JP3256966B2 - テレビジョン信号処理装置 - Google Patents
テレビジョン信号処理装置Info
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- Television Systems (AREA)
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は，テレビジョン信号処理装置，特に，高品位
テレビ（HDTV）システムのTV受像機内のMUSE（Multipe
Sub−Nyquist Sampling Encoding）デコーダなどのTV受
像機のデコーダに関する。
テレビ（HDTV）システムのTV受像機内のMUSE（Multipe
Sub−Nyquist Sampling Encoding）デコーダなどのTV受
像機のデコーダに関する。
MUSE方式は一種のサンプル値伝送方式であり，入力画
像信号のサンプルを並べ代えてアナログ・サンプル値と
して伝送する（日経エレクトロニクス,1987,11,2.（No.
433），第192ページ，参照）。
像信号のサンプルを並べ代えてアナログ・サンプル値と
して伝送する（日経エレクトロニクス,1987,11,2.（No.
433），第192ページ，参照）。
伝送歪みはサンプル値間の干渉となり，再生画面上で
はリンギングとなる。このリンギングを除去するために
は,MUSEデコーダ内に波形等化器を設けて波形等化を行
うことが有効であるとされている。このMUSEデコーダの
構成例を第８図に示す（たとえば，岩館，他，「MUSEデ
コーダ内蔵型波形等化器」,1988年テレビジョン学会全
国大会,16−6,ページ351〜352,参照）。
はリンギングとなる。このリンギングを除去するために
は,MUSEデコーダ内に波形等化器を設けて波形等化を行
うことが有効であるとされている。このMUSEデコーダの
構成例を第８図に示す（たとえば，岩館，他，「MUSEデ
コーダ内蔵型波形等化器」,1988年テレビジョン学会全
国大会,16−6,ページ351〜352,参照）。
第８図のMUSEデコーダは，ローパスフィルタ11,クラ
ンプ回路12,A/Dコンバータ13,遅延回路14,FETを用いた
バッファアンプ16,A/Dコンバータ17,トランスバーサル
フィルタ内蔵形波形等化器18,サブサンプルスイッチ19,
調整用オン・オフスイッチ20,加算回路15,受信信号に含
まれるVIT（Vertical Interval Test）パルスを取り出
す回路21,マイクロコンピュータ22で図示の如く構成さ
れている。遅延回路14はA/Dコンバータ13の出力を遅延
させ，波形等化器18からの信号とのタイミング合わせを
行う。
ンプ回路12,A/Dコンバータ13,遅延回路14,FETを用いた
バッファアンプ16,A/Dコンバータ17,トランスバーサル
フィルタ内蔵形波形等化器18,サブサンプルスイッチ19,
調整用オン・オフスイッチ20,加算回路15,受信信号に含
まれるVIT（Vertical Interval Test）パルスを取り出
す回路21,マイクロコンピュータ22で図示の如く構成さ
れている。遅延回路14はA/Dコンバータ13の出力を遅延
させ，波形等化器18からの信号とのタイミング合わせを
行う。
MUSEデコーダで等化すべき歪みは、チューナーのばら
つき，ビデオディスクなどの入力特性の相違，伝送系，
信号分配系によって大きく変化する。そこで，波形等化
器18を用いて歪み成分を補償している。サブサンプルス
イッチ19はVITパルス信号タイミングで波形等化フィル
タ18からの等化信号を本線系の信号に印加して加算回路
15において歪みの補償を行わせる。また，調整用オン・
オフスイッチ20はVITパルスを用いて調整する期間，閉
成（クローズ）される。マイクロコンピュータ（μＣ）
22は,VITパルス取り出し回路21で取り出された垂直帰線
期間内に存在するVITパルス信号に基づいてMUSE信号の
垂直ブランキング内の多重化されている基準インパルス
応答に基づいて伝送系などの歪みを打ち消すように，波
形等化器18のタップ係数を決定し，そのタップ係数を波
形等化器内の係数乗算回路に設定する。
つき，ビデオディスクなどの入力特性の相違，伝送系，
信号分配系によって大きく変化する。そこで，波形等化
器18を用いて歪み成分を補償している。サブサンプルス
イッチ19はVITパルス信号タイミングで波形等化フィル
タ18からの等化信号を本線系の信号に印加して加算回路
15において歪みの補償を行わせる。また，調整用オン・
オフスイッチ20はVITパルスを用いて調整する期間，閉
成（クローズ）される。マイクロコンピュータ（μＣ）
22は,VITパルス取り出し回路21で取り出された垂直帰線
期間内に存在するVITパルス信号に基づいてMUSE信号の
垂直ブランキング内の多重化されている基準インパルス
応答に基づいて伝送系などの歪みを打ち消すように，波
形等化器18のタップ係数を決定し，そのタップ係数を波
形等化器内の係数乗算回路に設定する。
MUSE方式の伝送レートは16.2MHzであるから，本線系
のA/Dコンバータ13のサンプリング周波数（サンプリン
グレート）は16.2MHzで行う。一方，波形等化を行うた
