JPH08251449A

JPH08251449A - ゴースト除去装置

Info

Publication number: JPH08251449A
Application number: JP7047561A
Authority: JP
Inventors: Yoji Kanie; 洋二蟹江; Shinji Toyoyama; 愼治豊山
Original assignee: Sharp Corp
Current assignee: Sharp Corp
Priority date: 1995-03-07
Filing date: 1995-03-07
Publication date: 1996-09-27

Abstract

(57)【要約】【目的】内部基準信号ｒのパルス幅を入力信号ｘの等
価パルスのパルス幅に一致させることにより、入力信号
ｘに含まれるゴースト成分のみを正確に除去することが
できるゴースト除去装置を提供することを目的としてい
る。【構成】逐次修正法により入力信号ｘと内部基準信号
ｒとの比較結果に基づいてフィルタ回路１のタップ係数
ｃを逐次修正するゴースト除去装置において、入力信号
ｘ等価パルスのパルス幅を検出するパルス幅検出部２
と、このパルス幅検出部２が検出したパルス幅Ｌに応じ
て内部基準信号ｒのパルス幅を調整する内部基準信号発
生部４とを備えた。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、テレビジョン受像機な
どの受信信号に含まれるゴースト成分を除去するゴース
ト除去装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来、放送局の送信アンテナから送出さ
れた電波は、テレビジョン受像機の受信アンテナに直接
到来する他に、ビルディングなどの建造物や山などで一
旦反射されて遅れて受信アンテナに到来する場合があ
り、これらの電波が同時に受信されると、それぞれの電
波による画像が受信信号上でずれて重畳され、画面上に
多重像が現れるいわゆるゴースト障害が発生する。そし
て、テレビジョン受像機には、このようなゴースト障害
を解消するためにゴースト除去装置が設けられる場合が
ある。

【０００３】ゴースト除去装置は、波形等価と同じ原理
により、ゴーストの発生原因となる伝送系の周波数特性
に対して逆の特性を有するフィルタ回路で処理すること
により、受信信号からゴースト成分のみを除去するもの
である。このようなフィルタ回路は、アナログ回路によ
って実現することも可能であるが、あまり実用的ではな
い。したがって、以降では、ディジタル方式によるゴー
スト除去装置について説明する。

【０００４】ゴースト除去装置に用いられるフィルタ回
路は、種々のゴースト障害に対応するために周波数特性
が調整可能でなければならないので、一般に図４に示す
ようなトランスバーサルフィルタ１１が用いられる。こ
のトランスバーサルフィルタ１１は、タップ数をＮとし
た場合、Ｎ−１個の遅延器１１ａとＮ個の記憶器１１ｂ
とＮ個の乗算器１１ｃとＮ−１個の加算器１１ｄとから
なるディジタルフィルタである。遅延器１１ａは、入力
信号を一定期間（例えば１サンプリング期間）ずつ順次
遅延させる回路であり、記憶器１１ｂは、Ｎ個のタップ
係数ｃ₀〜ｃ_N-1をそれぞれ記憶する回路である。また、
乗算器１１ｃは、入力信号または各遅延器１１ａで遅延
された信号と各記憶器１１ｂが記憶しているタップ係数
ｃ₀〜ｃ_N _-1とをそれぞれ乗算する回路であり、加算器１
１ｄは、これら乗算器１１ｃの乗算結果を全て加算する
回路である。そして、これら加算器１１ｄでの加算結果
が出力信号となる。また、各記憶器１１ｂに記憶するタ
ップ係数ｃ₀〜ｃ_N-1を適宜変更することにより任意の周
波数特性を得ることができる。

【０００５】フィルタ回路は、上記トランスバーサルフ
ィルタ１１を図５に示すようにＦＩＲ[Finite Impulse
Response]型構成として用いたり、図６に示すようにＩ
ＩＲ[Infinite Impulse Response]型構成として用いた
り、図７に示すように、これらＦＩＲ型構成とＩＩＲ型
構成を組み合わせて用いる。ＦＩＲ型構成は、入力信号
をトランスバーサルフィルタ１１に入力し処理結果をそ
のまま出力するものである。したがって、ｋ番目（例え
ばｋサンプル目）の入力信号をｘ_kで表すと、このフィ
ルタ回路のｋ番目の出力信号ｙ_kは数１で示され、イン
パルス応答が有限で安定なフィルタ回路となる。

【０００６】

【数１】

【０００７】また、ＩＩＲ型構成は、トランスバーサル
フィルタ１１の処理結果を入力信号にフィードバックす
るものであるため、インパルス応答は無限に連続するの
が通常であり、少ないタップ数で急峻な周波数特性を得
ることも可能となるかわりに、安定性を考慮する必要が
生じる。これらの各構成は、所望するフィルタ回路の仕
様に応じて適宜選択されるものであるが、基本的にはい
ずれの構成においてもほぼ任意の周波数特性を得ること
ができる。

【０００８】ゴースト除去装置は、上記トランスバーサ
ルフィルタ１１のタップ係数を修正することにより、フ
ィルタ回路に伝送系の周波数特性と逆の特性を持たせる
ことによりゴーストの除去を行う。そして、伝送系の周
波数特性は、入力信号中で波形が既知の部分を基準信号
とし、受信機内部で生成した本来の基準信号波形を有す
る内部基準信号とこの入力信号などとを比較することに
より検出する。基準信号としては、入力信号の垂直同期
信号期間に重畳された等価パルスや垂直同期信号の前縁
部などのように既存の波形の信号を用いる他に、ゴース
トの除去のために規格化されて新たに挿入されるＧＣＲ
[Ghost Cancelling Reference]信号を用いる場合もあ
る。また、この基準信号の比較に基づいてトランスバー
サルフィルタ１１のタップ係数を決定する方法は、一括
演算法と逐次修正法とに大別される。一括演算法は、入
力信号と内部基準信号をフーリエ変換しものからフィル
タ回路が要求される周波数特性を算出し、これを逆フー
リエ変換した結果に基づいてトランスバーサルフィルタ
１１のタップ係数を算出するものであり、１回の演算で
タップ係数を決定することができる。ただし、この一括
演算法では、処理時間を短縮しようとすると装置が高価
になるため、一般には逐次修正法を用いる場合が多い。
したがって、ここでは、逐次修正法に基づいて詳細に説
明する。

【０００９】逐次修正法は、入力信号の基準信号が現れ
るたびにトランスバーサルフィルタ１１のタップ係数を
少量ずつ修正することにより、フィルタ回路を要求され
る周波数特性に収束させるものである。即ち、ｉ番目の
タップ係数ｃ_iのｎ回修正後の値をｃ_i ⁽ⁿ⁾で表し、１回
の修正での変位量をｄ_iで表すと、ｎ＋１回修正後の値
ｃ_i ⁽ⁿ⁺¹⁾は数２で示される。

【００１０】

【数２】

【００１１】この際、変位量ｄ_iの値は、タップ係数ｃ_i
が要求される値に収束し得るものでなければならない。
そして、このような変位量ｄ_iの値を得るための方法と
して、数学的に収束が証明されているＭＳＥ[Mean Squa
re Error]法を用いるのが一般的であり、以降はこのＭ
ＳＥ法について説明する。まず、フィルタ回路の出力信
号ｙと内部基準信号ｒとの差から誤差信号ｅを数３で定
義し、

【００１２】

【数３】

【００１３】評価関数Ｅをこの誤差信号ｅの２乗積分値
として数４で定義する。

【００１４】

【数４】

【００１５】トランスバーサルフィルタ１１のタップ係
数ｃは、最小２乗法によりこの評価関数Ｅが最小値とな
るように定めればよい。

【００１６】ここで、数４の評価関数Ｅは、タップ係数
ｃ_iをパラメータとした場合に唯一の極小点を持つこと
が最小２乗法において証明されている。そして、評価関
数Ｅをタップ係数ｃ_iで偏微分した値に応じて変位量ｄ_i
を定めれば、数２による修正を繰り返すうちにこの評価
関数Ｅが極小点に到達することになる。数４の評価関数
Ｅをタップ係数ｃ_iで偏微分すると数５となり、

【００１７】

【数５】

【００１８】ここで偏微分される誤差信号ｅ_kに数３を
代入すると、内部基準信号ｒ_kはタップ係数ｃ_iに無関係
であるため出力信号ｙ_kの項のみが残り数６に変形され
る。

【００１９】

【数６】

【００２０】また、ここでは簡単のためフィルタ回路が
ＦＩＲ型構成であるとすると、数６の出力信号ｙ_kは数
１で表され、ｃ_i・ｘ_k-i以外の項はタップ係数ｃ_iに無
関係であるため数７に変形される。

【００２１】

【数７】

【００２２】即ち、数４の評価関数Ｅのタップ係数ｃ_i
による偏微分は、誤差信号ｅとこれよりもｉ期間だけ進
んだ入力信号ｘとの相関によって表されることになる。
したがって、変位量ｄ_iを数８のように定めると、数２
によって各タップ係数ｃを評価関数Ｅの偏微分の逆方向
に定数αに応じた量だけ変化させることになり、これを
繰り返すことにより数４の評価関数Ｅが最小値となるタ
ップ係数ｃを得てフィルタ回路を要求される周波数特性
に収束させることができる。

【００２３】

【数８】

【００２４】なお、数８の定数αの値は、数２の収束の
速さと安定性とのかねあいを考慮して経験的に定められ
る。即ち、定数αは、値が小さすぎると安定性が増す代
わりに収束に時間を要するようになるのに対して、値が
大きすぎると速やかに収束する場合もあるが、安定性が
悪くなって発振を起こすおそれも生じる。このため、定
数αは、十分な安定性を確保した上で出来るだけ短時間
に収束し得るような値に定められる。

【００２５】上記逐次修正法に基づいてフィルタ回路の
タップ係数を決定する従来のゴースト除去装置の具体的
な構成を図８に示す。なお、フィルタ回路１は、簡単の
ため図５に示したＦＩＲ型構成であるとする。

【００２６】テレビジョン受像機で受信されＡＤ変換さ
れた入力信号ｘは、フィルタ回路１に入力されて、数１
で示す出力信号ｙとして出力される。内部基準信号発生
部４は、上記入力信号ｘに基準信号が現れるたびに、こ
の入力信号ｘに同期して内部基準信号ｒを発生させる。
そして、誤差信号演算部８は、添え字ｋの０〜Ｎ−１ま
での各値について、数３に基づきこれらの出力信号ｙと
内部基準信号ｒとの差から誤差信号ｅを計算する。相関
演算部９は、これらの誤差信号ｅと入力信号ｘとを一旦
記憶し、添え字ｉの０〜Ｎ−１までの各値について、数
８に基づき誤差信号ｅと入力信号ｘとの相関を計算し定
数α倍することにより変位量ｄを計算する。また、タッ
プ係数演算部７は、添え字ｉの０〜Ｎ−１までの各値に
ついて、数２に基づきこの変位量ｄとタップ係数ｃの初
期値または前回の算出値とから今回のタップ係数ｃを計
算し、フィルタ回路１のタップ係数ｃをこの計算結果で
更新する。そして、入力信号ｘに基準信号が現れるたび
にこの処理を数４の評価関数Ｅがある程度小さくなるま
で繰り返すと、フィルタ回路１の最終的なタップ係数ｃ
が定まり、これによってゴーストの除去を行うことがで
きる。

【００２７】上記ゴースト除去装置の具体的な動作例を
図９に基づいて模式的に示す。入力信号ｘには、基準信
号Ｒに対して２箇所にゴーストＧ₁，Ｇ₂が現れているも
のとする。また、フィルタ回路１のタップ係数ｃの初期
値は、タップ係数ｃ₀のみ１であり、他は全て０である
とする。したがって、タップ係数ｃの無修正での出力信
号ｙは、入力信号ｘと全く同じものとなる。内部基準信
号ｒは、入力信号ｘにおける基準信号Ｒの成分のみから
なる信号であり、誤差信号ｅは、この内部基準信号ｒと
出力信号ｙとの差であるから、ゴーストＧ₁，Ｇ₂の成分
のみからなる信号となる。そして、変位量ｄは、誤差信
号ｅのゴーストＧ₁，Ｇ₂が入力信号ｘの基準信号Ｒと高
い相関を有することから、これらゴーストＧ₁，Ｇ₂の位
置付近で絶対値が大きな値となり、タップ係数ｃもこれ
に応じて更新される。また、タップ係数ｃがこのように
して１回修正されると、次に入力信号ｘに基準信号Ｒが
現れたときの出力信号ｙは、ゴーストＧ₁，Ｇ₂が若干緩
和された波形となる。そして、このタップ係数ｃの修正
処理を数４の評価関数Ｅが十分に小さくなるまで繰り返
すと、タップ係数ｃがゴーストＧ₁，Ｇ₂の位置でそれぞ
れ振幅のピークを有し遠ざかるほど減衰する値となり、
これによって出力信号ｙからゴーストＧ₁，Ｇ₂が除去さ
れる。

【００２８】なお、上記ゴースト除去装置では、フィル
タ回路１をＦＩＲ型構成としたが、ＩＩＲ型構成やこれ
らを組み合わせた構成の場合にも同様に実現することが
できる。この場合には、例えばタップ係数演算部７で算
出したＦＩＲ型構成用のタップ係数ｃを同様の周波数特
性を有する他の構成のタップ係数ｃに変換したり、数８
を他の構成のフィルタ回路１に応じた数式に差し替えれ
ばよい。

【００２９】また、上記逐次修正法を高速化した図１０
に示すようなゴースト除去装置も従来から提案されてい
る。このゴースト除去装置では、入力信号ｘをフィルタ
回路１に送り出力信号ｙとして出力させると共に、この
入力信号ｘを中間信号演算部３にも送るようになってい
る。中間信号演算部３は、添え字ｋの０〜Ｎ−１までの
各値について、この入力信号ｘと内部基準信号ｒとの差
から数９に示すように中間信号ｚを計算すると共に、こ
の中間信号ｚを一旦記憶する。

【００３０】

【数９】

【００３１】この際、内部基準信号ｒは、図８で示した
ものと同様の内部基準信号発生部４によって発生され
る。そして、相関演算部５において、この中間信号ｚを
順次ずらしながら内部基準信号ｒとの相関ｓを計算す
る。即ち、内部基準信号ｒの発生期間数（例えばサンプ
リング回数）をＭとすると、添え字ｉの０〜Ｎ−１まで
の各値について数１０の計算を行う。

【００３２】

【数１０】

【００３３】さらに、この相関ｓのうちで絶対値が最大
値または極大値となる添え字ｉの値を最大・極大検出部
６で検出し、ここで検出された添え字ｉの値に対応する
タップ係数ｃ_iをタップ係数演算部７において数１１に
基づき算出する。

【００３４】

【数１１】

【００３５】上記タップ係数演算部７でいずれかのタッ
プ係数ｃ_iが算出されると、これにしたがってフィルタ
回路１の当該タップ係数ｃ_iを更新すると共に、このタ
ップ係数ｃ_iを中間信号演算部３にも送る。中間信号演
算部３では、記憶している中間信号ｚのうちこのタップ
係数ｃ_iにより変化する部分だけを更新する。そして、
更新された中間信号ｚについて再度上記処理を行い、数
４に示した評価関数Ｅがある程度小さくなるまでこれを
繰り返すと、フィルタ回路１の最終的なタップ係数ｃが
定まり、これによってゴーストの除去を行うことができ
る。

【００３６】上記ゴースト除去装置の具体的な動作例を
図１１に基づいて模式的に示す。入力信号ｘと内部基準
信号ｒとフィルタ回路１のタップ係数ｃの初期値は、図
９に示した場合と同じであるとする。したがって、無修
正での出力信号ｙは、入力信号ｘと全く同じものとな
り、無修正での中間信号ｚは、図９に示した誤差信号ｅ
と同じものとなる。そして、この中間信号ｚと内部基準
信号ｒとの相関ｓの絶対値は、中間信号ｚのゴーストＧ
₁とゴーストＧ₂の位置が内部基準信号ｒの基準信号Ｒの
位置までずれたときにそれぞれ極大値となるので、まず
ゴーストＧ₁の位置で極大値となる相関ｓ_iに基づいてタ
ップ係数ｃ_iを算出しフィルタ回路１の更新を行う。す
ると、この１回修正後の入力信号ｘに対するフィルタ回
路１の出力信号ｙは、ゴーストＧ₁が除去されたものと
なる筈である。次に、中間信号ｚを更新して相関ｓを再
計算すると、その絶対値はゴーストＧ₂の位置で極大値
となり、以降この処理を繰り返すことにより、各ゴース
トの位置に対応するタップ係数ｃが更新されて出力信号
ｙから全てのゴーストが除去される。

【００３７】以上説明した中間信号ｚを用いるゴースト
除去装置によれば、入力信号ｘに基準信号Ｒが１回現れ
るだけでフィルタ回路１のタップ係数ｃを決定すること
ができるので、誤差信号ｅを用いる本来の逐次修正法の
ように基準信号Ｒが適宜回数以上現れるのを待つ必要が
なくなり処理を高速化することができる。

【００３８】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上記基準信
号として等価パルスを用いる場合には、この基準信号の
取り込みを短時間で行えるため処理の高速化が図れるだ
けでなく、ＧＣＲ信号のような特別の信号が付加されて
いない従来からの映像信号にも適用できるという利点を
有する。

【００３９】ところが、実際の映像信号に含まれる等価
パルスは、放送局などによってパルス幅が一定していな
い。したがって、例えば図１２に示すように、入力信号
の基準信号Ｒである等価パルスのパルス幅がテレビジョ
ン受像機内部で生成される所定の内部基準信号ｒのパル
ス幅よりも広かったとすると、この等価パルスを完全に
相殺することができないために、中間信号ｚに不要なパ
ルスＱが現れる。そして、相関ｓにもこのパルスＱの位
置に極大値が生じるので、フィルタ回路１に不要なタッ
プ係数ｃが設定されることになる。

【００４０】このため、等価パルスを基準信号とする従
来のゴースト除去装置では、この等価パルスのパルス幅
が適合しない場合にゴーストを誤検出し、本来のゴース
トを十分に除去できなくなるだけでなく、実際には存在
しないゴーストを付加するおそれも生じるという問題が
あった。

【００４１】なお、上記問題は、中間信号ｚを用いるゴ
ースト除去装置のみならず、誤差信号ｅを用いる本来の
逐次修正法によるゴースト除去装置にも共通であり、ま
た、逐次修正法に限らず一括演算法を用いるゴースト除
去装置の場合にも共通するものである。

【００４２】本発明は、上記従来の問題を解決するもの
で、等価パルスのパルス幅を検出することにより、この
パルス幅が適合しない場合にも正確にゴーストを除去す
ることができるゴースト除去装置を提供することを目的
とする。

【００４３】

【課題を解決するための手段】本発明のゴースト除去装
置は、受信信号をフィルタ回路で処理することによりゴ
ースト成分を除去するものであって、該受信信号の垂直
同期信号期間に重畳された等価パルスを基準信号とし、
該受信信号または該受信信号をフィルタ回路で処理した
出力信号と受信機内部で生成した内部基準信号との比較
結果に基づいて該フィルタ回路のタップ係数を定めるゴ
ースト除去装置において、受信信号の等価パルスのパル
ス幅を検出するパルス幅検出手段と、該パルス幅検出手
段が検出したパルス幅に応じて内部基準信号のパルス幅
を調整するパルス幅調整手段とを備えたものであり、そ
のことにより上記目的が達成される。

【００４４】また、好ましくは、本発明のゴースト除去
装置におけるパルス幅検出手段が、受信信号における等
価パルス付近の信号と受信機内部で生成した等価パルス
の標準的な立ち下がり波形を示す立下信号との相関が最
大となる立下位置を検出する立下位置検出手段と、該受
信信号における等価パルス付近の信号と受信機内部で生
成した等価パルスの標準的な立ち上がり波形を示す立上
信号との相関が最大となる立上位置を検出する立上位置
検出手段と、該立下位置検出手段が検出した立下位置と
該立上位置検出手段が検出した立上位置との差を求めて
受信信号の等価パルスのパルス幅を算出するパルス幅算
出手段とからなる。

【００４５】

【作用】上記構成により、パルス幅検出手段が受信信号
の等価パルスのパルス幅を検出し、このパルス幅に応じ
てパルス幅調整手段が内部基準信号のパルス幅を調整す
るので、等価パルスのパルス幅が標準のものとは異なる
場合にも内部基準信号のパルス幅をこれに一致させるこ
とができる。したがって、受信信号またはフィルタ回路
の出力信号における本来の等価パルスがこの内部基準信
号によって確実に相殺され、フィルタ回路のタップ係数
を正確に算出してゴーストのみを確実に除去することが
できるようになる。

【００４６】また、パルス幅検出手段は、受信信号にお
ける等価パルスの立下位置と立上位置を標準的な立ち下
がり波形と立ち上がり波形との相関に基づいて立下位置
検出手段と立上位置検出手段によって検出し、これら立
下位置と立上位置の差をパルス幅算出手段によって計算
する。したがって、受信信号の等価パルスに多少の歪み
が生じたとしても、標準的な波形との相関演算によって
最も妥当な立下位置と立上位置が検出されるので、この
等価パルスのパルス幅を正確に検出することができる。

【００４７】

【実施例】以下、本発明の実施例について説明する。

【００４８】図１〜図３は本発明の一実施例を示すもの
であって、図１はゴースト除去装置の構成を示すブロッ
ク図、図２は修正前の内部基準信号の波形を示すタイム
チャート、図３は内部基準信号のパルス幅の修正手順を
示すタイムチャートである。なお、図１０に示した従来
例と同様の機能を有する構成部材には同じ番号を付記す
る。

【００４９】本実施例のゴースト除去装置は、中間信号
を用いて逐次修正法を高速化したものについて説明す
る。テレビジョン受像機で受信されＡＤ変換された入力
信号ｘは、このゴースト除去装置に入力され、図１に示
すように、フィルタ回路１とパルス幅検出部２と中間信
号演算部３とに送られる。フィルタ回路１は、ＦＩＲ型
構成若しくはＩＩＲ型構成またはこれらを組み合わせた
構成のいずれでもよいが、ここでは簡単のためＦＩＲ型
構成のものとする。入力信号ｘは、このフィルタ回路１
でフィルタ処理されて出力信号ｙとして出力される。そ
して、この出力信号ｙが入力信号ｘからゴーストを除去
した信号として以降の回路に送られる。

【００５０】パルス幅検出部２は、入力信号ｘの基準信
号である等価パルスのパルス幅を検出する回路である。
即ち、このパルス幅検出部２は、まず数１２の演算によ
って、入力信号ｘにおける等価パルス付近の信号とこの
等価パルスの標準的な立ち下がり波形を示す立下信号と
の相関ｓ１を算出すると共に、

【００５１】

【数１２】

【００５２】数１３の演算によって、入力信号ｘにおけ
る等価パルス付近の信号とこの等価パルスの標準的な立
ち上がり波形を示す立上信号との相関ｓ２を算出する。

【００５３】

【数１３】

【００５４】立下信号と立上信号は、図２に示すよう
に、等価パルスの標準的なパルス幅と波形を有する調整
前の内部基準信号ｒにおける立ち下がり波形の中心位置
ｐ₁から前後に幅ｗ₁の範囲の信号と、この内部基準信号
ｒにおける立ち上がり波形の中心位置ｐ₂から前後に幅
ｗ₂の範囲の信号を用いる。ただし、これらの立下信号
と立上信号は、内部基準信号ｒの実際の値からそれぞれ
数１４と数１５に示す平均値ｒ１，ｒ２を差し引いて正
規化したものを用いる。

【００５５】

【数１４】

【００５６】

【数１５】

【００５７】数１２と数１３に示すように、添え字ｉの
０〜Ｎ−１までの各値について、入力信号ｘをこの添え
字ｉの値に応じてずらしながらそれぞれこの立下信号と
立上信号との相関ｓ１，ｓ２を計算する。ここで、相関
ｓ１は、図３に示すように、入力信号ｘにおける等価パ
ルスの立ち下がり位置で最大値となり、等価パルスの立
ち上がり位置で最小値となる。また、相関ｓ２は、入力
信号ｘにおける等価パルスの立ち上がり位置で最大値と
なり、等価パルスの立ち下がり位置で最小値となる。

【００５８】次に、パルス幅検出部２は、上記で求めた
相関ｓ１，ｓ２のそれぞれの最大値の位置（添え字ｉの
値）を検出し、これらの位置の差から入力信号ｘにおけ
る等価パルスのパルス幅Ｌを算出する。このようにして
相関ｓ１，ｓ２を用いると、ゴーストやその他の伝送系
の特性によって入力信号ｘの等価パルスに歪みが生じた
場合にも、この等価パルスの正確なパルス幅Ｌを得るこ
とができる。そして、このパルス幅Ｌは、内部基準信号
発生部４に送られる。

【００５９】内部基準信号発生部４は、標準的な等価パ
ルスの波形を有する内部基準信号ｒを適宜のタイミング
で繰り返し発生させる回路である。また、この内部基準
信号発生部４は、図３に示すように、発生させる内部基
準信号ｒのパルス幅を中間信号演算部３から送られて来
るパルス幅Ｌと一致するように調整する。したがって、
この内部基準信号発生部４は、入力信号ｘの等価パルス
が標準的なパルス幅とは異なる場合にも、常にこの入力
信号ｘの等価パルスと同じパルス幅Ｌの内部基準信号ｒ
を発生させることができる。そして、このパルス幅Ｌを
調整した内部基準信号ｒは、中間信号演算部３と相関演
算部５とに送られる。

【００６０】中間信号演算部３は、数９に示したよう
に、添え字ｋの０〜Ｎ−１までの各値について、上記入
力信号ｘと内部基準信号ｒとの差から中間信号ｚを計算
すると共にこの中間信号ｚを一旦記憶する回路である。
この中間信号ｚは、内部基準信号ｒのパルス幅が調整さ
れるので、入力信号ｘから本来の等価パルスを確実に除
去したものとなり、図１２に示したような不要なパルス
Ｑが現れることはない。このようにして算出された中間
信号ｚは相関演算部５に送られる。相関演算部５は、数
１０に示したように、添え字ｉの０〜Ｎ−１までの各値
について、この中間信号ｚと内部基準信号ｒとの相関ｓ
を計算する回路である。内部基準信号ｒは、本来の等価
パルス成分のみからなる信号であり、中間信号ｚは、入
力信号ｘからこの本来の等価パルス成分を除去しゴース
ト成分のみを残した信号である。したがって、これら中
間信号ｚと内部基準信号ｒとの相関ｓは、中間信号ｚに
おける各ゴーストの位置での値の絶対値が大きくなる。
そして、この相関演算部５で算出された相関ｓは最大・
極大検出部６に送られる。最大・極大検出部６は、相関
ｓのうちで絶対値が最大値または極大値となる添え字ｉ
の値を検出する回路であり、これによって信号成分の大
きいゴーストの位置が検出される。

【００６１】最大・極大検出部６で検出された相関ｓの
値の絶対値が最大値または極大値となる添え字ｉの値
は、タップ係数演算部７に送られる。タップ係数演算部
７は、数１１に示したように、最大・極大検出部６で検
出された添え字ｉの値に対応するタップ係数ｃ_iを算出
する回路である。そして、ここでタップ係数ｃ_iが算出
されると、上記フィルタ回路１に送られて当該タップ係
数ｃ_iの値を更新すると共に、中間信号演算部３にも送
られる。中間信号演算部３では、記憶している中間信号
ｚのうちこのタップ係数ｃ_iにより変化する部分だけを
更新する。この中間信号ｚの更新は、フィルタ回路１に
おける特定のタップ係数ｃ_iのみの変更による処理結果
の相違を中間信号ｚに反映させるものである。したがっ
て、図１１に示した例では、１回目の修正で最初に更新
されたタップ係数ｃ_iにより、中間信号ｚからゴースト
Ｇ₁の成分が除去されることになる。

【００６２】このようにして中間信号演算部３が中間信
号ｚの更新を行うと、この中間信号ｚが再び相関演算部
５に送られて再度上記処理が行われる。そして、数４に
示した評価関数Ｅがある程度小さくなるまでこれを繰り
返すと、フィルタ回路１の最終的なタップ係数ｃが定ま
り、図１１に示した例のように出力信号ｙから全てのゴ
ーストを除去することができる。

【００６３】以上説明したように、本実施例のゴースト
除去装置によれば、内部基準信号ｒのパルス幅を入力信
号ｘに応じて調整することにより、中間信号ｚから本来
の等価パルス成分を確実に除去することができるので、
入力信号ｘに含まれるゴーストのみを正確に除去するこ
とができるようになる。

【００６４】なお、本実施例では、各機能ブロックを図
１に示すように分割して構成したゴースト除去装置を示
したが、これら全ての機能を備えた１個の処理回路のみ
で構成したり、他の機能ブロックごとに分割した複数の
処理回路によって構成することもできる。さらに、これ
ら全ての機能または一部の機能を汎用のＣＰＵ[Central
Processing Unit]やＤＳＰ[Digital Signal Processo
r]と処理プログラムとの組み合わせによって構成するこ
ともできる。

【００６５】また、本実施例の数１２および数１３で
は、入力信号ｘについてはそのまま相関計算を行った
が、信号の直流的な変動の影響を排除するために、これ
についても入力信号ｘの平均値を差し引いた値について
相関計算を行うようにすることができる。

【００６６】さらに、本実施例では、フィルタ回路１を
ＦＩＲ型構成としたが、ＩＩＲ型構成やこれらを組み合
わせた構成の場合にも同様に実現することができる。こ
の場合には、例えばタップ係数演算部７で算出したＦＩ
Ｒ型構成用のタップ係数ｃを同様の周波数特性を有する
他の構成のタップ係数ｃに変換したり、数１１を他の構
成のフィルタ回路１に応じた数式に差し替えればよい。

【００６７】さらに、本実施例では、中間信号ｚを用い
て逐次修正法を高速化するゴースト除去装置について示
したが、誤差信号ｅを用いる本来の逐次修正法によるゴ
ースト除去装置や一括演算法を用いるゴースト除去装置
にも同様に実施することができる。また、本実施例で
は、処理回路をディジタル化したゴースト除去装置につ
いて説明したが、アナログ回路を用いたゴースト除去装
置にも同様に実施可能である。

【００６８】

【発明の効果】以上のように本発明によれば、等価パル
スのパルス幅が相違する場合にも、パルス幅を調整した
内部基準信号に基づいてフィルタ回路のタップ係数を正
確に算出することができるので、受信信号に含まれる本
来のゴーストのみを確実に除去することができるように
なる。また、この等価パルスのパルス幅は、標準波形と
の相関演算によって正確に検出することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例を示すものであって、ゴース
ト除去装置の構成を示すブロック図である。

【図２】本発明の一実施例を示すものであって、修正前
の内部基準信号の波形を示すタイムチャートである。

【図３】本発明の一実施例を示すものであって、内部基
準信号のパルス幅の修正手順を示すタイムチャートであ
る。

【図４】トランスバーサルフィルタの構成を示すブロッ
ク図である。

【図５】ＦＩＲ型構成のフィルタ回路を示すブロック図
である。

【図６】ＩＩＲ型構成のフィルタ回路を示すブロック図
である。

【図７】ＦＩＲ型構成とＩＩＲ型構成とを組み合わせた
フィルタ回路を示すブロック図である。

【図８】第１従来例を示すものであって、本来の逐次修
正法によるゴースト除去装置の構成を示すブロック図で
ある。

【図９】第１従来例を示すものであって、本来の逐次修
正法によるゴースト除去装置の動作を示すタイムチャー
トである。

【図１０】第２従来例を示すものであって、中間信号を
用いた逐次修正法によるゴースト除去装置の構成を示す
ブロック図である。

【図１１】第２従来例を示すものであって、中間信号を
用いた逐次修正法によるゴースト除去装置の動作を示す
タイムチャートである。

【図１２】第２従来例を示すものであって、基準信号の
パルス幅が異なる場合のゴースト除去装置の動作を示す
タイムチャートである。

【符号の説明】

１フィルタ回路２パルス幅検出部４内部基準信号発生部

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】受信信号をフィルタ回路で処理すること
によりゴースト成分を除去するものであって、該受信信
号の垂直同期信号期間に重畳された等価パルスを基準信
号とし、該受信信号または該受信信号をフィルタ回路で
処理した出力信号と受信機内部で生成した内部基準信号
との比較結果に基づいて該フィルタ回路のタップ係数を
定めるゴースト除去装置において、受信信号の等価パルスのパルス幅を検出するパルス幅検
出手段と、該パルス幅検出手段が検出したパルス幅に応じて内部基
準信号のパルス幅を調整するパルス幅調整手段とを備え
たゴースト除去装置。
【請求項２】前記パルス幅検出手段が、前記受信信号における等価パルス付近の信号と受信機内
部で生成した等価パルスの標準的な立ち下がり波形を示
す立下信号との相関が最大となる立下位置を検出する立
下位置検出手段と、該受信信号における等価パルス付近の信号と受信機内部
で生成した等価パルスの標準的な立ち上がり波形を示す
立上信号との相関が最大となる立上位置を検出する立上
位置検出手段と、該立下位置検出手段が検出した立下位置と該立上位置検
出手段が検出した立上位置との差を求めて受信信号の等
価パルスのパルス幅を算出するパルス幅算出手段とから
なる請求項１記載のゴースト除去装置。