域毎に上記
合成比が変化させ得るようになる。すなわち、上記許容
レベルスペクトル計算回路１８におけるノイズスペクト
ルを求めるための合成情報については、例えば、入力オ
ーディオ信号の低域のレベルが高くかつ低域でのマスキ
ング効果が大きい場合には、低域が高レベルで高域が低
レベルを有する許容ノイズスペクトルが得られるような
合成比にて合成情報が準備される。逆に、例えば、高域
のレベルが高くかつ高域でのマスキング効果が大きい場
合には、高域が高くかつ低域が低くなるような許容ノイ
ズレベルが得られるような合成比で合成情報が作られ
る。このように得られた許容ノイズスペクトルの情報
が、上記フィルタ係数計算回路１４に送られる。そし
て、このフィルタ係数計算回路１４から許容ノイズスペ
クトルに応じたフィルタ係数が出力されて、上記ノイズ
フィルタ１３に送られる。
【００７３】上述のようなことから、このノイズフィル
タ１３のフィルタ特性は、入力オーディオ信号のレベル
に応じて、帯域毎に合成比が可変されて得られた許容ノ
イズスペクトルに基づいたフィルタ係数に応じたものと
なる。
タ１３のフィルタ特性は、入力オーディオ信号のレベル
に応じて、帯域毎に合成比が可変されて得られた許容ノ
イズスペクトルに基づいたフィルタ係数に応じたものと
なる。
【００７４】すなわち、この第４の実施例のノイズ低減
装置においては、入力オーディオ信号のレベルが小さい
時は、上記ノイズフィルタ１３のフィルタ特性を上記等
ラウドネス曲線のような特性にしてノイズシェーピング
するようにする。また、信号レベルが大きくなるにつれ
て、入力オーディオ信号のレベルによって量子化ノイズ
を目立たなくするために、該ノイズフィルタ１３の特性
を当該入力オーディオ信号の信号レベルに合わせてフラ
ットにするようにする。さらに、信号レベルが小さい時
は、ノイズフィルタ１３で上記等ラウドネス曲線のよう
な特性を、信号レベルに合わせてフラットに近づけ、信
号特性に合わせたノイズシェーピング特性（マスキング
特性等）に変えていくようにする。すなわち、上記ノイ
ズフィルタ１３の特性は、信号レベルが小さい時は上記
等ラウドネス曲線のようなフィルタ特性とし、信号レベ
ルが大きい時はマスキング効果を考慮したフィルタ特性
とされている。
装置においては、入力オーディオ信号のレベルが小さい
時は、上記ノイズフィルタ１３のフィルタ特性を上記等
ラウドネス曲線のような特性にしてノイズシェーピング
するようにする。また、信号レベルが大きくなるにつれ
て、入力オーディオ信号のレベルによって量子化ノイズ
を目立たなくするために、該ノイズフィルタ１３の特性
を当該入力オーディオ信号の信号レベルに合わせてフラ
ットにするようにする。さらに、信号レベルが小さい時
は、ノイズフィルタ１３で上記等ラウドネス曲線のよう
な特性を、信号レベルに合わせてフラットに近づけ、信
号特性に合わせたノイズシェーピング特性（マスキング
特性等）に変えていくようにする。すなわち、上記ノイ
ズフィルタ１３の特性は、信号レベルが小さい時は上記
等ラウドネス曲線のようなフィルタ特性とし、信号レベ
ルが大きい時はマスキング効果を考慮したフィルタ特性
とされている。
【００７５】以上の第２〜第４の実施例に説明したよう
に、ノイズフィルタのフィルタ係数を等ラウドネス曲線
やマスキング効果を考慮して設定することにより、例え
ば等ラウドネス曲線の情報と入力オーディオ信号の周波
数分析情報との合成比が入力オーディオ信号のレベルに
応じて可変されて得られた情報に基づいて設定すること
等により、聴感上のノイズを低減して聴感上のダイナミ
ックレンジを改善することができる。
に、ノイズフィルタのフィルタ係数を等ラウドネス曲線
やマスキング効果を考慮して設定することにより、例え
ば等ラウドネス曲線の情報と入力オーディオ信号の周波
数分析情報との合成比が入力オーディオ信号のレベルに
応じて可変されて得られた情報に基づいて設定すること
等により、聴感上のノイズを低減して聴感上のダイナミ
ックレンジを改善することができる。
【００７６】さらに、これらの第２〜第４の実施例にお
いても、上述した第１の実施例と同様に、ディザ信号出
力部２０のディザ発生回路２１からのディザ信号をフィ
ルタ２２によりエネルギを低域側に集中させて加算器１
０に送っているため、人間の聴覚感度が高い５００Hz〜
４ｋHzの領域のノイズが低く、ノイズフロアも滑らかな
出力信号を得ることができ、音のクリアさも聴感上の周
波数バランスもノイズシェーピングをかける前の音に非
常に近いような良好な音質を実現できることは勿論であ
る。
いても、上述した第１の実施例と同様に、ディザ信号出
力部２０のディザ発生回路２１からのディザ信号をフィ
ルタ２２によりエネルギを低域側に集中させて加算器１
０に送っているため、人間の聴覚感度が高い５００Hz〜
４ｋHzの領域のノイズが低く、ノイズフロアも滑らかな
出力信号を得ることができ、音のクリアさも聴感上の周
波数バランスもノイズシェーピングをかける前の音に非
常に近いような良好な音質を実現できることは勿論であ
る。
【００７７】次に、図１４に、上述した各実施例の装置
を、例えばいわゆるコンパクトディスク（ＣＤ）におけ
るエンコーダ、デコーダのシステムに使用したシステム
構成の具体例を示す。この図１４において、入力端子３
１にはアナログオーディオ信号が供給される。このアナ
ログオーディオ信号はＡ／Ｄ変換器３２で２０ビットデ
ィジタル信号に変換された後、本実施例の量子化誤差低
減装置が内蔵された２０ビット対応エンコーダ３３に送
られる。このエンコーダ３３で量子化誤差低減処理がな
されると共に１６ビットのデータにエンコードされたデ
ータは、上記ＣＤに記録される。このＣＤに記録された
データは、既存のＣＤ再生機の再生回路３４及びＤ／Ａ
変換器３５でオーディオ信号に変換されて出力端子３６
から出力されて再生される。すなわち、上記ＣＤに記録
されたデータは、本実施例の量子化誤差低減装置によっ
て量子化誤差が低減されているものであるため、このＣ
Ｄを再生して得られる音は、聴感上のダイナミックレン
ジの高いものとなる。
を、例えばいわゆるコンパクトディスク（ＣＤ）におけ
るエンコーダ、デコーダのシステムに使用したシステム
構成の具体例を示す。この図１４において、入力端子３
１にはアナログオーディオ信号が供給される。このアナ
ログオーディオ信号はＡ／Ｄ変換器３２で２０ビットデ
ィジタル信号に変換された後、本実施例の量子化誤差低
減装置が内蔵された２０ビット対応エンコーダ３３に送
られる。このエンコーダ３３で量子化誤差低減処理がな
されると共に１６ビットのデータにエンコードされたデ
ータは、上記ＣＤに記録される。このＣＤに記録された
データは、既存のＣＤ再生機の再生回路３４及びＤ／Ａ
変換器３５でオーディオ信号に変換されて出力端子３６
から出力されて再生される。すなわち、上記ＣＤに記録
されたデータは、本実施例の量子化誤差低減装置によっ
て量子化誤差が低減されているものであるため、このＣ
Ｄを再生して得られる音は、聴感上のダイナミックレン
ジの高いものとなる。
【００７８】また、図１５に上記ＣＤと異なり例えば１
０ビットでデータを記録するメディア、すなわち記録媒
体を介したシステム構成の具体例を示す。この場合、入
力端子に入力供給されたアナログ信号は、Ａ／Ｄ変換器
４２で例えば１６ビットのディジタルデータとされた信
号が本実施例の量子化誤差低減装置が内蔵された１０ビ
ット対応エンコーダ４３に送られる。このエンコーダ４
３で量子化誤差低減処理がなされると共に１０ビットの
データにエンコードされたデータは、上記メディアに記
録される。このメディアに記録されたデータは、既存の
再生機の再生回路４４及びＤ／Ａ変換器４５でアナログ
信号に変換されて出力端子４６から出力される。この場
合も同様に、得られる再生信号の聴感上のダイナミック
レンジが高くなる。
０ビットでデータを記録するメディア、すなわち記録媒
体を介したシステム構成の具体例を示す。この場合、入
力端子に入力供給されたアナログ信号は、Ａ／Ｄ変換器
４２で例えば１６ビットのディジタルデータとされた信
号が本実施例の量子化誤差低減装置が内蔵された１０ビ
ット対応エンコーダ４３に送られる。このエンコーダ４
３で量子化誤差低減処理がなされると共に１０ビットの
データにエンコードされたデータは、上記メディアに記
録される。このメディアに記録されたデータは、既存の
再生機の再生回路４４及びＤ／Ａ変換器４５でアナログ
信号に変換されて出力端子４６から出力される。この場
合も同様に、得られる再生信号の聴感上のダイナミック
レンジが高くなる。
【００７９】図１６には、オーバーサンプリングを行う
Ｄ／Ａ変換のシステムで本実施例装置を使用する具体例
を示す。この場合、入力端子５１に入力供給されたアナ
ログ信号は、オーバーサンプリングを行うＤ／Ａ変換器
５２で例えば２０ビットのディジタルデータとされ、伝
送路を介して本実施例の量子化誤差低減装置５３に送ら
れる。該量子化誤差低減装置５３で量子化誤差低減処理
がなされ、Ｄ／Ａ変換器５４を介してアナログ信号に変
換されて出力端子５５から出力される。これにより、オ
ーバーサンプリングが行え、Ｄ／Ａ変換の分解能を落と
すことができ、その分直線性を上げる方向で上記Ｄ／Ａ
変換器５４を作成し易くなる。
Ｄ／Ａ変換のシステムで本実施例装置を使用する具体例
を示す。この場合、入力端子５１に入力供給されたアナ
ログ信号は、オーバーサンプリングを行うＤ／Ａ変換器
５２で例えば２０ビットのディジタルデータとされ、伝
送路を介して本実施例の量子化誤差低減装置５３に送ら
れる。該量子化誤差低減装置５３で量子化誤差低減処理
がなされ、Ｄ／Ａ変換器５４を介してアナログ信号に変
換されて出力端子５５から出力される。これにより、オ
ーバーサンプリングが行え、Ｄ／Ａ変換の分解能を落と
すことができ、その分直線性を上げる方向で上記Ｄ／Ａ
変換器５４を作成し易くなる。
【００８０】このように、本発明に係るノイズ低減装置
を、例えば既存の統一規格のディジタルオーディオ機器
に適用することにより、該統一規格から実際に得られる
ダイナミックレンジよりも聴感上で拡大されたダイナミ
ックレンジの再生音を得ることができるようになる。す
なわち、統一規格に何ら変更を加えることなく、該統一
規格を維持したままで、従来と同じ再生装置を用いて、
再生オーディオ信号の聴感上のダイナミックレンジを向
上することができる。しかも、音のクリアさも聴感上の
周波数バランスもノイズシェーピングをかける前の音に
非常に近いような良好な音質を実現できる。
を、例えば既存の統一規格のディジタルオーディオ機器
に適用することにより、該統一規格から実際に得られる