めには，原理的には少なくとも伝送レートの２倍のサン
プリング周波数,32.4MHzで行う必要があり，副線系のA/
Dコンバータ17および波形等化器18のサンプリング周波
数は32.4MHzである。
のA/Dコンバータ13のサンプリング周波数（サンプリン
グレート）は16.2MHzで行う。一方，波形等化を行うた
めには，原理的には少なくとも伝送レートの２倍のサン
プリング周波数,32.4MHzで行う必要があり，副線系のA/
Dコンバータ17および波形等化器18のサンプリング周波
数は32.4MHzである。
上述した従来のMUSEデコーダには下記の問題がある。
一旦等化調整を完了しても伝送系の特性変化などによ
り，再調整が必要になることが多い。しかしながら，従
来，自動的に等化調整を行うように構成されておらず，
特性変化に対応できない。
り，再調整が必要になることが多い。しかしながら，従
来，自動的に等化調整を行うように構成されておらず，
特性変化に対応できない。
かりに調整用オン・オフスイッチ20を動作させて自動
的に再調整を行わせようとしても，従来の回路構成で
は，調整用オン・オフスイッチ20をオフ（開成）にした
場合，等化出力がしゃ断され加算回路15の出力は全く等
化されていない歪みを含んだ受信画像信号のままであ
り，等化調整期間の間，リンギングが発生した再生画像
が表示される。
的に再調整を行わせようとしても，従来の回路構成で
は，調整用オン・オフスイッチ20をオフ（開成）にした
場合，等化出力がしゃ断され加算回路15の出力は全く等
化されていない歪みを含んだ受信画像信号のままであ
り，等化調整期間の間，リンギングが発生した再生画像
が表示される。
等化調整時間は歪みの状態にのって大きく変化する。
たとえば,30秒程度で調整完了する場合もあり，数分か
かる場合もある。等化調整は垂直帰線期間内のVITパル
スを用いて繰り返してタップ係数を求めていくから，そ
の途中の段階ではかなりずれた等化をする場合もある。
調整用オン・オフスイッチ20をオンのままにした場合
は，この調整期間の間，利用者はこのような調整中の画
像を見続けさせられるという問題がある。
たとえば,30秒程度で調整完了する場合もあり，数分か
かる場合もある。等化調整は垂直帰線期間内のVITパル
スを用いて繰り返してタップ係数を求めていくから，そ
の途中の段階ではかなりずれた等化をする場合もある。
調整用オン・オフスイッチ20をオンのままにした場合
は，この調整期間の間，利用者はこのような調整中の画
像を見続けさせられるという問題がある。
上述した問題は,MUSEデコーダに限らず，他のTV受像
機で歪み補償を行う場合にも同様に発生する。
機で歪み補償を行う場合にも同様に発生する。
以上に鑑みて，本発明は，等化調整期間中でも，ある
程度の品質の再生画像を提供しながらオンラインで等化
調整可能なテレビジョン信号処理装置，より特定的に
は,TV受像機のデコーダを提供することを目的とする。
程度の品質の再生画像を提供しながらオンラインで等化
調整可能なテレビジョン信号処理装置，より特定的に
は,TV受像機のデコーダを提供することを目的とする。
また本発明は歪み特性の変化に応じて自動的に再調整
を行うテレビジョン信号処理装置，より特定的には,TV
受像機のデコーダを提供することを目的とする。
を行うテレビジョン信号処理装置，より特定的には,TV
受像機のデコーダを提供することを目的とする。
本発明によれば、垂直帰線期間内に含まれるテスト信
号と映像期間内に含まれる映像信号とを含む受信信号の
波形歪みの等化を行うテレビジョン信号処理装置であっ
て，前記受信信号の垂直帰線期間に前記テスト信号を用
いて等化してその等化結果を出力するデジタルフィルタ
型の第１の波形等化手段と，前記受信信号の映像期間に
前記映像信号を等化してその等化結果を出力するデジタ
ルフィルタ型の第２の波形等化手段と，前記第１の波形
等化手段における前記テスト信号の等化特性が所定の値
に達するデジタルフィルタの第１組のタップ係数を算出
し，該算出した第１の組タップ係数を前記第２の波形等
化手段のデジタルフィルタの第２組のタップ係数として
設定する制御手段とを具備することを特徴とするテレビ
ジョン信号処理装置が提供される。
号と映像期間内に含まれる映像信号とを含む受信信号の
波形歪みの等化を行うテレビジョン信号処理装置であっ
て，前記受信信号の垂直帰線期間に前記テスト信号を用
いて等化してその等化結果を出力するデジタルフィルタ
型の第１の波形等化手段と，前記受信信号の映像期間に
前記映像信号を等化してその等化結果を出力するデジタ
ルフィルタ型の第２の波形等化手段と，前記第１の波形
等化手段における前記テスト信号の等化特性が所定の値
に達するデジタルフィルタの第１組のタップ係数を算出
し，該算出した第１の組タップ係数を前記第２の波形等
化手段のデジタルフィルタの第２組のタップ係数として
設定する制御手段とを具備することを特徴とするテレビ
ジョン信号処理装置が提供される。
本発明の第１の形態は，前記第１の波形等化手段と前
記第２の波形等化手段とは並列に接続されており，前記
第１の波形等化手段は，直列接続された複数の単位時間
遅延要素と，該複数の単位時間遅延要素のうちの第１の
単位時間遅延要素への入力信号および前記複数の単位時
間遅延要素の出力信号にそれぞれ前記第１組のタップ係
数を乗ずる複数の係数乗算要素と，該複数の係数乗算要
素の出力を加算する加算手段とを有し，前記第２の波形
等化手段は，直列接続された複数の単位時間遅延要素
と，該複数の単位時間遅延要素のうちの第１の単位時間
遅延要素への入力信号および前記複数の単位時間遅延要
素の出力信号にそれぞれ前記第２組のタップ係数を乗ず
る複数の係数乗算要素と，該複数の係数乗算要素の出力
を加算する加算手段とを有し，前記垂直帰線期間は前記
第１の波形等化手段の出力を出力し，前記映像期間は前
記第２の波形等化手段の出力を出力するスイッチング手
段をさらに有する。
記第２の波形等化手段とは並列に接続されており，前記
第１の波形等化手段は，直列接続された複数の単位時間
遅延要素と，該複数の単位時間遅延要素のうちの第１の
単位時間遅延要素への入力信号および前記複数の単位時
間遅延要素の出力信号にそれぞれ前記第１組のタップ係
数を乗ずる複数の係数乗算要素と，該複数の係数乗算要
素の出力を加算する加算手段とを有し，前記第２の波形
等化手段は，直列接続された複数の単位時間遅延要素
と，該複数の単位時間遅延要素のうちの第１の単位時間
遅延要素への入力信号および前記複数の単位時間遅延要
素の出力信号にそれぞれ前記第２組のタップ係数を乗ず
る複数の係数乗算要素と，該複数の係数乗算要素の出力
を加算する加算手段とを有し，前記垂直帰線期間は前記
第１の波形等化手段の出力を出力し，前記映像期間は前
記第２の波形等化手段の出力を出力するスイッチング手
段をさらに有する。
好ましくは、前記制御手段は前記第１の波形等化手段
におけるテスト信号の等化特性を監視し，該等化特性が
所定の値に達しないとき前記スイッチング手段を付勢
し，前記第１の波形等化手段におけるテスト信号の等化
特性が所定の値に達するデジタルフィルタの第１組のタ
ップ係数を算出し，該算出した第１組のタップ係数を第
２組のタップ係数として前記第２の波形等化手段のデジ
タルフィルタのタップ係数を更新し、前記スイッチング
手段を前記第１の波形等化手段の出力を出力する状態で
消勢する。
におけるテスト信号の等化特性を監視し，該等化特性が
所定の値に達しないとき前記スイッチング手段を付勢
し，前記第１の波形等化手段におけるテスト信号の等化
特性が所定の値に達するデジタルフィルタの第１組のタ
ップ係数を算出し，該算出した第１組のタップ係数を第
２組のタップ係数として前記第２の波形等化手段のデジ
タルフィルタのタップ係数を更新し、前記スイッチング
手段を前記第１の波形等化手段の出力を出力する状態で
消勢する。
本発明の第２の形態は，前記第１の波形等化手段およ
び前記第２の波形等化手段は、直列接続された複数の単
位時間遅延要素と，該複数の単位時間遅延要素のうちの
第１の単位時間遅延要素への入力信号および前記複数の
単位時間遅延要素の出力信号にそれぞれタップ係数を乗
ずる複数の係数乗算要素と，該複数の係数乗算要素の出
力を加算する加算手段と，前記複数の係数乗算要素に前
記第１組のタップ係数を設定する第１のタップ係数設定
部と，前記複数の係数乗算要素に前記第２組のタップ係
数を設定する第１のタップ係数設定部とからなるタップ
係数切り換え手段とを有する。
び前記第２の波形等化手段は、直列接続された複数の単
位時間遅延要素と，該複数の単位時間遅延要素のうちの
第１の単位時間遅延要素への入力信号および前記複数の
単位時間遅延要素の出力信号にそれぞれタップ係数を乗
ずる複数の係数乗算要素と，該複数の係数乗算要素の出
力を加算する加算手段と，前記複数の係数乗算要素に前
記第１組のタップ係数を設定する第１のタップ係数設定
部と，前記複数の係数乗算要素に前記第２組のタップ係
数を設定する第１のタップ係数設定部とからなるタップ
係数切り換え手段とを有する。
好ましくは、前記制御手段は、前記垂直帰線期間内の
テスト信号の等化特性を監視し，該等化特性が所定の値
に達しないとき前記テスト信号の等化特性が所定の値に
達するデジタルフィルタの第１組のタップ係数を算出
し，該算出した第１組のタップ係数を前記第２組のタッ
プ係数として前記第２のタップ係数設定部から前記係数
乗算要素に設定する。
テスト信号の等化特性を監視し，該等化特性が所定の値
に達しないとき前記テスト信号の等化特性が所定の値に
達するデジタルフィルタの第１組のタップ係数を算出
し，該算出した第１組のタップ係数を前記第２組のタッ
プ係数として前記第２のタップ係数設定部から前記係数
乗算要素に設定する。
本発明のテレビジョン信号処理装置は，垂直帰線期間
内に含まれるテスト信号を用いて波形等化を行って波形
等化手段における最適なタップ係数を算出し、算出した
タップ係数を用いて映像期間内に含まれる映像信号の波
形歪みの等化を行うテレビジョン信号処理装置であり，
垂直帰線期間内に含まれるテスト信号に対する第１の波
形等化手段の他に，映像期間内に含まれる映像信号に対
する第２の波形等化手段を備えている。第１の波形等化
手段と制御手段との協動によりテスト信号を用いて最適
なタップ係数が得られると，そのタップ係数が第２の等
化手段に設定され，以下，この正確に求められたタップ
係数で等化を行い，歪みを正確に補償する。
内に含まれるテスト信号を用いて波形等化を行って波形
等化手段における最適なタップ係数を算出し、算出した
タップ係数を用いて映像期間内に含まれる映像信号の波
形歪みの等化を行うテレビジョン信号処理装置であり，
垂直帰線期間内に含まれるテスト信号に対する第１の波
形等化手段の他に，映像期間内に含まれる映像信号に対
する第２の波形等化手段を備えている。第１の波形等化
手段と制御手段との協動によりテスト信号を用いて最適
なタップ係数が得られると，そのタップ係数が第２の等
化手段に設定され，以下，この正確に求められたタップ
係数で等化を行い，歪みを正確に補償する。
次回のテスト信号を用いたタップ係数の算出を行う調
整期間は,1フィールド前に算出したタップ係数を用いる
第２の波形等化手段による等化が行われる。このときの
等化出力は精度が劣る場合があるが，調整期間おいても
この映像信号に対する波形等化出力によって再生画像が
補償されるから，ある程度の品質の再生画像を提供で
き，視聴者に等化の中断による不自然を感じさせない。
整期間は,1フィールド前に算出したタップ係数を用いる
第２の波形等化手段による等化が行われる。このときの
等化出力は精度が劣る場合があるが，調整期間おいても
この映像信号に対する波形等化出力によって再生画像が
補償されるから，ある程度の品質の再生画像を提供で
き，視聴者に等化の中断による不自然を感じさせない。
さらに，制御手段は歪み特性の変動に対応して自動的
に等化調整を行う。
に等化調整を行う。
本発明のテレビジョン信号処理装置の１実施例として
HDTVのTV受像機内のMUSEデコーダに適用した場合につい
て第１図を参照して述べる。
HDTVのTV受像機内のMUSEデコーダに適用した場合につい
て第１図を参照して述べる。
第１図において，第８図を参照して述べた従来構成と
同じ要素は同じ符号を付しているので説明を省略する。
同じ要素は同じ符号を付しているので説明を省略する。
第８図の構成と比較すると，第１図に示したTV受像機
のMUSEデコーダには，波形等化手段としての特性切替可
能な波形等化回路23,スイッチング手段としてのモード
スイッチング回路24,および，制御手段としての制御用
マイクロコンピュータ（μＣ）25が設けられている。
のMUSEデコーダには，波形等化手段としての特性切替可
能な波形等化回路23,スイッチング手段としてのモード
スイッチング回路24,および，制御手段としての制御用
マイクロコンピュータ（μＣ）25が設けられている。
第１図における波形等化回路23,モードスイッチング
回路24および制御用μC25の第１の構成例を第２図に示
す。
回路24および制御用μC25の第１の構成例を第２図に示
す。
波形等化回路23は，第１の波形等化手段としての映像
信号波形等化器23Aと，第２の波形等化手段としてのVIT
パルス信号波形等化器23Bとが並列に接続されて構成さ
れている。第４図に図解したように、ライン1,2の垂直
帰線期間内に存在するVITパルス信号が上記テスト信号
に対応する。映像信号波形等化器23Aは第３図に示すよ
うに，転置形トランスバーサルフィルタで構成されてい
る。すなわち，このトランスバーサルフィルタ23Aは，
単位時間遅延要素101〜105,係数乗算器111〜115,加算回
路121〜125が順次直列に接続された複数タップ，たとえ
ば,5タップのトランスバーサルフィルタである。係数乗
算器111〜116の第１組のタップ係数kA1〜kA6は後述する
ように，調整期間，制御手段としての制御用μC25によ
って歪み特性に応じて更新されていく。したがって，映
像信号波形等化器23Aと制御用μC25とで適応形トランス
バーサルフィルタを構成している。VITパルス信号波形
等化器23Bも同様な回路構成を有する転置形トランスバ
ーサルフィルタである。第２組のタップ係数kB1〜kB6も
制御手段としての制御用μC25から更新される。これら
の波形等化器23Aと波形等化器23BにはA/Dコンバータ17
でサンプリングされた受信信号が入力されている。
信号波形等化器23Aと，第２の波形等化手段としてのVIT
パルス信号波形等化器23Bとが並列に接続されて構成さ
れている。第４図に図解したように、ライン1,2の垂直
帰線期間内に存在するVITパルス信号が上記テスト信号
に対応する。映像信号波形等化器23Aは第３図に示すよ
うに，転置形トランスバーサルフィルタで構成されてい
る。すなわち，このトランスバーサルフィルタ23Aは，
単位時間遅延要素101〜105,係数乗算器111〜115,加算回
路121〜125が順次直列に接続された複数タップ，たとえ
ば,5タップのトランスバーサルフィルタである。係数乗
算器111〜116の第１組のタップ係数kA1〜kA6は後述する
ように，調整期間，制御手段としての制御用μC25によ
って歪み特性に応じて更新されていく。したがって，映
像信号波形等化器23Aと制御用μC25とで適応形トランス
バーサルフィルタを構成している。VITパルス信号波形
等化器23Bも同様な回路構成を有する転置形トランスバ
ーサルフィルタである。第２組のタップ係数kB1〜kB6も
制御手段としての制御用μC25から更新される。これら
の波形等化器23Aと波形等化器23BにはA/Dコンバータ17
でサンプリングされた受信信号が入力されている。
第４図にMUSE信号の伝送信号形態を示す。第４図から
明らかなように，テスト信号の１例であるVITパルスが
挿入されているVITS期間（以下，垂直帰線，略してＶ期
間と呼ぶ）と，映像信号Ｙが挿入されている映像期間
（以下,P期間と呼ぶ）とがある。
明らかなように，テスト信号の１例であるVITパルスが
挿入されているVITS期間（以下，垂直帰線，略してＶ期
間と呼ぶ）と，映像信号Ｙが挿入されている映像期間
（以下,P期間と呼ぶ）とがある。
第５図を参照して第２図の回路の動作を述べる。
まず，時点t1において調整が開始すると，制御用μC2
5は映像信号波形等化器23AおよびVITパルス信号波形等
化器23Bのタップ係数，単位時間遅延要素などを初期化
し（第５図（ｂ）），モードスイッチング回路24を付勢
して調整期間の間,P期間では映像信号波形等化器23Aの
等化出力をＶ期間ではVITパルス信号波形等化器23Bの等
化出力をモードスイッチング回路24から選択的に出力さ
せるようにする（第５図（ｃ））。映像信号波形等化器
23AはＰ期間に等化処理を行い,VITパルス信号波形等化
器23BはＶ期間に等化処理を行う。これらの等化調整動
作については後述する。
5は映像信号波形等化器23AおよびVITパルス信号波形等
化器23Bのタップ係数，単位時間遅延要素などを初期化
し（第５図（ｂ）），モードスイッチング回路24を付勢
して調整期間の間,P期間では映像信号波形等化器23Aの
等化出力をＶ期間ではVITパルス信号波形等化器23Bの等
化出力をモードスイッチング回路24から選択的に出力さ
せるようにする（第５図（ｃ））。映像信号波形等化器
23AはＰ期間に等化処理を行い,VITパルス信号波形等化
器23BはＶ期間に等化処理を行う。これらの等化調整動
作については後述する。
VITパルス信号波形等化器23Bで所定の等化特性が得ら
れるまで，モードスイッチング回路24からは映像信号波
形等化器23AとVITパルス信号波形等化器23Bの等化出力
とがＰ期間とＶ期間とに対応して交互に加算回路15に印
加され，等化調整期間においても再生画像が映像信号波
形等化器23Aの等化結果によって歪み補償される。この
映像信号波形等化器23Aの等化出力は粗い等化状態の場
合が多いが，等化調整期間においてもある程度歪み補償
された再生画像を提供できることになる。
れるまで，モードスイッチング回路24からは映像信号波
形等化器23AとVITパルス信号波形等化器23Bの等化出力
とがＰ期間とＶ期間とに対応して交互に加算回路15に印
加され，等化調整期間においても再生画像が映像信号波
形等化器23Aの等化結果によって歪み補償される。この
映像信号波形等化器23Aの等化出力は粗い等化状態の場
合が多いが，等化調整期間においてもある程度歪み補償
された再生画像を提供できることになる。
時点t2において,VITパルス信号波形等化器23Bの等化
特性が所定の値に到達したとき，制御用μC25はそのVIT
パルス信号波形等化器23Bで得られたタップ係数を映像
信号波形等化器23Aの係数乗算器に設定する。そして，
時点t3において，制御用μC25はモードスイッチング回
路24を消勢し，それ以降，モードスイッチング回路24は
映像信号波形等化器23Aの等化出力のみを出力するＡ接
点状態で固定される。したがって，一旦,VITパルス信号
波形等化器23BでVITパルス信号について所定の等化特性
が得られたらその等化特性に基づいて映像信号が等化さ
れ，その等化結果に基づいて受信信号の歪みが補償され
る。
特性が所定の値に到達したとき，制御用μC25はそのVIT
パルス信号波形等化器23Bで得られたタップ係数を映像
信号波形等化器23Aの係数乗算器に設定する。そして，
時点t3において，制御用μC25はモードスイッチング回
路24を消勢し，それ以降，モードスイッチング回路24は
映像信号波形等化器23Aの等化出力のみを出力するＡ接
点状態で固定される。したがって，一旦,VITパルス信号
波形等化器23BでVITパルス信号について所定の等化特性
が得られたらその等化特性に基づいて映像信号が等化さ
れ，その等化結果に基づいて受信信号の歪みが補償され
る。
制御用μC25はその後もVITパルス信号波形等化器23B
における等化状態を監視し，その等化特性，具体的には
後述する誤差，が所定の値より低下した場合，モードス
イッチング回路24を付勢し再び等化調整を行う。
における等化状態を監視し，その等化特性，具体的には
後述する誤差，が所定の値より低下した場合，モードス
イッチング回路24を付勢し再び等化調整を行う。
この場合，映像信号波形等化器23Aの動作形態として
は次に述べる方法が選択できる。第１の方法は，上記同
様，映像信号波形等化器23AをVITパルス信号波形等化器
23Bとともに等化動作させることである。第２の方法
は，映像信号波形等化器23Aのタップ係数はVITパルス信
号波形等化器23Bで得られたタップ係数が更新されるま
で，以前に設定されたものを維持し続けることである。
第３の方法は，歪み特性に応じて上記２つの方法を選択
的に採用することである。本発明においてはいずれの方
法をも適用できる。いずれの場合においても，この再調
整期間，歪み補償された再生画像が表示されることにな
る。
は次に述べる方法が選択できる。第１の方法は，上記同
様，映像信号波形等化器23AをVITパルス信号波形等化器
23Bとともに等化動作させることである。第２の方法
は，映像信号波形等化器23Aのタップ係数はVITパルス信
号波形等化器23Bで得られたタップ係数が更新されるま
で，以前に設定されたものを維持し続けることである。
第３の方法は，歪み特性に応じて上記２つの方法を選択
的に採用することである。本発明においてはいずれの方
法をも適用できる。いずれの場合においても，この再調
整期間，歪み補償された再生画像が表示されることにな
る。
映像信号波形等化器23AおよびVITパルス信号波形等化
器23Bの調整は，制御用μC25が誤差が最小になるよう
に，これらの係数乗算器のタップ係数を繰り返し演算に
よって更新することによって行われる。以下,VITパルス
信号に基づいた等化調整についてそのアルゴリズムを述
べる（前掲,1988年デレビジョン学会全国大会，論文16
−5,参照）。
器23Bの調整は，制御用μC25が誤差が最小になるよう
に，これらの係数乗算器のタップ係数を繰り返し演算に
よって更新することによって行われる。以下,VITパルス
信号に基づいた等化調整についてそのアルゴリズムを述
べる（前掲,1988年デレビジョン学会全国大会，論文16
−5,参照）。
制御用μC25は第１図のVITパルス取り出し回路21から
のVITパルスと理想インパルス応答との誤差およびタッ
プ係数を計算する。
のVITパルスと理想インパルス応答との誤差およびタッ
プ係数を計算する。
タップ係数をＨ（nT），（ただし,nは整数,Tはサンプ
リング周波数32.4MHzの時間間隔），伝送特性をＦ（n
T），理想インパルス応答をＩ（nT），受信系列をＹ（n
T）とすると，受信系列Ｙ（nT）は下記式で表される。
リング周波数32.4MHzの時間間隔），伝送特性をＦ（n
T），理想インパルス応答をＩ（nT），受信系列をＹ（n
T）とすると，受信系列Ｙ（nT）は下記式で表される。
Ｙ（nT）＝［Ｉ（nT）＊Ｆ（nT）］＋［Ｉ（nT）＊ Ｆ（nT）＊Ｈ（nT）］ ・・・（１） ただし，＊はコンボリューション Ｈ（nT）＝F-1（nT）・δ（nT） ・・・（２） ただし,n＝０でδ（nT）＝1, その他でδ（nT）＝０ であれば， Ｙ（nT）＝Ｉ（nT） ・・・（３） となり等化は完了する。
なお、上記式（２）におけるF-1（nT）は伝送特性Ｆ
（nT）の逆特性を示す。またδ（nT）はデルタ関数を示
し、下記の関係がある。
（nT）の逆特性を示す。またδ（nT）はデルタ関数を示
し、下記の関係がある。
Ｆ（nT）＊F-1（nT）＝δ（nT） 振幅特性は等化されないので，各VITタイミングごと
繰り返して等化を行う。この繰り返し補正は,VITパルス
取り出し回路21から制御用μC25に入力したVITパルスと
理想インパルス応答との誤差を用いて，その時点のタッ
プ係数を補正することにより行う。ｉ回目のタップ係数
Hi（nT）に対する受信系列は次式になる。
繰り返して等化を行う。この繰り返し補正は,VITパルス
取り出し回路21から制御用μC25に入力したVITパルスと
理想インパルス応答との誤差を用いて，その時点のタッ
プ係数を補正することにより行う。ｉ回目のタップ係数
Hi（nT）に対する受信系列は次式になる。
Hi（nT）＊Ｉ（nT）＊Ｆ（nT）＋Ｉ（nT）＊Ｆ（nT）＝Ｉ（nT）＋Ei（nT）・
・・（４） ただし,Ei（nT）は誤差 この誤差Ei（nT）が小さくなるように順次繰り返し処
理を行うと，その時のタップ係数Hi（nT）は下記式で表
される。
・・（４） ただし,Ei（nT）は誤差 この誤差Ei（nT）が小さくなるように順次繰り返し処
理を行うと，その時のタップ係数Hi（nT）は下記式で表
される。
このようにして，その時の繰り返しステップｉにおけ
るタップ係数Hi（nT）＝タップ係数kB1〜kB6と誤差E1と
が算出される。
るタップ係数Hi（nT）＝タップ係数kB1〜kB6と誤差E1と
が算出される。
以下，この誤差が所定以下になるまで，上記繰り返し
演算を行い,VITパルス信号波形等化器23Bのタップ係数k
B1〜kB6を更新していく。
演算を行い,VITパルス信号波形等化器23Bのタップ係数k
B1〜kB6を更新していく。
初期調整段階においては，映像信号波形等化器23Aの
係数乗算器のタップ係数kA1〜kA6が制御用μC25によっ
て上記同様に更新されていく。そして,VITパルス信号波
形等化器23Bの誤差が所定以下になった時，映像信号波
形等化器23Aの係数乗算器のタップ係数kA1〜kA6がタッ
プ係数kB1〜kB6で入替えられることは上述した通りであ
る。
係数乗算器のタップ係数kA1〜kA6が制御用μC25によっ
て上記同様に更新されていく。そして,VITパルス信号波
形等化器23Bの誤差が所定以下になった時，映像信号波
形等化器23Aの係数乗算器のタップ係数kA1〜kA6がタッ
プ係数kB1〜kB6で入替えられることは上述した通りであ
る。
第６図に波形等化回路23の第２の構成例を示す。第２
図の波形等化回路23は第１および第２の等化手段として
それぞれ異なる映像信号波形等化器23AおよびVITパルス
信号波形等化器23Bを設けているが，第６図の波形等化
回路23は１個のトランスバーサルフィルタを第１および
第２の等化手段として共用し，タップ係数kA1〜kA6およ
びタップ係数kB1〜kB6をスイッチング回路131〜136を介
して係数乗算器111〜115に選択的に設定可能に構成して
いる。タップ係数kA1〜kA6およびタップ係数kB1〜kB6は
上記同様，制御用μC25から設定される。スイッチング
回路131〜136は上記モードスイッチング回路24と同様に
動作する。
図の波形等化回路23は第１および第２の等化手段として
それぞれ異なる映像信号波形等化器23AおよびVITパルス
信号波形等化器23Bを設けているが，第６図の波形等化
回路23は１個のトランスバーサルフィルタを第１および
第２の等化手段として共用し，タップ係数kA1〜kA6およ
びタップ係数kB1〜kB6をスイッチング回路131〜136を介
して係数乗算器111〜115に選択的に設定可能に構成して
いる。タップ係数kA1〜kA6およびタップ係数kB1〜kB6は
上記同様，制御用μC25から設定される。スイッチング
回路131〜136は上記モードスイッチング回路24と同様に
動作する。
第６図の波形等化回路23は高価なトランスバーサルフ
ィルタが１個でよいから，第２図に示した回路構成に比
して価格を低減できる。
ィルタが１個でよいから，第２図に示した回路構成に比
して価格を低減できる。
波形等化回路23は第３図および第６図に示したトラン
スバーサルフィルタ回路構成に限定されず，他の構成の
トランスバーサルフィルタ回路構成，または，トランス
バーサルフィルタと同等のものでもよい。第７図に上記
転置形トランスバーサルフィルタとは異なる回路構成の
トランウバーサルフィルタの回路図を示す。
スバーサルフィルタ回路構成に限定されず，他の構成の
トランスバーサルフィルタ回路構成，または，トランス
バーサルフィルタと同等のものでもよい。第７図に上記
転置形トランスバーサルフィルタとは異なる回路構成の
トランウバーサルフィルタの回路図を示す。
以上の記述において，本発明のテレビジョン信号処理
装置の１実施例としてHDTVシステムのTV受像機のMUSEデ
コーダについて例示したが，本発明はMUSEデコーダに限
定されず，等化調整を行う他のテレビジョン信号処理装
置にも適用できる。
装置の１実施例としてHDTVシステムのTV受像機のMUSEデ
コーダについて例示したが，本発明はMUSEデコーダに限
定されず，等化調整を行う他のテレビジョン信号処理装
置にも適用できる。
以上述べたように，本発明のテレビジョン信号処理装
置によれば，初期の等化調整期間中においてもある程度
歪み補償された再生画像が提供できる。
置によれば，初期の等化調整期間中においてもある程度
歪み補償された再生画像が提供できる。
また本発明のテレビジョン信号処理装置によれば，歪
み特性の変動に応じて自動的に等化特性が調整できるか
ら，歪み状態に応じた適切な等化が可能になる。この場
合の再生画像は既に得られている等化特性によって相当
品質のよい歪み補償を行われた再生画像を提供できる。
み特性の変動に応じて自動的に等化特性が調整できるか
ら，歪み状態に応じた適切な等化が可能になる。この場
合の再生画像は既に得られている等化特性によって相当
品質のよい歪み補償を行われた再生画像を提供できる。
第１図は本発明のテレビジョン信号処理装置の１実施例
としてのTV受像機のデコーダの構成図， 第２図は第１図の波形等化回路の第１の例の構成図， 第３図は第２図の波形等化回路を構成する第１の例とし
てのトランスバーサルフィルタの回路図， 第４図はMUSE信号の信号伝送形態図， 第５図は第２図に示した制御用マイクロコンピュータ，
映像信号波形等化器,VITパルス信号波形等化器，およ
び，モードスイッチング回路の調整動作タイミング図， 第６図は第２図の波形等化回路の他の構成例を示す図， 第７図は本発明の実施例における波形等化器としてのト
ランスバーサルフィルタの他の構成例を示す図， 第８図は従来のMUSEデコーダの構成図である。 （符号の説明） 13,17……A/Dコンバータ， 19……サブサンプリングスイッチ， 21……VITパルス取り出し回路， 23……波形等化回路， 23A……映像信号波形等化器， 23B……VITパルス信号波形等化器， 24……モードスイッチング回路， 25……制御用マイクロコンピュータ。
としてのTV受像機のデコーダの構成図， 第２図は第１図の波形等化回路の第１の例の構成図， 第３図は第２図の波形等化回路を構成する第１の例とし
てのトランスバーサルフィルタの回路図， 第４図はMUSE信号の信号伝送形態図， 第５図は第２図に示した制御用マイクロコンピュータ，
映像信号波形等化器,VITパルス信号波形等化器，およ
び，モードスイッチング回路の調整動作タイミング図， 第６図は第２図の波形等化回路の他の構成例を示す図， 第７図は本発明の実施例における波形等化器としてのト
ランスバーサルフィルタの他の構成例を示す図， 第８図は従来のMUSEデコーダの構成図である。 （符号の説明） 13,17……A/Dコンバータ， 19……サブサンプリングスイッチ， 21……VITパルス取り出し回路， 23……波形等化回路， 23A……映像信号波形等化器， 23B……VITパルス信号波形等化器， 24……モードスイッチング回路， 25……制御用マイクロコンピュータ。
Claims (5)
- 【請求項１】垂直帰線期間内に含まれるテスト信号と映
