JPH0534851B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の技術分野〕 本発明は、受信信号中に存在する所定形状の波
形を利用してトランスバーサルフイルタのタツプ
利得を修正して伝送系の線形歪を等化する自動波
形等化器におけるタツプ利得の修正方法に関す
る。

〔発明の技術的背景とその問題点〕

自動等化器の一つの応用例として、テレビジヨ
ン受像機におけるゴースト消去装置が知られてい
る。第１図はトツプ利得可変のトランスバーサル
フイルタを用いたゴースト消去装置の公知例を示
したもので、ゴースト検知のための基準信号とし
てビデオ信号中に含まれる垂直同期パルスの前縁
（第３ラインから第４ラインに移る部分）を用い
たものである（参照文献：村上ほか「デイジタル
化ゴースト自動消去装置」電子通信学会技術研究
報告EMCJ78−37、1978年11月）。

第１図において、２０はタツプ利得可変のトラ
ンスバーサルフイルタであり、タツプ付遅延素子
２１と荷重回路２２および加算回路２３よりな
る。タツプ付遅延素子２１のタツプ間の遅延時間
Ｔは、入力ビデオ信号の最高周波数の２倍の逆数
より小さい値、例えば0.1μsに選ぶ。タツプの総
数は消去しようとするゴーストの遅れ（進み）時
間の範囲に応じて決定する。例えばタツプ総数を
100とすれば、10μsの時間範囲をカバーすること
ができる。各タツプのうち最大の荷重値（タツプ
利得）が設定されたタツプを主タツプと称し、こ
れより遅れ時間の短いタツプを前方タツプ、遅れ
時間の長いタツプを後方タツプと称する。100個
のタツプのうち、例えば20番目のタツプを主タツ
プに選べば、2μsまでの進みゴーストと8μsまでの
遅れゴーストが消去可能ということになる。各タ
ツプに付いている荷重回路２２は掛算回路で、そ
の係数がタツプ利得である。主タツプのタツプ利
得をc₀と表わし、前方タツプのタツプ利得をc_-M
〜c_-1後方タツプのタツプ利得をc₁〜c_Nで表わす
ことにする。c₀は通常１程度の値であり、その他
のタツプ利得C_i（ｉ＝−Ｍ〜Ｎ）の値は絶対値が
c₀より小さい。

このようなトランスバーサルフイルタ２０にお
いて、タツプ利得｛c_i｝（c_-M〜c₀〜c_Nの系列を
｛C_i｝と表わす）を適切な値に設定すれば、入力
端子１０において存在したゴースト成分（フイル
タ等で生ずる波形歪を含む）が、出力端子３０に
おいては実質的に消去される。このタツプ利得を
自動制御して、結果的に出力のゴースト成分を最
小にするには次のようにすればよい。

まず、入力端子１０に印加された入力ビデオ信
号から、タイミング回路４４の制御のもとに、着
目する垂直同期パルス前縁部の所定の長さ分だけ
を抽出し、これを微分回路４０を経由して入力波
形メモリ４１に記憶する。一方、同時刻における
出力端子３０の出力ビデオ信号の所定の長さ分だ
けを抽出し、微分回路４２および基準波形引算回
路４３を経由して、誤差波形メモリ４６に記憶す
る。ここにおいて、基準波形引算回路４３に供給
される基準波形は、タイミング回路４４の制御の
もとに基準波形発生回路４５で作成されたもので
ある。このようにして入力波形メモリ４１に記憶
された波形を、サンプリング間隔0.1μs（トランス
バーサルフイルタ２０のタツプ間隔に同じ）毎の
サンプル値系列として｛x_k｝と表記する。同様に
して微分回路４２の出力波形を｛y_k｝、基準波形
発生回路４５で発生した基準波形を｛r_k｝、引算
回路４３の出力である誤差波形を｛e_k｝（e_k＝y_k
−r_k）と表記する。すなわち誤差波形メモリ４６
には誤差波形｛e_k｝が記憶されることになる。

次に、これら各波形メモリ４１，４６から適当
な周波数のクロツクで｛x_k｝および｛e_k｝を読み
出して、 d_i＝_Q 〓^k=P x_k-ie_k ……(1) で表わされる相関演算を行う。ここで相関範囲
〔Ｐ、Ｑ〕は通常、Ｐ＝−2M、Ｑ＝2N程度の値
にとる。d_iの物理的意味は、遅れ時間iT（Ｔはタ
ツプ間隔）のゴーストのおおよその大きさであ
る。

一方、タツプ利得メモリ４８には各タツプのタ
ツプ利得｛c_i｝が記憶されているが、その初期値
はc₀＝１、c_-M〜c_-1＝０、c₁〜c_N＝０である第１
式の演算がｉ＝−Ｍ〜Ｎのうち一つのｉについて
終るたびに、タツプ利得メモリ４８からタツプ利
得C_iを読み出し、これに対して c_i、_oew＝c_i、_pld−ad_i ……(2) （ａは正の微少値） で表わされる修正を施した後、再びタツプ利得メ
モリ４８に戻す。第(1)式と第(2)式で表わされる演
算を１フイールドの間にすべてのｉ（ｉ＝−Ｍ〜
Ｎ）について行なうが、これを実行するのがタツ
プ利得修正演算回路４７である。

上記演算を新たに基準波形が受信されるたびに
（すなわち、１フイールドに１回）繰返す。これ
を続けることによつて、誤差波形｛e_k｝は次第に
０に近づく（すなわち、出力波形｛y_k｝が基準波
形｛r_k｝に近づく）。最終的に｛c_i｝はある値
｛c_i｝_pptに収束するが、このときの出力波形｛y_k｝
は、 Ｅ＝_Q 〓^k=P （y_k−r_k）² ……(3) で定義される残留誤差を最小にするものになつて
いる。（前記文献参照）。

第１図に示した従来知られているゴースト消去
装置において、タツプ利得修正演算回路４７を実
現する方法には、大別して、(1)専用の布線論理回
路によるものと、(2)マイクロプロセツサによるも
のとがある。一般に前者は演算速度の点で優れ、
後者は融通性と価格の点で有利である。演算速度
さえ許せば、後者を採用することが望ましい。問
題は演算速度である。タツプ利得修正演算回路４
７の役割は先に述べたように、第(1)式および第(2)
式で表される演算を次の基準波形が受信されるま
での１フイールド（16.7ｍｓ）の間に、すべての
タツプについて実行することである。その演算が
１フイールドの間に終らないとすると、その分だ
けタツプ利得修正の時間間隔が広がるから、結局
タツプ利得値が最適値に収束するまでの所要時間
が長くかかることになる。

ちなみに第１図において、トランスバーサルフ
イルタ２０のタツプ数を100、第(1)式の相関範囲
〔Ｐ、Ｑ〕を200サンプルと仮定すると、１回のタ
ツプ利得修正に要する演算量は乗算2100回、加算
2100回となる。クロツク周波数5MHzの８ビツト
マイクロプロセツサを想定して演算所要時間を試
算すると、１回のタツプ利得修正に１秒近く（す
なわち数十フイールド）を要することが判明す
る。このままでは余りにも時間がかかりすぎて、
実用に供することができない。特に時間を要する
のは第(1)式の相関演算である。この演算の所要時
間を短縮するために、第(1)式のe_kの代りにsgn e_k
（e_kの符号の意味）を用いて、乗算を不要にした
り、相関範囲〔Ｐ、Ｑ〕を入力波形｛x_k｝のピー
クの近傍に限定したりする工夫も提案されている
が、それでもなお数フイールド分の演算時間を必
要とする。

ところで第(1)式、第(2)式によるタツプ利得修正
方式は通常、LSE（Least Squared Error）アル
ゴリズムと呼ばれ、第(1)式のe_kの代りにsgne_kを
用いる方式はLAE（Least Absolute Error）アル
ゴリズムと呼ばれている。両者を総称して相関方
式と呼ばれる。

これら相関方式に対して、演算所要時間がはる
かに短かいZF（ゼロ・フオーシング）方式と呼ば
れるタツプ利得修正方式もある。この方式を式で
表せば Ci、new＝Ci、old−αei ……(4) である。すなわち、入力波形と誤差波形の相互相
関を計算する代りに、誤差波形そのものを直接用
いてタツプ利得修正を行うものである。このZF
方式は演算量が少ないので、マイクロプロセツサ
によつてタツプ利得修正を行つても、１回の修正
を余裕をもつて１フイールド内に納めることがで
きる。

しかしながら、ZF方式の最大の欠点は入力波
形｛x_k｝がゴースト等によつてある限度を越えた
歪を伴つていると、タツプ利得修正制御が発散す
ることである。このためZF方式は長時間連続し
てタツプ利得修正制御を行わせることができず、
ある時間だけ修正制御を行つた時点で制御を停止
せざるをえない。これに対して相関方式は、入力
波形｛x_k｝にどのような歪があつても原理的に制
御が発散することはないので、長時間にわたつて
連続制御を行うことが可能である。一般にゴース
トは気象条件等によつて振幅や搬送波位相がゆる
やかに変動するから、ゴースト除去装置としては
当然、連続動作が望まれる。

〔発明の目的〕

この発明の目的は、タツプ利得修正制御にマイ
クロプロセツサを使用する自動等化器において、
タツプ利得修正制御の初期収束時間の短縮と、初
期収束後の長時間連続修正制御とを併せて実現す
ることを可能とするタツプ利得制御方法を提供す
ることにある。

〔発明の概要〕

本発明は、タツプ利得修正の開始初期では、ゼ
ロ・フオーシング方式、つまりトランスバーサル
フイルタの出力信号の所定部分の波形に関する誤
差波形のサンプル値をタツプ利得修正情報として
トランスバーサルフイルタのタツプ利得を逐次修
正方式によつてタツプ利得を修正し、それ以降は
相関方式、つまりトランスバーサルフイルタの入
力信号の所定部分の波形とトランスバーサルフイ
ルタの出力信号の所定部分の波形に関する誤差波
形との相互相関をタツプ利得修正情報としてトラ
ンスバーサルフイルタのタツプ利得を逐次修正す
る方式によつてタツプ利得を修正することを特徴
としている。

〔発明の効果〕

本発明によれば、タツプ利得修正制御に演算速
度の遅いマイクロプロセツサを使用しながらも、
タツプ利得値を単時間の間に最適値に収束させる
ことができるとともに、タツプ利得修正制御が一
旦収束した後もなお長時間にわたつてタツプ利得
修正制御を継続することができるので、伝送路特
性の経時的な変化に常に追従するような自動等化
器を実現することが可能となる。

〔発明の実施例〕

本発明の詳細を第２図の実施例によつて説明す
る。

入力端子１０に印加された入力ビデオ信号がト
ランスバーサルフイルタ２０を経由して出力端子
３０に出力され、トランスバーサルフイルタ２０
の各タツプのタツプ利得値がタツプ利得メモリ４
８に保持されている点は第１図の構成と同じであ
る。

入力端子１０における入力ビデオ信号は、トラ
ンスバーサルフイルタ２０に印加されるのと並列
にＡ／Ｄ変換器５０（入力ビデオ信号が既にデイ
ジタル信号である場合は、このＡ／Ｄ変換器５０
は不要である）を経由して、入力波形メモリ５１
に入力保持される。入力波形メモリ５１に保持さ
れるのは、入力ビデオ信号のうちの周期的に存在
する所定形状の基準波形部分（例えば垂直同期パ
ルス前縁部、以下この基準波形部分を入力波形と
呼ぶ）で、その取込みタイミングはタイミング回
路４４で制御される。同じ時刻での出力端子３０
における出力ビデオ信号の上記入力波形に対応す
る所定部分の波形（以下、この部分の波形を出力
波形と呼ぶ）は、Ａ／Ｄ変換器５２（出力信号が
既にデイジタル信号である場合は、このＡ／Ｄ変
換器５２は不要である）を経由して出力波形メモ
リ５３に入力保持される。入力波形メモリ５１、
および出力波形メモリ５３に取込まれた波形をそ
れぞれ｛X_k｝、および｛Y_k｝とする。

マイクロプロセツサ５６はROM（リードオン
リーメモリ）５５に予め格納されたプログラムに
より、第３図に示すようなフローチヤートに従つ
て動作する。すなわち、ステツプ３１で電源投入
またはテレビのチヤンネル切換えが行なわれる
と、まずステツプ３２でタツプ利得等の初期設定
が行なわれた後、ステツプ３３で入力波形メモリ
５１および出力波形メモリ５３からデータ
｛X_k｝、｛Y_k｝を読み出し、第１図の説明における
微分波形｛x_k｝、｛y_k｝に相当する x_k＝X_k+1−X_k ……(5) y_k＝Y_k+1−Y_k ……(6) を作つてRAM（ランダムアクセスメモリ）５４
に収納する。続いてマイクロプロセツサ５６は、
ステツプ３４においてROM５５に予め書込まれ
ている基準波形｛Y_k｝を用いて、 e_k＝y_k−r_k ……(7) によつて誤差波形｛e_k｝を演算し、RAM５４に
収納する。

次に、マイクロプロセツサ５６はステツプ３５
においてRAM５４に収納されている入力微分
（差分）波形｛x_k｝から、そのピーク位置を求め
る。そのピーク位置をｋ＝ｐとする。

タツプ利得修正制御には前述の２つのモード、
すなわちZF（ゼロフオーシング）方式と相関方式
とがあり、ステツプ３５でピーク位置を求めた
後、ステツプ３６を通してステツプ３７に移行す
ることによつて修正開始後しばらくは前者を採用
する。このときの演算を式で表すと、 Ci、new＝Ci、old−αe_p+i（ｉ＝−Ｍ〜Ｎ） …(8) である。上式に従つて、マイクロプロセツサ５６
はタツプ利得メモリ４８の内容を修正する。この
演算は簡単であるから、テレビ信号１フイールド
の時間内に十分納まる。上式の修正を毎フイール
ド繰返すことによつて、誤差波形｛e_k｝は次第に
小さくなる。

しかしながら、ZF方式では｛e_k｝はある程度
まで小さくなるものの、そのまま制御を続けると
逆に大きくなりはじめ、ついには発散してしまう
ことがある。このとき、タツプ利得｛Ci｝（ｉ＝
−Ｍ〜Ｎ）の値は、ｉの全域にわたつて、大きな
値に成長している。

そこで、ZF方式によるタツプ利得修正は、誤
差波形｛e_k｝がある程度小さくなつた時点で打切
り、それ以後は、タツプ利得修正制御を相関方式
に切換える。すなわち、ステツプ３５でピーク位
置の検出後、ステツプ３７でZF方式のタツプ利
得修正を開始してから所定時間（例えば３秒）が
経過したかどうかをステツプ３６で調べ、所定時
間が経過したらステツプ３８に移行し、相関方式
によるタツプ利得修正を開始する。

これを式で表せば Ci、new＝Ci、old−α_p+B 〓^k=p-A x_ke_k+i ……(9) である。すなわち入力波形｛x_k｝のピークの前方
Ａサンプル、後方Ｂサンプルの計（Ａ＋Ｂ＋１）
サンプル区間にわたつて、入力波形と誤差波形と
の相互相関をマイクロプロセツサ５６によつて計
算し、その結果に基いてタツプ利得メモリ４８の
内容を修正する。第(9)図の演算はＡ、Ｂの値にも
よるが、通常１フイールドの時間内には終らず、
数フイールド分の時間を要する。

タツプ利得修正制御を相関方式に切換えた後
も、誤差波形｛e_k｝は小さくなり続け、やがてあ
る定常値に落着く。それ以後タツプ利得修正制御
を続けても、タツプ利得値は（入力ゴーストの形
が変らない限り）実質的に変らない。

このようにして、本発明によればタツプ利得修
正制御が定常状態のごく近くまで達するのに要す
る時間が短かく、かつ定常状態に達した後、その
まま制御を継続しても発散するおそれのない自動
等化器が実現される。

この実施例において、ZF方式から相関方式に
モードを切換えるタイミングの決定方は、いくつ
かの方法が可能である。第１は上述したように予
め３秒というような所定の時間を決めておいて、
その時間が経過したら切換える方法、第２誤差波
形｛e_k｝の大きさに何らかの判定基準を定めてお
き、この判定基準に達した時点で切換える方法で
ある。また第３はタツプ利得値｛Ci｝に基いて、
例えばCiの絶対値和がある判定基準に達したら切
換える方法である。

なお、上記実施例の説明においてはZF方式を
第(8)式で、相関方式を第(9)式で表したが、これは
あくまでも一例であつて、これらの式にリーク項
を付加する方式（特願昭56−31607号）とか、第
(9)式のx_kやe_kの代りに、それぞれsgn x_kやsgn e_k
を用いる方式、あるいは比例定数αを掛ける代り
に、右辺第２項の極性のみによつて修正量を決定
する方式などであつてもよい。

また、第２図の実施例において、 C₀＝１、C_-M〜C_-1＝０、C₁〜C_L-1＝０ にタツプ利得を固定した遠隔ゴースト専用のゴー
スト消去装置や、トランスバーサルフイルタを巡
回形に接続したいわゆる巡回形フイルタ構成の自
動等化器においても、本発明のタツプ利得制御方
式は有効である。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来の自動等化器のブロツク図、第２
図は本発明の一実施例に係る自動等化器のブロツ
ク図、第３図は同実施例におけるタツプ利得制御
方式の手順を説明するためのフローチヤートであ
る。 ２０……トランスバーサルフイルタ、５１……
入力波形メモリ、５２……出力波形メモリ、５６
……マイクロプロセツサ。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 所定形状の波形が周期的に存在する受信信号
   波形をタツプ利得可変のトランスバーサルフイル
   タに導入し、このトランスバーサルフイルタのタ
   ツプ利得を少なくともトランスバーサルフイルタ
   の出力信号の所定部分の波形に基きマイクロプロ
   セツサを用いて修正する方式の自動等化器におい
   て、タツプ利得修正の開始初期はトランスバーサ
   ルフイルタの出力信号の所定部分の波形に関する
   誤差波形のサンプル値をタツプ利得修正情報とし
   てトランスバーサルフイルタのタツプ利得を逐次
   修正し、それ以降はトランスバーサルフイルタの
   入力信号の所定部分の波形と、トランスバーサル
   フイルタの出力信号の所定部分の波形に関する誤
   差波形との相互相関をタツプ利得修正情報として
   トランスバーサルフイルタのタツプ利得を逐次修
   正することを特徴とする自動等化器におけるタツ
   プ利得修正方法。 ２ 前記誤差波形のサンプル値をタツプ利得修正
   情報とするタツプ利得の逐次修正を開始してから
   予め定めた一定時間が経過したとき、前記相互相
   関をタツプ利得修正情報とするタツプ利得の逐次
   修正に移行することを特徴とする特許請求の範囲
   第１項記載の自動等化器におけるタツプ利得修正
   方法。 ３ 前記誤差波形のサンプル値をタツプ利得修正
   情報とするタツプ利得の逐次修正時に誤差波形の
   大きさあるいはタツプ利得の絶対値和が所定の判
   定基準に達したとき、前記相互相関をタツプ利得
   修正情報とするタツプ利得逐次修正に移行するこ
   とを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の自動
   等化器におけるタツプ利得修正方法。