ダイナミックレンジよりも聴感上で拡大されたダイナミ
ックレンジの再生音を得ることができるようになる。す
なわち、統一規格に何ら変更を加えることなく、該統一
規格を維持したままで、従来と同じ再生装置を用いて、
再生オーディオ信号の聴感上のダイナミックレンジを向
上することができる。しかも、音のクリアさも聴感上の
周波数バランスもノイズシェーピングをかける前の音に
非常に近いような良好な音質を実現できる。
【００８１】なお、本発明は上記実施例のみに限定され
るものではなく、例えば入力されるディジタルオーディ
オ信号のビット数は２０ビットや１６ビットに限定され
ず、任意に設定可能である。また、低域にエネルギが集
中したディザ信号は、図２の例に限定されず、さらに、
フィルタを用いずにディザ発生の段階でエネルギを低域
に集中させたディザ信号を直接的に得るようにしてもよ
い。この他、本発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の付
加や変更が可能であることは勿論である。
るものではなく、例えば入力されるディジタルオーディ
オ信号のビット数は２０ビットや１６ビットに限定され
ず、任意に設定可能である。また、低域にエネルギが集
中したディザ信号は、図２の例に限定されず、さらに、
フィルタを用いずにディザ発生の段階でエネルギを低域
に集中させたディザ信号を直接的に得るようにしてもよ
い。この他、本発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の付
加や変更が可能であることは勿論である。
【００８２】
【発明の効果】以上の説明からも明らかなように、本発
明に係るノイズ低減装置によれば、低域側にエネルギの
集中したディザ信号を入力信号に加算して量子化器に送
り、量子化器で発生した量子化誤差をノイズフィルタを
介して上記量子化器の入力側に帰還しているため、得ら
れる出力信号として、人間の聴覚感度が高い領域のノイ
ズを低く抑えながらノイズフロアを滑らかにでき、ノイ
ズシェーピングをかける前の入力信号の音質により近い
音質を実現できる。
明に係るノイズ低減装置によれば、低域側にエネルギの
集中したディザ信号を入力信号に加算して量子化器に送
り、量子化器で発生した量子化誤差をノイズフィルタを
介して上記量子化器の入力側に帰還しているため、得ら
れる出力信号として、人間の聴覚感度が高い領域のノイ
ズを低く抑えながらノイズフロアを滑らかにでき、ノイ
ズシェーピングをかける前の入力信号の音質により近い
音質を実現できる。
【００８３】また、入力信号のレベルに応じて発生され
たディザ信号を上記入力信号に加算することにより、量
子化ノイズが聴感上問題となるような入力信号のとき
に、ノイズが聞こえ難くなり、量子化ノイズが聴感上で
問題とならなくなる。
たディザ信号を上記入力信号に加算することにより、量
子化ノイズが聴感上問題となるような入力信号のとき
に、ノイズが聞こえ難くなり、量子化ノイズが聴感上で
問題とならなくなる。
【図１】本発明の第１の実施例としてのオーディオ信号
のノイズ低減装置の概略構成を示すブロック回路図であ
る。
のノイズ低減装置の概略構成を示すブロック回路図であ
る。
【図２】エネルギが低域に集中されたディザ信号の一例
のスペクトルを示す特性図である。
のスペクトルを示す特性図である。
【図３】本発明の第１の実施例の出力信号の一例のスペ
クトルを示す特性図である。
クトルを示す特性図である。
【図４】等ラウドネス曲線を示す特性図である。
【図５】ノイズフィルタの周波数特性の一例を示す特性
図である。
図である。
【図６】本発明の前提となるノイズ低減装置の基本構成
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図７】図６のノイズ低減装置の出力信号の一例のスペ
クトルを示す特性図である。
クトルを示す特性図である。
【図８】本発明の前提となるノイズ低減装置の他の例を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
【図９】図８のノイズ低減装置のディザ信号の一例のス
ペクトルを示す特性図である。
ペクトルを示す特性図である。
【図１０】図８のノイズ低減装置の出力信号の一例のス
ペクトルを示す特性図である。
ペクトルを示す特性図である。
【図１１】本発明の第２の実施例のノイズ低減装置の概
略構成を示すブロック図である。
略構成を示すブロック図である。
【図１２】本発明の第３の実施例のノイズ低減装置の概
略構成を示すブロック図である。
略構成を示すブロック図である。
【図１３】本発明の第４の実施例のノイズ低減装置の概
略構成を示すブロック図である。
略構成を示すブロック図である。
【図１４】コンパクトディスクのエンコーダ、デコーダ
システムに本実施例装置を適用した具体例を示すブロッ
ク図である。
システムに本実施例装置を適用した具体例を示すブロッ
ク図である。
【図１５】本実施例装置を１０ビットシステムに適用し
た具体例を示すブロック図である。
た具体例を示すブロック図である。
【図１６】オーバーサンプリングを行うＤ／Ａ変換器シ
ステムに本実施例装置を適用した具体例を示すブロック
図である。
ステムに本実施例装置を適用した具体例を示すブロック
図である。
