JPS6240906B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 この発明はテレビジヨン放送を受信するに際し
ゴースト波による受信妨害をテレビジヨン受信機
中で自動的に抑圧しうる改善されたゴースト除去
回路に関するものである。

ゴースト波は放送波の伝播中に、地形物あるい
は建築物などによる反射波あるいは回折波が受信
希望放送波（直接波）より遅れて受信地点に到達
することにより発生する。この遅れによりゴース
ト波はその変調信号が直接波の変調信号に対して
遅れをもつと共にゴースト波の搬送波は直接波の
搬送波に対して位相差をもつようになる。一方テ
レビジヨン信号は残留側帯波（VSB）信号である
ため基準となる直接波に対して異なる位相をもつ
信号を検波したときには波形歪を生じ、直接波の
検波出力を単に遅延させるだけではゴーストを除
去することはできない。またテレビ受信機内での
ゴースト除去に関してゴーストの直接波に対する
振幅比、位相差、遅延時間がゴースト除去条件の
パラメータとなるが、実際のゴーストは上記位相
が時々刻々変動するため、ゴースト除去条件の設
定を手動で行なうようにした従来のゴースト除去
回路では視聴者がたえずゴースト除去条件に設定
しなければならず実用的ではなかつた。

このような観点から自動的にゴースト除去条件
の設定を行ないうる自動除去方式として、２乗正
弦パルスを基準波形として使用するゴースト除去
方式が提案されているが、２乗正弦波パルスは実
際のテレビジヨン放送ではほとんど使用されてい
ないという欠点をもつ。また垂直帰線期間内の垂
直同期パルス部分を基準信号として使用する方法
も提案されているが、従来知られている方法によ
ればゴースト除去条件への収束が遅くかつ収束後
においても大きな誤差をもつという欠点がある。

この発明は上記欠点を除去するためになされた
もので、テレビジヨン信号に実際に含まれている
垂直帰線期間内の垂直同期パルス部分または水平
同期信号をゴースト除去の基準信号として使用し
つつ、ゴーストを高速にかつ精度よく除去するこ
とを可能とする改善されたゴースト除去回路を提
供するものである。

以下、実施例にもとづいてこの発明によるゴー
スト除去回路を説明する。

第１図はこの発明の一実施例の構成を示すブロ
ツク図である。

この第１図において、１はビデオ検波回路、２
は複数個の単位遅延回路と複数個の係数回路とに
よつて構成されたいわゆるトランスバーサルフイ
ルタ型の補償信号発生回路で、この補償信号発生
回路２はビデオ検波回路１の出力に含まれている
ゴースト成分を相殺する補償信号を発生するもの
で、この補償信号の波形は複数個の係数回路の係
数値によつて広範囲にわたつて制御できるように
構成されている。３は第１の加算回路、４は出力
端子で、この出力端子４の出力信号がゴーストの
除去されたビデオ信号となる。５は走査線抜き取
り回路、６はサンプルパルス発生回路で、走査線
抜き取り回路５は出力信号中に含まれる垂直及び
水平同期信号を利用して垂直帰線期間内の垂直同
期信号部を含む走査線期間のみサンプルパルス発
生回路６を動作させ、所定の走査線期間について
サンプルパルスを発生させる。なお、サンプルパ
ルスの同期は補償信号発生回路２内の単位遅延回
路の遅延時間に等しく選ばれている。７は標本化
回路、８は制御回路、９は出力端子４の信号を１
サンプル同期遅延させる遅延回路、１０は第２の
加算回路で、この第２の加算回路１０は出力端子
４の信号と遅延回路９の出力信号との差信号を発
生する。第２の加算回路１０の出力はサンプルパ
ルス発生回路６の出力にもとづく標本化回路７に
よつてサンプルされ、誤差信号だけが取り出され
る。この誤差信号のサンプル系列を用いて制御回
路８が補償信号発生回路２の係数群を制御するよ
うに構成されている。

以下、この実施例の動作を詳細に説明する。

ビデオ検波回路１の出力信号をXkとすると、
これは直接波信号をak、ゴーストをgkとして Xk＝ak＋gk −(1) と書くことができる。ここでXkはある時刻ｔ＝
kTにおけるるＸの値であり、他の場合も同様で
ある。また補償信号発生回路２の出力ｋはその
係数回路の個数をＭとし、その係数値を入力側か
らC₁，C₂…，Ｃ_Mとすれば で与えられる。第１の加算回路３は補償信号発生
回路２の出力とビデオ検波回路１の出力とを加算
するように構成されている。したがつて第１の加
算回路３よりの出力信号ykは(1)式、(2)式より となる。ゴースト除去回路としての動作は、(3)式
において なるように補償信号発生回路２の係数Ｃ_n（ｍ＝
１、２、…、Ｍ）を決めることである。

さてテレビジヨン放送では垂直帰線期間内にい
わゆる垂直同期部がそう入されており、これは1/
２Ｈにわたる一定振幅の平担部分をもつている。
ゴーストが存在すればこの部分が平担でなくなる
から、この情報を使用することにより、実際の画
信号の直接波信号及びゴーストに影響されずにゴ
ーストを検出することができる。すなわち、この
垂直同期パルス部を基準信号とし、この部分にお
けるゴーストが零になるように上記補償信号発生
回路２の係数値を決めればテレビ信号に混入して
いるゴーストが除去できる。

第１図において走査線抜き取り回路５は第１の
加算回路３からの出力信号に含まれる垂直および
水平同期信号を利用して垂直帰線期間内の等化パ
ルス後の1/2Ｈ期間のみにサンプルパルス発生回
路６を動作させ、所定同期をもつたサンプルパル
スを発生する。標本化回路７は第２の加算回路１
０からの出力信号を上記サンプルパルス発生回路
６よりのサンプルパルスでサンプルするように構
成されている。以下このサンプルパルスによるサ
ンプル時点すなわち等化パルス後の1/2Ｈ期間に
のみ注目して説明する。

この期間は無信号期間であるからこの期間にお
ける第１の加算回路３の出力すなわち出力端子４
よりの出力信号は残留ゴースト になつている。また第２の加算回路１０の出力を
δ_Kとすると、これは出力端子４における出力信
号と、それを遅延回路９により１サンプル時間遅
延させた信号との差であるから δ_K＝ε_K−ε_K１ −(5) である。

また制御回路８は、第２の加算回路１０の出力
信号を標本化回路７でサンプルして得られる護差
信号δ_Kの系列を利用し、第ｍ番目のサンプル点
における誤差信号δ_nに比例した値だけ補償信号
発生回路２に対応する係数Ｃ_nを修正するように
構成されている。すなわち制御回路８は第１フイ
ールドにおける係数値をＣ_n ^(l)としたときそのフ
イールドにおける修正された係数値が Ｃ_n ^(l+1)＝Ｃ_n ^(l)＋δ^(l)＝Ｃ_n ^(l) ＋ε_n ^(l)−ε_n ^(l)−１ −(6) となるような制御を行なうよう構成されている。

このように構成成すると、以下に示すように残
留ゴーストε_Kを０にすることができゴーストを
除去できる。

さて(4)式においてε_K＝０となるＣ_nの値をＣ
_n、０とし、第１フイールドの垂直同期パルス部
において各係数値がＣ_n ^(l)であつたとすると、こ
の第１フイールドにおける残留ゴーストε_K ^(l)は で与えられる。ここで △Ｃ_n ^(l)＝Ｃ_n、０−Ｃ_n ^(l) −(8) である。この△Ｃ_n ^(l)は(7)式を利用して残留ゴー
ストの系列ε_K ^(l)から求めることができる。

いま説明を簡単にするため垂直同期信号部を立
上がり時間が零である理想波形とみなしまたゴー
ストが小さい場合を考えてｘ_Kａ_K≡１とすれば
(7)式は次のように表わすことができる。

が得られる。(10)式を書き直せば △Ｃ_n ^(l)＝ε_n ^(l)−ε_n ^(l)−１ （ｍ＝１、２、…、Ｍ） −(11) である。

前述したように制御回路８によつて制御される
係数値Ｃ_nの修正後の値は(6)式で与えられてお
り、この(6)式のε_n ^(l)−ε_n ^(l)−１は(11)式で示し
たように△Ｃ_n ^(l)に等しくなつている。したがつ
て修正後の係数はＣ_n ^(l+1)＝Ｃ_n ^(l)＋△Ｃ_n ^(l)で
ある。前述した(8)式の関係からこのＣ_n ^(l+1)はＣ
_n、₀に等しくなつていることがわかる。係数Ｃ
_n、₀はゴースト除去条件に他ならないから上記動
作により、ゴーストが除去されることが明らかで
ある。なおこの垂直同期パルス部において決めら
れた係数はフイールドを構成する残りの走査線部
分について不変であるからフイールドを構成する
すべての画像信号についてゴーストが除去され
る。

以上の説明から明らかなようにこの発明になる
方法によれば第１フイールドの垂直同期パルス部
における残留ゴーストε_K ^(l)からゴーストを除去
するために必要な補償信号発生回路２の係数値Ｃ
_n ^(l+1)＝Ｃ_n、₀がすべてのｍについて直接求めら
れるのでそのフイールドにおいて直ちにゴースト
除去が実現されており、この発明はゴースト除去
を高速に行ない得るという実用上大きい利点をも
つている。更に各係数Ｃ_nはそれに対応する誤差
信号δ_nによつて制御されるが、このδ_nは(10)式か
らも予想されるように他の係数Cj（ｊ≠ｍ）の
影響を受けることが少ないので精度のよい除去動
作を行ない得るという利点を併せもつている。

なお、これまでにも垂直同期パルス部分を基準
信号として用いるものが提案されているが、従来
の方法は(9)式における出力信号ε_n ^(l)の値そのも
のを用い、このε_n ^(l)に比例する量だけ対応する
係数Ｃ_nを修正するものである。この従来方法で
は、(9)式からも予想されるように、第ｍ番目の係
数Ｃ_nの修正量は、それぞれの係数の残差△Ｃ_n ^(l
）のみならず他の係数の残差△Cj（ｊ＜ｍ）の影
響をも含めて修正していることになる。そのた
め、全係数について△Ｃ_n ^(l)を零に収束させるの
に多数回の修正動作を繰返す必要があり、かつ各
ｍについてε_n＝０になつた後においても△Ｃ_nが
すべて零になつているという保証がない。これが
従来方式の欠点であり、この発明の方法は、上述
のようにこれらの欠点を除去している。

これまでは、説明を簡単にするためにｘ_Kａ_K
とし、また基準信号として用いた垂直同期パルス
部の立上がり時間が零であるとみなして説明し
た。しかし一般にはゴーストが基準信号と重なつ
ている場合が起り得るので、ｘ_K≠ａ_Kであり、ま
た立上がり時間は短いが有限の値をもつている。
しかしこのような場合においても(6)式で示した係
数の制御方法を Ｃ_n ^(l+1)＝Ｃ_n ^(l)＋Ａδ_n ^(l) なるようにし、比例定数Ａを適当な値に選ぶこと
によりこの修正動作が繰り返し行なわれて最終的
に△Ｃ_nを零に収束せしめることができる。その
結果係数Ｃ_nをＣ_n、０に収束せしめることがで
き、ゴーストを除去できる。

更に他の制御方法として誤差信号δ_Kの符号を
用いて Ｃ_n ^(l+1)＝Ｃ_n ^(l)＋Asgn（δ_n ^(l)） なる制御方法を用いても上述の場合と略同様に△
Ｃ_nを零に収束せしめることができゴーストを除
去することができる。

次に他の実施例を第２図により説明する。第２
図はこの発明の他の実施例を示す構成図である。
この実施例はゴースト除去の基準信号として垂直
帰線期間内の水平同期信号を用いるものである。

第２図において、１１は水平同期信号の時間幅
に等しい遅延時間LTだけ出力端子４の信号を遅
延させる第２の遅延回路、１２は出力端子４の信
号と上記第２の遅延回路１１の出力とを加算する
第３の加算回路で、この第３の加算回路１２の出
力は、第１の遅延回路９と第２の遅延回路１１と
に印加される。他の構成は第１図の場合と同じで
ある。このように構成すると、第２の加算回路１
０の出力信号は δ_K＝(ε_K+ε_K-L)−(ε_K-L+ε_K-L-l) ＝(ε_K-ε_K-l)＋(ε_K-L-ε_K-L-l) −(12) である。制御回路８は第１の実施例の場合と同じ
く Ｃ_n ^(l+1)＝Ｃ_n ^(l)＋δ_n ^(l) −(6) なるよう係数の修正を行う。このように構成する
と以下説明するようにゴーストを除去することが
できる。

いま説明を簡単にするために水平同期信号を立
上がり時間および立下がり時間が零である理想波
形であるとし、またゴーストが小さい場合を考え １（０≦Ｋ≦Ｌ） ｘ_Kａ_K＝｛ ０（Ｌ＜Ｋ） とおけば（ここでＬは直接波の水平同期信号の
幅）前記(9)式に対応する式は次のように書ける。

したがつて上記(8)式に対応する式として が得られる。（14）式を書き直せば △Ｃ_n ^(l)＝ε_n ^(l)−ε_n-1 ^(l)＋ε_n-L ^(l) −ε^（ｌ） _{ｎ−Ｌ−１} −（15） である。この式と前述した(6)式、(12)式から修正後
の係数値Ｃ_n ^(l+1)は Ｃ_n ^(l+1)＝Ｃ_n ^(l)＋（ε_n ^(l)−ε_n+1 ^(l) ＋ε_n-L ^(l)−ε_n-L-1 ^(l)）＝Ｃ_n ^(l)＋△Ｃ_n ^(l)
−（16） となりＣ_n ^(l+1)＝Ｃ_n、₀が実現される。すなわち
ゴーストが除去される。

この実施例においても一般にはｘ_K≠ａ_Kであ
り、また水平同期信号の立上がり、立下がり時間
も零ではなく有限の値をもつが第１の実施例の場
合と同様Ａを適切に選んで Ｃ_n ^(l+1)＝Ｃ_n ^(l)＋Ａδ_n ^(l) とすることにより△Ｃ_nを零に収束させることが
できる。また誤差信号δ_nの符号を用いて Ｃ_n ^(l+1)＝Ｃ_n ^(l)＋sgn（δ_n ^(l)） としても△Ｃ_nを零に収束せしめることができ
る。

更に第２図における第２の遅延回路１１及び第
３の加算回路１２を省略し、δ_n＝ε_n−ε_n-1と
しても△Ｃ_nを零に収束せしめることができる。

ｘ_K≠ａ_Kなる場合あるいは基準信号の立上がり
立下がり時間が有限である場合には理想的場合の
ように１回の修正動作でＣ_n ^(l+1)＝Ｃ_n、₀に収束
せしめることはできないけれども水平同期信号を
基準信号として用いれば１フイールドに少なくと
も６回程度の修正動作を行なわせ得るので収束時
間を短かくすることができる。また水平同期信号
を用いればそれに続く無信号時間が長いので略々
水平走査周期にわたる遅延時間を有するゴースト
まで除去できる。

また上記の説明ではビデオ検波回路１の出力と
この出力信号を上記補償信号発生回路２に印加し
て得られる出力とを第１の加算回路３で加算する
というフイードフオワード構成による場合につい
て説明したがこの部分をフイードバツク構成とし
てもこれまでの議論はそのまま成立する。

更にこれまでの説明では誤差信号δ_Kを発生す
る手段として第１の遅延回路９、第２の遅延回路
１１を用いて説明したが、制御回路８を次のよう
に構成してこれらの遅延回路を省略することがで
きる。すなわち、出力端子４の出力信号を直接標
本化回路７に印加して、サンプルパルス発生回路
６よりのサンプルパルスでサンプリングし、得ら
れる標本値系列から、ｍ番目の標本値と（ｍ−
１）番目の標本値の差をとりこの値をもとに係数
変換信号をｍ番目のサンプル点に対応した係数回
路に送出するように構成された制御回路８に印加
しても上述の議論は満足される。上記標本値系列
のうち（ｍ−Ｌ）番目及び（ｍ−Ｌ−１）番目の
標本値を使用する場合も同様である。

以上詳細に述べたようにこの発明の回路構成に
よれば、ゴースト除去条件への収束が速く、かつ
精度よい除去動作が可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図および第２図は、この発明の実施例を示
すブロツク図である。 図において、１はビデオ検波回路、２は補償信
号発生回路、３は第１の加算回路、４は出力端
子、５は走査線抜き取り回路、６はサンプルパル
ス発生回路、７は標本化回路、８は制御回路、９
は第１の遅延回路、１０は第２の加算回路、１１
は第２の遅延回路、１２は第３の加算回路であ
る。なお、図中同一符号は各々同一又は相当部分
を示す。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ ビデオ検波回路の出力と、複数個の単位遅延
   回路と係数値の可変な複数個の係数回路とを含む
   補償信号発生回路の出力とを加算してゴーストを
   除去するようにしたゴースト除去回路において、
   上記加算された出力中の垂直帰線期間内の所定期
   間を逐次サンプルし、このサンプル化によつて得
   られた標本値系列のｊ番目の標本値と（ｊ−１）
   番目の標本値の差をとり、上記標本値の差に比例
   した値あるいは上記差の符号によつて上記ｊ番目
   の標本値と時間的に対応する上記係数回路の係数
   値を修正するようにしたことを特徴とするゴース
   ト除去回路。 ２ 垂直帰線期間内の所定期間が垂直同期パルス
   部であることを特徴とする特許請求の範囲第１項
   記載のゴースト除去回路。 ３ 垂直帰線期間内の所定期間が水平同期信号と
   バースト信号のみを含む複数本の走査線期間であ
   ることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の
   ゴースト除去回路。 ４ ビデオ検波回路の出力と複数個の単位遅延回
   路と係数値の可変な複数個の係数回路とを含む補
   償信号発生回路の出力とを加算してゴーストを除
   去するようにしたゴースト除去回路において、上
   記加算された出力中の垂直帰線期間内の水平同期
   信号とバースト信号のみを含む複数本の走査線期
   間を逐次サンプルし、このサンプル化によつて得
   られた標本値系列のｊ番目の標本値と（ｊ−１）
   番目の標本値の差と、（ｊ−Ｌ）番目（Ｌは水平
   同期信号の幅）の標本値と（ｊ−Ｌ−１）番目の
   標本値の差とを加え合せて得られた値に比例した
   値またはこの値の符号によつて上記ｊ番目の標本
   値と時間的に対応する上記係数回路の係数値を修
   正するようにしたことを特徴とするゴースト除去
   回路。