像期間内に含まれる映像信号とを含む受信信号の波形歪
みの等化を行うテレビジョン信号処理装置であって， 前記受信信号の垂直帰線期間に，前記テスト信号を用い
て等化してその等化結果を出力するデジタルフィルタ型
の第１の波形等化手段と， 前記受信信号の映像期間内に，前記映像信号を等化して
その等化結果を出力するデジタルフィルタ型の第２の波
形等化手段と， 前記第１の波形等化手段における前記テスト信号の等化
特性が所定の値に達するデジタルフィルタの第１組のタ
ップ係数を算出し，該算出した第１組のタップ係数を前
記第２の波形等化手段のデジタルフィルタの第２組のタ
ップ係数として設定する制御手段と を具備することを特徴とするテレビジョン信号処理装
置。 - 【請求項２】前記第１の波形等化手段と前記第２の波形
等化手段とは並列に接続されており， 前記第１の波形等化手段は，直列接続された複数の単位
時間遅延要素と，該複数の単位時間遅延要素のうちの第
１の単位時間遅延要素への入力信号および前記複数の単
位時間遅延要素の出力信号にそれぞれ前記第１組のタッ
プ係数を乗ずる複数の係数乗算要素と，該複数の係数乗
算要素の出力を加算する加算手段とを有し， 前記第２の波形等化手段は，直列接続された複数の単位
時間遅延要素と，該複数の単位時間遅延要素のうちの第
１の単位時間遅延要素への入力信号および前記複数の単
位時間遅延要素の出力信号にそれぞれ前記第２組のタッ
プ係数を乗ずる複数の係数乗算要素と，該複数の係数乗
算要素の出力を加算する加算手段とを有し， 前記垂直帰線期間は前記第１の波形等化手段の出力を出
力し，前記映像期間は前記第２の波形等化手段の出力を
出力するスイッチング手段をさらに有する， 請求項１記載のテレビジョン信号処理装置。 - 【請求項３】前記制御手段は前記第１の波形等化手段に
おけるテスト信号の等化特性を監視し，該等化特性が所
定の値に達しないとき前記スイッチング手段を付勢し，
前記第１の波形等化手段における前記テスト信号の等化
特性が所定の値に達するデジタルフィルタの第１組のタ
ップ係数を算出し，該算出した第１組のタップ係数を第
２組のタップ係数として前記第２の波形等化手段のデジ
タルフィルタのタップ係数を更新し、前記スイッチング
手段を前記第１の波形等化手段の出力を出力する状態で
消勢する 請求項２に記載のテレビジョン信号処理装置。 - 【請求項４】前記第１の波形等化手段および前記第２の
波形等化手段は、 直列接続された複数の単位時間遅延要素と， 該複数の単位時間遅延要素のうちの第１の単位時間遅延
要素への入力信号および前記複数の単位時間遅延要素の
出力信号にそれぞれタップ係数を乗ずる複数の係数乗算
要素と， 該複数の係数乗算要素の出力を加算する加算手段と， 前記複数の係数乗算要素に前記第１組のタップ係数を設
定する第１のタップ係数設定部と，前記複数の係数乗算
要素に前記第２組のタップ係数を設定する第２のタップ
係数設定部とからなるタップ係数切り換え手段と を有する， 請求項１記載のテレビジョン信号処理装置。 - 【請求項５】前記制御手段は前記垂直帰線期間内のテス
ト信号の等化特性を監視し，該等化特性が所定の値に達
しないとき前記テスト信号の等化特性が所定の値に達す
るデジタルフィルタの第１組のタップ係数を算出し，該
算出した第１組のタップ係数を前記第２組のタップ係数
として前記第２のタップ係数設定部から前記係数乗算要
素に設定する， 請求項４に記載のテレビジョン信号処理装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17969790A JP3256966B2 (ja) | 1990-07-09 | 1990-07-09 | テレビジョン信号処理装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17969790A JP3256966B2 (ja) | 1990-07-09 | 1990-07-09 | テレビジョン信号処理装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0468975A JPH0468975A (ja) | 1992-03-04 |
| JP3256966B2 true JP3256966B2 (ja) | 2002-02-18 |
Family
ID=16070295
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17969790A Expired - Fee Related JP3256966B2 (ja) | 1990-07-09 | 1990-07-09 | テレビジョン信号処理装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3256966B2 (ja) |
-
1990
- 1990-07-09 JP JP17969790A patent/JP3256966B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0468975A (ja) | 1992-03-04 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |