JP3363867B2 - Pll回路 - Google Patents
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Description
る。
O TECHNICAL REVIEW」、VOL.1
0、NO.1、FEB.1978の第32頁に示されて
いる。しかし、この回路は、位相比較器1段型(位置比
較器を1段しか用いないもの)であり、基準信号の1周
期中に、位相比較を1回しか行わないので、ロックアッ
プ時間(出力信号に同期する迄の時間)が短い第1の欠
点がある。
135822号公報が提案されている。この公報による
と、位相が互いに異なる複数の基準信号を発生する発生
手段と、電圧制御発振器の出力信号を分周する複数(例
えば4個)の分周器と、各分周器の帰還信号と各基準信
号を比較する複数の位相比較器等が設けられている。
では、電力消費量が大きい第2の欠点がある。本発明者
が、その原因を究明したところ、複数の分周器を設けて
いるためである事が分った。また、ロックアップ時間を
更に短縮するため、基準信号の1周期中に4回位相比較
をするならば、4個の分周器が必要となり電力消費量が
更に大きくなる。
る分周器を複数個用いるので、装置が大きくなり、コス
トが高くなり、LSI化が困難となる第3の欠点があ
る。故に、本発明はこの様な従来の欠点を考慮して、ロ
ックアップ時間が短い、電力消費量が少ない、コストが
安くLSI化し易い、PLL回路を提供する。
に、請求項1の本発明では、基準信号発生手段は第1基
準信号と該第1基準信号の周期の1/n(nは2以上の
正整数)ずつ位相が遅れるn−1個の第2基準信号を発
生し、可変分周手段は電圧制御発振器の出力を分周比N
/nで分周する可変分周器と、該可変分周器の出力をn
個の信号に分割することにより前記第1基準信号の周期
の1/nずつ位相が遅れる分周比Nのn−1個の帰還信
号を発生する分割手段を備える。
第1基準信号の周期の1/n(nは2以上の正整数)ず
つ位相が遅れるn−1個の第2基準信号を発生する基準
信号発生手段と、電圧制御発振器と、該電圧制御発振器
の出力を分周比Nで分周し帰還信号を出力する第1可変
分周器と、前記電圧制御発振器の出力を分周比N/nで
分周する第2可変分周器と、該第2可変分周器の出力を
n個の信号に分割することにより前記第1可変分周器の
出力とは基準信号の周期の1/nずつ位相が遅れる分周
比Nのn−1個の帰還信号を発生する分割手段と、前記
第1基準信号と前記第1可変分周器の帰還信号との位相
差の誤差信号及び前記第2基準信号と前記分割手段の帰
還信号との位相差の誤差信号を出力する位相比較手段
と、該位相比較手段が出力する誤差信号を制御電圧に変
換し前記電圧制御発振器に入力する低周波濾波器と、ロ
ック状態で前記第2の可変分周器の動作を停止させる制
御手段を備える。
器及び/又は前記第2可変分周器を、パルススワロカウ
ンタにて構成する。
明の実施の形態に係るPLL回路1を説明する。図1は
PLL回路1のブロック図、図2はPLL回路1に用い
られる各信号のタイムチャートである。
基準発振器OSCと、固定分周器Mと、リング式カウン
タRIC等から成る。固定分周器Mは例えば分周比5で
分周するものであり、基準発振器OSCとリング式カウ
ンタRICとの間に接続されている。固定分周器Mは、
基準発振器OSCが出力する信号(発振周波数が例えば
13MHZ)を5分周した信号(周波数が2.6MH
Z)を、リング式カウンタRICへ出力する。
のフリップフロップ(図示せず)が接続されたものであ
り、上記2.6MHZの信号の入力に応じて、13個の
基準信号FR1〜FR13を出力する。
信号FR1の1/13周期だけ、基準信号FR1より遅
延する。同様に、基準信号FRA(Aは2から13まで
の整数)は、A/13周期だけ、基準信号FR1より遅
延する。この様にして、基準信号FR1〜FR13の各
基準周波数は、2.6MHZ÷13=200KHZであ
り、所望のチャンネル・スペース(局間周波数)に一致
する。上述の様に、発生手段2は、位相が異なる複数の
基準信号FR1〜FR13を発生する。
入力側に入力される。基準信号FR2〜FR13は各
々、オアゲート3の入力側に入力され、オアゲート3の
出力は位相比較器PC2の1入力側に入力される。
ケラ5と、スワロカウンタA1と、コースカウンタN1
等から構成されている。2係数プリスケラ5は例えば、
分周比64又は分周比65の分周を行うものである。ス
ワロカウンタA1には第1一致回路(図示せず)が接続
され、コースカウンタN1には第2一致回路(図示せ
ず)が接続されている。第1可変分周器4から出力され
るロード信号Loは、スワロカウンタA1およびコース
カウンタN1に印加されている。
ず)に於て、2.08GHZを設定したとする。設定周
波数キーに接続された制御部(マイクロコンピュータ等
から成るが、図示せず)は、第1可変分周器4の設定分
周データNを演算し、第1可変分周器4へ出力する。即
ち、N=2080×103KHZ÷200KHZ=10
400となる(基準周波数が200KHZだから)。
て、スワロカウンタA1の運転回数K1と、コースカウ
ンタN1の運転回数K2を演算し、設定する(例えばK
1=32回、K2=162回)。この様に、第1可変分
周器4をパルススワロカウンタにて構成分周数が2種類
だけで切り替えられるので、伝搬遅延時間を小さくでき
動作速度が向上する。
号VOをN分周された帰還信号FP1は、位相比較器P
C1の他の入力側に入力される。
と、上記帰還信号FP1を位相比較し、位相比較信号
(ポンプアップ信号U1)をオアゲート6へ出力し、位
相比較信号(ポンプダウン信号D1)をオアゲート7へ
出力する。
1、D1を、チャージポンプCPへ出力する。チャージ
ポンプCPは、これらの位相比較信号U1、D1に基づ
き、誤差信号を生成し、ローパスフィルタLPFに対
し、誤差信号を出力する。
調波成分をカットした制御電圧CVを生成し、電圧制御
発振器VCOへ出力する。これらの、発生手段2と、位
相比較器PC1と、オアゲート6、7と、チャージポン
プCPと、ローパスフィルタLPFと、電圧制御発振器
VCOと、第1可変分周器4等により、PLL周波数シ
ンセサイザ8が構成されている。
ケラ10と、スワロカウンタA2とコースカウンタN2
等から構成されている。2係数プリスケラ10は例え
ば、分周比16又は分周比17の分周を行うものであ
る。スワロカウンタA2には第1一致回路(図示せず)
が接続され、コースカウンタN2には第2一致回路(図
示せず)が接続されている。第2可変分周器9から出力
されるロード信号Loは、スワロカウンタA2およびコ
ースカウンタN2に印加されている。
タNが与えられている。複数の位相比較信号(後述)の
個数をnとして、第2可変分周器9に対し、nを演算し
た分周データ、例えばN/nが与えられる。
第2可変分周器9に対し、N/n=10400/13=
800を与える。制御部は、上記設定分周データN/n
に基づいて、スワロカウンタA1の運転回数K3と、コ
ースカウンタN2の運転回数K4を演算し、設定する
(例えば、K3=16回、K4=49回)。
力信号VOをN/13分周された中間信号FVは各々、
アンドゲート11の入力側と、アップカウンタ12の入
力側に入力される。また、これらの第1可変分周器4
と、第2可変分周器9により、可変分周器13が構成さ
れている。
る特願平11−201752号に示した4ビットのカウ
ンタ44aと略同一のものであり、詳細な説明は省く。
簡単に説明すると、アップカウンタ12は入力端子と複
数のトグルフリップフロップが接続されたものである。
上記トグルフリップフロップの各出力側は、例えば信号
C1、C2、C3、C4を出力する。
した信号であり、信号C2は中間信号FVを4分周した
信号であり、信号C3は中間信号FVを8分周した信号
であり、信号C4は中間信号FVを16分周した信号で
ある。この様にして、アップカウンタ12は例えば、信
号C1、C2、C3、C4を、デコーダDECへ出力す
る。
ウンタ12の出力側に接続されている。デコーダDEC
は、例えば、本出願人による特願平11−201752
号に示した分配回路32と、基本的構成が同一であり、
詳細な説明は省く。
本の導電線と、13個のアンドゲート等から成る。該4
本の導電線は各々、信号C1、C2、C3、C4に接続
されている。4本の導電線は各々、各アンドゲートに設
けられた第1入力端子、第2入力端子、第3入力端子、
第4入力端子に接続されている。
子には、適宜入力反転機能が設けられている。そして各
アンドゲートの出力側は各々、帰還信号FP2〜FP1
3を出力する(帰還信号FP1は利用されない)。
ート14に入力される。オアゲート14は、第2可変分
周器9とアップカウンタ12とデコーダDECにより生
成された複数の帰還信号FP2〜FP13の中から、順
に1個ずつの帰還信号を、アンドゲート11へ出力す
る。アンドゲート11には、中間信号FVと、帰還信号
FP2〜FP13が入力され、その出力は、位相比較器
PC2の他の入力側に入力される。
側には、発生手段2とオアゲート3により生成された複
数の基準信号の中から、1個ずつの基準信号FR2〜F
R13が順に入力される。また、位相比較器PC2の他
の入力側には、オアゲート14により生成された複数の
帰還信号の中から、1個ずつの帰還信号FP2〜FP1
3が順に入力される。
13と各帰還信号FP2〜FP13を位相比較し、複数
の位相比較信号U1〜U13を、オアゲート6へ出力
し、複数の位相比較信号D1〜D13を、オアゲート7
へ出力する。
〜U13を、チャージポンプCPへ順に出力する。同様
に、オアゲート7は、複数の位相比較信号D2〜D13
を、チャージポンプCPへ順に出力する。なお、上記説
明では、位相比較器PC1、PC2を複数個として説明
したが、単数の位相比較器に於て、上記複数の位相比較
信号を出力する様に、構成しても良い。また、第1可変
分周器4が出力する帰還信号FP1は、リセット信号R
として、アップカウンタ12へ印加される。
ば共に、アンドゲートと抵抗等からなり(共に図示せ
ず)、各々がPC1とPC2の位相比較信号に接続され
ている。切替端子15は例えば、制御部の出力端子と接
続されると共に、位相比較器PC2のリセット端子に接
続されている。出力端子16は、電圧制御発振器VCO
の出力側に接続されている。以上の部品により、PLL
回路1が構成されている。
る。PLL回路1に於て、位相が異なる複数の基準信号
FR1〜FR13を発生する発生手段2が設けられてい
る。可変分周器13は、電圧制御発振器VCOの出力信
号VOを分周し、各帰還信号FP1〜FP13を出力す
る。位相比較器PC1、PC2は、各帰還信号FP1〜
FP13と、各基準信号FR1〜FR13を各々、位相
比較し、n個(上記例では13個)位相比較信号(U1
〜U13、D1〜D13)を出力する。なお、1個の位
相比較信号は、1個のポンプアップ信号(U1等)及び
/又は1個のポンプダウン信号(D1等)から成る。そ
して、可変分周器13に対し、前記nを演算した分周デ
ータ(分周比)が与えられている。
の動作を説明する。最初に、例えば使用者が設定周波数
キーに於て、2.08GHZを設定し、スタートキーを
押したとする。制御部は第1可変分周器4に対し、設定
分周データN=10400を出力する。それと同時に、
制御部は第2可変分周器9に対し、位相比較信号の個数
nを演算した分周データ(上記例ではN/n=1040
0/13=800)を出力する。
定分周器Mにより、2.6MHZに分周され、発生手段
2により、位相が異なる複数の基準信号FR1〜FR1
3が出力される。基準信号FR1〜FR13は基準周波
数が200KHZであり、タイミングT1〜T14にて
各々、立上っている(図2を参照)。
Oからの出力信号VOを、分周比N=10400にて分
周し、帰還信号FP1を生成し、帰還信号FP1(図2
を参照)を、位相比較器PC1へ出力する。
Oからの出力信号VOを、分周比N/n=800にて分
周し、中間信号FVを出力する。アップカウンタ12
は、中間信号FVの入力により、信号C1、C2、C
3、C4を出力する。デコーダDECは、信号C1、C
2、C3、C4の入力により、オアゲート14に対し、
帰還信号FP2〜FP13を出力する。
FP2〜FP13のアンドをとり、位相比較器PC2に
対し、1個ずつの帰還信号FP2〜FP13を出力す
る。この様にして、帰還信号FP1〜FP13は各々、
基準信号FR1〜FR13の立上り(T1〜T13)に
少し遅れて、立上る(図2を参照)。
還信号FP1を位相比較し、オアゲート6、7を介し
て、チャージポンプCPに対し、位相比較信号U1、D
1を出力する。チャージポンプCPは前記位相比較信号
U1、D1に従い、ローパスフィルタLPFに対し、誤
差信号ER1を出力する。ローパスフィルタLPFは、
誤差信号ER1に従い、電圧制御発振器VCOに対し、
制御電圧CV1を出力する事により、出力信号VOは基
準信号FR1の位相および周波数に近づく。
2〜FR13と帰還信号FP2〜FP13を各々位相比
較し、オアゲート6、7を介して、チャージポンプCP
に対し、位相比較信号U2〜U13、D2〜D13を出
力する。
に従い、ローパスフィルタLPFに対し、誤差信号ER
2〜ER13を出力する。ローパスフィルタLPFは、
上記誤差信号ER2〜ER13に従い、電圧制御発振器
VCOに対し、各制御電圧CV2〜CV13を出力す
る。その結果、制御発振器VCOから出力される出力信
号VOは、基準信号FR2〜FR13の位相および周波
数に近づく。この様な位相比較動作を繰り返す。
の間に、位相比較が13回行われるため(図2を参
照)、従来の位相比較器1段型に比べて、ロックアップ
時間(出力信号VOが設定周波数に略到達する時間)が
約1/13倍に短縮される。
と、出力信号VOはロック直前となる。即ち、第1検出
器及び/又は第2検出器は、検出信号がロック時(出力
信号VOの周波数が設定周波数に略到達した時)の80
%〜95%に達した事を検出すると(これを、「ロック
直前」と呼ぶ)、その旨の信号を制御部へ出力する。
変分周器9および位相比較器PC2の動作を停止させ
る。制御部は、それと同時に、第1可変分周器4および
位相比較器PC1を継続して動作させる。即ち、ロック
直前に於て、第1可変分周器4および位相比較器PC1
のみを継続して運転させ、特定の位相比較信号(上記例
では、位相比較器PC1が出力するもの)を出力させ
る。
可変分周器4からの帰還信号FP1と、基準信号FR1
を位相比較し、チャージポンプCPに対し、位相比較信
号を出力する。チャージポンプCPは、ローパスフィル
タLPFに対し、誤差信号ER1を出力する。ローパス
フィルタLPFは電圧制御発振器VCOに対し、制御電
圧CV1を出力する。
り、PLL回路1は、電圧制御発振器VCOに接続され
た出力端子16に対し、設定周波数2.08GHZを持
つ出力信号VOを、安定して出力し、ロック状態に到達
し、同期がとれる。
4(分周比N(整数)で分周しているので、正確な分周
比を持つ帰還信号FR1を出力できる)を継続運転し、
PLL周波数シンセサイザ8を構成する位相比較器PC
1にて位相比較させ、位相比較信号を出力させている。
準信号FR1の位相と正確に一致する。その結果、出力
信号VOの周波数は、設定周波数に正確に一致する。
数の基準信号を発生する発生手段と、電圧制御発振器の
出力信号を分周し、各帰還信号を出力する可変分周器
と、前記各帰還信号と前記各基準信号を各々位相比較
し、n個(nは2以上の整数)の位相比較信号を出力す
る位相比較器を備え、前記可変分周器に対し、前記nを
演算した分周データを与える構成とする。この様に、複
数の位相比較信号を出力させるので、基準信号の1周期
の間に、位相比較を複数回行う事となり、ロックアップ
時間が早くなる。また、可変分周器に対し、位相比較信
号の個数(n個)を演算した分周データを与えるので、
位相比較信号の個数nに合せて、帰還信号の個数および
基準信号の個数を決定する事ができる。この様にして、
基準信号の個数(上記例では13個)を選択する事によ
り、入力信号の周波数(上記例では13MHZ÷5=
2.6MHZ)を、基準信号の個数で割った、所望の基
準周波数(チャンネルスペースであり、上記例では20
0KHZ)を得る事ができる。
を、第1可変分周器および第2可変分周器により構成
し、前記第1可変分周器を有するPLL周波数シンセサ
イザを設け、前記第1可変分周器に対し、分周データN
を与え、前記第2可変分周器に対し、分周データN/n
を与える構成とする。この様に、第2可変分周器に対
し、分周データN/n(nは位相比較信号の個数)を与
えるので、位相比較信号の個数は帰還信号の個数と同一
にする事ができる。従って、複数の位相比較を過不足な
く行なう事ができ、正確な位相比較ができる。
器からの複数の前記帰還信号の中から1個ずつの帰還信
号を出力し、複数の前記基準信号の中から1個ずつの基
準信号を出力し、出力された前記両信号を各々位相比較
する事により、複数の前記位相比較信号を出力する構成
とする。この構成により、出力信号を分周するのは、第
1可変分周器および第2可変分周器であるので、従来の
様に、13個も必要ない。それ故、コストが安く、LS
I化がし易く、電力消費量も少ない。また、この構成に
より、位相比較器は多くても2個で済み、従来の様に、
13個も必要ない。それ故、コストが安く、LSI化が
し易い。
器及び/又は前記第2可変分周器をパルススワロカウン
タにて構成する。この様に、上記可変分周器は2係数プ
リスケラと可変分周部で構成され、可変分周部は比較的
小さい分周比で分周すれば良く、分周能力が小さいもの
で済み、コストも安い。また、2係数プリスケラによ
り、分周数が2種類だけで切り替えられるので、伝搬遅
延時間を小さくでき、動作速度が早い。以上の理由によ
り、高周波の出力信号を扱い易い。
ック図である。
チャートである。
Claims (3)
- 【請求項1】 電圧制御発振器と、該電圧制御発振器の
出力を所定の分周比Nで分周し帰還信号を出力する可変
分周手段と、基準信号を発生する基準信号発生手段と、
該基準信号発生手段が発生する基準信号と前記可変分周
手段が出力する帰還信号の位相を比較し誤差信号を出力
する位相比較手段と、該位相比較手段が出力する誤差信
号を制御電圧に変換し前記電圧制御発振器に入力する低
周波濾波器とを有したPLL回路において、 前記基準信号発生手段は第1基準信号と該第1基準信号
の周期の1/n(nは2以上の正整数)ずつ位相が遅れ
るn−1個の第2基準信号を発生し、前記可変分周手段
は前記電圧制御発振器の出力を分周比N/nで分周する
可変分周器と、該可変分周器の出力をn個の信号に分割
することにより前記第1基準信号の周期の1/nずつ位
相が遅れる分周比Nのn−1個の帰還信号を発生する分
割手段を備え、前記位相比較手段は前記第2基準信号と
前記分割手段の帰還信号の位相を比較し誤差信号を前記
低周波濾波器に入力する 事を特徴とするPLL回路。 - 【請求項2】 第1基準信号と該第1基準信号の周期の
1/n(nは2以上の正整数)ずつ位相が遅れるn−1
個の第2基準信号を発生する基準信号発生手段と、電圧
制御発振器と、該電圧制御発振器の出力を分周比Nで分
周し帰還信号を出力する第1可変分周器と、前記電圧制
御発振器の出力を分周比N/nで分周する第2可変分周
器と、該第2可変分周器の出力をn個の信号に分割する
ことにより前記第1可変分周器の出力とは基準信号の周
期の1/nずつ位相が遅れる分周比Nのn−1個の帰還
信号を発生する分割手段と、前記第1基準信号と前記第
1可変分周器の帰還信号との位相差の誤差信号及び前記
第2基準信号と前記分割手段の帰還信号との位相差の誤
差信号を出力する位相比較手段と、該位相比較手段が出
力する誤差信号を制御電圧に変換し前記電圧制御発振器
に入力する低周波濾波器と、ロック状態で前記第2の可
変分周器の動作を停止させる制御手段を備えた事を特徴
とするPLL回路。 - 【請求項3】 前記第1可変分周器及び/又は前記第2
可変分周器を、パルススワロカウンタにて構成した事を
特徴とする請求項2のPLL回路。
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