１０ 加算器 １１ 量子化器 １２ 減算器 １３ ノイズフィルタ １４ フィルタ係数計算回路 １５ 等ラウドネス曲線発生回路 １６ 低周波数帯域補正用信号発生回路 １７ 周波数分析回路 １８ 許容ノイズスペクトル計算回路 １９、２３ レベル検出器 ２０ ディザ信号出力部 ２１ ディザ発生回路 ２２ フィルタ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 // Ｈ０３Ｈ 17/02 8842−5Ｊ Ｈ０３Ｈ 17/02 Ｚ
Claims (8)
- 【請求項１】 量子化器で発生した量子化誤差をノイズ
フィルタを介して上記量子化器の入力側に帰還するよう
にしたノイズ低減方法において、 低域側にエネルギの集中したディザ信号を出力する工程
と、 この低域側にエネルギの集中したディザ信号を入力信号
に加算する工程とを有して成ることを特徴とするノイズ
低減方法。 - 【請求項２】 上記低域側にエネルギの集中したディザ
信号は、周波数特性がフラットなディザ信号のエネルギ
をフィルタ処理により低域側に集中させて得ることを特
徴とする請求項１記載のノイズ低減方法。 - 【請求項３】 上記入力信号のレベルに応じて上記ディ
ザ信号のレベルを可変することを特徴とする請求項１記
載のノイズ低減方法。 - 【請求項４】 入力信号を量子化する量子化手段と、 上記量子化手段の出力信号から該量子化手段への入力信
号を減算する減算手段と、 上記減算手段からの出力が供給されるフィルタ手段と、 低域側にエネルギの集中したディザ信号を出力するディ
ザ信号出力手段と、 上記フィルタ手段からの出力と上記入力信号と上記ディ
ザ信号出力手段からのディザ信号とを加算する加算手段
とを有して成ることを特徴とするノイズ低減装置。 - 【請求項５】 上記ディザ信号出力手段は、周波数特性
がフラットなディザ信号を発生するディザ発生手段と、
このディザ発生手段からの信号のエネルギを低域側に集
中させるフィルタとを有して成ることを特徴とする請求
項４記載のノイズ低減装置。 - 【請求項６】 上記ディザ信号出力手段は、上記入力信
号のレベルを検出するレベル検出手段を有し、このレベ
ル検出手段からの出力に応じてディザのレベルを可変す
ることを特徴とする請求項４記載のノイズ低減装置。 - 【請求項７】 上記フィルタ手段にフィルタ係数を送る
フィルタ係数計算手段と、等ラウドネス特性に関連する
データを上記フィルタ係数計算手段に送る等ラウドネス
曲線発生手段とをさらに有することを特徴とする請求項
４記載のノイズ低減装置。 - 【請求項８】 入力信号に、低域側にエネルギの集中し
たディザ信号が加算されて量子化器に送られ、量子化器
で発生した量子化誤差をノイズフィルタを介して上記量
子化器の入力側に帰還するようにしてノイズ低減がなさ
れた信号が記録されて成ることを特徴とする記録媒体。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9494295A JP3334419B2 (ja) | 1995-04-20 | 1995-04-20 | ノイズ低減方法及びノイズ低減装置 |
| US08/634,394 US5774842A (en) | 1995-04-20 | 1996-04-18 | Noise reduction method and apparatus utilizing filtering of a dithered signal |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9494295A JP3334419B2 (ja) | 1995-04-20 | 1995-04-20 | ノイズ低減方法及びノイズ低減装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH08293799A true JPH08293799A (ja) | 1996-11-05 |
| JP3334419B2 JP3334419B2 (ja) | 2002-10-15 |
Family
ID=14124008
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9494295A Expired - Fee Related JP3334419B2 (ja) | 1995-04-20 | 1995-04-20 | ノイズ低減方法及びノイズ低減装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5774842A (ja) |
| JP (1) | JP3334419B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013521539A (ja) * | 2010-03-10 | 2013-06-10 | ドルビー・インターナショナル・アーベー | 単一再生モードにおいてラウドネス測定値を合成するシステム |
| JP2013157852A (ja) * | 2012-01-31 | 2013-08-15 | Rohm Co Ltd | ディザ制御回路及び音声出力システム |
| US9064487B2 (en) | 2012-04-17 | 2015-06-23 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Imaging device superimposing wideband noise on output sound signal |
Families Citing this family (26)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6695477B1 (en) * | 1989-10-25 | 2004-02-24 | Sony Corporation | Audio signal reproducing apparatus |
| US6356872B1 (en) * | 1996-09-25 | 2002-03-12 | Crystal Semiconductor Corporation | Method and apparatus for storing digital audio and playback thereof |
| SE9903553D0 (sv) * | 1999-01-27 | 1999-10-01 | Lars Liljeryd | Enhancing percepptual performance of SBR and related coding methods by adaptive noise addition (ANA) and noise substitution limiting (NSL) |
| CN1279531C (zh) * | 2000-08-25 | 2006-10-11 | 皇家菲利浦电子有限公司 | 用于压缩以及恢复数字输入信号的方法和装置 |
| US6445318B1 (en) * | 2001-04-05 | 2002-09-03 | Nokia Mobile Phones, Ltd. | Method and apparatus for providing signal dependent dither generator for sigma-delta modulator |
| US6473019B1 (en) * | 2001-06-21 | 2002-10-29 | Nokia Corporation | Low capacitance, low kickback noise input stage of a multi-level quantizer with dithering and multi-threshold generation for a multi-bit sigma-delta modulator |
| CN100395817C (zh) * | 2001-11-14 | 2008-06-18 | 松下电器产业株式会社 | 编码设备、解码设备和解码方法 |
| JP4286666B2 (ja) * | 2002-01-25 | 2009-07-01 | エヌエックスピー ビー ヴィ | Ｐｃｍ信号から量子化雑音を除去するための方法及びユニット |
| WO2003077529A2 (en) * | 2002-03-04 | 2003-09-18 | Stmicroelectronics, N.V. | Coder apparatus for resonant power conversion and method |
| JP3815388B2 (ja) * | 2002-06-25 | 2006-08-30 | 株式会社デンソー | 音声認識システムおよび端末 |
| US7413413B2 (en) * | 2004-07-20 | 2008-08-19 | York International Corporation | System and method to reduce acoustic noise in screw compressors |
| DE602006012637D1 (de) * | 2005-04-01 | 2010-04-15 | Qualcomm Inc | Vorrichtung und Verfahren für die Teilband-Sprachkodierung |
| TR201821299T4 (tr) | 2005-04-22 | 2019-01-21 | Qualcomm Inc | Kazanç faktörü yumuşatma için sistemler, yöntemler ve aparat. |
| US8045670B2 (en) * | 2007-06-22 | 2011-10-25 | Texas Instruments Incorporated | Interpolative all-digital phase locked loop |
| WO2009029035A1 (en) * | 2007-08-27 | 2009-03-05 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Improved transform coding of speech and audio signals |
| GB2466672B (en) * | 2009-01-06 | 2013-03-13 | Skype | Speech coding |
| GB2466669B (en) * | 2009-01-06 | 2013-03-06 | Skype | Speech coding |
| GB2466674B (en) | 2009-01-06 | 2013-11-13 | Skype | Speech coding |
| GB2466670B (en) * | 2009-01-06 | 2012-11-14 | Skype | Speech encoding |
| GB2466675B (en) | 2009-01-06 | 2013-03-06 | Skype | Speech coding |
| GB2466673B (en) | 2009-01-06 | 2012-11-07 | Skype | Quantization |
| GB2466671B (en) * | 2009-01-06 | 2013-03-27 | Skype | Speech encoding |
| US9055374B2 (en) * | 2009-06-24 | 2015-06-09 | Arizona Board Of Regents For And On Behalf Of Arizona State University | Method and system for determining an auditory pattern of an audio segment |
| US8452606B2 (en) * | 2009-09-29 | 2013-05-28 | Skype | Speech encoding using multiple bit rates |
| DE102014119480B4 (de) * | 2014-12-23 | 2018-02-08 | Intel Ip Corp. | Rauschformungsschaltung, Digital-Zeit-Wandler, Analog-Digital-Wandler, Digital-Analog-Wandler, Frequenzsynthesizer, Sender, Empfänger, Sendeempfänger, Verfahren zum Formen von Rauschen in einem Eingangssignal |
| GB2624686A (en) * | 2022-11-25 | 2024-05-29 | Lenbrook Industries Ltd | Improvements to audio coding |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH07118649B2 (ja) * | 1986-01-08 | 1995-12-18 | ヤマハ株式会社 | デイザ回路 |
| JP2647136B2 (ja) * | 1988-05-13 | 1997-08-27 | 株式会社東芝 | アナログ−デジタル変換回路 |
| JP3012887B2 (ja) * | 1989-03-13 | 2000-02-28 | 日本テキサス・インスツルメンツ株式会社 | 信号変換装置 |
| JP2801644B2 (ja) * | 1989-06-05 | 1998-09-21 | パイオニア株式会社 | ディザ回路 |
| JPH0472909A (ja) * | 1990-07-13 | 1992-03-06 | Sony Corp | オーディオ信号の量子化誤差低減装置 |
| JP3168620B2 (ja) * | 1991-07-03 | 2001-05-21 | ソニー株式会社 | ディジタル／アナログ変換装置 |
| JPH05167891A (ja) * | 1991-12-17 | 1993-07-02 | Sony Corp | ２次元ノイズシェーピングフイルタ回路 |
| JP3104400B2 (ja) * | 1992-04-27 | 2000-10-30 | ソニー株式会社 | オーディオ信号符号化装置及び方法 |
| JP3191457B2 (ja) * | 1992-10-31 | 2001-07-23 | ソニー株式会社 | 高能率符号化装置、ノイズスペクトル変更装置及び方法 |
| JP3225644B2 (ja) * | 1992-10-31 | 2001-11-05 | ソニー株式会社 | ノイズシェイピング回路 |
-
1995
- 1995-04-20 JP JP9494295A patent/JP3334419B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1996
- 1996-04-18 US US08/634,394 patent/US5774842A/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2013521539A (ja) * | 2010-03-10 | 2013-06-10 | ドルビー・インターナショナル・アーベー | 単一再生モードにおいてラウドネス測定値を合成するシステム |
| US9154102B2 (en) | 2010-03-10 | 2015-10-06 | Dolby Laboratories Licensing Corporation | System for combining loudness measurements in a single playback mode |
| JP2013157852A (ja) * | 2012-01-31 | 2013-08-15 | Rohm Co Ltd | ディザ制御回路及び音声出力システム |
| US9064487B2 (en) | 2012-04-17 | 2015-06-23 | Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. | Imaging device superimposing wideband noise on output sound signal |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5774842A (en) | 1998-06-30 |
| JP3334419B2 (ja) | 2002-10-15 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3334419B2 (ja) | ノイズ低減方法及びノイズ低減装置 | |
| KR100209099B1 (ko) | 오디오신호의 양자화오차저감장치 | |
| US5974379A (en) | Methods and apparatus for gain controlling waveform elements ahead of an attack portion and waveform elements of a release portion | |
| JP2993685B2 (ja) | デジタル信号記録装置 | |
| JP2861238B2 (ja) | ディジタル信号符号化方法 | |
| KR910006441B1 (ko) | 디지탈 및 아날로그 변환시스템 | |
| JP3272438B2 (ja) | 信号処理システムおよび処理方法 | |
| JP4000261B2 (ja) | ステレオ音響信号の処理方法と装置 | |
| JPH0816195A (ja) | ディジタルオーディオ符号化方法及び装置 | |
| US20020121999A1 (en) | Digital signal processing apparatus and method | |
| US6628720B1 (en) | Transmitting apparatus and reproducing apparatus | |
| JP3166407B2 (ja) | ノイズ低減装置 | |
| Fielder | The audibility of modulation noise in floating-point conversion systems | |
| JP3033150B2 (ja) | オーディオ信号の量子化誤差低減装置 | |
| JP3089476B2 (ja) | オーディオ信号の量子化誤差低減装置 | |
| EP0568846B1 (en) | Quantizing error reducer for audio signal | |
| USRE37864E1 (en) | Quantizing error reducer for audio signal | |
| JP2002141802A (ja) | Ａ／ｄ変換装置 | |
| JP3331871B2 (ja) | ノイズ低減方法、ノイズ低減装置及び記録媒体 | |
| JPS58117741A (ja) | 信号処理回路 | |
| JP2611233B2 (ja) | 振幅圧縮伸長回路 | |
| JP2920988B2 (ja) | ノイズシェーピング回路 | |
| JPH0869298A (ja) | 再生装置 | |
| KR0179427B1 (ko) | 노이즈 스펙트럼 변경방법 및 장치 | |
| JP3300205B2 (ja) | 符号化信号再生装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20020702 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080802 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090802 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100802 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110802 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110802 Year of fee payment: 9 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120802 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120802 Year of fee payment: 10 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130802 Year of fee payment: 11 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |