JP2695541B2 - テレビジョン信号処理装置および方法 - Google Patents

テレビジョン信号処理装置および方法

Info

Publication number
JP2695541B2
JP2695541B2 JP3166119A JP16611991A JP2695541B2 JP 2695541 B2 JP2695541 B2 JP 2695541B2 JP 3166119 A JP3166119 A JP 3166119A JP 16611991 A JP16611991 A JP 16611991A JP 2695541 B2 JP2695541 B2 JP 2695541B2
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
equalizer
signal
television signal
ghost
line
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
JP3166119A
Other languages
English (en)
Other versions
JPH0723255A (ja
Inventor
アヤノグル エンダー
バー−デビッド イスラエル
ディ ギトリン リチャード
アイ チー−リン
エイチ ウィンターズ ジャック
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
AT&T Corp
Original Assignee
AT&T Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by AT&T Corp filed Critical AT&T Corp
Publication of JPH0723255A publication Critical patent/JPH0723255A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP2695541B2 publication Critical patent/JP2695541B2/ja
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Fee Related legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
    • H04N5/00—Details of television systems
    • H04N5/14—Picture signal circuitry for video frequency region
    • H04N5/21—Circuitry for suppressing or minimising disturbance, e.g. moiré or halo
    • H04N5/211—Ghost signal cancellation

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Multimedia (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Picture Signal Circuits (AREA)
  • Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、一般的には、テレビジ
ョン信号の処理に関し、特に、アナログテレビジョン信
号のゴーストの除去に関する。
【０００２】
【従来の技術】多重路（マルチパス）伝搬は、テレビジ
ョン伝送における画像の質の劣化の重要な源である。受
信したテレビ画像のゴーストは、ＮＴＳＣ信号にとって
の重大な問題となる。ゴーストは、十分な画質の改善を
実現するためにゴーストを除去しなければならないＩＤ
ＴＶ、ＥＤＴＶおよびＨＤＴＶ（高精細度ＴＶ）のよう
なテレビジョン放送および受信の新しいモードにとって
さらに重要な問題となろう。
【０００３】ＴＶ画像におけるゴーストの除去について
は数多くの技術が研究されてきた。優れた報告は、W. C
iciora, et al.: "A Tutorial on Ghost Cancellation
in Television Systems", IEEE Trans. on Consumer Er
ectronics, Vol.CE-25（１９７９年２月）第９〜４４ペ
ージ、に記載されている。
【０００４】例えば、ゴースト除去回路は、"1989 Nati
onal Association of BroadcastersGuide to Advanced
Television Systems"（米国ワシントンＤＣ）第５４ペ
ージに開示されているように、主信号レベル以下の６ｄ
Ｂまでゴーストについての２０ｄＢから３０ｄＢまでの
ゴースト抑圧を達成することができるＥＤＴＶ用のもの
が（日本で）市販されている。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】しかし、以前報告され
たすべての技術は、アナログ信号で適切に抑圧できるゴ
ーストの大きさまたは種類の点で制限される。特に、チ
ャネルスペクトルにヌルが存在する場合に、これらの技
術すべては役立たなくなる。特に、ヌルがあると、有限
インパルス応答（ＦＩＲ）等化器はゴーストを十分に抑
圧することはできず、一方、無限インパルス応答（ＩＩ
Ｒ）等化器は、画像の雑音を非常に高めてしまう。
【０００６】このようなヌルは、（例えば、大部分の建
造物のような非吸収反射物の場合）所望信号と同一の大
きさを持つ単一のゴースト（反射波）の場合に生じる。
ヌルは、この多重ゴーストが所望信号よりも弱い時でも
この多重ゴーストで発生することもある。従って、チャ
ネルスペクトルのヌル（すなわち、ｚ領域において単位
円に近づく零点）は、多くのＴＶ受像機に関する問題で
ある。
【０００７】不幸にして、ゴーストのある画像からチャ
ネルの零点の場所を特定のＴＶユーザが判別することは
困難であるので、ユーザは、適切なフィルタを得ること
ができない。従って、現状技術は、多くの場合にゴース
トの適切な抑圧をできないばかりでなく、ゴースト除去
装置が適切に働くか否かを判別するためにゴースト除去
装置を購入したユーザが家庭で試験する必要が生じる場
合もある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、受信ア
ナログＴＶ信号の「活動(active)」部分に対し独立に一
線ごとのＦＩＲまたはＩＩＲの等化を行い、かくして、
このテレビジョン信号が、未知のアナログ信号のない、
すなわち、唯一の決定性信号をもつ「非活動(inactiv
e)」期間（すなわち、ラインどうしの間の水平フライバ
ック期間）を有するという事実を利用することによって
上記の場合のすべてにおける受信アナログＴＶ信号でゴ
ーストは除去される。
【０００９】好適な実施例では、一線ごとの処理は、等
化器を周期的にクレンジング（等化器におけるすべての
サンプルを０に）することによって実施される。この一
線ごとの処理により有限長ＦＩＲ等化器のゴースト抑圧
問題が除去される。それは、ゴーストが、その線の外側
へシフトすることができ、従って、ＩＩＲ等化器に対す
る雑音増幅が減少されるからである。
【００１０】かくして、アナログ信号のない期間（例え
ば、ＮＴＳＣ信号の場合の水平フライバック区間）より
もゴーストの遅延が少ない限り、スペクトルの零点の場
合でさえ、一線ごとの処理により従来のＦＩＲ等化器お
よびＩＩＲ等化器の限界が克服されてゴーストを４０ｄ
Ｂないし５０ｄＢ抑圧することが可能となる。ＩＩＲ等
化器は、ディジタル集積回路に構成してもよいし、ある
いはまた、ＦＩＲ等化器を使用することもできる。この
後者の場合、さらに多くの（さらに複雑な）チップが必
要となるかもしれないが、ＦＩＲの構成は、ＩＩＲ等化
器よりもさらに迅速にゴーストのあるチャネルを獲得し
てこれに対応することができる。
【００１１】本発明は、ＩＤＴＶまたはＥＤＴＶの場
合、１１．２μｓｅｃ（ＮＴＳＣの場合の水平フライバ
ック区間）（または、ＨＤＴＶにおける非決定性信号の
無い区間）までの遅れを持つどんなゴーストをも除去す
ることができる。より大きな遅延を持つゴーストの場
合、従来のＩＩＲ等化器またはＦＩＲ等化器は、小さな
ゴーストを除去するための前置プロセッサとして使用す
ることができ、そして、適応アンテナは大きなゴースト
の除去に使用することができる。現在のＮＴＳＣ信号に
ついては、本発明は、主信号よりもすべてのゴーストを
２０ｄＢないし３０ｄＢ抑圧することができる（ＩＤＴ
Ｖ）。
【００１２】（一部のＥＤＴＶ提案の場合のように）Ｎ
ＴＳＣで伝送されるよりよい基準信号では、すべてのゴ
ーストを４０ｄＢないし５０ｄＢに抑圧することが可能
である。ＨＤＴＶの場合、本発明は、ＨＤＴＶ（すなわ
ち、ハイブリットアナログ／ディジタル）信号のアナロ
グ部分において、または、誤り率が高すぎるためにディ
ジタル信号の従来の等化技術（例えば、判定帰還等化
（ＤＦＥ））が効果的でない多レベルディジタル信号に
おいてゴーストを４０ｄＢないし５０ｄＢに抑圧するた
めに使用することができる。
【００１３】これらのＨＤＴＶシステムでは、一線ごと
の処理によるどのような大きさのゴーストの抑圧に関す
る最大の遅延も、各線間の非決定性信号のない区間の長
さに依存する。この区間はＨＤＴＶシステムのアナログ
信号におけるゴースト問題を完全に除去するために増大
することができる。本発明は、以下の詳細な説明を考慮
することにより、さらによく理解される。
【００１４】
【実施例】一線ごとの処理を用いて本発明が如何にゴー
ストを除去するかを説明する前に、連続時間アナログ信
号の場合のゴースト減少技術の基本的な限界をまず考慮
することが有益である。（ＮＴＳＣとの整合が要求され
る）米国においてＮＴＳＣ信号について（すなわち、Ｉ
ＤＴＶおよびＥＤＴＶについて）およびＨＤＴＶについ
て、チャネルの帯域幅は６ＭＨｚであるが、アナログビ
デオ信号は約４．１５ＭＨｚのみを占有する。アナログ
ＮＴＳＣ信号は、残留側波帯（ＶＳＢ）変調信号であ
る。
【００１５】多重路伝搬について、ケーブルと空中の場
合の２種類の伝送を考える。ケーブルにおける多重路伝
搬は、ケーブルにおけるコネクタ、不連続部分等からの
反射により生ずる。これらの反射の場合、受信される最
初の信号は最も強く、次に弱い信号（ゴースト）が続
く。これらのゴーストは、ポストカーソルゴーストと呼
ばれて、通常は、ＦＩＲ等化のような従来の簡単なゴー
スト除去技術により除去することができる。空中伝送で
は、ゴーストは、建造物、樹木、山等からの反射により
生じる。
【００１６】送信アンテナと受信アンテナとの間に見通
し線が存在する場合、ポストカーソルゴーストのみが存
在するが、これらのゴーストは主信号の信号レベルに近
い信号レベルを有する可能性がある。このような見通し
線が存在しない場合、最強の信号が、減衰された直接信
号の後に到着する可能性がある。これらのゴーストは、
プリカーソルゴーストと呼ばれる。ポストカーソルゴー
ストも存在する可能性がある。
【００１８】一般的に、ゴーストは、目立たないように
するために、主信号よりも４０ｄＢないし５０ｄＢ低く
なるように抑圧しなければならず、雑音は、不規則であ
るので、目立つ前に主信号よりも１０ｄＢ高くなること
がある。ゴーストと主信号との間の遅延は、経路長の差
によって次式のように与えられる。
【数１】
【００１９】ここで、ｌは、２つの信号の間の経路長の
差であり、ｃは光の速度（３×１０8ｍ／ｓｅｃ）であ
る。例えば、１１．２μｓｅｃの遅延は、３．３ｋｍの
経路長の差、すなわち、少なくとも１．６ｋｍ離れた物
体からの反射に相当する。ＮＴＳＣ信号の場合、この信
号は、１／３０ｓｅｃごとに１フレームで、フレーム当
たり５２５本のラインで送られる。ラインの継続時間
は、６３．５μｓｅｃであり、水平フライバック区間は
１１．２μｓｅｃである。
【００２０】この１１．２μｓｅｃの区間中に、アナロ
グ信号は、送信されない、すなわち、決定性信号のみが
存在する。これは、本発明の実施に都合よく使用され
る。また、１フレーム当たり２回（１フィールドあたり
１回）発生する１．２７ｍｓｅｃの垂直消去期間中に
は、アナログ信号は、送信されない。
【００２１】多重路伝搬の場合、チャネルインパルス応
答ｈ（ｔ）は、一般的には、時間の連続関数である。し
かし、何等かのしきい値以上のゴーストを発生する反射
物体に興味があるだけの場合、Ｉ個の離散反射器の和と
してチャネルを次のようにモデル化することができよ
う。
【数２】 ここで、ａiとτiは、反射物の振幅と遅延であり、δ
（ｔ）は、ディラックのデルタ関数である。
【００２２】反射物は、通常、モデルの精度を制限す
る、山および建造物のような分布反射物である。しか
し、信号の帯域が制限されるので、次の離散的なチャネ
ルモデルを常に使用することができる、
【数３】 ここで、サンプルは、ナイキスト速度Ｔ＝１／２ｆsで
取られる。そして、ｆsは信号の帯域幅である。不幸に
して、唯一の反射物の場合でも、アナログ信号を有する
ので、正確な離散的なチャネルモデルは多くのサンプル
Ｊを必要とする可能性がある。次に、連続アナログ信号
のゴースト抑圧に対する基本的な限界を考慮する。
【００２３】受信器でのゴーストの抑圧は、チャネルの
逆である伝達関数を持つ等化器を介して受信信号を送る
ことによって達成することができる。数３によりモデル
化されたチャネルの正確な反転は、無限インパルス応答
（ＩＩＲ）等化器により得ることができ、一方、適切な
チャネル反転は、有限インパルス応答（ＦＩＲ）等化器
により達成することができる。以下に、これら２つの等
化器の構造の基本的限界および利点を説明する。
【００２４】タップ重み、すなわち、タップ係数ｃ
i（ｉ＝０，...，Ｋ−１）を持つＫ個のタップを備えた
タップ付き遅延線（ＦＩＲ）等化器からなるＦＩＲ等化
器を考える。入力信号は、Ｋ−１個の直列接続の遅延要
素の最初の遅延要素に加えられる。これらの遅延要素は
それぞれ、Ｋ−１個の対応する乗算器の第１の入力に、
および、直接的に乗算器に、処理される信号の遅延サン
プルを提供する。Ｋ個の乗算器はそれぞれ、第２の入力
としてタップ重みすなわちタップ係数ｃiを受信する。
【００２５】乗算器の出力は加算器で組み合わされてフ
ィルタ出力を形成する。タップどうしの間の遅れは、Ｔ
＝１／２ｆsであるが、Ｔ＜１／２ｆsも使用することが
できる。まず、一定の入力される所望される信号対所望
されない信号（すなわち、主信号対ゴースト信号）のパ
ワー比（Ｄ／Ｕ）in、遅延τ、および出力される望まし
い信号対望ましくない信号パワー比（Ｄ／Ｕ）outで、
単一のゴーストを抑圧するために必要なタップ数を考慮
する。
【００２６】この場合、チャネルインパルス応答を次の
ごとく表す。
【数４】 ゴーストの遅延がタップ遅延の既知の整数倍の簡単な場
合すなわちτ＝ｋＴの場合を考慮する。
【００２７】このゴーストを相殺するために、タップ付
き遅延線は、チャネルの反転を試みる。数４から、チャ
ネルの周波数応答の逆は、次の時間応答（すなわち、ｈ
-1（ｔ）は、チャネル反転周波数応答の逆フーリエ変換
である）を有している。
【００２８】
【数５】 ここで、「ｆｏｕｒｉｅｒ」はフーリエ変換を示す。数
５の（６）での無限級数を有限項で打ち切ると、次が得
られる。
【数６】 すなわち、ＦＩＲ等化器用のタップ重みは、
【数７】 となる。ここで、等化器のタップの総数は、Ｋ＝ｋ（Ｍ
−１）＋１である。出力パルス（等化器とチャネルの畳
込み）応答は、
【数８】 ここでアスタリスク「＊」は、畳込みを示す。
【００２９】従って、等化の後、ゴーストは、ｔ＝Ｍｋ
Ｔで（Ｄ／Ｕ）out＝（Ｄ／Ｕ）in Mであり、これは、Ｍ
＝ｌｏｇ（Ｄ／Ｕ）out／ｌｏｇ（Ｄ／Ｕ）inを意味す
る。換言すれば、単一ゴーストを抑圧するためにはｋＴ
ずつ離れたｌｏｇ（Ｄ／Ｕ）out／ｌｏｇ（Ｄ／Ｕ）in
個の非零タップが必要とされる。
【００３０】例えば、もしも（Ｄ／Ｕ）in＝５ｄＢの場
合、１０個のタップが（Ｄ／Ｕ）out＝５０ｄＢのため
に必要とされる。かくして、ＴからｋＴまでの任意の倍
数の未知の遅延を持つどのような単一ゴーストをも抑圧
するためには、ｋ［｛ｌｏｇ（Ｄ／Ｕ）out／ｌｏｇ
（Ｄ／Ｕ）in｝−１］＋１個のタップが必要とされる。
（しかし、単一のゴーストの場合、Ｍ個のタップのみが
活動であり、すなわち、非零の重みを有する）。
【００３１】例えば、（Ｄ／Ｕ）in ＜５ｄＢで、τ＜
１１．２μｓｅｃのどの単一ゴーストをも（Ｄ／Ｕ）
out＞５０ｄＢに抑圧するためには、（ｆs＝６ＭＨｚ、
Ｔ＝８３．３ｎｓｅｃで）１２１２個のタップが必要で
ある。しかし、ゴーストは、Ｔの整数倍である遅れを常
に有しているとは限らないかも知れない。本発明者によ
る解析によれば、τ≠ｋＴの場合、Ｎ個までの追加のタ
ップがｋＴでゴーストについて必要とされる各タップの
付近で必要となるかもしれないということが示された。
【００３２】ここで、Ｎは次のような数である。
【数９】 かくして、（Ｄ／Ｕ）out＝５０ｄＢ、Ｎ＜７、そし
て、（Ｄ／Ｕ）in＝５ｄＢの単一のゴーストを除去する
ために、７×１０＝７０個の（活動）タップが必要にな
ろう。かくして、全部で１２１２個のタップは、１８個
のゴーストのみで使用されなければならないであろう。
【００３３】しかし、注意すべき主要な点は、与えられ
た（Ｄ／Ｕ）outにまでゴーストを抑圧するために、必
要数のタップ（ＦＩＲ等化器の長さ）が、単一ゴースト
のレベルとともに成長するということである。（Ｄ／
Ｕ）out＝５０ｄＢで、τ＝１１．２μｓｅｃの場合、
２１６８個のタップが、（Ｄ／Ｕ）in＝３ｄＢの場合に
必要とされ、６５９６個のタップが（Ｄ／Ｕ）in＝１ｄ
Ｂの場合に必要とされ、そして、タップの数は、ゴース
トのレベルが、所望の信号レベルに近づくに従って無限
大に近づく。
【００３４】あるいはまた、（一定の実施の場合に存在
する）一定数のタップの場合、ゴーストの抑圧は、ゴー
ストのレベル（すなわち、（Ｄ／Ｕ）out＝（Ｄ／Ｕ）
in M）とともに減少する。例えば、１２１２個のタップ
の場合、（Ｄ／Ｕ）out＝３０ｄＢで（Ｄ／Ｕ）in＝３
ｄＢ、および、（Ｄ／Ｕ）out＝１０ｄＢで（Ｄ／Ｕ）
in＝１ｄＢとなり、そして、抑圧レベルは、ゴーストの
レベルが所望信号レベルに近づくに従って０に近づく。
【００３５】最後に、多重ゴーストの場合を考える。こ
こで、ｚｅｔはｚ変換を示し、そして、ｈk＝ｈ（ｋ
Ｔ）の場合に、Ｈ（ｚ）＝ｚｅｔ｛ｈk｝の零点が単位
円に近づくに従って、ＦＩＲ等化器は、増大するタップ
数を必要とする。多重ゴーストの場合、D. J. Harasty
and A. V. Oppenheim: "Television Signal Deghosting
by Noncausal Recursive Filtering", Proc. of the 1
988 International Conference on Acoustic, Speech a
nd Signal Processing（米国ニューヨーク州ニューヨー
クシティ、１９８８年４月１１〜１４日）の第１７７８
〜１７８１ページに示されているように、Σａiが所望
の信号レベルに近づく（または所望の信号レベルを越え
る）場合（ａiは数２からのゴーストの振幅である）、
Ｈ（ｚ）の零点は、単位円に近づくことがあることが示
された。かくして、個々のゴーストが、所望の信号パワ
ーより数ｄＢ下のパワーを有するとしても、一定長さの
ＦＩＲ等化器は、ゴーストを十分に抑圧することができ
ないであろう。
【００３６】次に、無限インパルス応答（ＩＩＲ）等化
器に関する状況について説明する。タップ重みがｄ
i（ｉ＝１，...，Ｋ）であるＫ個のタップを持つ帰還タ
ップ付き遅延線を有するＩＩＲ等化器を考える。この遅
延線は、Ｋ個の直列接続の遅延要素よりなり、その最初
の遅延要素は、その入力を等化器出力から受信する。各
遅延線の出力は、第１の入力をｋ個の対応する乗算器の
１つに供給する。この乗算器はそれぞれ、第２の入力と
して係数ｄiを受信する。
【００３７】乗算器の出力は、互いに、かつ、入力信号
と加算器で組み合わされ、この加算器の出力は、等化器
出力である。タップ間の遅延は、前述のように、Ｔ＝１
／２ｆsである。また、数４のチャネルインパルス応答
を持つ単一のゴーストを考える。τ＝ｋＴの遅延を持つ
どのような大きさの単一のゴーストについても、等化器
によるチャネル反転には、（Ｄ／Ｕ）inと（Ｄ／Ｕ）
outとは独立に１個のタップだけが必要である。特に、
数５の（６）から、次式のようになる。
【数１０】 すなわち、ＩＩＲ等化器のタップ重みまたはタップ係数
は、次式のようになる。
【数１１】 なお、（Ｄ／Ｕ）out＝∞、すなわち、ゴーストは完全
に除去される。
【００３８】ＦＩＲ等化器の場合のように、τ≠ｋＴの
場合、１個のゴーストあたりに必要とされるタップ数
は、数９により与えられる。すなわち、７個までのタッ
プが単一のゴーストを（Ｄ／Ｕ）out＝５０ｄＢまで抑
圧するために必要となろう。ＩＩＲ等化器で、一定の
（Ｄ／Ｕ）outの場合のタップの必要数は、ＦＩＲ等化
器の場合のようにゴーストとともには増加しない。
【００３９】特に、Ｋ個タップ付ＩＩＲ等化器は、
（（Ｄ／Ｕ）out≧１で、τ＞０の場合、すなわち、よ
り弱いポストカーソルゴーストの場合）どのようなゴー
ストをも一定の（Ｄ／Ｕ）outに常に抑圧することがで
きる。この場合、τ＜（Ｋ−（Ｄ／Ｕ）out 1/6）Ｔで、
τ≠ｋＴの場合に（Ｄ／Ｕ）out 1/6個までのタップが必
要とされるので、（Ｄ／Ｕ）out 1/6Ｔが引き算される。
例えば、１１．２μｓｅｃ内にどのゴーストをも抑圧す
るためには、１４２個のタップがあればよい。しかし、
ＩＩＲ等化器は、ＦＩＲ等化器とは異なり、一定数のタ
ップでゴーストを常に十分に抑圧することができるとい
う利点を有してはいるが、ＩＩＲ等化器は、以下に説明
するように、より大きなノイズ増幅（雑音増幅）と安定
性の問題の欠点を有している。
【００４０】等化器の雑音増幅とは、出力雑音パワーＮ
outに対する入力雑音パワーＮinの比である。ＦＩＲフ
ィルタの場合、タップ重みがｃi（ｉ＝０，...，Ｍ−
１）で、チャネル出力に加えられる独立の雑音サンプル
を仮定すると、次式が成り立つ。
【数１２】
【００４１】ＩＩＲフィルタの場合、雑音増幅は帰還タ
ップ重みのさらに複雑な関数である。しかし、ＩＩＲフ
ィルタの、無限数のタップを持つＦＩＲフィルタとして
モデル化することもできる。かくして、ＩＩＲ等化器の
場合、次式が成り立つ。
【数１３】 ここで、ｃiは、ＩＩＲフィルタのインパルス応答係数
である（すなわち、等価ＦＩＲ等化器の係数である）。
【００４２】数１２と数１３から、同一のゴースト付き
チャネルの場合、ＩＩＲエコライザの雑音増幅は、ＦＩ
Ｒ等化器のそれよりも、
【数３４】 だけ大きい。例えば、（Ｄ／Ｕ）inにおける単一のゴー
スト、すなわち、
【数３５】 で、τ＝Ｔ（最悪）の場合、
【数１４】 である。
【００４３】かくして、１２１２個のタップを持つＦＩ
Ｒの場合（および１４２個のタップを持つＩＩＲの場
合）、ＦＩＲおよびＩＩＲの両方について、（Ｄ／Ｕ）
in＝６ｄＢ、３ｄＢ、および１ｄＢの場合の雑音増幅
は、３ｄＢ、５ｄＢおよび１０ｄＢとそれぞれなる。し
かし、（Ｄ／Ｕ）inが０に近づくに従って、ＩＩＲの雑
音増幅は無限大に近付き、一方、ＦＩＲの雑音増幅は３
１ｄＢに近づく（１２１２個のタップを持つ場合）。も
ちろん、ＦＩＲ等化器の場合、ゴースト抑圧は雑音増幅
が問題となる前ずっと十分なものではなく、従って、雑
音増幅は関心の的ではない。
【００４４】しかし、ＩＩＲ等化器の場合、等化で十分
な画質を得ることができる最大ゴーストレベルは雑音増
幅により制限されてしまう。
【００４５】他の問題は、ＩＩＲ等化器の安定性であ
る。単一ゴーストの場合、ＩＩＲ等化器は、ポストカー
ソルゴーストでのみ安定となる。この種の等化器は、遅
延信号が最初の信号よりも強い場合にプリカーソルゴー
ストでは不安定となる。尚、これは、ＦＩＲ等化器の問
題ではない。すなわち、ＦＩＲ等化器は、フィードフォ
ーワードアーキテクチャを使用するので、常に安定であ
る。チャネル応答のｚ変換の零点が単位円の外側にある
時にはＩＩＲ等化器は不安定である。尚また、零点が単
位円に近づくに従って、雑音増幅により画質が劣化され
る。
【００４６】多重ゴーストの場合、ＩＩＲ等化器の性能
が、（単一ゴーストの場合のように）零点の場所に依存
する。また、零点が単位円に近づくに従って、雑音増幅
により画質が劣化され、そして、ＦＩＲ等化器について
述べたように、ゴーストが所望の信号よりも数ｄＢ下に
あるときでも（プリカーソルゴーストなしでも）発生し
得る単位円の外側の零点の場合に等化器は不安定とな
る。
【００４７】上記のＦＩＲ等化器の場合、チャネルの反
転を実現するためのタップ重み（すなわち係数ｃ0〜ｃ
k-1）の適応は、垂直または水平の区間試験信号のよう
な、適当な基準信号と関連して、B. Widrow: "Adaptive
Filters", Aspects of Network and System Theory,
R. E. Kalman and N. De Claris (eds.)、米国ニューヨ
ーク、Holt, Rinehart, and Winston（１９７０年）第
５６３〜５８７ページ、に記載された最小平均自乗法
（ＬＭＳ）アルゴリズムを使用して達成することができ
る。
【００４８】受信信号は、ＦＩＲ等化器（これは既に示
したように構成してもよい）と、ＬＭＳプロセッサ（こ
れは、以下に示すように、ＦＩＲ等化器における乗算器
への入力であるＫ個の係数ｃ0〜ｃk-1の値を計算する）
に加えられる。ＦＩＲ等化器の出力は、減算器で試験信
号と比較され、そして、誤差はＬＭＳプロセッサに加え
られる。
【００４９】ＬＭＳプロセッサ内の計算は、例えば、上
記のWidrowの論文に記載されているように行われる。係
数を反復的に調節することによって、ＦＩＲ等化器の出
力は試験信号のほうへ駆動され、各サイクルはこれら２
つの信号間の誤差を減少させる。一般的に、４０ｄＢ〜
５０ｄＢの精度までの収束には、約タップの数の１０
倍、すなわち、１０Ｋの反復数が必要である。かくし
て、（水平区間試験信号を使用する）一線当たり１回の
反復の場合、収束時間は、１２１２個のタップで、６３
５Ｋμｓｅｃ、すなわち、０．７６ｓｅｃである。
【００５０】ＩＩＲ等化器の場合、重みの適応は、ＦＩ
Ｒ等化器の場合のそれと似たしかたで実行することがで
きるが、この場合、フィルタの重みがチャネル（チャネ
ルの逆ではない）を評価し、これらの重みの符号を逆に
したものが既に示したＩＩＲ等化器内にコピーされると
いう大きな相違がある。かくして、ＩＩＲ等化器の場
合、基準信号は、ＦＩＲフィルタに加えられ、受信信号
は、減算器でＦＩＲフィルタの出力と比較されて、ＬＭ
Ｓプロセッサに入力される誤差信号を発生する。
【００５１】この構成では、ＦＩＲフィルタは、（ＦＩ
Ｒ等化器に関する逆モデル１／Ｈ（ｚ）を近似しようと
する、ＨFIR（ｚ）ではなく）チャネルＨc（ｚ）を近似
しようとする。ＩＩＲ等化器の場合、チャネルは帰還伝
達関数１−Ｈ（ｚ）により反転される。かくして、ＩＩ
Ｒ等化器（ｄi，ｉ＝１，...，Ｋ）の重みは、まさに、
チャネルモデルの数３の係数ｂiの符号を逆にしたもの
である。
【００５２】最大のゴーストの遅延が、１１．２μｓｅ
ｃよりも大きい場合、アナログ信号は水平区間試験信号
に干渉し、そして、正確なチャネルモデルは決定するこ
とが困難となろう。この場合、垂直区間試験信号または
他の訓練信号が、基準信号を発生するために使用するこ
とができる。しかし、適応時間は、線数倍される（すな
わち、各フィールドには垂直消去区間が存在するので５
２５または２６２．５となる）。これは、容認できなく
なるかもしれない。
【００５３】この場合、R. T. Compton, Jr.: "Adaptiv
e Antennas: Concepts and Performance", Prentice-Ha
ll, Inc.（米国ニュージャージー州、１９８８年）第３
２６〜３３２ページ、に記載されたサンプルマトリクス
逆転法を使用してチャネルモデルを迅速に発生すること
ができるが、さらに複雑な処理が必要となる。
【００５４】次に、一定のレベルより下に量子化雑音を
保つための等化器の必要な精度を考える。量子化雑音
は、ゴーストとしてコヒーレントよりもむしろ不規則と
して現れるので、平均的なＴＶ視聴者は、より高いレベ
ルの量子化雑音を許容することができる。一般的には、
４０ｄＢの雑音レベルは目立たない。タップ重みにｎビ
ットの精度を持つＫタップ等化器の場合、信号対量子化
雑音比Ｓ／Ｎは、次のようになる。
【数１５】
【００５５】かくして、４０ｄＢ〜５０ｄＢのＳ／Ｎで
１２１２個のタップの場合、１０ビットないし１２ビッ
トの精度が要求され、一方、１４２個のタップの場合、
９ビットないし１１ビットの精度が要求される。大部分
のアナログ装置は、８ビットまでの精度を有するだけで
あるから、ディジタル表現およびディジタル信号処理
（すなわち、ディジタルチップ）が、４０ｄＢ〜５０ｄ
Ｂの信号対量子化雑音比を得るために必要とされる。
【００５６】要約すると、現在利用可能なＩＩＲ等化器
の構成は、ＩＩＲ等化器が１つのゴーストから任意の数
のゴーストまでを抑圧するためにゴースト遅延の区間に
対してのみタップを必要とし、一方、ＦＩＲ等化器は、
（Ｄ／Ｕ）inが０ｄＢに近づくに従って（すなわち、チ
ャネル応答の零点が単位円に近づくに従って）タップの
数を増大をしなければならないという点で、現在入手可
能なＦＩＲ等化器装置に比較して利点を有している。
【００５７】かくして、ＩＩＲ等化器の複雑さは減少さ
れ、それにより必要とされる集積回路は少なくなり、ま
たは、複雑さの減少したものとなる。しかし、（Ｄ／
Ｕ）inが０ｄＢに近づくに従って、ＩＩＲ等化器の場合
の雑音増幅により画質の劣化が生じる可能性がある。Ｆ
ＩＲ等化器は、一方、零点が単位円の外側にあるときで
も動作することができる（例えば、プリカーソルゴース
トで）という利点を有し、一方、従来のＩＩＲ等化器
は、この場合不安定である。
【００５８】かくして、ＦＩＲ等化器とＩＩＲ等化器の
両方は、チャネルの伝達関数の零点が単位円に近づくに
従って不満足な性能（ゴースト抑圧または雑音増幅）を
持つことになる。前に述べたように、これが望ましくな
いのは、多くのＴＶ受像機がこの種のゴーストを持つ可
能性があり、それゆえ、これらのゴーストは、上記の技
術によっては除去することができず、しかも、ユーザ
は、この等化器を家庭で試験しなければ動作するかどう
かを決定することができないからである。
【００５９】満足し得る性能については、すべてのゴー
ストの出るシナリオの下で、ＦＩＲ等化器のゴースト抑
圧は改善されなければならず、ＩＩＲ等化器の雑音増幅
は減少されねばならず、ＩＩＲ等化器は安定にされなけ
ればならない。幸運にも、本発明は以下に示すように、
これらの目標すべてを達成する。
【００６０】前の解析においては、ＴＶ信号は、連続の
アナログ信号であると仮定した。しかし、ＮＴＳＣのＴ
Ｖ信号は、このアナログ信号が伝送されない水平フライ
バック期間に無駄時間を有する。ゴースト期間が水平フ
ライバック期間（１１．２μｓｅｃまたは３．３ｋｍ経
路長の差）よりも短かい場合、アナログ信号の線どうし
の間に干渉が存在せず（水平フライバック期間中の決定
性信号により、以下に述べるように、完全に引き去るこ
とができる線どうしの間の既知の干渉が生じる）、そし
て、一線ごとの処理が好都合になし得るということが認
識された。
【００６１】これにより、すべてのゴーストの出るシナ
リオの下で以下に述べるように、（残留ゴーストは、線
のアナログ信号部分の外側に現れるので）ＦＩＲ等化器
のゴースト抑圧問題が除去され、ＩＩＲ等化器における
雑音増幅が減少され、そして、その事実は、ＩＲ等化器
の安定性を保証するために使用することができる。略言
すれば、一線ごとの処理により極めて望ましい結果が生
じる。
【００６２】前の説明では、ゴースト遅延変動の全体が
水平フライバック区間よりも短かい場合に注意を向け
た。すなわち、最大のプリカーソル遅延τpre＋最大ポ
ストカーソル遅延τpostは、水平フライバック区間より
も短い。この場合、ラインを決定するために必要なすべ
ての情報は、ラインの前のτpreからラインの後、τ
postまでのでサンプルに含まれるが、他のアナログ（非
決定性）信号は、これらのサンプルには存在しない。
【００６３】もちろん、水平フライバック区間における
どの決定性信号もこれらのサンプルに存在するが、これ
らのディジタル信号は、先験的に知られており（また
は、それらの正確な受信レベルは容易に決定することが
できる）ので、それらは、完全に引き去ることができ
る。これは以下に詳しく述べる。
【００６４】本発明によれば、１つの線のゴーストを除
去するために、その線を介してサンプル（６３．５μｓ
ｅｃ、すなわち、１２ＭＨｚサンプリング速度の場合７
６３個のサンプル）を使用するだけでよい。従って、そ
の線からゴーストを除去するためには、ＦＩＲ等化器
は、２×５２．３＋１１．２＝１１５．８μｓｅｃの最
大長または１３９８個のタップを持つ必要がある。実際
には、一線ごとの処理は、ＦＩＲ等化器を（標準的なＦ
ＩＲ等化器のように）連続的に動作させることによって
達成することができるが、その線の終を過ぎたτpostで
のサンプルがＦＩＲ等化器に入り、そして出力を発生し
た後に、乗算器に加えられる信号を０に設定（このＦＩ
Ｒ等化器を清掃）することによって達成することができ
る。
【００６５】ディジタル信号プロセッサを使用するＦＩ
Ｒ等化器の構成では、これらの信号は、ソフトウェアで
０に設定することができ、一方、（ゴースト抑圧の所望
レベルを発生するために必要とされる精度を一般的には
持たない）アナログタップ付き遅延線の構成では、スイ
ッチにより、遅延要素の出力を単に接地すればよい。あ
るいはまた、各線のサンプルは、ブロック単位でディジ
タル信号プロセッサにより処理することができる。
【００６６】ブロック処理の１つの特徴は、１本の線か
らのサンプルが、他の線のサンプルとは独立して、か
つ、他の線のサンプルにより発生された出力とは独立し
て処理されるということである。ＦＩＲ等化器は、１３
９８個のタップ（すなわち、記憶されたタップ重み）を
有するが、１つのＮＴＳＣ線あたり僅か７６３個のサン
プルだけが存在するので、最大７６３個のタップのみが
任意の一時期に活性状態となるだけである。また、ＦＩ
Ｒ等化器は、出力画像内において各サンプルごとにのみ
出力を、すなわち、各線の５２．３／６３．５を発生す
る必要がある。
【００６７】かくして、ＦＩＲ等化器は、７６３×５
２．３／６３．５＝６２８個のタップ付等化器の平均処
理速度を有する。かくして、構成される集積回路チップ
の必要数は少くなり（または、複雑さが緩和される）。
なおまた、本発明の教示による一線ごとの処理の場合、
ゴーストの遅延の広がり全体が、１１．２μｓｅｃより
小さい限り、ゴーストは、どのようなゴーストの大きさ
または零点の位置の場合にも完全に除去される。
【００６８】しかし、ゴーストが除去された場合、次
に、ＦＩＲ等化器の雑音増幅に注意しなければならな
い。７６３個のサンプルの場合、ＦＩＲ等化器の雑音増
幅は、数１２によると、せいぜい２９ｄＢである。もち
ろん、これは、すべてのタップが等しい大きさのもので
あり（（Ｄ／Ｕ）in＝０ｄＢとτ＝Ｔを持つゴースト）
の場合に起こるだけであるが、これは起こりそうもない
ことである。すべての他の場合では、数１２により与え
られる雑音増幅は減少される。従って、本発明が提案す
る一線ごとの処理の場合、ＦＩＲ等化器は、ＩＩＲ等化
器よりも多くのタップを必要としても、ゴーストの除去
問題に対してはすぐれた解決方法を提供する。
【００６９】ＩＩＲ等化器の場合、（ＦＩＲ等化器の場
合のように、例えば、スイッチを閉じることによって一
走査線当たり一度、乗算器に加えられる信号を０に設定
することによって実施することができる）一線ごとの処
理は、ノイズ増幅を減少させ、そして、安定性の確保に
使用することができるという利点を有している。ＦＩＲ
等化器に関する上記の説明から、雑音増幅の減少の理由
は、明らかな筈である。
【００７０】一線ごとの処理の場合、ＩＩＲ等化器は、
各線の終わりに清掃されるので、雑音増幅は、（単位円
の内側における零点の場合、すなわち、安定な従来のＩ
ＩＲ等化器の場合）ＦＩＲ等化器の雑音増幅に制限され
る。これは、数１３のＩＩＲ等化器の雑音増幅の和が、
一線ごとの処理によりＭ−１（すなわち、数１２）で切
捨てられるからである。特に、最悪の場合、雑音増幅
は、無限大ではなく２９ｄＢとなる。
【００７１】一線ごとの処理の場合、勿論、ＩＩＲ等化
器は、常に安定である。しかし、単位円の外側の零点の
場合、雑音増幅は容易に非常に大きくなる（および２９
ｄＢを越える）ことがあるので、このＩＩＲ等化器の信
号レベルは、どのあたえられた実施例の場合にも装置を
飽和させることがある。これらの問題を避けるために、
時間反転とともにスペクトルの因数分解を使用する。特
に、まず、チャネル応答Ｈ（ｚ）を二つの多項式の積、
すなわち、単位円の内側の零点を持つもの（Ｈ
+（ｚ））と、単位円の外側の零点を持つもの（Ｈ
-（ｚ））とに因数分解する。
【００７２】次に、｛Ｇ+（ｚ）／Ｈ+（ｚ）｝＋｛Ｇ-
（ｚ）／Ｈ-（ｚ）｝＝１／Ｈ（ｚ）となるようにＧ
+（ｚ）／Ｈ+（ｚ）を介して受信信号を送り、そして、
Ｇ-（ｚ）／Ｈ-（ｚ）を介して時間反転受信信号を送る
と、最悪の場合、最小ノイズ増幅、すなわち、２９ｄＢ
ノイズ増幅でチャネルを等化することができる。この技
術の詳細は、次の説明から理解されよう。
【００７３】単純な場合としてＨ（ｚ）＝α1＋ｚ
-1（０＜α1＜１）を考える。次に、Ｘ（ｚ）を１つの
伝送ブロック｛ｘ0，ｘ1，...，ｘL-1｝のｚ変換とす
る。かくして、次のｚ変換を持つ変更受信信号が得られ
る。
【数１６】 この式は、Ｘ（ｚ）を抽出すべき元の式である。
【００７４】１／Ｈ（ｚ）によりＸ（ｚ）Ｈ（ｚ）を処
理すると、所望の効果が得られるが、１／Ｈ（ｚ）は、
不安定なフィルタである。一線ごとの処理のため、安定
性は実際の信号に関する問題ではない（一線分の出力を
見るだけである）が、受信信号のどの雑音も増幅され、
そして、この雑音により出力が劣化される可能性があ
る。しかし、２つの時系列の畳込みをする場合に、この
２つの時系列は、始めから終わりまで、一連の出力値を
計算するために互いに逆方向に移動されるということが
見られる。
【００７５】一方は、出力時系列の終わりから開始し、
そして、その開始点の方へ移動することもできる。これ
を達成するには、開始が終点となり、またこの逆ともな
るように、入力系列とフィルタ系列の両方が、時間反転
され、畳込みされ、および、出力が再び時間反転となる
必要がある。上記の例については、受信信号を時間的に
反転すると、
【数１７】 が得られる。
【００７６】そして、次の式で表される時間反転（それ
ゆえ安定な）ＩＩＲフィルタによりこの信号を処理す
る。
【数１８】 この処理が次の式となることは、長い割算により容易に
検証することができる
【数１９】 時間反転すると、この式は次のごとくになる。
【数２０】
【００７７】一般的には、単位円の内側および外側の両
方に零点を持つチャネルフィルタＨ（ｚ）がある。Ｈ
（ｚ）の零点の総数がＮであるとする。Ｈ+（ｚ）がそ
の零点のすべてを単位円の中に有し、そして、Ｈ
-（ｚ）がその零点のすべてを単位円の外側に持つよう
に、Ｈ（ｚ）は次のごとく因数分解することができる。
【数２１】 次に、１／Ｈ（ｚ）は、次のごとく展開することができ
る。
【数２２】
【００７８】数１８と数１９から、長さＬの系列の時間
反転は、この時間反転系列のｚ変換に対し次の効果を持
つということを知る。
【数２３】 ここで、Ｘ（ｚ）は、元の系列のｚ変換であり、Ｘ
R（ｚ）は、時間反転系列のｚ変換である。また、Ｈ
-（ｚ-1）は、単位円の内側にその零点のすべてを有し
ている。
【００７９】換言すれば、Ｇ-（ｚ-1）／Ｈ-（ｚ-1）
は、安定なフィルタである。従って、Ｈ（ｚ）により劣
化された（長さＬ＋Ｎの）受信信号ブロックを時間反転
し、そして、それを伝達特性Ｇ-（ｚ-1）／Ｈ-（ｚ-1）
を持つ安定なフィルタで処理すると、その出力は、次の
式により与えられる。
【数２４】
【００８０】ここで、Ｌ＋Ｎ個のサンプルのブロックと
して時間反転すると、次の信号が生じる。
【数２５】 一方、安定なフィルタＧ+（ｚ）／Ｈ+（ｚ）で受信信号
Ｘ（ｚ）Ｈ（ｚ）を処理し、そして、加算器を使用し
て、数２５の右辺に加算することによって、次の所望信
号が得られる。
【数２６】 かくして、一線ごとの処理により、ＩＩＲ等化器は、Ｆ
ＩＲ等化器と同一の性能（ゴースト抑圧および雑音増
幅）を有するが、必要とするタップ数はより少なくなる
（１４２個の活動タップ対６２８の活動タップ）。
【００８１】しかし、この技術の欠点は、チャネル反転
の２つの別々の多項式への因数分解が複雑となり、時間
がかかることがあるということである。例えば、１つの
プリカーソルゴーストと１つのポストカーソルゴースト
に対応する単純なチャネルフィルタα1＋ｚ-1＋α2ｚ-2
を考える。α1とα2の値に依存するが、この多項式の零
点の場所についての次の状況の可能性がある。
【００８２】 α 1 α 2 零点の場所 ０．７ ０．５ 両方とも単位円内 ０．５ ０．７ 両方とも単位円外 ０．５ ０．５ 両方とも単位円の上 ０．４ ０．４ 一方は単位円の内側、一方は外側
【００８３】この例から分かるように、まさに２つのゴ
ーストの場合でも、単位円に対する零点の場所は明らか
ではない。かくして、チャネル応答をＨ+（ｚ）とＨ
-（ｚ）に因数分解するために、Ｈ（ｚ）のすべての零
点を発見しなければならない。不幸にして、１４２次の
多項式の因数分解は複雑で時間がかかる。それ故、ＩＩ
Ｒ等化器の適応時間は、ＦＩＲ等化器のそれよりも長く
なるが、適応は、依然として実行可能である。
【００８４】上に注意したように、各線は、その線のゴ
ーストのあるアナログ信号からのサンプルのみを含んで
いるが、水平フライバック区間の他の（ゴーストのあ
る）信号は、２本の隣接線におけるサンプルを有する可
能性がある。かくして、本発明による一線ごとの処理に
より、これらの信号がゴースト除去済アナログ信号と干
渉させられる可能性がある。しかし、水平フライバック
期間中の信号が決定性信号である限り、ゴーストのない
その形状およびレベルは、先験的に知られる。
【００８５】チャネル応答も知られているので、これら
の信号のサンプル値を決定し、そして、それを等化の前
にアナログ信号から引き算することができる。かくし
て、一線ごとの処理が受信したアナログ信号を十分に等
化するための唯一の必要条件は、ゴースト区間がこの期
間よりも短い場合に、線どうしの間にどのような非決定
性信号もない区間があることである。
【００８６】また上に注意したように、一線ごとの処理
が働くためには、ゴーストの遅延は１１．２μｓｅｃ
（ＮＴＳＣの場合）よりも短くなければならない。ゴー
スト遅延の可能性を（７．２ｋｍの経路長の差に相当す
る）２４μｓｅｃほどに、または、これより大きく調整
するために、従来の等化技術は、本発明の処理を補足す
るために使用することができる。（大きな遅延を持つゴ
ーストは、より遠くの物体から反射されるので）このゴ
ーストは、より弱くなる傾向があるから、これらの技術
は通常十分なものである。
【００８７】特に、チャネルモデルから、どのゴースト
も１１．２μｓｅｃより大きな遅延を持つかどうかを判
別する。従来のＦＩＲ等化器またはＩＩＲ等化器は、次
に使用されて、一線ごとの処理の前に、これらのゴース
トのみを（主信号より４０ｄＢ〜５０ｄＢ下まで）抑圧
する。かくして、受信信号を前処理することにより、こ
れらのゴーストは抑圧することができ、そして、一線ご
との処理は満足裡に働くことになる。
【００８８】大きな遅延を持つ大きなゴーストの場合、
本発明者は、次の解決方法を考案した。これらのゴース
トは、大きな遠くの物体により発生されるので、これら
の反射物は、受信アンテナの視点から小さな空間角度の
みを占有する。一般的に、これらのゴーストは、そのパ
ターンが主反射物の方向に非常に弱くなるように、受信
アンテナを調節することによって、これらのゴーストの
大きさを減少させることができる。（建造物または山の
ような）これらの大きな対象物の場所は、通常一定して
いるので、一度の調節をするだけでよい。
【００８９】簡単なラビットアンテナを強いゴーストの
抑圧のために調節することができ、さらに厳しい場合に
は、適応アンテナ（すなわち、アンテナアレイ）をこれ
らのゴーストの抑圧に使用することができる。適応アン
テナは、一線ごとの処理に関連して使用することがで
き、そして、すべての場合にゴーストを除去するため
に、従来のＦＩＲ等化器またはＩＩＲ等化器、さらに
は、前置プロセッサさえも使用することができる。
【００９０】次に、本発明により構成されたゴースト除
去器を説明する。受信（ゴーストのある）信号は、大き
な遅れを持つゴーストに原因する歪みのみを減少させる
標準的なＦＩＲ等化器またはＩＩＲ等化器によって、ま
ず、前処理される（オプション）。これらの等化器は、
既に示したように構成することができるが、これらのフ
ィルタを周期的に「清掃」する必要はない。所望なら
ば、前処理を行う等化器は、一線ごとの処理の等化器
と、同一のハードウェアおよび（または）ソフトウェア
（例えば、集積回路）上に形成することができる。
【００９１】結果として生じる出力信号は、小さな遅延
を有するゴーストに原因する歪みのみを有する。この信
号は、既に示したように実施してもよいＦＩＲ等化器と
ＩＩＲ等化器により処理される。または、既に示したよ
うに時間反転を行うＩＩＲ等化器で処理される。ＦＩＲ
等化器またはＩＩＲ等化器のデータは、各線期間中の水
平フライバック期間において（ゴーストの遅延の範囲に
依存する）何等かの点で０に設定される（すなわち、等
化器が清掃される）ように、ＦＩＲ等化器またはＩＩＲ
等化器は構成されている。
【００９２】例えば、スイッチを閉じることによって、
ＦＩＲ等化器またはＩＩＲ等化器の清掃を開始するため
に、ＦＩＲ等化器またはＩＩＲ等化器に加えられる制御
信号を発生するために水平同期信号が使用される。生じ
たゴーストのない信号は、次に、減算器を介してＴＶに
送られる。減算器の目的は、ゴーストのない信号に存在
するどの決定性信号も出力信号から除去できるようにす
ることである。
【００９３】この決定性信号は、各ラインの非活動部分
（水平フライバック区間）中に存在する可能性がある。
ＦＩＲ等化器およびＩＩＲ等化器のタップ重みは、既に
示したように構成してもよいチャネル評価重み計算回路
で決定することができる。チャネル評価重み計算回路
は、ゴーストのある信号と試験信号を受信し、該当する
タップ重み（係数）をＦＩＲ等化器とＩＩＲ等化器の両
方に加える。
【００９４】ゴースト除去部は、次の回路を使用して従
来のＮＴＳＣ受信器とともに使用することができる。こ
の回路で、どんなチャネルをもＡ／Ｄ変換する必要な周
波数変換回路を含むＡ／Ｄ変換器は、アンテナまたはケ
ーブルからゴーストのあるテレビジョン信号を受信し、
そして、対応するディジタル信号を、既に示したように
構成される除去部に加える。
【００９５】除去部の出力は、次に、Ｄ／Ａ変換器に加
えられる。このＤ／Ａ変換器は、ゴーストの除去された
信号を、テレビジョンと整合するアナログ形態に復帰さ
せる必要な周波数変換回路を備えている。ＩＤＴＶまた
はＥＤＴＶの場合、ディジタル信号は、ＴＶ内で使用さ
れるので、本発明の技術は、Ａ／Ｄ変換器およびＤ／Ａ
変換器なしに、ＴＶ内に、直接、該当する回路を単に組
み込むことによって実施することができる。
【００９６】ＨＤＴＶの場合、本発明の応用および必要
は、ＨＤＴＶのフォーマットに依存する。大部分のＨＤ
ＴＶ提案は、ディジタル信号とアナログ信号の混合信号
を使用するので、本発明は、すべてのゴーストのシナリ
オ内のアナログ部分のゴーストの除去に好都合である。
特に、非決定性信号なしにアナログ信号どうしの間に期
間が存在する場合は、一線ごとの処理を使用することが
できる。許容可能なゴースト遅延は、これらの期間の長
さに依存する。
【００９７】しかし、ディジタル信号のみが伝送される
ときでも、本発明の技術は有用であろう。一例として、
公に議論されている提案の１つでは、ディジタル信号の
みが転送される。この提案では、これらの信号の一部は
（２５６）2個のＱＡＭ信号であり、そして、１６ビッ
トの符号は、低誤り確率で常に決定することはできな
い。高誤り率では、ＤＦＥは動作しないので、これらの
ディジタル信号からは、従来の等化技術によりゴースト
を除去することはできない。
【００９８】しかし、これらのＱＡＭ信号は、線とし
て、各線の開始時には短い（この提案の１つの形態では
約２μｓｅｃ）同期シーケンスで伝送され、そして、ア
ナログ信号として見ることができる。かくして、本発明
による一線ごとの処理は、このシーケンス期間よりも短
い遅延をもつ大きなゴーストを除去するために使用する
ことができる。
【００９９】次に、本発明により考慮される一線ごとの
処理の三つの利点、すなわち、（１）従来のＦＩＲ等化
器のゴースト抑圧限界の除去、（２）従来のＩＩＲ等化
器の雑音増幅限界の減少、（３）単位円の内外に零点を
持つＩＩＲ等化器の使用を示す三つの例を与える。これ
らの利点は、移動画像をもつ大きなＴＶ（例えは、２５
インチ）上に示すことができる。
【０１００】その場合、Ｓ／Ｎ＜４０ｄＢと（Ｄ／Ｕ）
out＜４０ｄＢ〜５０ｄＢを持つ画像の劣化が目立つ。
Ｓ／Ｎと（Ｄ／Ｕ）outがさらに低くなければ（例え
ば、Ｓ／Ｎ＜２０ｄＢ、（Ｄ／Ｕ）out＜１０ｄＢ）画
像の劣化が目立つことがない紙質の静止写真を用いて、
たまには、本発明を説明したいので、これらの例で使用
される雑音レベルとゴーストのレベルは、ＴＶ受像器で
一般的に存在するよりもいっそう高くしてある。しか
し、これらの利点のすべては、より低い雑音レベルとゴ
ーストレベルでも成り立つ。
【０１０１】まず、（Ｄ／Ｕ）in＝１ｄＢとτ＝５μｓ
ｅｃをもつ単一のゴーストを考慮する。かくして、数４
から、次式が成り立つ。
【数２７】 ６２８個のタップを持つ従来のＦＩＲ等化器の場合、数
６から、次式が成り立つ。
【数２８】 すなわち、１１個の活動タップが存在する。チャネル＋
等化器の応答は、数８から次式のようになる。
【０１０２】
【数２９】 従って、等化の後、ゴーストは、τ＝５５μｓｅｃで
（Ｄ／Ｕ）out＝１１ｄＢである。線の長さは、６３．
５μｓｅｃであるので、ゴーストは、実際には、τ＝−
８．５μｓｅｃのプリカーソルゴーストとして現れる。
一線ごとの処理の場合、しかし、ゴーストは完全に抑圧
される。
【０１０３】次に、（Ｄ／Ｕ）in＝０．１８ｄＢとτ＝
５μｓｅｃと、受信最大Ｓ／Ｎ＝２０ｄＢ（すなわち、
飽和信号パワー対雑音パワーの比）を持つ単一ゴースト
を考える。１４２個のタップを持つ従来のＩＩＲ等化器
の場合、雑音増幅は、数１４から次式のようになる。
【数３０】
【０１０４】あるいはまた、等化器出力のＳ／Ｎは６ｄ
Ｂとなる。一線ごとの処理の場合、雑音増幅は、数１４
から、ＦＩＲ等化器のそれとなる。すなわち、次式のよ
うになる。
【数３１】 あるいは、等化器出力の最悪のＳ／Ｎは、１１ｄＢであ
る。なお、このＳ／Ｎは線にわたり２０ｄＢから１１ｄ
Ｂまで減少する（雑音は増大する）。最後に、（Ｄ／
Ｕ）in＝８ｄＢとτ＝±１．５μｓｅｃの二つのゴース
トを考える。かくして、
【数３２】
【０１０５】および
【数３３】 が成り立つ。従って、極の半分は、単位円の内側にあ
り、そして、極の半分は単位円の外側にある。時間反転
の一線ごとの処理が、チャネルの等化に使用された時の
ゴーストの除去された画像は、非常に良好な結果を示
す。
【０１０６】当業者によれば、本発明に対し種々の変形
および変更がなし得よう。例えば、ＦＩＲ等化器とＩＩ
Ｒ等化器の数多くのソフトウェアによる実施も利用する
ことができ、そして、好都合に利用し得よう。さらに、
テレビジョン信号の一線ごとの処理は通常好適である
が、他のグループとは独立して、処理のために数本の線
を共に一群にすることは時には好都合となろう。これ
は、例えば、数本の線ごとに一度、等化器を清掃するこ
とにより達成することができよう。
【０１０７】以上の説明は、本発明の一実施例に関する
もので、この技術分野の当業者であれば、本発明の種々
の変形例が考え得るが、それらはいずれも本発明の技術
的範囲に包含される。
【発明の効果】以上述べたごとく、本発明によれば、テ
レビジョン信号の伝送中に生じるゴーストは完全に除去
される。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 リチャード ディ ギトリン アメリカ合衆国 07739 ニュージャー ジィ、リトル シルバー、ウィンザー ドライブ 42 (72)発明者 チー−リン アイ アメリカ合衆国 07701 ニュージャー ジィ、レッド バンク、タワーヒル ド ライブ 99 (72)発明者 ジャック エイチ ウィンターズ アメリカ合衆国 07748 ニュージャー ジィ、ミドルタウン、オールド ワゴン ロード 103 (56)参考文献 特開 昭59−211388（ＪＰ，Ａ) 特開 昭64−32577（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−136474（ＪＰ，Ａ)

Claims (5)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 非決定性信号が存在しない短い非活動区
    間により分離された複数の活動区間を有するテレビジョ
    ン信号を伝送チャネルを介して伝送する間に生じるゴー
    ストを除去する装置において、該装置は、 伝送チャネルの応答の逆に近似した伝達関数を有する等
    化器（７０５）に前記テレビジョン信号を加える手段
    （７０１，７０２，７０３）と、 各活動区間中に前記等化器における前記テレビジョン信
    号を、他の活動区間のテレビジョン信号の処理とは独立
    に処理する処理手段とからなり、 前記活動区間は前記テレビジョン信号における走査線に
    対応し、前記非活動区間は走査線どうしの間の水平フラ
    イバック区間に対応し、 前記処理手段は、走査線ごとに一度、前記等化器を周期
    的にクレンジングする周期的クレンジング手段（７１
    ５）を有することを特徴とするテレビジョン信号処理装
    置。
  2. 【請求項２】 周期的に前記テレビジョン信号をサンプ
    リングする手段をさらに有し、前記処理手段はそれぞれ
    が一対の活動区間および非活動区間に対応するサンプル
    ブロックを処理するように構成されていることを特徴と
    する請求項１の装置。
  3. 【請求項３】 前記周期的クレンジング手段は、走査線
    ごとに一度、前記等化器の信号を０にするように構成さ
    れていることを特徴とする請求項１の装置。
  4. 【請求項４】 非決定性信号が存在しない短い非活動区
    間により分離された複数の活動区間を有するテレビジョ
    ン信号を伝送チャネルを介して伝送する間に生じるゴー
    ストを除去するようにテレビジョン信号を処理する方法
    において、 伝送チャネルの応答の逆である伝達関数を備えた等化器
    （７０５）に前記テレビジョン信号を加えるステップ
    と、 各活動区間中に前記等化器における前記テレビジョン信
    号を、他の活動区間のテレビジョン信号の処理とは独立
    に処理する処理ステップとからなり、 前記活動区間はテレビジョン信号における走査線に対応
    し、前記非活動区間は走査線どうしの間の水平フライバ
    ック区間に対応し、 前記処理ステップは、走査線ごとに一度、前記等化器で
    処理されたサンプルを周期的にクレンジングする周期的
    クレンジングステップを有することを特徴とするテレビ
    ジョン信号処理方法。
  5. 【請求項５】 前記周期的クレンジングステップは、走
    査線ごとに一度、サンプルを０に合わせるステップを有
    することを特徴とする請求項４の方法。
JP3166119A 1990-06-25 1991-06-12 テレビジョン信号処理装置および方法 Expired - Fee Related JP2695541B2 (ja)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US07/542,612 US5119196A (en) 1990-06-25 1990-06-25 Ghost cancellation of analog tv signals
US542612 2000-04-04

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JPH0723255A JPH0723255A (ja) 1995-01-24
JP2695541B2 true JP2695541B2 (ja) 1997-12-24

Family

ID=24164572

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP3166119A Expired - Fee Related JP2695541B2 (ja) 1990-06-25 1991-06-12 テレビジョン信号処理装置および方法

Country Status (4)

Country Link
US (1) US5119196A (ja)
EP (1) EP0463781B1 (ja)
JP (1) JP2695541B2 (ja)
DE (1) DE69113522T2 (ja)

Families Citing this family (39)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5278872A (en) * 1991-05-28 1994-01-11 North American Philips Corporation System and circuit architecture for echo cancellation and a television receiver comprising same
GB9112570D0 (en) * 1991-06-11 1991-07-31 Inmos Ltd Video signal processing
US5361102A (en) * 1991-09-04 1994-11-01 Samsung Electronics Co., Ltd. System to cancel ghosts in NTSC television transmission
US5285280A (en) * 1993-03-19 1994-02-08 Industrial Technology Research Institute Division method and system for ghost cancellation
US5818517A (en) * 1993-11-12 1998-10-06 Northern Telecom Limited Broadband interference reduction
US5533063A (en) * 1994-01-31 1996-07-02 The Regents Of The University Of California Method and apparatus for multipath channel shaping
US5648987A (en) * 1994-03-24 1997-07-15 Samsung Electronics Co., Ltd. Rapid-update adaptive channel-equalization filtering for digital radio receivers, such as HDTV receivers
US5852612A (en) * 1995-03-16 1998-12-22 Bell Atlantic Network Services, Inc. Terminal for receiving simulcast digital video programs
US5666365A (en) * 1995-03-16 1997-09-09 Bell Atlantic Network Services, Inc. Simulcast transmission of digital programs to shared antenna receiving systems
US5822324A (en) * 1995-03-16 1998-10-13 Bell Atlantic Network Services, Inc. Simulcasting digital video programs for broadcast and interactive services
US5651010A (en) * 1995-03-16 1997-07-22 Bell Atlantic Network Services, Inc. Simultaneous overlapping broadcasting of digital programs
US5745396A (en) * 1995-04-28 1998-04-28 Lucent Technologies Inc. Pipelined adaptive IIR filter
US5654766A (en) * 1995-06-29 1997-08-05 Philips Electronics North America Corporation Television tuning systems and methods employing use of ghost cancellation and antenna directionality control to produce a ghost-free television signal
US5751347A (en) * 1996-03-26 1998-05-12 Harris Corporation Vestigial sideband test signal generator and method
US6177951B1 (en) * 1996-12-18 2001-01-23 Philips Electronics North America Corporation Digital receiver which utilizes a rejection filter for cancellation of known co-channel interference and an equalizer for equalizing multipath channels without attempting to equalize the co-channel interference
US5946351A (en) * 1996-12-27 1999-08-31 At&T Corporation Tap selectable decision feedback equalizer
US5835895A (en) * 1997-08-13 1998-11-10 Microsoft Corporation Infinite impulse response filter for 3D sound with tap delay line initialization
KR100269130B1 (ko) * 1997-11-21 2000-10-16 윤종용 단일고스트제거기를갖는디지털/아날로그tv방송공용수신기와고스트제거방법
JPH11223568A (ja) * 1998-02-06 1999-08-17 Mitsubishi Electric Corp 半導体圧力検出装置
US6115418A (en) * 1998-02-09 2000-09-05 National Semiconductor Corporation Simplified equalizer for twisted pair channel
JPH11230845A (ja) * 1998-02-17 1999-08-27 Mitsubishi Electric Corp 半導体圧力検出装置
US6415003B1 (en) 1998-09-11 2002-07-02 National Semiconductor Corporation Digital baseline wander correction circuit
GB2341763B (en) * 1998-09-15 2000-09-13 3Com Technologies Ltd Data receiver including hybrid decision feedback equalizer
US6438163B1 (en) 1998-09-25 2002-08-20 National Semiconductor Corporation Cable length and quality indicator
US6122015A (en) * 1998-12-07 2000-09-19 General Electric Company Method and apparatus for filtering digital television signals
DE19857039A1 (de) 1998-12-10 2000-06-21 Siemens Ag Mikroelektronische Struktur
DE19857030A1 (de) * 1998-12-10 2000-06-15 Thomson Brandt Gmbh Verfahren zur Wiederherstellung eines Videosignals
US6700930B1 (en) * 1999-04-01 2004-03-02 Zenith Electronics Corporation Ghost eliminating equalizer
US6418172B1 (en) 1999-04-21 2002-07-09 National Semiconductor Corporation Look-ahead maximum likelihood sequence estimation decoder
KR100606042B1 (ko) 1999-07-07 2006-07-28 삼성전자주식회사 수신신호상태 표시장치 및 방법
US6608862B1 (en) * 1999-08-20 2003-08-19 Ericsson, Inc. Method and apparatus for computing prefilter coefficients
US6493329B1 (en) * 1999-08-23 2002-12-10 Qualcomm Incorporated Adaptive channel estimation in a wireless communication system
US6417805B1 (en) * 1999-10-21 2002-07-09 General Electric Company Three-dimensional channel sounder for DTV receivers
US7254198B1 (en) 2000-04-28 2007-08-07 National Semiconductor Corporation Receiver system having analog pre-filter and digital equalizer
US7050517B1 (en) 2000-04-28 2006-05-23 National Semiconductor Corporation System and method suitable for receiving gigabit ethernet signals
US7038733B2 (en) * 2002-01-30 2006-05-02 Ericsson Inc. Television receivers and methods for processing signal sample streams synchronously with line/frame patterns
DE10362073A1 (de) * 2003-11-06 2005-11-24 Herbert Buchner Vorrichtung und Verfahren zum Verarbeiten eines Eingangssignals
CN101436876B (zh) * 2008-11-26 2013-03-20 华为技术有限公司 一种对消测试信号的方法和系统
US11610597B2 (en) 2020-05-29 2023-03-21 Shure Acquisition Holdings, Inc. Anti-causal filter for audio signal processing

Family Cites Families (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5455321A (en) * 1977-10-13 1979-05-02 Sony Corp Television receiver
US4371266A (en) * 1980-08-14 1983-02-01 Rca Corporation Television ghost detector system
US4367489A (en) * 1980-08-14 1983-01-04 Rca Corporation Television ghost detection and cancellation system controlled over several lines of a vertical retrace interval
JPS5776910A (en) * 1980-10-29 1982-05-14 Matsushita Electric Ind Co Ltd Ghost rejecting device
JPS57104382A (en) * 1980-12-22 1982-06-29 Hitachi Ltd Ghost rejecting device for television receiver
US4359778A (en) * 1981-02-05 1982-11-16 Zenith Radio Corporation Channel equalizer and method for cancelling ghosts
US4413282A (en) * 1981-04-06 1983-11-01 Rca Corporation Television ghost signal detection during the video information interval
JPS58115987A (ja) * 1981-12-28 1983-07-09 Sony Corp ゴ−スト除去装置
US4559450A (en) * 1982-08-06 1985-12-17 Unisearch Limited Quantitative compositional analyser for use with scanning electron microscopes
US4564862A (en) * 1982-08-09 1986-01-14 Edwin Cohen Ghost signal elimination circuit
JPS59103477A (ja) * 1982-12-06 1984-06-14 Toshiba Corp メモリデ−タ処理装置
JPS59211388A (ja) * 1983-05-17 1984-11-30 Toshiba Corp ゴ−スト除去装置
US4698680A (en) * 1985-12-24 1987-10-06 Rca Corporation Digital correlation apparatus as for a television deghosting system
US4727424A (en) * 1986-10-16 1988-02-23 Rca Corporation Sampled data filtering system, including a crossbar switch matrix, as for a ghost cancellation system
JPS6432577A (en) * 1987-04-07 1989-02-02 Japan Radio Co Ltd Ghost canceller
JP2534737B2 (ja) * 1987-11-24 1996-09-18 日本電気ホームエレクトロニクス株式会社 ゴ―スト除去用フィルタ回路
US4864403A (en) * 1988-02-08 1989-09-05 Rca Licensing Corporation Adaptive television ghost cancellation system including filter circuitry with non-integer sample delay
US4941049A (en) * 1989-01-17 1990-07-10 Zenith Electronics Corporation Television system using reversing scan which minimizes ghost visibility
US5047859A (en) * 1990-10-09 1991-09-10 North American Philips Corporation Method and apparatus for communication channel identification and signal restoration

Also Published As

Publication number Publication date
EP0463781B1 (en) 1995-10-04
EP0463781A3 (en) 1992-05-27
DE69113522T2 (de) 1996-04-04
JPH0723255A (ja) 1995-01-24
EP0463781A2 (en) 1992-01-02
US5119196A (en) 1992-06-02
DE69113522D1 (de) 1995-11-09

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP2695541B2 (ja) テレビジョン信号処理装置および方法
US6122015A (en) Method and apparatus for filtering digital television signals
US5341177A (en) System to cancel ghosts generated by multipath transmission of television signals
JP3658409B2 (ja) デジタル伝送の信号干渉対策
US5761088A (en) Method and apparatus for channel identification using incomplete or noisy information
US5481316A (en) System, apparatus and method for canceling televison ghost signals
US5065242A (en) Deghosting apparatus using pseudorandom sequences
JP3299536B2 (ja) ゴーストキャンセル参照信号を含むエコーキャンセルシステム
JP3330630B2 (ja) 信号からチャネル誘起歪みを除去する方法及び装置
JP2614633B2 (ja) ゴースト除去装置
JPH06233156A (ja) Ｔｖ受信機あるいはビデオレコーダに使用されるゴースト消去基準信号捕捉回路
US5568202A (en) System for echo cancellation comprising an improved ghost cancellation reference signal
JPH07147646A (ja) ビデオ信号エコーを抑圧する適応方法及びテレビジョン等化器
US5172232A (en) Method and apparatus for communication channel identification and signal restoration
Winters et al. Ghost cancellation of analog TV signals: with applications to IDTV, EDTV, and HDTV
JP2569901B2 (ja) 干渉波除去装置
JP2525463B2 (ja) ゴ―スト除去装置
JP2569903B2 (ja) 干渉波除去装置
JP2569902B2 (ja) 干渉波除去装置
Gitlin et al. GHOST CANCELLATION OF ANALOG TV SIGNALS: WITH APPLICATIONS TO IDTV, EDTV, AND HDTV
KR0129563B1 (ko) 고스트 제거장치
JP3430087B2 (ja) ゴースト除去装置
Roy et al. Ghost cancellation for advanced compatible TV system using complementary sequences
JP3497997B2 (ja) ゴースト除去装置及びゴースト除去方法
Kurita et al. A digital video equalizer for cancelling transmission distortion

Legal Events

Date Code Title Description
R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080912

Year of fee payment: 11

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090912

Year of fee payment: 12

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100912

Year of fee payment: 13

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees