JPH08279716A - 角度変調回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 ジッタ等の問題を改善したＰＬＬ型の角度変
調回路を提供する。 【構成】 情報信号ｓ（ｔ）は入力端子１より加算回路
２に供給され、ループフィルタ１２より出力される誤差
信号Ｅｒ（ｔ）と加算されてＶＣＯ３に供給される。Ｖ
ＣＯ３からは、情報信号ｓ（ｔ）により角度変調された
変調出力Ｆ（ｔ）が出力される。変調出力Ｆ（ｔ）は出
力端子１３に出力されると共に、分周数Ｎ1 の分周器４
に供給される。分周出力Ｆ（ｔ）／Ｎ1 が多相信号生成
回路５を介して多相化され位相の異なる複数の分周出力
が出力され、位相比較器８〜１０に供給される。一方、
基準信号発振器６からの基準信号は、多相信号生成回路
７を介して位相の異なる複数の基準信号が生成され位相
比較器８〜１０に供給される。位相比較出力信号は加算
回路１１により加算されてループフィルタ１２に供給さ
れ、誤差信号Ｅｒ（ｔ）を得て、加算回路２に供給され
る。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は位相同期ループ（以下、
ＰＬＬと略す）を用いた角度変調回路に関する。

【０００２】

【従来技術】ＰＬＬにおける位相比較器の誤差信号に情
報信号を加算して電圧制御発振器（以下、ＶＣＯと略
す）に供給して角度変調を行うＰＬＬ型角度変調回路は
知られている。このＰＬＬ型角度変調回路は、ＶＣＯに
おける変調度を大きく得るために、位相比較器の位相比
較範囲を変調された位相比較出力信号で適正な位相比較
動作を行わしめるために適当な分周数による分周器を介
して変調度を下げて位相比較する方法も知られている。

【０００３】これについて、図６に示した従来のＰＬＬ
型角度変調回路を参照しながら動作について説明する。
尚、図７は一般的なラグリードフィルタを示す構成図、
図８は一般的なループフィルタ特性図、図９は図６の回
路における動作波形説明図である。入力端子６１より変
調信号である情報信号ｓ（ｔ）が加算回路６２に供給さ
れる。ループフィルタ６７にて得られた誤差信号Ｅｒ
（ｔ）と加算されてＶＣＯ６３に供給される。一方、Ｖ
ＣＯ６３の出力はＦ（ｔ）なる角度変調波（ここでは、
ＦＭ変調波とする）が出力され、出力端子６８に供給さ
れると共に、分周数Ｎの分周器６４に供給される。

【０００４】ＦＭ変調波Ｆ（ｔ）は、搬送波周波数Ａｃ
ｏｓωｔ、周波数偏移Δｆ、変調指数ｍf 、情報信号周
波数ｆm とすれば、変調指数ｍf にはｍf ＝Δｆ／ｆm
なる関係があり、次段の分周器６４の分周数をＮとすれ
ば、搬送波周波数は１／Ｎ、周波数偏移Δｆも１／Ｎと
なって位相比較器６６に供給される。位相比較器６６に
おける位相比較動作を良好に行うためには、位相比較器
６６の位相比較範囲を入力される分周器６４の出力にお
けるΔｆ／Ｎによる位相変動分が超えないようにすれば
良いが、位相比較器における位相比較能力を高めるため
には、ＶＣＯ６３の周波数偏移に対応した分周周波数偏
移を相当に低下させて設計するのが一般的である。例え
ば、位相比較器として±π／２ (rad)の位相比較能力を
持っている位相比較器を使用するとすれば、位相比較器
に供給される分周出力の分周変調指数ｍf ／Ｎはｍf ＜
０．５とすればよい。ｍf ＝０．５の変調波は位相偏移
角が９０度つまりπ／２であることも知られている。

【０００５】従って、ＶＣＯ６３の周波数偏移Δｆが大
きければ分周数Ｎの値も大きくなることは言うまでもな
い。位相比較出力はループフィルタ６７を介して誤差信
号Ｅｒ（ｔ）として得ているが、この誤差信号Ｅｒ
（ｔ）は、ＶＣＯ６３、分周器６４、位相比較器６６、
基準信号６５、ループフィルタ６７より構成されるＰＬ
Ｌそのものであり、基準信号周波数に位相同期した周波
数逓倍されたＦＭ変調波Ｆ（ｔ）は出力端子６８に出力
される。ＶＣＯ６３に供給される情報信号ｓ（ｔ）の周
波数ｆm は、ＰＬＬループ応答に直接関係する自然角周
波数ωn よりも高い周波数帯でなければ変調できないこ
とは基本となっており、従って、必然的に情報信号周波
数ｆm よりもωn は低い周波数に設定されている。

【０００６】ＰＬＬの基本動作としては、今、基準信号
をｅｉとしＶＣＯ出力をｅｏとする。ＶＣＯ６３の変換
利得をＫｏ、位相比較器６６の変換利得をＫｃ、分周器
６４の利得をＫｄ、ループフィルタ６７の伝達関数をＦ
（ｓ）とすると、ＶＣＯ６３の出力ｅｏ（ｓ）は、 ｅｏ（ｓ）＝Ｋｃ｛ｅｉ（ｓ）−ｅｏ（ｓ）｝Ｋｄ・Ｆ（ｓ）・Ｋｏ／ｓ （１） となる。従って、ループの伝達関数ｅｏ（ｓ）／ｅｉ
（ｓ）は、 ｅｏ（ｓ）／ｅｉ（ｓ） ＝Ｋｃ・Ｋｏ・Ｋｄ・Ｆ（ｓ）／｛ｓ＋Ｋｃ・Ｋｏ・Ｋｄ・Ｆ（ｓ）｝ （２） となる。

【０００７】ループフィルタ６７は一般的にはラグリー
ドフィルタ（図７参照）が使用されるので、ループフィ
ルタの伝達関数Ｆ（ｓ）は、 Ｆ（ｓ）＝｛ｓτ2 ＋１｝／｛ｓ（τ1 ＋τ2 ）＋１｝ （３） 但し、τ1 ＝Ｒ1 Ｃ、τ2 ＝Ｒ2 Ｃ となる。

【０００８】従って、ループの伝達関数ｅｏ（ｓ）／ｅ
ｉ（ｓ）は、 ｅｏ（ｓ）／ｅｉ（ｓ） ＝Ｋｃ・Ｋｏ・Ｋｄ（ｓτ2 ＋１）／（τ1 ＋τ2 ） ／｛ｓ² ＋（１＋Ｋｃ・Ｋｏ・Ｋｄ・τ2 ）ｓ／（τ1 ＋τ2 ） ＋Ｋｃ・Ｋｏ・Ｋｄ／（τ1 ＋τ2 ）｝ （４） となり、自然角周波数ωn 、ダンピングファクタζは、 ωn ＝｛Ｋｃ・Ｋｏ・Ｋｄ／（τ1 ＋τ2 ）｝^1/2 （５） ζ＝１／２｛Ｋｃ・Ｋｏ・Ｋｄ／（τ1 ＋τ2 ）｝^1/2 ×（τ2 ＋１／Ｋｃ・Ｋｏ・Ｋｄ） （６） となる。実際にはτ1 ＞＞τ2 として設計するから、自
然角周波数ωn はτ1 により、ダンピングファクタζは
τ2 により決定され、安定性を失うことがなく設計する
ことができる。

【０００９】この様なラグリード型ループフィルタを用
いると、その周波数特性は図８に示す（イ）の周波数特
性となり、誤差信号中の高周波信号成分（位相比較され
た出力そのもの）が加算回路６２を介してＶＣＯ６３に
情報信号と共に供給されることになる。これにより、誤
差信号中の高周波成分が変調信号となって角度変調が行
われるため、これを防ぐ方法としてループ内に高周波成
分を低減するフィルタ（図８の（ロ）に示すような周波
数特性をもつ）を使用して対処している。また、誤差信
号中の高周波成分を良好に下げるためにはフィルタのカ
ットオフ周波数（ニ）を周波数の低い方向に移動させれ
ば良いが、この様にするとループの応答における遅れ要
素の影響が生じてループ内位相回転が大となってωn 付
近のＱが高まってダンピングファクタζは下がることに
なる。

【００１０】従って、ループの応答は振動的となりＰＬ
Ｌ同期引き込みにおいて時間がかかる問題や、ループ発
振状態を引き起こす問題、Ｑの高い周波数付近のノイズ
によるジッターが増大する問題を引き起こすことになる
ため、一般的には、図８における（ハ）の周波数に対す
る（ニ）の周波数は１０倍以上に設定するのが一般的で
ある。

【００１１】ここで、図９ａにおいて、分周器６４の出
力波形は（Ｉ）、基準信号波形は（ＩＩ）であるとする
と、位相比較器６６の出力波形は（ＩＩＩ）となる。位
相比較器６６の種類は種々の方法があるが、ここでは、
排他的論理和ゲート（乗算動作）を使用した場合の位相
比較出力波形を示した。図から、位相比較出力波形は基
本周波数として２倍（乗算動作による）となる。（Ｉ
Ｉ）’は、位相差としてΔφなる値が生じている場合
で、その場合の位相比較出力波形は（ＩＩＩ）’とな
る。また、図９ｂにおいては、基準信号波形（ＩＩ）”
がサイン波の場合を示し、分周器の出力波形が（Ｉ）
で、位相比較器としてアナログ乗算タイプのものを使用
した場合の位相比較出力波形（ＩＩＩ）”を示してい
る。位相比較出力信号の基本周波数は図９ａの場合と変
わらない。尚、これらの位相比較出力波形は誤差信号中
の高周波成分を示している。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】図６に示した従来のＰ
ＬＬ型角度変調回路は、分周器６４の分周数が小さけれ
ば位相比較器６６に供給される位相比較出力信号周波数
もあまり下がらないため、既に説明した様に誤差信号の
高周波成分は図８のループフィルタ特性の（ロ）のフィ
ルタ効果によって、誤差信号の高周波成分はＶＣＯ６３
で変調されることがなく安定に角度変調を行うことがで
きる。しかしながら、分周数が低いことは、位相比較器
６６における変調波の変調度を下げて位相比較範囲を超
えないようにした変調波の変調度にする必要が生じる。
例えば、±π／２の位相比較範囲を持つ位相比較器は、
分周変調波の周波数偏移はπ／２を超えてはならない点
について説明したが、このことは、変調周波数ｆm を２
ｋＨｚとすると周波数偏移Δｆは１ｋＨｚ以下にすれば
変調指数ｍf は０．５以下となり、限界位相比較範囲で
ある±π／２に対して位相比較に余裕が出てきて位相比
較を行うことができる。これにより、仮に分周数を１０
とすると、ＶＣＯ６３における最大周波数偏移Δｆmax
は１０ｋＨｚ以下であることになる。この様に、周波数
偏移が抑えられることからＶＣＯの変調度を浅くせざる
を得ないことにもなり、応用範囲の狭い角度変調回路と
なる問題がある。また、ＶＣＯ６３の周波数偏移を大き
くするためには、分周器６４の分周数Ｎは大きくなる。
分周周波数は情報信号周波数より十分に高くなければ誤
差信号中に位相比較出力中の高周波成分が出て来るた
め、このためにＶＣＯ６４の周波数はその分だけ高くす
る必要が出て来る。

【００１３】また、変調可能な情報信号周波数は低い周
波数に設計する必要がある場合や、位相比較出力中の高
周波成分を十分低減する必要がある場合には、ωn ／２
π（サーボ周波数）はループフィルタ特性からも更に十
分低い周波数にせざるを得なくなる問題がある。この問
題は、ＶＣＯ６３がトランジスター等を使用した回路で
あると、良く知られているトランジスター固有の１／ｆ
雑音の影響をωn ／２πの周波数付近で大きく受け易い
問題が生じることになり、この影響はＰＬＬ型角度変調
回路においてポピュラーなジッター問題として生じるこ
とも知られている。特にＶＣＯ６３の変調度を高める必
要性が生じた場合、位相比較器６６の位相比較限界か
ら、必然的に分周器６４の分周数が大きくなるから、Ｖ
ＣＯ６３の変調波周波数がある値であるとすれば分周変
調波周波数は下がってしまい、このことは、ループフィ
ルタの周波数特性を全体的に低い方へシフトしなければ
ならないからωn ／２πの周波数はより下がるため、１
／ｆ雑音レベルはより大きくなることになる。この様
に、ＰＬＬ型角度変調回路は、ジッター問題を改善する
よう設計すると情報信号周波数はあまり低くできなく、
かつ、変調度が浅くなる相反する性質を持っているた
め、その応用範囲が限定されたものとなり、ジッター問
題と情報信号周波数、変調度問題が共に改善できるＰＬ
Ｌ型角度変調回路の出現が待たれていた。

【００１４】

【課題を解決するための手段】本発明は上記課題を解決
するために、基準信号と、電圧制御発振器の出力信号と
を位相比較を行い、この位相比較出力信号をループフィ
ルタを介して変調用情報信号と加算を行い、前記電圧制
御発信器に供給し、角度変調を行う角度変調回路におい
て、前記基準信号からそれぞれ位相の異なる複数の信号
からなる第１の多相信号を生成する第１の多相信号生成
手段と、前記電圧制御発振器の出力信号を分周する分周
手段と、前記分周手段出力信号からそれぞれ位相の異な
る前記第１の多相信号と同数の第２の多相信号を生成す
る第２の多相信号生成手段と、前記第１の多相信号と前
記第２の多相信号とを位相比較する前記第１の多相信号
と同数の位相比較手段と、複数の前記位相比較手段出力
信号を加算して前記ループフィルタに供給する第１の加
算手段と、前記ループフィルタ出力信号と前記変調用情
報信号とを加算して前記電圧制御発振器に供給する第２
の加算手段とを備えて構成したことを特徴とする角度変
調回路を提供する。

【００１５】また、基準信号と、電圧制御発振器の出力
信号とを位相比較を行い、この位相比較出力信号をルー
プフィルタを介して変調用情報信号と加算を行い、前記
電圧制御発信器に供給し、角度変調を行う角度変調回路
において、前記基準信号からそれぞれ位相の異なる複数
の信号からなる第１の多相信号を生成する第１の多相信
号生成手段と、複数の分周手段と、複数の排他的論理和
ゲート回路手段とを用いて構成されて、前記電圧制御発
振器の出力信号を分周した、それぞれ位相の異なる前記
第１の多相信号と同数の第２の多相信号を生成する第２
の多相信号生成手段と、前記第１の多相信号と前記第２
の多相信号とを位相比較する前記第１の多相信号と同数
の位相比較手段と、複数の前記位相比較手段出力信号を
加算して前記ループフィルタに供給する第１の加算手段
と、前記ループフィルタ出力信号と前記変調用情報信号
とを加算して前記電圧制御発振器に供給する第２の加算
手段とを備えて構成したことを特徴とする角度変調回路
を提供する。

【００１６】

【実施例】以下、添付図面を参照して本発明の実施例に
ついて説明する。図１は本発明の角度変調回路の一実施
例を示す構成図、図２ａは多相信号生成回路の一例を示
す構成図、図２ｂは多相信号生成回路を含む位相比較回
路及び加算回路の一例を示す構成図、図３、図４、図５
は図２ｂの回路における動作波形説明図である。図１に
おいて、情報信号ｓ（ｔ）は入力端子１より加算回路２
に供給され、ループフィルタ１２より出力される誤差信
号Ｅｒ（ｔ）と加算されてＶＣＯ３に供給される。ＶＣ
Ｏ３では、情報信号ｓ（ｔ）により角度変調（ここでは
ＦＭ変調とする）されてそのＦＭ変調波出力Ｆ（ｔ）が
出力される。ＦＭ変調波出力Ｆ（ｔ）は、情報信号周波
数ｆm 、周波数偏移Δｆ、変調指数ｍf 、搬送波周波数
Ａｃｏｓωｔからなる出力であり、変調指数ｍf はｍf
＝Δｆ／ｆm なる関係がある。ＦＭ変調波出力Ｆ（ｔ）
は出力端子１３に出力されると共に、分周数Ｎ1 の分周
器４に供給されるので、その分周出力における搬送波周
波数は１／Ｎ1 となり、ΔｆもΔｆ／Ｎ1 として得られ
る。分周出力Ｆ（ｔ）／Ｎ1 は多相信号生成回路５（位
相分割信号生成回路、位相分割回路ともいう）に供給さ
れ、多相化され位相のそれぞれ異なる複数の分周出力に
変換されて出力され、それぞれ位相比較器８〜１０に供
給される。

【００１７】一方、基準信号発振器６より得られた基準
信号も、多相信号生成回路７を介して位相のそれぞれ異
なる複数の基準信号がそれぞれ位相比較器８〜１０に供
給される。位相比較器８〜１０からは、それぞれ位相比
較出力信号が出力される。これらは加算回路１１に供給
され、加算されてループフィルタ１２に供給され、高周
波信号成分が除去されて誤差信号Ｅｒ（ｔ）が得られ
る。誤差信号Ｅｒ（ｔ）は上述したように加算回路２に
供給され、情報信号ｓ（ｔ）と加算されてＶＣＯ３に供
給される。このようにして図１の回路は、ＰＬＬ型角度
変調回路として動作が行われる。

【００１８】図２ａは多相信号生成回路の一例の回路構
成図である。同図において、２１は入力端子、２２，２
４，２５は１／２分周器、２３，２６，２７は排他的論
理和ゲート、２８〜３１は出力端子である。入力信号が
入力端子２１から入力されると、出力端子２８には１／
２分周器２２，２４を介して入力信号が４分周された出
力が得られ、この出力がそれぞれπ／４、π／２、３π
／４移相された出力がそれぞれ出力端子２９、出力端子
３０、出力端子３１から得られる。つまり、πの位相範
囲を４分割された４つの出力が得られることになる。こ
のように、この多相信号生成回路は、４種類の位相差を
得るために分周数４の分周器を使用している。

【００１９】図２ｂは多相信号生成回路、位相比較器、
加算回路を含む一例の回路構成図である。図２ｂの回路
について図３の動作波形説明図と共に用いて説明する。
入力端子４１には図３の（Ａ）の信号が供給されている
とする。分周器４２の出力は（Ｂ）となり、排他的論理
和ゲート４３の出力は（Ｃ）となる。従って、分周器４
４の出力は（Ｄ1 ）、分周器４５の出力は（Ｅ1 ）、排
他的論理和ゲート４６、４７の出力はそれぞれ（Ｆ1
）、（Ｇ1 ）となる。一方、基準信号発振器より出力
される信号から、分周器５１、５２の出力をそれぞれ
（Ｈ1 ）、（Ｉ1 ）、排他的論理和ゲート５３、５４の
出力をそれぞれ（Ｊ1 ）、（Ｋ1 ）とする。位相比較器
を排他的論理和ゲート５５、５６、５７、５８とすれ
ば、位相比較出力は（Ｌ1 ）、（Ｍ1 ）、（Ｎ1 ）、
（Ｏ1 ）となる。個々の位相比較器に供給され位相比較
される入力信号｛例えば、（Ｄ1 ）と（Ｈ1 ）｝は同周
波数で、ここではこれらの位相差は等しく、この位相差
が直交｛位相差π／２（９０度）｝していれば、加算回
路５９の出力（Ｐ1 ）は０Ｖの直流電圧のみとなって出
力端子６０から出力される。尚、図２ｂと図１とは、分
周器４２，４４，４５、排他的論理和ゲート４３，４
６，４７からなる回路が多相信号生成回路５又は７に、
分周器４９，５１，５２、排他的論理和ゲート５０，５
３，５４からなる回路が多相信号生成回路７又は５に、
排他的論理和ゲート５５，５６，５７，５８が位相比較
器８〜１０に、加算回路５９が加算回路１１にそれぞれ
対応している。

【００２０】図４は、位相比較器で比較される信号の位
相差がπ／２にΔφだけ加わっている場合の動作例であ
る。即ち、分周器４４、４５の出力をそれぞれ（Ｄ2
）、（Ｅ2 ）、排他的論理和ゲート４６、４７の出力
をそれぞれ（Ｆ2 ）、（Ｇ2 ）、更に分周器５１、５２
の出力をそれぞれ（Ｈ2 ）、（Ｉ2 ）の実線、排他的論
理和ゲート５３、５４の出力をそれぞれ（Ｊ2 ）、（Ｋ
2 ）とすれば、位相比較器である排他的論理和ゲート５
５、５６、５７、５８の出力はそれぞれ（Ｌ2 ）、（Ｍ
2 ）、（Ｎ2 ）、（Ｏ2 ）となり、加算回路６９の出力
は（Ｐ2 ）となってΔφ分だけの負のパルス電圧が得ら
れる。

【００２１】図５は基準信号をサイン波としてアナログ
的に位相シフトして得られた多相信号を用いる場合の動
作波形図で、位相比較器はアナログ乗算器のような±π
／２位相比較器を用いたものである。この場合は、分周
器４４、４５の出力をそれぞれ（Ｄ3 ）、（Ｅ3 ）、排
他的論理和ゲート４６、４７の出力をそれぞれ（Ｆ3
）、（Ｇ3 ）、更に分周器５１、５２の出力をそれぞ
れ（Ｈ3 ）、（Ｉ3 ）、排他的論理和ゲート５３、５４
の出力をそれぞれ（Ｊ3 ）、（Ｋ3 ）とすれば、位相比
較器である排他的論理和ゲート５５、５６、５７、５８
の出力はそれぞれ（Ｌ3 ）、（Ｍ3 ）、（Ｎ3 ）、（Ｏ
3 ）となり、加算回路出力は（Ｐ3 ）のような周波数と
なり、位相比較器に供給される入力信号の位相差が直交
していても鋸歯状波として生じるが、従来例の図９ｂと
比較しても基本周波数が４倍に高まっていることが確認
できる。尚、図４の（Ｐ2 ）に示されている誤差信号基
本周波数も４倍になっている。従って、ループフィルタ
の特性は全体的に高い方へシフト可能となることや、図
８における（ニ）点のカットオフ周波数のみを高めるこ
とができるため、ωn ／２πの周波数近傍における位相
回転が減少するため、ＰＬＬにおけるループ応答に重要
なダンピングファクターζが高められて制動の良好なＰ
ＬＬが実現できる。

【００２２】尚、本発明のＰＬＬ動作については、分周
器４の利得をＫｄ1 、多相信号生成回路５内の分周器の
利得をＫｄ2 、Ｎ個の位相比較器の個々の変換利得をＫ
ｃ、ループフィルタ１２の伝達関数をＦ（ｓ）、ＶＣＯ
３の変換利得をＫｏ、加算回路の利得をＫａとする。複
数の位相比較器に供給される個々の基準信号ｅｉに対し
てＶＣＯ出力をｅｏとすれば、ループの伝達関数ｅｏ
（ｓ）／ｅｉ（ｓ）は、 ｅｏ（ｓ）／ｅｉ（ｓ） ＝Ｋｃ・Ｋｏ・Ｋｄ1 ・Ｋｄ2 ・Ｋａ・Ｆ（ｓ） ／｛ｓ＋Ｋｃ・Ｋｏ・Ｋｄ1 ・Ｋｄ2 ・Ｋａ・Ｆ（ｓ）｝ （７） となり、従来のＰＬＬの伝達関数の式（２）と基本的性
質は変わらない。即ち、多相回路における伝達特性は分
周器の利得のみであり周波数の関数にはならないから、
結果的に（７）式で示すことができる。

【００２３】尚、図１に示した分周器４を多相信号生成
回路５における分周器を兼ねて設計することも可能であ
る。即ち、図１の回路で必要となる全体の分周数Ｎは、
Ｎ＝Ｎ1 （分周器４の分周数）＋Ｎ2 （多相信号生成回
路５における分周数）とするが、多相信号生成回路５に
おける分周数Ｎ2 を全体の分周数Ｎとすれば、位相比較
器の数とＮは等しくなる。このことは、ＰＬＬ内に分周
器が使用されているにも関わらず分周器の使用しないＰ
ＬＬと等価になるから、今まで問題になっていたＰＬＬ
型角度変調回路の欠点は一挙に解決できる。尚、回路構
成は複雑になるが、回路構成は単純な回路が増えている
だけであり、ＩＣ化に向くＰＬＬ型角度変調回路が実現
できる。

【００２４】

【発明の効果】以上説明したように、本発明のＰＬＬ型
の角度変調回路は、位相比較する信号を多相信号生成回
路により多相化して複数の位相の異なる信号を生成し
て、複数の位相比較器を使用して位相比較を行ってい
る。これにより、分周器をＰＬＬ内に持つ従来の角度変
調回路に見られる分周数による位相比較出力中の高周波
成分の周波数の低下と、それがループ応答に悪影響を与
えてジッターの多い変調波となる問題は、本発明では位
相比較出力中の高周波成分は周波数的に高められるた
め、ループの応答におけるサーボ周波数ωn ／２πはジ
ッターの少ない周波数帯を選択でき、且つ、ダンピング
ファクターζを最良に設計できるため、ジッターを抑え
ることができる。また、分周数を結果的に多くすること
が可能となるため、変調度の深い変調回路を実現でき
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の角度変調回路の一実施例を示す回路構
成図である。

【図２】図１の多相信号生成回路の一例及びこの多相信
号生成回路を含む位相比較回路及び加算回路の一例を示
す回路構成図である。

【図３】図２ｂの回路における動作波形説明図である。

【図４】図２ｂの回路における動作波形説明図である。

【図５】図２ｂの回路における動作波形説明図である。

【図６】従来のＰＬＬ型角度変調回路の一例を示す構成
図である。

【図７】一般的なラグリードフィルタを示す構成図であ
る。

【図８】一般的なループフィルタ特性図である。

【図９】図６の回路における動作波形説明図である。

【符号の説明】

１ 入力端子 ２ 加算回路（第２の加算手段） ３ ＶＣＯ（電圧制御発振器） ４ 分周器（分周手段） ５ 多相信号生成回路（第１の多相信号生成手段） ６ 基準信号発信器 ７ 多相信号生成回路（第２の多相信号生成手段） ８〜１０ 位相比較器（位相比較手段） １１ 加算回路（第１の加算手段） １２ ループフィルタ １３ 出力端子

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】基準信号と、電圧制御発振器の出力信号と
   を位相比較を行い、この位相比較出力信号をループフィ
   ルタを介して変調用情報信号と加算を行い、前記電圧制
   御発信器に供給し、角度変調を行う角度変調回路におい
   て、 前記基準信号からそれぞれ位相の異なる複数の信号から
   なる第１の多相信号を生成する第１の多相信号生成手段
   と、 前記電圧制御発振器の出力信号を分周する分周手段と、 前記分周手段出力信号からそれぞれ位相の異なる前記第
   １の多相信号と同数の第２の多相信号を生成する第２の
   多相信号生成手段と、 前記第１の多相信号と前記第２の多相信号とを位相比較
   する前記第１の多相信号と同数の位相比較手段と、 複数の前記位相比較手段出力信号を加算して前記ループ
   フィルタに供給する第１の加算手段と、 前記ループフィルタ出力信号と前記変調用情報信号とを
   加算して前記電圧制御発振器に供給する第２の加算手段
   とを備えて構成したことを特徴とする角度変調回路。
2. 【請求項２】基準信号と、電圧制御発振器の出力信号と
   を位相比較を行い、この位相比較出力信号をループフィ
   ルタを介して変調用情報信号と加算を行い、前記電圧制
   御発信器に供給し、角度変調を行う角度変調回路におい
   て、 前記基準信号からそれぞれ位相の異なる複数の信号から
   なる第１の多相信号を生成する第１の多相信号生成手段
   と、 複数の分周手段と、複数の排他的論理和ゲート回路手段
   とを用いて構成されて、前記電圧制御発振器の出力信号
   を分周した、それぞれ位相の異なる前記第１の多相信号
   と同数の第２の多相信号を生成する第２の多相信号生成
   手段と、 前記第１の多相信号と前記第２の多相信号とを位相比較
   する前記第１の多相信号と同数の位相比較手段と、 複数の前記位相比較手段出力信号を加算して前記ループ
   フィルタに供給する第１の加算手段と、 前記ループフィルタ出力信号と前記変調用情報信号とを
   加算して前記電圧制御発振器に供給する第２の加算手段
   とを備えて構成したことを特徴とする角度変調回路。
3. 【請求項３】前記第１の多相信号生成手段からは、πの
   位相範囲で等間隔に複数の位相に分割した前記第１の多
   相信号を、それぞれ異なる前記位相比較手段に供給し、 前記第２の多相信号生成手段からは、πの位相範囲で等
   間隔に複数の位相に分割した前記第１の多相信号と同周
   波数の前記第２の多相信号を生成して対応する前記第１
   の多相信号が供給される前記位相比較手段に供給するこ
   とを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の角度変調
   回路。