JPH0223049B2 - - Google Patents
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- JPH0223049B2 JPH0223049B2 JP56067557A JP6755781A JPH0223049B2 JP H0223049 B2 JPH0223049 B2 JP H0223049B2 JP 56067557 A JP56067557 A JP 56067557A JP 6755781 A JP6755781 A JP 6755781A JP H0223049 B2 JPH0223049 B2 JP H0223049B2
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- Japan
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- signal
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- input
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- pulse
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- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 8
- 230000008030 elimination Effects 0.000 description 6
- 238000003379 elimination reaction Methods 0.000 description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 230000008859 change Effects 0.000 description 2
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 2
- 238000005070 sampling Methods 0.000 description 2
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- 230000004044 response Effects 0.000 description 1
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N5/00—Details of television systems
- H04N5/14—Picture signal circuitry for video frequency region
- H04N5/21—Circuitry for suppressing or minimising disturbance, e.g. moiré or halo
- H04N5/211—Ghost signal cancellation
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Multimedia (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Picture Signal Circuits (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
＜産業上の利用分野＞
この発明はテレビジヨン信号ゴースト消去器、
特に反復系に入力重み付きトランスバーサルフイ
ルタを用いたテレビジヨン信号ゴースト消去器に
関する。
特に反復系に入力重み付きトランスバーサルフイ
ルタを用いたテレビジヨン信号ゴースト消去器に
関する。
＜発明の背景＞
テレビジヨン信号の干渉の普通の原因は送信さ
れたテレビジヨン信号の遅延したものを受信する
ことによるゴースト像である。このゴースト像は
一般に建築物その他から反射された信号を受信
し、その反射信号の径路が主信号の直接径路と異
る場合に生ずる。受信した反射信号は通常主信号
より振幅が小さく、主信号より時間的に遅れてい
て、このため主信号とあらゆる位相関係にある。
従つて表示されたゴースト信号は所要の信号画像
に対して強度および極性が変化することがある。
れたテレビジヨン信号の遅延したものを受信する
ことによるゴースト像である。このゴースト像は
一般に建築物その他から反射された信号を受信
し、その反射信号の径路が主信号の直接径路と異
る場合に生ずる。受信した反射信号は通常主信号
より振幅が小さく、主信号より時間的に遅れてい
て、このため主信号とあらゆる位相関係にある。
従つて表示されたゴースト信号は所要の信号画像
に対して強度および極性が変化することがある。
このゴーストの問題はテレビアンテナから受信
された信号に限らず、ケーブル型テレビジヨン方
式でもケーブルの成端不適当のために起ることが
多い。このときはゴースト干渉の原因の信号反射
が伝送線路内で起り得る上、受像機自身の信号処
理路内の不整合がゴースト干渉の原因になること
もある。このような内部発生的ゴーストは主信号
の生ずる前に処理し表示することができても、ゴ
ースト像が遅れずに進んだものになる。
された信号に限らず、ケーブル型テレビジヨン方
式でもケーブルの成端不適当のために起ることが
多い。このときはゴースト干渉の原因の信号反射
が伝送線路内で起り得る上、受像機自身の信号処
理路内の不整合がゴースト干渉の原因になること
もある。このような内部発生的ゴーストは主信号
の生ずる前に処理し表示することができても、ゴ
ースト像が遅れずに進んだものになる。
＜従来技術およびその問題点＞
従来法によるゴースト消去の基本技術は、ビデ
オ信号検波後の信号処理路に遅延線と減算器の回
路網を挿入することから成り、この非遅延信号路
と並列の遅延線によつて主信号を、ゴースト信号
が主信号に対して遅れている時間だけ遅らせ、主
信号をゴースト信号と時間的に整合させておいて
ゴースト信号をその遅延主信号から差引き、ゴー
ストを消去する。しかしこの遅延信号がまた主信
号中に残留ゴーストとして、もとのゴーストより
小振幅で主信号よりもとのゴーストの遅延時間の
２倍だけ遅れた新しいゴーストを導入する。
オ信号検波後の信号処理路に遅延線と減算器の回
路網を挿入することから成り、この非遅延信号路
と並列の遅延線によつて主信号を、ゴースト信号
が主信号に対して遅れている時間だけ遅らせ、主
信号をゴースト信号と時間的に整合させておいて
ゴースト信号をその遅延主信号から差引き、ゴー
ストを消去する。しかしこの遅延信号がまた主信
号中に残留ゴーストとして、もとのゴーストより
小振幅で主信号よりもとのゴーストの遅延時間の
２倍だけ遅れた新しいゴーストを導入する。
この残留ゴーストはもとのゴーストと同様にし
て消去することができるが、上述の方法で残留ゴ
ーストを消去すると残留ゴーストの残留ゴースト
を生成する上、ゴースト消去系が複雑さを増す。
て消去することができるが、上述の方法で残留ゴ
ーストを消去すると残留ゴーストの残留ゴースト
を生成する上、ゴースト消去系が複雑さを増す。
残留ゴーストを作らない進歩したゴースト消去
法は反復ゴースト消去器を用いるものである。こ
の方式ではゴーストを検知し、そのゴーストを含
む主信号をサンプリングして、そのサンプルに重
みを付けて合計し、もとのゴーストと反対極性の
準ゴーストを生成し、この準ゴーストを帰還して
主信号に加算し、もとのゴーストを消去する。こ
の代表的反復ゴースト消去器では遅延線を用いて
準ゴースト信号を作る。この遅延線の入力にゴー
ストを含む主信号を印加し、出力タツプとして特
徴付けられた遅延線上のタツプから信号のサンプ
ルを取出し、この取出された信号に重みを付けて
合計し、準ゴースト信号を生成する。代りに主信
号をサンプリングしてそのサンプルを遅延線の各
入力タツプに重み付けをする形で印加し、この重
み付きサンプルを遅延線内で合計して準ゴースト
信号を生成する。
法は反復ゴースト消去器を用いるものである。こ
の方式ではゴーストを検知し、そのゴーストを含
む主信号をサンプリングして、そのサンプルに重
みを付けて合計し、もとのゴーストと反対極性の
準ゴーストを生成し、この準ゴーストを帰還して
主信号に加算し、もとのゴーストを消去する。こ
の代表的反復ゴースト消去器では遅延線を用いて
準ゴースト信号を作る。この遅延線の入力にゴー
ストを含む主信号を印加し、出力タツプとして特
徴付けられた遅延線上のタツプから信号のサンプ
ルを取出し、この取出された信号に重みを付けて
合計し、準ゴースト信号を生成する。代りに主信
号をサンプリングしてそのサンプルを遅延線の各
入力タツプに重み付けをする形で印加し、この重
み付きサンプルを遅延線内で合計して準ゴースト
信号を生成する。
ゴースト消去器が発振するのを防ぐため、その
系のタツプのループ利得が１を超えないように深
重に制御する必要があるが、これは一般に重み付
きサンプルおよび遅延線タツプに直列の積分器の
最大出力を制限することにより達せられる。この
積分器の出力は連続する更新期間の間定常状態値
を維持することを要する。
系のタツプのループ利得が１を超えないように深
重に制御する必要があるが、これは一般に重み付
きサンプルおよび遅延線タツプに直列の積分器の
最大出力を制限することにより達せられる。この
積分器の出力は連続する更新期間の間定常状態値
を維持することを要する。
上述の反復ゴースト消去方式はすべて重み付き
サンプルを合計する成分ともとのゴーストを相殺
する（準ゴーストの極性により）加算器または減
算器を必要とするが、ゴースト消去系の複雑さを
低減するためできればこのような成分をなくする
ことが望ましい。
サンプルを合計する成分ともとのゴーストを相殺
する（準ゴーストの極性により）加算器または減
算器を必要とするが、ゴースト消去系の複雑さを
低減するためできればこのような成分をなくする
ことが望ましい。
＜問題点を解決するための手段＞
この発明の原理によるテレビジヨン信号ゴース
ト消去器は、消去されるべきゴースト信号成分を
含む可能性のある検波されたビデオ信号が供給さ
れる入力端子と、処理されたビデオ信号を発生す
る出力端子と、上記の入力端子と出力端子との間
に直列に結合された信号転送段と、この信号転送
段の各々に結合された複数個の入力タツプとから
なる反復接続トランスバーサルフイルタを具備し
ている。トランスバーサルフイルタの各入力タツ
プには重み付け回路が接続されており、該重み付
け回路の入力にはトランスバーサルフイルタの出
力端子が接続されていて上記処理されたビデオ信
号が供給される。また、重み付け制御回路が設け
られており、該重み付け制御回路は上記トランス
バーサルフイルタの出力信号から得られその出力
信号中の各ゴースト成分の振幅に対応する振幅を
持つた各信号を重み付け制御信号として上記重み
付け回路に供給する。これによつてトランスバー
サルフイルタの各入力タツプに供給される信号に
対して上記ゴースト成分の関数として重み付けを
し、それによつてトランスバーサルフイルタの入
力端子に供給された検波されたビデオ信号中のゴ
ースト信号成分を低減することができる。
ト消去器は、消去されるべきゴースト信号成分を
含む可能性のある検波されたビデオ信号が供給さ
れる入力端子と、処理されたビデオ信号を発生す
る出力端子と、上記の入力端子と出力端子との間
に直列に結合された信号転送段と、この信号転送
段の各々に結合された複数個の入力タツプとから
なる反復接続トランスバーサルフイルタを具備し
ている。トランスバーサルフイルタの各入力タツ
プには重み付け回路が接続されており、該重み付
け回路の入力にはトランスバーサルフイルタの出
力端子が接続されていて上記処理されたビデオ信
号が供給される。また、重み付け制御回路が設け
られており、該重み付け制御回路は上記トランス
バーサルフイルタの出力信号から得られその出力
信号中の各ゴースト成分の振幅に対応する振幅を
持つた各信号を重み付け制御信号として上記重み
付け回路に供給する。これによつてトランスバー
サルフイルタの各入力タツプに供給される信号に
対して上記ゴースト成分の関数として重み付けを
し、それによつてトランスバーサルフイルタの入
力端子に供給された検波されたビデオ信号中のゴ
ースト信号成分を低減することができる。
このゴースト消去方式では、従来方式のように
重み付け信号が組合されて準ゴースト信号を発生
することがないため、和算回路、加算器または減
算器を必要とせず、このためゴースト消去器全体
の構造が簡単になる。
重み付け信号が組合されて準ゴースト信号を発生
することがないため、和算回路、加算器または減
算器を必要とせず、このためゴースト消去器全体
の構造が簡単になる。
＜実施例の説明＞
次に添付図面を参照しつつこの発明をさらに詳
細に説明する。
細に説明する。
第１図のゴースト消去方式では、トランスバー
サルフイルタ１０がゴースト信号成分を含み得る
検波ビデオ信号を受信して出力に無ゴーストビデ
オ信号を発生する。トランスバーサルフイルタは
例えば電荷結合装置（CCD）遅延線を含み、そ
の各段を受信ビデオ信号が順次クロツキングされ
る間に処理されてゴースト信号が除かれる。トラ
ンスバーサルフイルタ１０にCCD遅延線を用い
るときはクロツク信号fcを生成するクロツク回路
３０が設けられる。
サルフイルタ１０がゴースト信号成分を含み得る
検波ビデオ信号を受信して出力に無ゴーストビデ
オ信号を発生する。トランスバーサルフイルタは
例えば電荷結合装置（CCD）遅延線を含み、そ
の各段を受信ビデオ信号が順次クロツキングされ
る間に処理されてゴースト信号が除かれる。トラ
ンスバーサルフイルタ１０にCCD遅延線を用い
るときはクロツク信号fcを生成するクロツク回路
３０が設けられる。
トランスバーサルフイルタ１０は遅延線に沿う
各点に結合された多数の入力タツプT1，T2，T3
……Toを有し、この入力タツプに印加されれる
信号を用いてフイルタの伝達関数をそこをビデオ
信号が通るとき変える。
各点に結合された多数の入力タツプT1，T2，T3
……Toを有し、この入力タツプに印加されれる
信号を用いてフイルタの伝達関数をそこをビデオ
信号が通るとき変える。
トランスバーサルフイルタ１０の出力のビデオ
信号は重み付け機能回路W1，W2，W3……Woの
入力およびゲート１２に印加され、ゲート１２は
ゴースト信号検知のため微分器１４に公知特性の
信号を供給する。第１図の例では、ゲートを通る
信号がビデオ信号の最初の垂直同期パルスで、こ
の場合は垂直ゲートパルスによりゲートが開かれ
る。
信号は重み付け機能回路W1，W2，W3……Woの
入力およびゲート１２に印加され、ゲート１２は
ゴースト信号検知のため微分器１４に公知特性の
信号を供給する。第１図の例では、ゲートを通る
信号がビデオ信号の最初の垂直同期パルスで、こ
の場合は垂直ゲートパルスによりゲートが開かれ
る。
微分器１４は垂直同期パルスおよびこれに付随
するあらゆるゴースト信号成分を微分する。得ら
れた微分パルスはゲート１２を通過した垂直同期
パルスおよびゴースト信号の前後縁の存在および
時間的相対位置を示す。この微分パルスはサンプ
ル・アンド・ホールド回路Ｓ／H1，Ｓ／H2，
Ｓ／H3……Ｓ／Hoの入力とクリツピング制限器
１６に印加される。
するあらゆるゴースト信号成分を微分する。得ら
れた微分パルスはゲート１２を通過した垂直同期
パルスおよびゴースト信号の前後縁の存在および
時間的相対位置を示す。この微分パルスはサンプ
ル・アンド・ホールド回路Ｓ／H1，Ｓ／H2，
Ｓ／H3……Ｓ／Hoの入力とクリツピング制限器
１６に印加される。
クリツピング制限器１６は微分パルスを垂直同
期パルスの微分縁のピーク直下のレベルにクリツ
ピングして、そのパルスのクリツピング部分の増
幅されたものを生成する。このクリツピング制限
器１６はクリツピングレベル以下のパルスに対し
ては零出力を生ずる。垂直同期パルスの増幅した
ものはシフトレジスタ２０を介してサンプル・ア
ンド・ホールド回路の動作を調時する基準パルス
として用いられる。
期パルスの微分縁のピーク直下のレベルにクリツ
ピングして、そのパルスのクリツピング部分の増
幅されたものを生成する。このクリツピング制限
器１６はクリツピングレベル以下のパルスに対し
ては零出力を生ずる。垂直同期パルスの増幅した
ものはシフトレジスタ２０を介してサンプル・ア
ンド・ホールド回路の動作を調時する基準パルス
として用いられる。
シフトレジスタ２０はトランスバーサルフイル
タ遅延線１０と同じクロツク伝播遅延時間を有す
る。シフトレジスタ２０はまた上記トランスバー
サルフイルタ遅延線１０のタツプと同数同間隔の
タツプを持ち、また同じクロツク信号fcによつて
クロツキングされている。基準パルスはシフトレ
ジスタ２０をクロツキング移動するに従つてサン
プル・アンド・ホールド回路を駆動してその他方
の入力に印加される微分ゴースト信号をサンプリ
ングする。従つてサンプル・アンド・ホールド回
路（および積分器）はゲートを通つて微分された
ゴースト信号の時間順サンプリング値を保持す
る。
タ遅延線１０と同じクロツク伝播遅延時間を有す
る。シフトレジスタ２０はまた上記トランスバー
サルフイルタ遅延線１０のタツプと同数同間隔の
タツプを持ち、また同じクロツク信号fcによつて
クロツキングされている。基準パルスはシフトレ
ジスタ２０をクロツキング移動するに従つてサン
プル・アンド・ホールド回路を駆動してその他方
の入力に印加される微分ゴースト信号をサンプリ
ングする。従つてサンプル・アンド・ホールド回
路（および積分器）はゲートを通つて微分された
ゴースト信号の時間順サンプリング値を保持す
る。
サンプル・アンド・ホールド回路に保持された
サンプルは各積分器INT1，INT2，INT3……
INToにより重み付け機能回路W1，W2，W3……
Woの入力に印加され、トランスバーサルフイル
タの各入力タツプに帰還されるその出力信号の大
きさを調整する。トランスバーサルフイルタの出
力信号は積分された各重み付け機能信号と掛け合
され、得られた入力タツプ信号を用いてトランス
バーサルフイルタが検波ビデオ信号に与える伝達
関数を変える。検波ビデオ信号がトランスバーサ
ルフイルタを通過するとき、入力タツプの重み付
け機能信号により増大方向に変り、その出力で合
計された出力信号からゴースト信号をなくする。
トランスバーサルフイルタの出力信号をゲート信
号により反復サンプリングした後はゴースト信号
が事実上完全に消去し、積分器は定常状態ゴース
ト信号に対するその最終値に落着いてしまう。
サンプルは各積分器INT1，INT2，INT3……
INToにより重み付け機能回路W1，W2，W3……
Woの入力に印加され、トランスバーサルフイル
タの各入力タツプに帰還されるその出力信号の大
きさを調整する。トランスバーサルフイルタの出
力信号は積分された各重み付け機能信号と掛け合
され、得られた入力タツプ信号を用いてトランス
バーサルフイルタが検波ビデオ信号に与える伝達
関数を変える。検波ビデオ信号がトランスバーサ
ルフイルタを通過するとき、入力タツプの重み付
け機能信号により増大方向に変り、その出力で合
計された出力信号からゴースト信号をなくする。
トランスバーサルフイルタの出力信号をゲート信
号により反復サンプリングした後はゴースト信号
が事実上完全に消去し、積分器は定常状態ゴース
ト信号に対するその最終値に落着いてしまう。
ゲート１２に印加される典型的な同期信号を第
３図ａに示す。この信号は等化パルス１０１，１
０２とこれに続く垂直同期パルス１０３，１０５
およびその各同期パルスに続く切込みパルス１０
４，１０６を含んでいる。第３図ａの信号は清浄
パルスすなわちゴースト信号成分を含まないパル
スである。
３図ａに示す。この信号は等化パルス１０１，１
０２とこれに続く垂直同期パルス１０３，１０５
およびその各同期パルスに続く切込みパルス１０
４，１０６を含んでいる。第３図ａの信号は清浄
パルスすなわちゴースト信号成分を含まないパル
スである。
ゲート１２に印加される垂直ゲートパルス１１
０を第３図ｂに示す。このパルスの正確なタイミ
ングは重要でなく、第１図の実施例ではパルス１
１０がサンプリングされる垂直同期信号１０３の
前縁より前に始まり、次の切込みパルス１０４が
始まる前に終ることだけが必要である。パルス１
１０の持続時間はゴースト消去効果を最大にする
ためにはトランスバーサルフイルタ１０の遅延時
間に少なくとも等しくする必要がある。
０を第３図ｂに示す。このパルスの正確なタイミ
ングは重要でなく、第１図の実施例ではパルス１
１０がサンプリングされる垂直同期信号１０３の
前縁より前に始まり、次の切込みパルス１０４が
始まる前に終ることだけが必要である。パルス１
１０の持続時間はゴースト消去効果を最大にする
ためにはトランスバーサルフイルタ１０の遅延時
間に少なくとも等しくする必要がある。
ゴースト信号成分を含む同期信号を第３図ｃに
示す。等化パルス１０１の次に正のゴースト信号
１１１と負のゴースト信号１２１があり、同様に
等化パルス１０２の次に正のゴースト信号１１２
と負のゴースト信号１２２がある。垂直同期パル
スは垂直同期ゴースト信号により同様に歪ませら
れている。最初の垂直同期パルスのゲートパルス
期間t1〜t2中に生ずる部分は破線で囲まれてい
て、これがゲート１２から微分器１４に印加され
る信号になる。微分後主垂直同期パルスは前縁は
第３図ｄに示す微分パルス１３０として現われ、
ゴースト信号成分の前後縁は微分パルス１３２，
１３４として現われる。これらの微分パルスはサ
ンプル・アンド・ホールド回路とクリツピング制
限器１６に印加される。クリツピング制限器１６
は第３図ｅに示すクリツピング閾値レベル１４２
を有し、その出力に第３図ｆに示す基準パルス１
４０を生じる。パルス１４０はレジスタ２０内を
シフトされてゴーストパルス１３２，１３４を調
時関係でサンプリングし保持する。微分器１４は
パルス１３２，１３４の持続時間が充分短かくて
それぞれたゞ１つのサンプル・アンド・ホールド
回路でサンプリング保持されるように構成されて
いる。
示す。等化パルス１０１の次に正のゴースト信号
１１１と負のゴースト信号１２１があり、同様に
等化パルス１０２の次に正のゴースト信号１１２
と負のゴースト信号１２２がある。垂直同期パル
スは垂直同期ゴースト信号により同様に歪ませら
れている。最初の垂直同期パルスのゲートパルス
期間t1〜t2中に生ずる部分は破線で囲まれてい
て、これがゲート１２から微分器１４に印加され
る信号になる。微分後主垂直同期パルスは前縁は
第３図ｄに示す微分パルス１３０として現われ、
ゴースト信号成分の前後縁は微分パルス１３２，
１３４として現われる。これらの微分パルスはサ
ンプル・アンド・ホールド回路とクリツピング制
限器１６に印加される。クリツピング制限器１６
は第３図ｅに示すクリツピング閾値レベル１４２
を有し、その出力に第３図ｆに示す基準パルス１
４０を生じる。パルス１４０はレジスタ２０内を
シフトされてゴーストパルス１３２，１３４を調
時関係でサンプリングし保持する。微分器１４は
パルス１３２，１３４の持続時間が充分短かくて
それぞれたゞ１つのサンプル・アンド・ホールド
回路でサンプリング保持されるように構成されて
いる。
第１図のゴースト消去方式で消去し得るゴース
トの（主信号に対する）最大遅延時間はトランス
バーサルフイルタ１０の遅延時間で決まり、後者
の遅延時間はCCD遅延線の段数、クロツク周波
数fcおよび印加ビデオ信号の帯域幅で決まる。
NTSC方式における印加ビデオ信号の帯域幅は
4.2MHzであるから、ナイキストサンプリング理
論によればクロツク信号の周波数fcはビデオ信号
の最高周波数を回復するためには少なくとも
8.4MHzであることを要する。従つてクロツク信
号周波数fcとして10.7MHzが選ばれている。垂直
同期パルスの続時間は約27μ秒で、映像の水平線
の持続時間の1/2より僅かに短かい。10.7MHzの
クロツク周波数では主信号画像の水平線の約1/2
以内に生ずるゴーストを消去するに要するCCD
遅延線の素子数は290である。例えば水平線の1/2
に近いゴースト遅延のゴーストを消去するには
CCD遅延線に256個の素子を用いればよい。予想
されるゴースト画像の多くはこの遅延範囲内に生
ずるから、256個の素子で満足なゴースト消去が
行われることが判つている。このCCD素子数と
10.7MHzのクロツク周波数の組合せによつてテレ
ビ画像の水平解像度内でゴースト消去ができる。
トの（主信号に対する）最大遅延時間はトランス
バーサルフイルタ１０の遅延時間で決まり、後者
の遅延時間はCCD遅延線の段数、クロツク周波
数fcおよび印加ビデオ信号の帯域幅で決まる。
NTSC方式における印加ビデオ信号の帯域幅は
4.2MHzであるから、ナイキストサンプリング理
論によればクロツク信号の周波数fcはビデオ信号
の最高周波数を回復するためには少なくとも
8.4MHzであることを要する。従つてクロツク信
号周波数fcとして10.7MHzが選ばれている。垂直
同期パルスの続時間は約27μ秒で、映像の水平線
の持続時間の1/2より僅かに短かい。10.7MHzの
クロツク周波数では主信号画像の水平線の約1/2
以内に生ずるゴーストを消去するに要するCCD
遅延線の素子数は290である。例えば水平線の1/2
に近いゴースト遅延のゴーストを消去するには
CCD遅延線に256個の素子を用いればよい。予想
されるゴースト画像の多くはこの遅延範囲内に生
ずるから、256個の素子で満足なゴースト消去が
行われることが判つている。このCCD素子数と
10.7MHzのクロツク周波数の組合せによつてテレ
ビ画像の水平解像度内でゴースト消去ができる。
256素子を持つCCD遅延線をトランスバーサル
フイルタ１０に用いるときは、この特定実施例で
ｎが256になり、第１図の実施例の入力タツプ数、
重み付け機能回路数、サンプル・アンド・ホール
ド回路数およびシフトレジスタ２０の段数がそれ
ぞれ256になる。サンプル・アンド・ホールド回
路の値は各垂直ブランキング期間ごとに新しい垂
直同期信号がサンプリングされるとき更新され
る。これらのサンプルの値は積分され、積分器お
よび重み付け機能信号がその最終値に達したとき
無ゴースト出力信号中のゴースト信号成分は少な
くなる。ゴースト信号成分の振幅は所要のビデオ
信号のレベルより少なくとも36dB低ければ充分
と考えられる。
フイルタ１０に用いるときは、この特定実施例で
ｎが256になり、第１図の実施例の入力タツプ数、
重み付け機能回路数、サンプル・アンド・ホール
ド回路数およびシフトレジスタ２０の段数がそれ
ぞれ256になる。サンプル・アンド・ホールド回
路の値は各垂直ブランキング期間ごとに新しい垂
直同期信号がサンプリングされるとき更新され
る。これらのサンプルの値は積分され、積分器お
よび重み付け機能信号がその最終値に達したとき
無ゴースト出力信号中のゴースト信号成分は少な
くなる。ゴースト信号成分の振幅は所要のビデオ
信号のレベルより少なくとも36dB低ければ充分
と考えられる。
トランスバーサルフイルタの重み付き入力タツ
プによるゴースト信号の増大型消去の基礎となる
動作理論を第４図の波形を参照して説明する。こ
の理論例ではビデオ信号の帯域幅が４／Tfで、
トランスバーサルフイルタが周波数１／Tfでク
ロツキングされる等間隔の４個の素子およびタツ
プを持ち、そのタツプのループ利得が約１で、こ
のループ利得でこの系が安定している（発振しな
い）と仮定する。第４図ａの矩形波ビデオ信号２
００は与えられた持続時間4Tfを有し、そのゴー
スト２１０も同じ持続時間を持つが信号２００よ
り4Tf以上遅れている。この系の帯域幅に制限は
ないものとし、この理論系において各タツプ位置
に逐次現れる主信号とゴースト信号を第４図ｂ，
ｃ，ｄ，ｅに示す。
プによるゴースト信号の増大型消去の基礎となる
動作理論を第４図の波形を参照して説明する。こ
の理論例ではビデオ信号の帯域幅が４／Tfで、
トランスバーサルフイルタが周波数１／Tfでク
ロツキングされる等間隔の４個の素子およびタツ
プを持ち、そのタツプのループ利得が約１で、こ
のループ利得でこの系が安定している（発振しな
い）と仮定する。第４図ａの矩形波ビデオ信号２
００は与えられた持続時間4Tfを有し、そのゴー
スト２１０も同じ持続時間を持つが信号２００よ
り4Tf以上遅れている。この系の帯域幅に制限は
ないものとし、この理論系において各タツプ位置
に逐次現れる主信号とゴースト信号を第４図ｂ，
ｃ，ｄ，ｅに示す。
第４図ｂではゴースト信号２１２で示すように
第１タツプがゴースト信号の持続時間を３倍時間
3Tfまで減ずる効果を持つことが判る。この信号
はさらに第２の遅延線素子に移され、ここでは第
４図ｃのゴースト２１４で示すように第２タツプ
がゴースト信号の持続時間を２倍時間2Tfに減じ
る。この信号は第３の遅延線素子に移され、ここ
で第４図ｄのゴースト２１６で示すように第３タ
ツプがゴースト信号の持続時間を１倍時間Tfに
減じる。最後に第４の遅延素子においてこの信号
は第４図ｅに示すように第４タツプにより完全に
ゴースト消去されることが判る。
第１タツプがゴースト信号の持続時間を３倍時間
3Tfまで減ずる効果を持つことが判る。この信号
はさらに第２の遅延線素子に移され、ここでは第
４図ｃのゴースト２１４で示すように第２タツプ
がゴースト信号の持続時間を２倍時間2Tfに減じ
る。この信号は第３の遅延線素子に移され、ここ
で第４図ｄのゴースト２１６で示すように第３タ
ツプがゴースト信号の持続時間を１倍時間Tfに
減じる。最後に第４の遅延素子においてこの信号
は第４図ｅに示すように第４タツプにより完全に
ゴースト消去されることが判る。
この例はこの発明の原理の実行の理論的説明で
あることに注意すべきで、この発明の実際の実施
例ではゴースト消去を行うのは全重み付きタツプ
機能の和であり、どのタツプ位置のゴースト信号
の実際の形も上述の理論例から精確に予知するこ
とはできない。ゴースト信号はトランスバーサル
フイルタの伝達関数を変えることにより動的に減
じられる。
あることに注意すべきで、この発明の実際の実施
例ではゴースト消去を行うのは全重み付きタツプ
機能の和であり、どのタツプ位置のゴースト信号
の実際の形も上述の理論例から精確に予知するこ
とはできない。ゴースト信号はトランスバーサル
フイルタの伝達関数を変えることにより動的に減
じられる。
第１図のゴースト消去方式の他の実施例を第２
図に示す。同様の成分には同じ引用数字が与えら
れている。第２図においてゲート４２と微分器４
４はそれぞれゲート１２と微分器１４と同様に動
作し、微分器４４は第３図ｃのビデオ信号に応じ
て第３図ｇに示す微分パルス１６０，１６２，１
６４を生ずる。これらの微分パルスはそれぞれ第
３図ｅのパルス１３０，１３２，１３４に対応す
る。この微分パルスは閾値レベル１８０，１８２
を持つ対称制限器４６に印加され、その出力に第
３図ｈに示すようにその制限閾値レベルに振幅を
制限されたパルス１７０，１７２，１７４として
現れる。この微分制限パルスは微分器１４の出力
におけるその対応部からトランスバースフイルタ
の遅延時間だけ進んでいるから、次に遅延線４８
により遅らされてパルス１７０，１７２，１７４
がパルス１３０，１３２，１３４と時間的に一致
するようになる。パルス１７０，１７２，１７４
は比較器５０によりその対応パルス１３０，１３
２，１３４から差引かれてサンプル・アンド・ホ
ールド回路に印加される。従つてサンプル・アン
ド・ホールド回路に印加されたパルスはパルス１
３０，１３２，１３４と同じ振幅関係にあるが、
パルス１７０，１７２，１７４だけ等しく振幅を
減じられている。この振幅引下げの効果はその系
の信号対雑音特性の改善で、これは系の雑音レベ
ルに近付いた信号がサンプル・アンド・ホールド
回路に印加されるパルスから差引かれるためであ
る。第２図の実施例の平衡も第１図のゴースト消
去方式と同様にして得られる。
図に示す。同様の成分には同じ引用数字が与えら
れている。第２図においてゲート４２と微分器４
４はそれぞれゲート１２と微分器１４と同様に動
作し、微分器４４は第３図ｃのビデオ信号に応じ
て第３図ｇに示す微分パルス１６０，１６２，１
６４を生ずる。これらの微分パルスはそれぞれ第
３図ｅのパルス１３０，１３２，１３４に対応す
る。この微分パルスは閾値レベル１８０，１８２
を持つ対称制限器４６に印加され、その出力に第
３図ｈに示すようにその制限閾値レベルに振幅を
制限されたパルス１７０，１７２，１７４として
現れる。この微分制限パルスは微分器１４の出力
におけるその対応部からトランスバースフイルタ
の遅延時間だけ進んでいるから、次に遅延線４８
により遅らされてパルス１７０，１７２，１７４
がパルス１３０，１３２，１３４と時間的に一致
するようになる。パルス１７０，１７２，１７４
は比較器５０によりその対応パルス１３０，１３
２，１３４から差引かれてサンプル・アンド・ホ
ールド回路に印加される。従つてサンプル・アン
ド・ホールド回路に印加されたパルスはパルス１
３０，１３２，１３４と同じ振幅関係にあるが、
パルス１７０，１７２，１７４だけ等しく振幅を
減じられている。この振幅引下げの効果はその系
の信号対雑音特性の改善で、これは系の雑音レベ
ルに近付いた信号がサンプル・アンド・ホールド
回路に印加されるパルスから差引かれるためであ
る。第２図の実施例の平衡も第１図のゴースト消
去方式と同様にして得られる。
前述のように第１図および第２図のトランスバ
ーサルフイルタは1977年第５回国際CCD会議議
事録第222頁以降の論文「デジタル制御電気的プ
ログラミング式CCDトランスバーサルフイルタ
LSI（Digitally―Controlled And Electrically―
Programmable CCD Transversal Filter
LSI）」および米国特許第4158209号明細書記載の
ようなCCD装置で構成することができる。CCD
遅延線の代表的入力タツプを上記米国特許第
4158209号では第１図のゲートG2で示し、上記議
事録では第227頁第３図の制御ゲートで示してい
る。
ーサルフイルタは1977年第５回国際CCD会議議
事録第222頁以降の論文「デジタル制御電気的プ
ログラミング式CCDトランスバーサルフイルタ
LSI（Digitally―Controlled And Electrically―
Programmable CCD Transversal Filter
LSI）」および米国特許第4158209号明細書記載の
ようなCCD装置で構成することができる。CCD
遅延線の代表的入力タツプを上記米国特許第
4158209号では第１図のゲートG2で示し、上記議
事録では第227頁第３図の制御ゲートで示してい
る。
第１図はこの発明の原理により構成されたゴー
スト消去方式のブロツク図、第２図はこの発明の
原理により構成された他の実施例のブロツク図、
第３図は第１図および第２図のゴースト消去方式
の動作を説明する波形図、第４図はこの発明のゴ
ースト消去方式の動作理論の説明に用いる波形図
である。 １０……トランスバーサルフイルタ、T1〜To
……入力タツプ、W1〜Wo……重み付け信号生成
手段、｛１６……クリツピング制限器、２０……
シフトレジスタ、Ｓ／H1〜Ｓ／Ho……サンプ
ル・アンド・ホールド回路、INT1〜INTo……積
分器｝重み付け制御回路。
スト消去方式のブロツク図、第２図はこの発明の
原理により構成された他の実施例のブロツク図、
第３図は第１図および第２図のゴースト消去方式
の動作を説明する波形図、第４図はこの発明のゴ
ースト消去方式の動作理論の説明に用いる波形図
である。 １０……トランスバーサルフイルタ、T1〜To
……入力タツプ、W1〜Wo……重み付け信号生成
手段、｛１６……クリツピング制限器、２０……
シフトレジスタ、Ｓ／H1〜Ｓ／Ho……サンプ
ル・アンド・ホールド回路、INT1〜INTo……積
分器｝重み付け制御回路。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 検波されたビデオ信号からゴースト信号を除
去するためのテレビジヨン信号ゴースト消去器で
あつて、 上記ビデオ信号用の入力端子と、この入力端子
と出力端子との間に直列に結合された複数個の信
号転送段と、該信号転送段の各々に結合された複
数個の入力タツプとからなる反復接続されたトラ
ンスバーサルフイルタと、 上記入力タツプのそれぞれに接続された重み付
け回路と、 上記フイルタの出力信号から引出された信号に
よつて上記重み付け回路を制御する重み付け制御
回路とを具備し、 上記フイルタの反復接続において、その出力端
子は上記重み付け回路の入力に結合されていて上
記フイルタの出力信号が入力信号として上記重み
付け回路に供給され、上記重み付け制御回路は、
上記フイルタの出力信号から得られその出力信号
中の各ゴースト成分の振幅に対応する振幅を持つ
た各信号を上記重み付け回路に対する重み付け制
御信号として発生することを特徴とする、テレビ
ジヨン信号ゴースト消去器。
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US06/147,629 US4314277A (en) | 1980-05-07 | 1980-05-07 | Input-weighted transversal filter TV ghost eliminator |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS574614A JPS574614A (en) | 1982-01-11 |
| JPH0223049B2 true JPH0223049B2 (ja) | 1990-05-22 |
Family
ID=22522287
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6755781A Granted JPS574614A (en) | 1980-05-07 | 1981-05-01 | Television signal ghost eraser |
Country Status (10)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4314277A (ja) |
| JP (1) | JPS574614A (ja) |
| AT (1) | AT383239B (ja) |
| AU (1) | AU533476B2 (ja) |
| DE (1) | DE3118108A1 (ja) |
| ES (1) | ES501795A0 (ja) |
| FI (1) | FI75460C (ja) |
| FR (1) | FR2482395B1 (ja) |
| GB (1) | GB2075801B (ja) |
| IT (1) | IT1139090B (ja) |
Families Citing this family (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4458269A (en) * | 1980-05-07 | 1984-07-03 | Rca Corporation | Sampling arrangement for a television ghost signal cancellation system |
| US4395729A (en) * | 1981-08-31 | 1983-07-26 | Rca Corporation | Digital video signal processing filters with signal-to-noise enhancement |
| US4393397A (en) * | 1981-10-05 | 1983-07-12 | Rca Corporation | Television ghost signal detector with color burst phase delay control |
| US4564862A (en) * | 1982-08-09 | 1986-01-14 | Edwin Cohen | Ghost signal elimination circuit |
| US4542475A (en) * | 1982-11-23 | 1985-09-17 | Rca Corporation | Sampled data filter system as for a digital TV |
| US4542408A (en) * | 1983-08-31 | 1985-09-17 | Rca Corporation | Digital deghosting system |
| US4727424A (en) * | 1986-10-16 | 1988-02-23 | Rca Corporation | Sampled data filtering system, including a crossbar switch matrix, as for a ghost cancellation system |
| US5237415A (en) * | 1989-04-27 | 1993-08-17 | Victor Company Of Japan, Ltd. | Ghost canceler with adaptive transversal filter |
| US5532820A (en) * | 1990-08-17 | 1996-07-02 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Digital modulators for use with sub-nyquist sampling of raster-scanned samples of image intensity |
| US5117291A (en) * | 1990-11-30 | 1992-05-26 | At&T Bell Laboratories | Technique for adjusting signal dispersion cancellation apparatus in communications systems |
| JPH04266210A (ja) * | 1991-02-21 | 1992-09-22 | Toshiba Corp | 入力加重型トランスバーサルフィルタ |
| US5630208A (en) * | 1994-07-19 | 1997-05-13 | Trimble Navigation Limited | Adaptive multipath equalization |
| CA2398057C (en) * | 2001-08-15 | 2011-07-19 | Raytheon Company | Combining signal images in accordance with signal-to-noise ratios |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS54149549A (en) * | 1978-05-17 | 1979-11-22 | Toshiba Corp | Automatic equalizer |
| JPS54149547A (en) * | 1978-05-17 | 1979-11-22 | Toshiba Corp | Transversal filter |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3414819A (en) * | 1965-08-27 | 1968-12-03 | Bell Telephone Labor Inc | Digital adaptive equalizer system |
| GB1429802A (en) * | 1972-03-16 | 1976-03-31 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Ghost signal cancellation system |
| US4044381A (en) * | 1974-06-03 | 1977-08-23 | Hitachi, Ltd. | Automatic waveform equalizing system for television receiver |
| US4127874A (en) * | 1976-05-27 | 1978-11-28 | Tokyo Shibaura Electric Co., Ltd. | Apparatus for removing ghost signals from received video signals |
| JPS52147941A (en) * | 1976-06-03 | 1977-12-08 | Toshiba Corp | Electric charge transfer type analog signal memory system |
| US4091418A (en) * | 1977-03-02 | 1978-05-23 | Zenith Radio Corporation | Automatic channel equalization with time base expansion |
| US4158209A (en) * | 1977-08-02 | 1979-06-12 | Rca Corporation | CCD comb filters |
| JPS54109720A (en) * | 1978-02-16 | 1979-08-28 | Toshiba Corp | Ghost signal erasing device |
-
1980
- 1980-05-07 US US06/147,629 patent/US4314277A/en not_active Expired - Lifetime
-
1981
- 1981-04-29 IT IT21440/81A patent/IT1139090B/it active
- 1981-04-30 ES ES501795A patent/ES501795A0/es active Granted
- 1981-04-30 FI FI811358A patent/FI75460C/fi not_active IP Right Cessation
- 1981-04-30 AU AU70037/81A patent/AU533476B2/en not_active Ceased
- 1981-05-01 JP JP6755781A patent/JPS574614A/ja active Granted
- 1981-05-06 GB GB8113833A patent/GB2075801B/en not_active Expired
- 1981-05-06 FR FR8109018A patent/FR2482395B1/fr not_active Expired
- 1981-05-07 AT AT0203481A patent/AT383239B/de not_active IP Right Cessation
- 1981-05-07 DE DE19813118108 patent/DE3118108A1/de active Granted
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS54149549A (en) * | 1978-05-17 | 1979-11-22 | Toshiba Corp | Automatic equalizer |
| JPS54149547A (en) * | 1978-05-17 | 1979-11-22 | Toshiba Corp | Transversal filter |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| IT1139090B (it) | 1986-09-17 |
| ES8206131A1 (es) | 1982-06-16 |
| ATA203481A (de) | 1986-10-15 |
| JPS574614A (en) | 1982-01-11 |
| US4314277A (en) | 1982-02-02 |
| ES501795A0 (es) | 1982-06-16 |
| GB2075801B (en) | 1984-03-07 |
| AU7003781A (en) | 1981-11-12 |
| AU533476B2 (en) | 1983-11-24 |
| FI75460B (fi) | 1988-02-29 |
| FI75460C (fi) | 1988-06-09 |
| GB2075801A (en) | 1981-11-18 |
| FI811358L (fi) | 1981-11-08 |
| DE3118108A1 (de) | 1982-02-25 |
| FR2482395A1 (fr) | 1981-11-13 |
| AT383239B (de) | 1987-06-10 |
| IT8121440A0 (it) | 1981-04-29 |
| FR2482395B1 (fr) | 1985-09-13 |
| DE3118108C2 (ja) | 1989-06-29 |
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