JP3251627B2 - 波形等化器 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】［発明の目的］

【０００２】

【産業上の利用分野】本発明は波形歪を自動的に等化す
る波形等化器に関し、特に信号帯域全般の波形等化を行
う波形等化器に関する。

【０００３】

【従来の技術】今日、代表的な帯域等化を行う波形等化
器としてはテレビジョン信号のゴーストを除去する波形
等化器が知られている。テレビジョン信号は、信号処理
回路の特性や伝送途中における減衰や反射（ゴースト）
等により様々な波形歪を受ける。このような波形歪みを
除去するために帯域等化を行う波形等化器が開発されて
いる。

【０００４】図８は従来の波形等化器の構成を示す図で
ある。なお、この波形等化器は逐次修正法と呼ばれる波
形等化アルゴリズムに適した構成となっている。このよ
うな波形等化器では、ゴーストと他の波形歪とは区別さ
れることなく除去されるため、まとめてゴースト歪の除
去として説明する。

【０００５】図８において入力テレビジョン映像信号
は、入力端子１０を通してアナログ・ディジタル（Ａ／
Ｄ）変換器１１とタイミング回路１２とに供給される。
Ａ／Ｄ変換器１１では入力されたテレビジョン映像信号
がタイミング回路１２出力のクロックＣＫにしたがって
サンプリング周期Ｔでサンプリングされ、デジタル映像
信号に変換される。Ａ／Ｄ変換器１１出力のディジタル
映像信号は、トランスバーサルフィルタ（ＴＦ）のフィ
ードフォワード接続からなる等化回路２１に入力され、
ゴースト除去のための波形等化処理が行われる。その結
果、ゴーストが除去されたディジタル映像信号が、等化
回路２１から出力され、出力端子２２から導出される。
タイミング回路１２では装置全体で必要なタイミング信
号と前記クロックＣＫとが生成される。クロックＣＫは
周期Ｔが約７０nsec｛＝１／（４ｆsc），ｆsc＝３．５
７９５４５ＭＨｚ：色副搬送波周波数｝である。

【０００６】入力テレビジョン信号中のゴースト歪みを
検出するために、Ａ／Ｄ変換器１１の出力および等化回
路２１の出力の波形データはタイミング回路１２で発生
したタイミングで、それぞれ入力波形メモリ１３及び出
力波形メモリ２３に取り込まれる。入力波形メモリ１３
に取り込まれた波形データより、基準波形抽出回路１４
において所定の計算手順に従いインパルス状の入力基準
波形が抽出され、タップ利得演算回路２５に供給され
る。同様に出力波形メモリ２３に取り込まれた波形デー
タより、基準波形抽出回路２４においてインパルス状の
出力基準波形が抽出され、タップ利得演算回路２５に供
給される。タップ利得演算回路２５は入力基準波形と出
力基準波形、及び参照波形メモリ１８に格納されている
理想的な所定の特性をもつ基準波形である参照波形とを
もとに演算が行こなわれ、等化回路２１のタップ利得が
修正される。この結果ゴースト歪みを受けた映像信号
は、等化回路２１によりゴースト除去のための波形等化
処理が施され、ゴーストが除去されたディジタル映像信
号が出力端子２２から導出される。

【０００７】従来の映像信号を帯域等化する波形等化器
では、信号帯域内で十分な波形等化性能が得られるよう
に、ＧＣＲ（Ghost cancel Reference）波形のように信
号帯域内に十分な周波数成分を持ち、信号帯域外は０に
なるような参照波形を用いて波形等化を行っている。ま
た、抽出されたものを基準波形と呼ぶのに対し、抽出す
る前のもとになる電気信号上の該当信号部分を基準信号
と呼ぶことにする。

【０００８】以下、本明細書では波形列の時間特性を小
文字で、その時間特性をフーリエ変換することにより得
られる周波数特性を大文字で表すことにする。図９にタ
ップ利得演算回路２５の一構成例を示す。この図はＭＳ
Ｅ（Mean Square Error ）法と呼ばれる逐次修正法に基
づいている。基準波形抽出回路１４，２４及び参照波形
メモリ１８の出力はそれぞれ端子５５，５７，５８に与
えられる。また端子５０を通して等化回路２１にタップ
利得が設定される。

【０００９】タップ利得演算回路２５では、まず減算器
５６により参照波形列｛ｒ（ｋ）｝を出力基準波形列
｛ｙ（ｋ）｝から減算することで誤差波形列｛ｅ
（ｋ）｝が得られる。この様子を（１）式に示す。なお
それぞれの波形列の時間基準、つまり主信号のインパル
スピークがｋ＝０にあるものとする。

【００１０】 ｅ（ｋ）＝ｙ（ｋ）−ｒ（ｋ） （１） 減算器５６の出力は相関器５４に与えられ、入力基準波
形列｛ｘ（ｋ）｝との間で（２）式に示す相互相関が行
われる。

【００１１】

【数１】 （２）式で得られた相関結果ｄ（ｋ）は係数器５３でα
倍された後、減算器５２に供給される。減算器５２では
タップ利得メモリ５１出力から係数器５３出力が減算さ
れることで新しいタップ利得が算出される。この様子を
（３）式に示す。

【００１２】 ｃ,new（ｋ）＝ｃ,old（ｋ）−αｄ（ｋ） （３） ここで、ｃ,old（ｋ）はｋ番目の修正前の古いタップ利
得、ｃ,new（ｋ）はｋ番目の修正後の新しいタップ利
得、αは修正時の修正係数で１以下の定数、ｄ（ｋ）は
相関結果である。

【００１３】減算器５２の出力である修正後のタップ利
得は、端子５０を介して等化回路２１に供給されるとと
もにタップ利得メモリ５１に供給される。ただし、ｃ
（ｋ）の初期値は、ｃ（０）＝１，ｃ（ｋ）＝０（ｋ≠
０）である。

【００１４】このように、相関結果によりタップ利得を
逐次制御することによって、最終的には、誤差波形列
｛ｅ（ｋ）｝の二乗平均が最小化され、ゴーストが除去
される。逐次法では一般に、 Ｙ（ｆ）＝Ｃ（ｆ）・Ｘ（ｆ）＝Ｒ（ｆ） （４） となるようにタップ利得が求まる。この理論的背景は、
文献２（宮川ほか、“ディジタル信号処理”，電子通信
学会編，１９７５年１１月１０日初版発行）などに示さ
れている。

【００１５】このように逐次修正法は、出力基準波形か
ら得られる誤差信号をもとに、残留誤差を最小とするよ
うに等化回路のタップ利得を逐次制御している。この他
にも出力波形を用いずに入力波形からタップ利得を求め
るアルゴリズムが知られている。

【００１６】例えば、除算法と呼ばれるアルゴリズムで
は、入力基準波形ｘ（ｋ）、参照波形ｒ0 （ｋ）におけ
るフーリエ変換Ｘ（ｆ）、Ｒ0 （ｆ）をそれぞれ求め
る。この時、入力基準波形ｘ（ｋ）に対して出力が等化
されてＲ0 （ｆ）が得られるような等化回路２１の特性
Ｃ（ｆ）は、 Ｃ（ｆ）＝Ｒ0 （ｆ）／Ｘ（ｆ） （５） である。従って、このＣ（ｆ）を逆フーリエ変換したｃ
（ｔ）のサンプル値ｃ（ｋ）が所望のタップ利得であ
る。（５）式ではタップ利得を求める際に出力波形を必
要としていない。このように除算法では周波数領域にお
ける除算により入力波形から直接タップ利得を導出する
ことができる。

【００１７】また、文献３（谷萩，“ディジタル信号処
理の理論２”，コロナ社，１９８５年１１月１５日初版
発行）に示されるように、入力波形ｘ（ｋ）の自己相関
行列と、入力波形ｘ（ｋ）と参照波形ｒ0 （ｋ）との相
互相関行列から逆行列演算を行うことにより時間領域で
入力波形のみからタップ係数を求める手法もある。

【００１８】ところで従来のゴースト除去装置では、伝
送路等で信号帯域の制限を受けるため、入力波形に信号
帯域外の信号成分が存在できない。また雑音の影響によ
り等化フィルタの信号帯域外の特性が安定に求まらない
という問題があった。この様子を図１０を用いて説明す
る。

【００１９】図１０では、参照波形ｒ（ｋ）、入力基準
波形ｘ（ｋ）、タップ利得ｃ（ｋ）の周波数振幅特性例
をそれぞれ図１０（１），図１０（２），図１０（３）
に示している。図１０（１）は従来用いられている伝送
系の帯域内（ｆ≦ｆm ）の周波数特性がフラットで帯域
外が“０”の参照波形である。この信号を送信側で送信
したとき、伝送路で近接のゴースト歪みを受け、受信側
で図１０（２）に示すような歪んだ特性の波形が得られ
たとする。この時、除算法では（５）式によりタップ利
得特性を求めることができる。入力基準波形の帯域外
（ｆ＞ｆm ）に雑音成分が全く無い場合には（５）式の
分母Ｘ（ｆ）は“０”となる。この時Ｒ0（ｆ）≠０で
あると（５）式よりタップ利得の信号帯域外の特性が無
限大となり、タップ利得が得られないことになる。従っ
て帯域等化を行う波形等化器では参照波形の帯域外特性
を“０”としている。するとＣ（ｆ）＝０／０＝不定と
なって、帯域外の特性は任意となる。伝送路で混入する
雑音を考慮しても雑音は特定の特性を持たないため、帯
域外の任意の周波数でＸ（ｆ）＝０となるなどしてＣ
（ｆ）は複雑な帯域外特性を持つことになる。この様子
を図１０（３）に示す。この特性から逆フーリエ変換を
用いて時間軸でのタップ利得ｃ（ｋ）を求めると、本来
の信号帯域内の波形等化には不必要な高域特性を再現し
てしまい、図１０（４）に示すような複雑な時間特性を
持ってしまう。

【００２０】ｃ（ｋ）が非常に大きな振幅となった場合
には、タップ利得メモリや等化回路等のダイナミックレ
ンジを超えて異常な計算結果が得られることがある。ま
た等化回路を通る映像信号にオーバーフローによる信号
反転やリミットがかかり、映像信号に不必要な波形歪み
を生じてしまう。そこまで行かなくとも等化回路のタッ
プ数は有限であるため、帯域外の複雑な特性と帯域内の
理想的な等化特性とは同時に再現できず、帯域外の特性
によりタップ利得の帯域内の等化特性に不要な歪みを引
き起こしてしまう。このようなタップ利得を等化回路に
与えると、等化回路を通った映像信号は不要な波形歪み
を受ける。特に色信号はｆscで変調され、輝度信号に重
畳されているため、映像信号の高域の乱れは色信号では
比較的低域の歪みとなる。また位相乱れは色相の変化と
して顕著に表れるため、色リンギングや色回りが生じて
しまう。つまり波形等化がうまくいかないばかりか、波
形歪みをほとんど受けていない映像信号の場合、かえっ
て画質劣化を引き起こしてしまう。

【００２１】次にＭＳＥ法等の逐次修正法のように等化
回路の出力波形から得られる誤差信号をもとにして、残
留誤差を最小とするように等化回路のタップ利得を逐次
制御するアルゴリズムについて述べる。

【００２２】逐次修正法により最終的に得られるタップ
利得は、前述した（４）式が成り立つように求められ
る。ただし（４）式より明らかなように、Ｘ（ｆ）＝
０，ｆ＞ｆm つまり帯域外では、Ｘ（ｆ）の等化目標で
あるＲ（ｆ）は“０”である必要がある。この時（４）
式は（５）式に変形でき、Ｘ（ｆ）≠０，ｆ≦ｆm であ
る帯域内ではタップ利得は一意に求まるが、帯域外では
（５）式の右辺は不定となりタップ利得は任意の特性を
持つことがわかる。

【００２３】逐次修正途中において、一連のタップ利得
修正演算は時間領域で行われるため、雑音や演算誤差等
により修正途中のタップ利得はランダムな変動を生じ、
帯域外成分も発生している。しかし伝送路等の帯域制限
により、入力基準波形には雑音以外の帯域外信号成分が
無いため、タップ修正中に図１０（３）のようなタップ
利得となったとしても等化回路の出力波形、つまりｙ
（ｋ）には帯域外のタップ利得の乱れは反映されず、タ
ップ利得の乱れは補正されることがない。つまり、帯域
外のタップ利得に対する制御能力がないため、帯域外特
性は雑音によりふりまわされ、タップ利得の高域成分が
発散したり、除算法と同様、装置のダイナミックレンジ
を超え、等化回路の出力信号に不要な波形歪みを生じさ
せるという問題があった。

【００２４】

【発明が解決しようとする課題】従来の波形等化器で
は、信号帯域外の信号成分を持たない入力基準波形もし
くは出力基準波形をもとに波形等化器の等化特性を求め
ていた。よって波形等化器の信号帯域外特性は雑音によ
り左右される任意の特性になっていた。このことにより
タップ利得の発散や装置のダイナミックレンジを超えて
帯域内の等化特性に悪影響を及ぼす等、等化回路の出力
信号に不要な波形歪みを生じさせる。このような波形等
化器の出力をモニタ等に表示した場合には見づらい画像
となり問題であった。

【００２５】本発明はこのような問題に鑑みてなされた
ものであって、帯域制限のある伝送系の波形等化を行う
波形等化器において、信号帯域内外共に安定した特性が
得られ、なおかつ信号帯域内は正しく波形等化を行うこ
とができる波形等化器を提供することを目的とする。

【００２６】

【課題を解決するための手段】本発明の請求項１に係る
波形等化器は、送信側で低域からｆm （任意定数）まで
の周波数帯域を有する所定形状の基準信号が挿入された
電気信号が入力され、前記基準信号を用いてトランスバ
ーサルフィルタを含む波形等化回路のタップ利得を自動
調節することで、前記電気信号の波形歪を除去する波形
等化器において、前記電気信号から前記基準信号を抽出
して基準波形を生成する手段と、前記基準波形に少なく
ともｆm 以上でフラットな第１の周波数成分を加算した
広帯域基準波形を生成する手段と、前記広帯域基準波形
に対応した波形であり、前記送信側の基準信号と同一の
参照信号をもとに生成された参照波形に、少なくともｆ
m以上でフラットな第２の周波数成分を加算した広帯域
参照波形を発生する手段と、前記広帯域基準波形と前記
広帯域参照波形とから前記トランスバーサルフィルタを
含む等化回路のタップ利得を算出する手段とを具備した
ものであり、本発明の請求項２に係る波形等化器は、送
信側で低域からｆm までの周波数帯域を有する所定形状
の基準信号が挿入された電気信号が入力され、前記基準
信号を用いてトランスバーサルフィルタを含んだ波形等
化回路のタップ利得を自動調節することで、前記電気信
号の波形歪を除去する波形等化器において、前記受信し
た電気信号中の基準信号に少なくともｆm 以上のフラッ
トな第１の周波数成分を加算した広帯域基準信号を生成
する手段と、前記広帯域基準信号を抽出して広帯域基準
波形を生成する手段と、前記広帯域基準波形に対応した
波形であり、前記送信側の基準信号と同一の参照信号を
もとに生成された参照波形に、少なくともｆm 以上でフ
ラットな第２の周波数成分を加算した広帯域参照波形を
発生する手段と、前記広帯域基準波形と前記広帯域参照
波形とから前記トランスバーサルフィルタを含む等化回
路のタップ利得を算出する手段とを具備したものであ
る。

【００２７】

【作用】上記手段により、帯域内は正しく波形等化を行
う等化特性が得られ、帯域外は基準波形と参照波形とに
加えられた帯域外成分によって決定される所定の特性と
することができる。

【００２８】

【実施例】以下、図面を参照して本発明に係る一実施例
を詳細に説明する。図１は本発明に係る第１実施例の構
成を示す図である。なお、従来と同一部には同一符号を
付している。

【００２９】図１において、入力テレビジョン映像信号
は入力端子１０を通してアナログ・ディジタル（Ａ／
Ｄ）変換器１１とタイミング回路１２とに供給される。
Ａ／Ｄ変換器１１の出力のディジタル映像信号は、ＴＦ
のフィードフォワード接続からなる等化回路２１に入力
され、ゴースト除去のための波形等化処理を受ける。そ
の結果、ゴーストが除去されたディジタル映像信号が、
出力端子２２から導出される。タイミング回路１２は、
装置全体で必要なタイミング信号とクロックＣＫとを発
生している。

【００３０】Ａ／Ｄ変換器１１の出力は入力テレビジョ
ン信号中のゴースト歪みを検出するために、タイミング
回路１２で発生したタイミングで波形データが入力波形
メモリ１３に取り込まれる。入力波形メモリ１３に取り
込まれた波形データより、基準波形抽出回路１４におい
て所定の計算手順にしたがい、インパルス状の入力基準
波形が抽出される。この入力基準波形は加算器１５にお
いて、第１の帯域外波形メモリ１６に格納された帯域外
成分からなる波形が加算され、広帯域入力基準波形とし
てタップ利得演算回路２０に与えられる。また、タップ
利得演算回路２０には参照波形発生部２６の出力が供給
される。タップ利得演算回路２０ではこれらの波形をも
とに所定の演算が行われ、タップ利得が算出される。こ
のタップ利得が等化回路２１に与えられることにより、
ゴースト歪みを受けた映像信号に対し、ゴースト除去の
ための波形等化処理が施され、ゴーストが除去されたデ
ィジタル映像信号が出力端子２２から導出される。

【００３１】前述した参照波形発生部２６は参照波形メ
モリ１８、第２の帯域外波形メモリ１７及び加算器１９
により構成されている。参照波形メモリ１８には理想的
な所定の特性をもつ基準波形である参照波形が格納され
ており、この波形に第２の帯域外波形メモリ１７に格納
された帯域外波形が加算器１９によって加算され、広帯
域参照波形としてタップ利得演算回路２０に与えられ
る。

【００３２】ここで等化回路２１の一構成例を図２に示
す。図２はＴＦ３９のみで構成されている。図１のＡ／
Ｄ変換器１１の出力は端子４０を介して遅延素子群４１
に供給される。ＴＦ３９は周期Ｔ毎の遅延を有する遅延
素子群４１、この遅延素子群４１の各タップに設けられ
た乗算器群４２、乗算器群４２の各出力を合成する加算
器４３及びタップ利得を保持する係数器４４より構成さ
れる。加算器４３の合成結果は端子４６に出力される。
乗算器群４２の係数Ｃ-I〜ＣJ はタップ利得と呼ばれ、
係数器４４に保持されている。このタップ利得を適当に
設定することによって、遅延時間が−ＩＴ〜ＪＴまでの
ゴーストが除去できる。係数器４４には端子４５よりタ
ップ利得が供給される。また端子４７を介してクロック
ＣＫが供給されている。

【００３３】前述した入力基準波形は、垂直同期信号や
垂直帰線期間の所定ラインに挿入されたインパスル信号
等から作成される。バー信号の場合、微分または差分に
よりインパルス信号が得られる。また図３に示す８フィ
ールドシーケンスＧＣＲ（Ghost Cancel Reference）信
号より入力基準波形を得ることができる。このＧＣＲ信
号は現在、テレビジョン放送においてゴースト除去用の
基準信号として垂直帰線期間に重畳して伝送されている
（文献１「ゴースト除去方式講演会資料」1989.4.13 ，
放送技術開発協議会に詳述）。８フィールドシーケンス
ＧＣＲ信号は、ｓｉｎｘ／ｘバー波形とペデスタル波形
の組み合わせでできており、それぞれが図３（ａ）〜
（ｈ）に示す８フィールドシーケンスと呼ばれる順序で
挿入されている。ゴースト除去装置においては（６）式
よりＧＣＲ波形ＳGCR （図３（ｉ））が抽出される。

【００３４】 ＳGCR ＝（１／４）×｛（Ｓ１−Ｓ５）＋（Ｓ６−Ｓ２） ＋（Ｓ３−Ｓ７）＋（Ｓ８−Ｓ４）｝ （６） このＳGCR を１クロック差分することにより、インパル
ス状の入力基準波形が得られ、この波形をもとに波形等
化つまりゴースト除去が行われる。ここでＳi はフィー
ルド番号ｉ番目の基準信号（ＷＲＢあるいは黒の平坦信
号）を示す。図４にＧＣＲ波形ＳGCR の周波数特性を示
す。

【００３５】図５にタップ利得演算回路２０の一構成例
を示す。この回路は除算法に基づくタップ利得演算を行
うものである。加算器１５出力は端子３６を介してフー
リエ変換器３４に供給される。また、参照波形発生部２
６出力は端子３７を介してフーリエ変換部３５に供給さ
れる。フーリエ変換器３４，３５でフーリエ変換された
信号は除算器３３に供給され、フーリエ変換器３５出力
からフーリエ変換器３４出力が除算されて逆フーリエ変
換器３２に供給される。そして逆フーリエ変換されるこ
とで得られたタップ利得はタップ利得メモリ３１に与え
られる。その出力は端子３０を介して等化回路２１に供
給される。

【００３６】なお、本明細書では従来例で記述したよう
に波形列の時間特性を小文字で、その時間特性をフーリ
エ変換することにより得られる周波数特性を大文字で表
している。ところで除算法においては入力基準波形をｘ
（ｋ）、参照波形をｒ0 （ｋ）とした時のフーリエ変換
Ｘ（ｆ）、Ｒ0 （ｆ）をそれぞれ求めている。ここで入
力基準波形ｘ（ｋ）に対して出力が等化されてＲ0
（ｆ）が得られるような等化フィルタ、つまり、等化回
路２１の特性Ｃ（ｆ）は、 Ｃ（ｆ）＝Ｒ0 （ｆ）／Ｘ（ｆ） （７） となる。従ってＣ（ｆ）を逆フーリエ変換したｃ（ｔ）
のサンプル値ｃ（ｋ）が所望のタップ利得である。

【００３７】図５では（７）式に基づいたタップ利得演
算が行われる。すなわちフーリエ変換器３５により端子
３７から入力された広帯域参照波形ｒw （ｋ）がフーリ
エ変換され、周波数特性Ｒw （ｆ）が得られる。広帯域
参照波形ｒw （ｋ）は、参照波形ｒ0 （ｋ）と第２の帯
域外成分波形ｈ2 （ｋ）とを加算したものであり、
（８）式で表される。

【００３８】 ｒw （ｋ）＝ｒ0 （ｋ）＋ｈ2 （ｋ） （８） また、端子３６から入力された広帯域入力基準波形ｘw
（ｔ）はフーリエ変換され、周波数特性Ｘw （ｆ）が得
られる。広帯域入力基準波形ｘw （ｋ）は、入力基準波
形ｘ（ｋ）と第１の帯域外成分波形ｈ1 （ｋ）とを加算
したものであり、（９）式で表される。

【００３９】 ｘw （ｋ）＝ｘ（ｋ）＋ｈ1 （ｋ） （９） そして除算器３３により（１０）式が計算され、波形等
化に必要な等化回路２１の特性Ｃw （ｆ）が得られる。

【００４０】 Ｃw（ｆ）＝Ｒw（ｆ）／Ｘw （ｆ） （１０） このＣw （ｆ）を逆フーリエ変換器３２で逆フーリエ変
換を行うことにより、タップ利得メモリ３１にタップ利
得ｃw （ｋ）が供給される。このタップ利得ｃw（ｋ）
を端子３０を通して等化回路２１に与えることにより、
波形等化すなわちゴースト除去を行うことができる。

【００４１】ここで、（８），（９），（１０）式より
容易に（１１）式が得られる。

【００４２】 Ｃw（ｆ）＝｛Ｒφ（ｆ）＋Ｈ2（ｆ）｝／｛Ｘ（ｆ）＋Ｈ1（ｆ）｝ （１１） Ｒφ（ｆ）およびＸ（ｆ）がＲφ（ｆ）≠０，Ｘ（ｆ）
≠０である周波数帯域を０≦ｆ≦ｆm とおく。Ｈ1
（ｆ），Ｈ2 （ｆ）を Ｈ1（ｆ）＝Ｈ2（ｆ）＝０ （０≦ｆ≦ｆm ） Ｈ1（ｆ）≠０，Ｈ2（ｆ）≠０ （ｆm ＜ｆ） （１２） とすれば、

【数２】 が得られる。（１３）式の上式より帯域内は理想的な等
化特性が得られ、帯域外では（１３）式の下式で示され
る特性が得られる。ここで、Ｈ2 （ｆ）≠０（ｆm ＜
ｆ）としたのは、Ｈ2 （ｆ）＝０とすると、Ｃw （ｆ）
＝０（ｆm ＜ｆ）となり、等化フィルタが帯域内外でｆ
m を境とした急峻なローパスフィルタ特性を持つためで
ある。この特性を有限のタップ係数で実現すると、急峻
であるがためにｆm で無理な位相回りが起こったり、帯
域内に歪みが生ずる。Ｈ2 （ｆ）≠０（ｆm ＜ｆ）とす
ることで、帯域外のタップ利得特性を暴れさせること無
く理想的な帯域等化フィルタ特性を得ることができるよ
うになる。

【００４３】また（１３）式で表されるＣw （ｆ）の帯
域内外の特性の切り替わり目がスムーズになるように、
（１１）式の右辺の各要素の特性をｆm の前後でオーバ
ーラップさせてもよい。

【００４４】ところでＨ1 （ｆ）の帯域外の特性は一定
値で良いが、入力基準波形のＳ／Ｎ（信号対雑音電力
比）が悪い時を考慮して、Ｈ1 （ｆ）をＸ（ｆ）の帯域
外に乗ってくる雑音振幅より、十分振幅が大きくなるよ
うな特性にするとＣw （ｆ）の帯域外の変動を少なくす
ることができる。また、Ｈ1 （ｆ）とＨ2 （ｆ）の特性
のどちらか、もしくは両方を入力基準波形のＳ／Ｎ等に
応じて変化させることでオーバーラップ部分の等化能力
を変化させたり、帯域外のフィルタ特性を制御すること
ができる。結果として、ｃ（ｋ）の時間特性の広がりを
抑えることもできる。

【００４５】例えばＨ1 （ｆ）＝Ｈ2 （ｆ）すなわちＨ
2 （ｆ）／Ｈ1 （ｆ）＝１とすれば、入力基準波形が無
歪みの時、すなわちＸ（ｆ）＝Ｒ（ｆ）とみなせる場合
には、Ｃw （ｆ）＝１となりｃw （ｋ）は理想的な単一
インパルスのみとなる。よって無歪の場合には余分なタ
ップ利得を発生させないという利点がある。

【００４６】図６にタップ利得ｃw （ｔ）を得るまでの
各波形の周波数振幅特性の一例を示す。図６（１）〜
（７）はそれぞれＲ0 （ｆ），Ｈ1 （ｆ），Ｈ2
（ｆ），Ｒw（ｆ），Ｘ（ｆ），Ｘw （ｆ），Ｃw
（ｆ）の周波数振幅特性を示している。なお、この図に
おいては（１２）式に加え、（１４）式を仮定してい
る。

【００４７】 Ｈ1 （ｆ）＝Ｈ2 （ｆ）＝Ａ （１４） 但し、ｆm ＜ｆ，Ａは０を除く所定の実数値とした。

【００４８】図６のようにＣw （ｆ）は帯域内では理想
的な帯域等化フィルタ特性をもち、帯域外では（１
３），（１４）式により暴れることなく、利得１のフラ
ットな特性を持つようになる。

【００４９】次に本発明に係る第２実施例の構成を図面
を参照して説明する。図７は第２実施例の構成を示す図
である。この図において入力テレビジョン映像信号は、
入力端子１０を通してＡ／Ｄ変換器１１とタイミング回
路１２とに供給される。Ａ／Ｄ変換器１１では入力され
たテレビジョン映像信号がサンプリング周期Ｔでサンプ
リングされ、デジタル映像信号に変換される。Ａ／Ｄ変
換器１１出力のディジタル映像信号は加算器１５に供給
され、第１の帯域外波形メモリ１６出力である帯域外成
分が加算された後、等化回路２１に入力され、ゴースト
除去のための波形等化処理が行われる。その結果、ゴー
ストが除去されたディジタル映像信号が、等化回路２１
から出力され、出力端子２２から導出される。

【００５０】入力テレビジョン信号中のゴースト歪みを
検出するために、加算器１５の出力および等化回路２１
の出力の波形データはそれぞれ入力波形メモリ１３及び
出力波形メモリ２３に取り込まれる。入力波形メモリ１
３に取り込まれた波形データより、基準波形抽出回路１
４において所定の計算手順にしたがい、インパルス状の
入力基準波形が抽出され、タップ利得演算回路２５に供
給される。同様に出力波形メモリ２３に取り込まれた波
形データより、基準波形抽出回路２４においてインパル
ス状の出力基準波形が抽出され、タップ利得演算回路２
５に供給される。タップ利得演算回路２５は入力基準波
形と出力基準波形、及び参照波形発生部２６より出力さ
れる、帯域外成分を含んだ基準波形である広帯域参照波
形をもとに演算が行こなわれ、等化回路２１のタップ利
得が修正される。この結果ゴースト歪みを受けた映像信
号は、等化回路２１によりゴースト除去のための波形等
化処理が施され、ゴーストが除去されたディジタル映像
信号が出力端子２２から導出される。

【００５１】なお、映像信号中の基準信号はインパルス
状でもステップ状でも良い。ステップ状の基準信号に対
して加算する場合の帯域外成分は基準信号を差分して用
いることを考慮した特性とすれば良い。基準信号が８フ
ィールドシーケンスＧＣＲ信号のようなシーケンス信号
であった場合には、毎フィールドに加算せずに、例えば
８フィールドに１回、ＷＲＢ波形の立ち上がり部分に加
算すれば良い。この他にはペデスタルに加算しても良い
ことは容易に理解できる。この適宜帯域外成分を加算し
た基準信号を広帯域基準信号と呼ぶことにする。よっ
て、ここでは簡単のため映像信号にはパルス状の基準信
号が重畳されているものとし、その波形を取り込んで基
準波形として用いるものとして説明する。

【００５２】図７においてタップ利得修正演算を行うと
第１の実施例と同様に、参照波形発生部２６出力の広帯
域参照波形ｒw （ｋ）及び基準波形抽出回路１４出力の
広帯域入力基準波形ｘw （ｋ）は、それぞれ（８），
（９）式で表される。また（１５）式で表される広帯域
出力波形ｙw （ｋ）が得られる。

【００５３】

【数３】 よって、従来例と同様に逐次修正を行えば、最終的には
式（１６）を満たすタップ利得ｃw （ｋ）が得られる。

【００５４】 Ｙw（ｆ）＝Ｃw（ｆ）・Ｘw（ｆ）＝Ｒw（ｆ） （１６） ここで、Ｘw （ｆ）≠０であるため、（１０）式に変形
することができる。よって本実施例においても（１
１），（１２），（１３）式が成り立ち、第１の実施例
と同様の効果が得られる。また、各要素についての議論
も同様に成り立つ。

【００５５】これまでの説明は、入力基準波形ｘ（ｋ）
の帯域が伝送路帯域に等しいような十分な帯域幅を持つ
ものとして説明したが、伝送路の帯域幅に対し入力基準
波形ｘ（ｋ）の帯域幅が狭い場合であっても（１１）〜
（１３）式から明らかなように、帯域外成分ｈ1（ｋ）
，ｈ2（ｋ） に入力基準波形ｘ（ｋ）の不足している
帯域外成分を補う成分をもたせることで本発明は有効で
ある。

【００５６】例えば伝送路の周波数帯域が０〜ｆd であ
るのに対し、基準波形ｘ（ｋ）の信号成分の周波数帯域
がｆd ／５〜ｆd ／２であると、従来の波形等化器では
０〜ｆd ／５及びｆd ／２〜ｆd の周波数では波形等化
を行えないばかりでなくランダムな特性のフィルタとな
り、映像信号の対応する周波数成分を著しく乱すという
問題があった。本発明によれば、帯域外成分ｈ1
（ｋ），ｈ2 （ｋ）に基準波形ｘ（ｋ）の帯域以外の成
分、すなわちｆd ／５〜ｆd ／２以外の信号成分をもた
せることで、ｆd ／５〜ｆd ／２の間は伝送路に対する
波形等化を行い、それ以外の周波数では映像信号を乱す
こと無く単に信号をスルーさせるようにタップ利得が自
動的に求まり、有効な改善効果が得られる。従って基準
波形として十分な信号帯域のない波形を用いても有効に
波形等化を行うことができる。

【００５７】以上記述したように、入力波形もしくは入
力基準波形と参照波形とに不足している帯域外の周波数
成分を補うような帯域外成分を加算し、タップ利得を求
めることで、等化回路の帯域外特性の暴れを防ぐことで
帯域内は理想的な波形等化特性を得ることができる。ま
た等化回路を通る映像信号に信号反転やリミットがかか
ったり、帯域内の等化フィルタ特性の暴れによる色回り
等の不必要な波形歪みや消え残りを生じなくなり、効果
的に帯域等化を行うことができる。

【００５８】本実施例では、映像信号の波形等化につい
て例を挙げて説明したが、帯域制限された信号であれ
ば、信号の種類に関係なく本発明を実施でき、同様に信
号反転やリミット等の問題をなくし、効果的な帯域等化
を行うことができる。

【００５９】なお、広帯域参照波形発生部については原
理が分かりやすいように構成を分割して説明したが、広
帯域参照波形そのものをメモリ等に格納して用いても良
い。この場合、帯域外成分の振幅を参照波形と等しくす
ることで、広帯域参照波形は理想的な単一インパルスと
することができ、特別にメモリを用いなくても簡単な回
路で発生させることができる。同様に参照波形や帯域外
成分は必ずしもＲＡＭやＲＯＭ等の記憶素子に入ってい
る必要はなく論理回路等で発生しても良い。更に第１実
施例においては、前もって広帯域参照波形にフーリエ変
換を施したものを用いることにより、フーリエ変換器３
５を省略することができる。また、入力基準波形に帯域
外成分を加えるのは、フーリエ変換後でもかまわない。
基準波形抽出回路は必要に応じて入出力波形メモリと前
後しても良い。

【００６０】本発明の主旨は従来の入力波形に帯域外成
分を加え、参照波形にも帯域外成分を加えたものを用い
て波形等化演算を行うことにあるため、他のアルゴリズ
ムで帯域等化を行う波形等化器においても、本発明の要
旨を逸脱することなく実施可能である。例えばＺＦ（Ze
ro Forcing）法のように、出力波形のみから等化演算を
行うアルゴリズムにおいても、本発明を用いれば入力波
形に帯域外成分を加えることにより、波形等化器の出力
波形に等化フィルタの帯域外特性が反映される。よって
等化フィルタの帯域外特性の乱れを防ぐことができ、こ
れによって生じていた不要な波形歪みの発生を防止する
ことができる。

【００６１】本実施例では各信号処理を回路として説明
したが、適宜ソフトウェアを用いて本発明と同様の処理
を施しタップ利得を得ても良い。また本発明の主旨を超
えない範囲内であれば等化回路の構成を含む除去装置の
構成や実現方法が異なっていても本発明を適用すること
ができる。そして本発明はその主旨を逸脱しない範囲で
種々様々変形実施可能であることはもちろんである。

【００６２】例えば、逐次修正法において、出力基準波
形から参照波形を引いて誤差波形を得たのちに、更に誤
差波形から帯域外成分を引くことは、最初から広帯域参
照波形を引き去ることと全く同じことである。また第２
実施例では、映像信号上の基準信号に対して帯域外成分
を加算したが、出力波形を得るために等化回路を別に用
意したりソフトウェアを用いれば、図１の構成を用い
て、抽出した入力基準波形に帯域外成分を加算したもの
から等化回路２１と同等の出力を得て、タップ利得を求
めても実施可能である。

【００６３】また、各々の波形は時間領域および周波数
領域どちらでも表現できるため、いずれの処理もどちら
の領域で行うかは自由である。

【００６４】

【発明の効果】以上説明したように、等化回路の帯域外
特性の暴れを防ぐことができ、帯域内は理想的な波形等
化特性が得られ、帯域外では所定の特性をもたせること
ができる。これにより色位相回り等の不要な信号歪が改
善する。また帯域外の暴れにより生じていた、タップ利
得メモリや等化回路等の装置の構成要素において、ダイ
ナミックレンジの超過による異常な結果が得られること
がなくなる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る第１実施例の構成を示す構成図

【図２】等化回路２１の一構成例を示す構成図

【図３】８フィールドシーケンスＧＣＲ信号を説明する
説明図

【図４】ＧＣＲ波形の周波数特性を説明する説明図

【図５】タップ利得演算回路２０の構成を示す構成図

【図６】第１実施例における各波形の周波数振幅特性の
一例を説明する説明図

【図７】本発明に係る第２実施例の構成を示す構成図

【図８】従来の構成を示す構成図

【図９】タップ利得演算回路２５の構成を示す構成図

【図１０】従来例における各波形の周波数振幅特性の一
例を説明する説明図

【符号の説明】

１１…Ａ／Ｄ変換器、１２…タイミング回路、１３…入
力波形メモリ、１４…基準波形抽出回路、１６…第１の
帯域外波形メモリ、１７…第２の帯域外波形メモリ、１
８…参照波形メモリ、２０…タップ利得演算回路、２１
…等化回路。

フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H04N 5/21

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 送信側で低域からｆm （任意定数）まで
   の周波数帯域を有する所定形状の基準信号が挿入された
   電気信号が入力され、前記基準信号を用いてトランスバ
   ーサルフィルタを含む波形等化回路のタップ利得を自動
   調節することで、前記電気信号の波形歪を除去する波形
   等化器において、 前記電気信号から前記基準信号を抽出して基準波形を生
   成する手段と、 前記基準波形に少なくともｆm 以上でフラットな第１の
   周波数成分を加算した広帯域基準波形を生成する手段
   と、 前記広帯域基準波形に対応した波形であり、前記送信側
   の基準信号と同一の参照信号をもとに生成された参照波
   形に、少なくともｆm 以上でフラットな第２の周波数成
   分を加算した広帯域参照波形を発生する手段と、 前記広帯域基準波形と前記広帯域参照波形とから前記ト
   ランスバーサルフィルタを含む等化回路のタップ利得を
   算出する手段とを具備したことを特徴とする波形等化
   器。
2. 【請求項２】 送信側で低域からｆm までの周波数帯域
   を有する所定形状の基準信号が挿入された電気信号が入
   力され、前記基準信号を用いてトランスバーサルフィル
   タを含んだ波形等化回路のタップ利得を自動調節するこ
   とで、前記電気信号の波形歪を除去する波形等化器にお
   いて、 前記受信した電気信号中の基準信号に少なくともｆm 以
   上のフラットな第１の周波数成分を加算した広帯域基準
   信号を生成する手段と、 前記広帯域基準信号を抽出して広帯域基準波形を生成す
   る手段と、 前記広帯域基準波形に対応した波形であり、前記送信側
   の基準信号と同一の参照信号をもとに生成された参照波
   形に、少なくともｆm 以上でフラットな第２の周波数成
   分を加算した広帯域参照波形を発生する手段と、 前記広帯域基準波形と前記広帯域参照波形とから前記ト
   ランスバーサルフィルタを含む等化回路のタップ利得を
   算出する手段とを具備したことを特徴とする波形等化
   器。