JP2776938B2 - 波形等化装置 - Google Patents
波形等化装置Info
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- JP2776938B2 JP2776938B2 JP2019073A JP1907390A JP2776938B2 JP 2776938 B2 JP2776938 B2 JP 2776938B2 JP 2019073 A JP2019073 A JP 2019073A JP 1907390 A JP1907390 A JP 1907390A JP 2776938 B2 JP2776938 B2 JP 2776938B2
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- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、サンプル値伝送を行う場合の伝送路歪を除
去する等化装置に係り、特に、AM/FM伝送のそれぞれの
伝送方式に応じて効果的に等化を行う波形等化装置に関
する。
去する等化装置に係り、特に、AM/FM伝送のそれぞれの
伝送方式に応じて効果的に等化を行う波形等化装置に関
する。
ハイビジョン放送方式の１つとして、MUSE（Multiple
Sub−Nyquist Sampling Encoding）方式がNHKによって
開発された。このMUSE方式は、信号をサンプル値として
伝送する。サンプル値はコサインロールオフ特性のイン
パルスレスポンスとして伝送されるが、伝送路特性に歪
がある場合にはサンプル値間の干渉を生じ、伝送路歪と
なる。サンプル値伝送された信号の伝送路歪を等化する
波形等化装置として、特開昭64−82778号公報に記載の
ような波形等化装置が知られている。
Sub−Nyquist Sampling Encoding）方式がNHKによって
開発された。このMUSE方式は、信号をサンプル値として
伝送する。サンプル値はコサインロールオフ特性のイン
パルスレスポンスとして伝送されるが、伝送路特性に歪
がある場合にはサンプル値間の干渉を生じ、伝送路歪と
なる。サンプル値伝送された信号の伝送路歪を等化する
波形等化装置として、特開昭64−82778号公報に記載の
ような波形等化装置が知られている。
この波形等化装置の構成を第２図に示し、動作の概略
を以下に述べる。入力端子１から入力されるサンプル値
伝送されたアナログ信号は、A/Dコンバータ3,8によりそ
れぞれ端子２から入力されるf Hzのリサンプリングクロ
ックと端子７から入力される２倍の2f Hzクロックでサ
ンプリングされる。A/Dコンバータ３の出力信号は遅延
回路４で所定量遅延され、混合器５に入力される。遅延
回路４の遅延量は、フィルタ９の遅延量と同じである。
A/Dコンバータ８の出力信号はフィルタ９に入力され
る。フィルタ９は2f Hzレートのディジタルフィルタで
あり、これにより伝送路歪による信号の歪成分が抽出さ
れる。この抽出された歪成分は混合器５に入力され、遅
延回路４から導かれる信号から減算される。これによ
り、歪成分が除去された信号が出力端子６から出力され
る。混合器５の出力信号は、また、基準信号取り込み手
段10に入力される。基準信号取り込み手段10は伝送路歪
を検出するための基準信号を取り込み、波形等化制御手
段19へ取り込んだ基準信号を出力する。波形等化制御手
段19は入力された基準信号から伝送路歪を抽出するため
のフィルタタップ係数を求め、フィルタ９にセットす
る。
を以下に述べる。入力端子１から入力されるサンプル値
伝送されたアナログ信号は、A/Dコンバータ3,8によりそ
れぞれ端子２から入力されるf Hzのリサンプリングクロ
ックと端子７から入力される２倍の2f Hzクロックでサ
ンプリングされる。A/Dコンバータ３の出力信号は遅延
回路４で所定量遅延され、混合器５に入力される。遅延
回路４の遅延量は、フィルタ９の遅延量と同じである。
A/Dコンバータ８の出力信号はフィルタ９に入力され
る。フィルタ９は2f Hzレートのディジタルフィルタで
あり、これにより伝送路歪による信号の歪成分が抽出さ
れる。この抽出された歪成分は混合器５に入力され、遅
延回路４から導かれる信号から減算される。これによ
り、歪成分が除去された信号が出力端子６から出力され
る。混合器５の出力信号は、また、基準信号取り込み手
段10に入力される。基準信号取り込み手段10は伝送路歪
を検出するための基準信号を取り込み、波形等化制御手
段19へ取り込んだ基準信号を出力する。波形等化制御手
段19は入力された基準信号から伝送路歪を抽出するため
のフィルタタップ係数を求め、フィルタ９にセットす
る。
波形等化制御手段19の動作を、第３図のフローチャー
トにより説明する。スタートステップ301で制御をスタ
ートする。基準信号取り込みステップ302で基準信号を
基準信号取り込み手段10から取り込む。誤差検出ステッ
プ303では取り込んだ基準信号から理想的な基準信号を
引いて誤差を求める。誤差判定ステップ304では求めた
誤差が小さいかどうかを判定し、小さければストップ30
5で波形等化を終了し、大きければさらにそれを補正す
るためにフィルタ係数の更新ステップ306へ移行する。
フィルタ係数の更新ステップ306で更新されたフィルタ
係数は、フィルタ９にセットされる。その後、基準信号
取り込みステップ302へ戻る。これを誤差が小さくなる
まで繰り返す。
トにより説明する。スタートステップ301で制御をスタ
ートする。基準信号取り込みステップ302で基準信号を
基準信号取り込み手段10から取り込む。誤差検出ステッ
プ303では取り込んだ基準信号から理想的な基準信号を
引いて誤差を求める。誤差判定ステップ304では求めた
誤差が小さいかどうかを判定し、小さければストップ30
5で波形等化を終了し、大きければさらにそれを補正す
るためにフィルタ係数の更新ステップ306へ移行する。
フィルタ係数の更新ステップ306で更新されたフィルタ
係数は、フィルタ９にセットされる。その後、基準信号
取り込みステップ302へ戻る。これを誤差が小さくなる
まで繰り返す。
基準信号は、例えばMUSE方式では、第４図に示すよう
なコサインロールオフ特性のインパルスレスポンスであ
る。401〜410はf Hzクロックのサンプリング点である。
ｎ番目フレーム（以下、偶数フレームと記す）とｎ＋１
番目フレーム（以下、奇数フレームと記す）ではインパ
ルスレスポンスが2f Hzクロックで１クロック分ずれて
いる。これらを内挿することで周波数2f Hzの基準信号4
11〜419を得る。これにより、信号の歪成分を抽出する2
f Hzレートのディジタルフィルタ９のタップ係数を求め
る。
なコサインロールオフ特性のインパルスレスポンスであ
る。401〜410はf Hzクロックのサンプリング点である。
ｎ番目フレーム（以下、偶数フレームと記す）とｎ＋１
番目フレーム（以下、奇数フレームと記す）ではインパ
ルスレスポンスが2f Hzクロックで１クロック分ずれて
いる。これらを内挿することで周波数2f Hzの基準信号4
11〜419を得る。これにより、信号の歪成分を抽出する2
f Hzレートのディジタルフィルタ９のタップ係数を求め
る。
衛星放送を主眼としたMUSE方式では、FM伝送で用いら
れるエンファシス、ディエンファシスをディジタル処理
で行なっている。このため、A/Dコンバータにはエンフ
ァシスが施された信号が入力される。このエンファシス
によってオーバーシュート、アンダーシュートが協調さ
れるので、これらも含めてA/Dコンバータの入力レンジ
内に収まるような信号レベルとし、入力信号がクリップ
されないようにしている。
れるエンファシス、ディエンファシスをディジタル処理
で行なっている。このため、A/Dコンバータにはエンフ
ァシスが施された信号が入力される。このエンファシス
によってオーバーシュート、アンダーシュートが協調さ
れるので、これらも含めてA/Dコンバータの入力レンジ
内に収まるような信号レベルとし、入力信号がクリップ
されないようにしている。
CATVなどは、チャンネルに割り当てられる周波数帯域
を有効に用いるために、AM伝送が用いられる。AM伝送の
場合には、そのノイズの性格からエンファシス処理を行
なわない。S/Nをあげる意味もあり、信号振幅レベルの
最大値がA/Dコンバータの入力レンジ内に入るようにす
る。この場合、伝送路歪が大きいと、A/Dコンバータの
変換窓を超えてクリップされる。
を有効に用いるために、AM伝送が用いられる。AM伝送の
場合には、そのノイズの性格からエンファシス処理を行
なわない。S/Nをあげる意味もあり、信号振幅レベルの
最大値がA/Dコンバータの入力レンジ内に入るようにす
る。この場合、伝送路歪が大きいと、A/Dコンバータの
変換窓を超えてクリップされる。
このため、前記従来技術では、上記AM伝送時に基準信
号がクリップされた場合、このクリップ成分をも歪とし
て扱うため、正確な歪成分の抽出が不可能となり、波形
等化ができない場合があった。
号がクリップされた場合、このクリップ成分をも歪とし
て扱うため、正確な歪成分の抽出が不可能となり、波形
等化ができない場合があった。
本発明は、かかる課題に鑑みて発明されたもので、F
M,AMのどちらの伝送方式でも良好に波形等化を行なうこ
とができる波形等化装置を提供することを目的とする。
M,AMのどちらの伝送方式でも良好に波形等化を行なうこ
とができる波形等化装置を提供することを目的とする。
本発明においては、AM伝送かFM伝送かを検出する手段
（以下、AM/FM検出手段と記す）と、2f Hzクロックレー
トで検出した誤差のうち第４図の奇数フレーム側の誤差
を全てあるいはその一部を０とする手段（以下、零置換
手段と記す）と、誤差検出手段と零置換手段の出力を選
択して出力するセレクタと、このセレクタ出力信号から
フィルタ係数を算出しフィルタに与えるタップ係数更新
手段とを設け、AM伝送の場合に零置換手段の出力を選択
するようにする。
（以下、AM/FM検出手段と記す）と、2f Hzクロックレー
トで検出した誤差のうち第４図の奇数フレーム側の誤差
を全てあるいはその一部を０とする手段（以下、零置換
手段と記す）と、誤差検出手段と零置換手段の出力を選
択して出力するセレクタと、このセレクタ出力信号から
フィルタ係数を算出しフィルタに与えるタップ係数更新
手段とを設け、AM伝送の場合に零置換手段の出力を選択
するようにする。
AM/FM検出で変調方式を検出し、AM伝送の場合に零置
換手段の出力を選択するようにセレクタを制御する。こ
れにより、FM伝送時には誤差検出手段で検出した全ての
誤差からフィルタタップ係数を得、AM伝送時には伝送路
歪以外の歪を含む誤差を無視してフィルタタップ係数を
得ることができるので、波形等化を行なうことができ
る。
換手段の出力を選択するようにセレクタを制御する。こ
れにより、FM伝送時には誤差検出手段で検出した全ての
誤差からフィルタタップ係数を得、AM伝送時には伝送路
歪以外の歪を含む誤差を無視してフィルタタップ係数を
得ることができるので、波形等化を行なうことができ
る。
本発明の一実施例を第１図に示す。１〜10は第２図の
従来例と同じである。11はフレーム間内挿を行なう内挿
手段、12は１フレーム置換を行なうフレーム遅延手段、
13は誤差検出手段、14は第４図の奇数フレーム側に相当
する誤差を０とする零置換手段、15はセレクタ、16は誤
差の大小を判定する誤差判定手段、17はフィルタ９のタ
ップ係数更新手段、18はAM/FMモード検出手段であり、
これら11〜18で、第２図の波形等化制御手段19に相当す
る機能を果たす。
従来例と同じである。11はフレーム間内挿を行なう内挿
手段、12は１フレーム置換を行なうフレーム遅延手段、
13は誤差検出手段、14は第４図の奇数フレーム側に相当
する誤差を０とする零置換手段、15はセレクタ、16は誤
差の大小を判定する誤差判定手段、17はフィルタ９のタ
ップ係数更新手段、18はAM/FMモード検出手段であり、
これら11〜18で、第２図の波形等化制御手段19に相当す
る機能を果たす。
以下、本発明の特徴である11〜18の動作について説明
する。基準信号取り込み手段10において、第４図の偶数
フレームと奇数フレームの信号が、フレーム毎に交互に
取り込まれる。この基準信号は内挿手段11に導かれる。
内挿手段11は、この基準信号をフレーム遅延手段12へ出
力するとともに、フレーム遅延手段12からの１フレーム
遅延された基準信号を取り込む。そして、これら基準信
号と１フレーム遅延された基準信号とをフレーム間内挿
し、第４図の内挿後信号を得る。この内挿後信号は誤差
検出手段13に導かれる。誤差検出手段13は、導かれた基
準信号から理想的な基準信号を引いて、その誤差を検出
する。検出された誤差は、零置換手段14とセレクタ15に
導かれる。零置換手段14は、第４図に示した奇数フレー
ム側の信号412,414,416,418における誤差を０に置き換
え、セレクタ15に出力する。セレクタ15はAM/FMモード
検出手段18から導かれるAM/FM切り換え信号（例えば、A
Mで「High」、FMで「Low」となる信号）に従い、FMでは
誤差検出手段13から導かれる信号を、AMでは零置換手段
14から導かれる信号を選択し、出力する。このセレクタ
15で選択された信号は誤差判定手段16に導かれる。誤差
判定手段16は誤差の大小を判定し、誤差が所望の値より
小さければ波形等化を終了し、誤差が大きければその誤
差をタップ係数更新手段17へ出力する。タップ係数更新
手段17は導かれた誤差信号からこれを抽出するフィルタ
タップ係数を算出し、フィルタ９へ与える。
する。基準信号取り込み手段10において、第４図の偶数
フレームと奇数フレームの信号が、フレーム毎に交互に
取り込まれる。この基準信号は内挿手段11に導かれる。
内挿手段11は、この基準信号をフレーム遅延手段12へ出
力するとともに、フレーム遅延手段12からの１フレーム
遅延された基準信号を取り込む。そして、これら基準信
号と１フレーム遅延された基準信号とをフレーム間内挿
し、第４図の内挿後信号を得る。この内挿後信号は誤差
検出手段13に導かれる。誤差検出手段13は、導かれた基
準信号から理想的な基準信号を引いて、その誤差を検出
する。検出された誤差は、零置換手段14とセレクタ15に
導かれる。零置換手段14は、第４図に示した奇数フレー
ム側の信号412,414,416,418における誤差を０に置き換
え、セレクタ15に出力する。セレクタ15はAM/FMモード
検出手段18から導かれるAM/FM切り換え信号（例えば、A
Mで「High」、FMで「Low」となる信号）に従い、FMでは
誤差検出手段13から導かれる信号を、AMでは零置換手段
14から導かれる信号を選択し、出力する。このセレクタ
15で選択された信号は誤差判定手段16に導かれる。誤差
判定手段16は誤差の大小を判定し、誤差が所望の値より
小さければ波形等化を終了し、誤差が大きければその誤
差をタップ係数更新手段17へ出力する。タップ係数更新
手段17は導かれた誤差信号からこれを抽出するフィルタ
タップ係数を算出し、フィルタ９へ与える。
上記により、FMモードではフィルタ９を2f Hzレート
で構成し、AMモードではフィルタ９をf Hzレートで構成
することになる。以上のようにして、AM伝送時にクリッ
プが掛かる恐れのある奇数フレーム側の誤差を無視する
ことにより、伝送路歪以外の歪が混入しないようにする
ことができるので、AM伝送時にも波形等化を良好に行な
うことができる。
で構成し、AMモードではフィルタ９をf Hzレートで構成
することになる。以上のようにして、AM伝送時にクリッ
プが掛かる恐れのある奇数フレーム側の誤差を無視する
ことにより、伝送路歪以外の歪が混入しないようにする
ことができるので、AM伝送時にも波形等化を良好に行な
うことができる。
また、本一実施例において、零置換手段14は、奇数フ
レーム側の誤差を全て０にするのではなく、例えば信号
412,418にクリップの掛かる場合にはその信号412,418の
誤差だけを０にしてもよい。これにより、フィルタ９は
FM,AMモードの両方で2f Hzレート構成のフィルタとする
ことができる。従って、伝送路歪の抽出を有効に行なう
ことができるので、波形等化を良好に行なうことができ
る。
レーム側の誤差を全て０にするのではなく、例えば信号
412,418にクリップの掛かる場合にはその信号412,418の
誤差だけを０にしてもよい。これにより、フィルタ９は
FM,AMモードの両方で2f Hzレート構成のフィルタとする
ことができる。従って、伝送路歪の抽出を有効に行なう
ことができるので、波形等化を良好に行なうことができ
る。
第５図に本発明の他の一実施例を示す。本実施例が第
１図の実施例と異なるのは、零置換手段14とセレクタ15
を用いずに、AM/FMモード検出手段18で検出したAM/FMモ
ード切り換え信号を誤差検出手段20に導き、誤差検出手
段20で検出した誤差をタップ係数更新手段17に導く点で
ある。その他は同じであるので、異なる点について以下
に説明する。誤差検出手段20は、AM/FMモード切り換え
信号で、FMモードでは2f Hzレートで誤差を検出し、AM
モードでは第４図の偶数フレームに相当する側の誤差だ
けを検出しその他は誤差０とする。この検出した誤差を
タップ係数更新手段17に導く。以上のようにして、本一
実施例においても、AM伝送時にクリップが掛かる恐れの
ある奇数フレーム側の誤差を無視することにより、伝送
路歪以外の歪が混入しないようにすることができるの
で、波形等化を良好に行なうことができる。また、本一
実施例においても、第１図の実施例と同様に、誤差検出
手段20はクリップの掛かる信号（例えば、信号412,41
8）の誤差だけを０とし、その他の信号については誤差
を検出するようにしても同じ効果が得られる。
１図の実施例と異なるのは、零置換手段14とセレクタ15
を用いずに、AM/FMモード検出手段18で検出したAM/FMモ
ード切り換え信号を誤差検出手段20に導き、誤差検出手
段20で検出した誤差をタップ係数更新手段17に導く点で
ある。その他は同じであるので、異なる点について以下
に説明する。誤差検出手段20は、AM/FMモード切り換え
信号で、FMモードでは2f Hzレートで誤差を検出し、AM
モードでは第４図の偶数フレームに相当する側の誤差だ
けを検出しその他は誤差０とする。この検出した誤差を
タップ係数更新手段17に導く。以上のようにして、本一
実施例においても、AM伝送時にクリップが掛かる恐れの
ある奇数フレーム側の誤差を無視することにより、伝送
路歪以外の歪が混入しないようにすることができるの
で、波形等化を良好に行なうことができる。また、本一
実施例においても、第１図の実施例と同様に、誤差検出
手段20はクリップの掛かる信号（例えば、信号412,41
8）の誤差だけを０とし、その他の信号については誤差
を検出するようにしても同じ効果が得られる。
第６図に本発明の更に他の一実施例を示す。本実施例
が第1,5図の一実施例と異なるのは、取り込んだ基準信
号から伝送路歪を求めこの歪成分を抽出するフィルタタ
ップ係数を求める波形等化をソフトウェアで行なう点で
ある。以下に、波形等化制御手段21の動作を第７図のフ
ローチャートで説明する。スタートステップ701で波形
等化動作を始める。基準信号の取り込みステップ702で
基準信号取り込み手段10から基準信号を取り込む。この
時、例えば基準信号取り込み手段10で毎フレーム32ポイ
ントのデータを取り込む場合、基準信号の取り込みステ
ップ702でデータ配列として第８図に示す64個のデータ
配列803を用いる。そして偶数フレームのデータ801はデ
ータ配列803の偶数番目に、奇数フレームのデータ802は
データ配列803の奇数番目に納めることで、フレーム間
内挿した基準信号を得る。このフレーム間内挿した信号
は、誤差検出ステップ703へ導かれる。誤差検出ステッ
プ703は上記基準信号から理想的な基準信号を引き、伝
送路歪による誤差を求める。この誤差はAM/FM判定ステ
ップ704に導かれる。AM/FM判定ステップ704はAM/FMモー
ド検出手段18で検出されたAM/FMモード信号を取り込
み、FMモードであれば誤差はそのままとして誤差判定ス
テップ706に、AMモードであれば零置換ステップ705へ飛
ぶ。零置換ステップ705は例えば64個のデータ列の奇数
番目すなわち奇数フレーム側の誤差を０にし、誤差判定
ステップ706へその誤差を送る。この時、前記実施例と
同様にクリップの掛かる信号の誤差だけを０としてもよ
い。誤差判定ステップ706において大小判定がなされ、
所望の値より小さければストップ77で波形等化を終了
し、大きければフィルタタップ係数の更新ステップ708
に飛ぶ。フィルタタップ係数の更新ステップ78は上記処
理された誤差から、この誤差を抽出するフィルタタップ
係数を求め、フィルタ９へ係数を与え、基準信号の取り
込みステップ702へ戻る。これを誤差が小さくなるまで
繰り返すことで波形等化を行なう。以上のようにして、
本実施例においても、AM伝送時にクリップが掛かる恐れ
のある奇数フレーム側の誤差を無視することにより、伝
送路歪以外の歪が混入しないようにすることができるの
で、波形等化を良好に行なうことができる。
が第1,5図の一実施例と異なるのは、取り込んだ基準信
号から伝送路歪を求めこの歪成分を抽出するフィルタタ
ップ係数を求める波形等化をソフトウェアで行なう点で
ある。以下に、波形等化制御手段21の動作を第７図のフ
ローチャートで説明する。スタートステップ701で波形
等化動作を始める。基準信号の取り込みステップ702で
基準信号取り込み手段10から基準信号を取り込む。この
時、例えば基準信号取り込み手段10で毎フレーム32ポイ
ントのデータを取り込む場合、基準信号の取り込みステ
ップ702でデータ配列として第８図に示す64個のデータ
配列803を用いる。そして偶数フレームのデータ801はデ
ータ配列803の偶数番目に、奇数フレームのデータ802は
データ配列803の奇数番目に納めることで、フレーム間
内挿した基準信号を得る。このフレーム間内挿した信号
は、誤差検出ステップ703へ導かれる。誤差検出ステッ
プ703は上記基準信号から理想的な基準信号を引き、伝
送路歪による誤差を求める。この誤差はAM/FM判定ステ
ップ704に導かれる。AM/FM判定ステップ704はAM/FMモー
ド検出手段18で検出されたAM/FMモード信号を取り込
み、FMモードであれば誤差はそのままとして誤差判定ス
テップ706に、AMモードであれば零置換ステップ705へ飛
ぶ。零置換ステップ705は例えば64個のデータ列の奇数
番目すなわち奇数フレーム側の誤差を０にし、誤差判定
ステップ706へその誤差を送る。この時、前記実施例と
同様にクリップの掛かる信号の誤差だけを０としてもよ
い。誤差判定ステップ706において大小判定がなされ、
所望の値より小さければストップ77で波形等化を終了
し、大きければフィルタタップ係数の更新ステップ708
に飛ぶ。フィルタタップ係数の更新ステップ78は上記処
理された誤差から、この誤差を抽出するフィルタタップ
係数を求め、フィルタ９へ係数を与え、基準信号の取り
込みステップ702へ戻る。これを誤差が小さくなるまで
繰り返すことで波形等化を行なう。以上のようにして、
本実施例においても、AM伝送時にクリップが掛かる恐れ
のある奇数フレーム側の誤差を無視することにより、伝
送路歪以外の歪が混入しないようにすることができるの
で、波形等化を良好に行なうことができる。
第９図に、本発明の更に他の一実施例を示す。本実施
例が他の実施例と異なるのは、A/Dコンバータ８を１つ
とし、この出力信号をf Hzでラッチするラッチ手段23を
遅延回路４の前段に設けた点で、その他は第１図の実施
例と同じである。このラッチ手段23に端子22から導かれ
るf Hzクロックはf Hzレートのデータをラッチする位相
のクロックである。これにより、遅延回路４に導かれる
信号はf Hzのリサンプリングデータとなる。従って、本
一実施例は第１図の実施例と同様の動作をすることにな
り、波形等化を良好に行なうことができる。また、本実
施例によればA/Dコンバータを１つにすることができる
ので、構成が簡単になる。
例が他の実施例と異なるのは、A/Dコンバータ８を１つ
とし、この出力信号をf Hzでラッチするラッチ手段23を
遅延回路４の前段に設けた点で、その他は第１図の実施
例と同じである。このラッチ手段23に端子22から導かれ
るf Hzクロックはf Hzレートのデータをラッチする位相
のクロックである。これにより、遅延回路４に導かれる
信号はf Hzのリサンプリングデータとなる。従って、本
一実施例は第１図の実施例と同様の動作をすることにな
り、波形等化を良好に行なうことができる。また、本実
施例によればA/Dコンバータを１つにすることができる
ので、構成が簡単になる。
第10図に、本発明の更に他の一実施例を示す。本実施
例が第９図の実施例と異なるのは、f Hzでラッチするラ
ッチ手段23を混合器５の後段に設け、このラッチ手段23
の出力信号を出力端子６から出力する点と、基準信号取
り込み手段10の代わりに基準信号取り込み手段24を用い
た点と、内挿手段11とフレーム遅延手段12を省いた点で
ある。以下、異なる点について説明する。A/Dコンバー
タ８は2f Hzのクロックでサンプリングを行なう。この
信号が遅延回路４、混合器５を通り、基準信号取り込み
手段24に導かれる。従って、基準信号取り込み手段24は
第４図の内挿後信号のような2f Hzレートの基準信号を
取り込む。この取り込んだ基準信号が誤差検出手段13に
導かれる。その後の処理は、他の実施例と同じである。
また、ラッチ手段23に端子22から導かれるf Hzクロック
はf Hzレートのデータをラッチする位相のクロックであ
る。これにより、出力端子６から出力される信号はf Hz
のリサンプリングデータとなる。以上のように、本実施
例においても他の実施例と同じ効果を得ることができ
る。更に、本実施例によれば基準信号の取り込みが１フ
レームでできるので、波形等化に要する時間の短縮を図
ることができる。
例が第９図の実施例と異なるのは、f Hzでラッチするラ
ッチ手段23を混合器５の後段に設け、このラッチ手段23
の出力信号を出力端子６から出力する点と、基準信号取
り込み手段10の代わりに基準信号取り込み手段24を用い
た点と、内挿手段11とフレーム遅延手段12を省いた点で
ある。以下、異なる点について説明する。A/Dコンバー
タ８は2f Hzのクロックでサンプリングを行なう。この
信号が遅延回路４、混合器５を通り、基準信号取り込み
手段24に導かれる。従って、基準信号取り込み手段24は
第４図の内挿後信号のような2f Hzレートの基準信号を
取り込む。この取り込んだ基準信号が誤差検出手段13に
導かれる。その後の処理は、他の実施例と同じである。
また、ラッチ手段23に端子22から導かれるf Hzクロック
はf Hzレートのデータをラッチする位相のクロックであ
る。これにより、出力端子６から出力される信号はf Hz
のリサンプリングデータとなる。以上のように、本実施
例においても他の実施例と同じ効果を得ることができ
る。更に、本実施例によれば基準信号の取り込みが１フ
レームでできるので、波形等化に要する時間の短縮を図
ることができる。
以上に本発明の実施例を示したが、本発明の構成はこ
れらに限るものではなく、FM伝送の場合には検出した全
ての歪成分から波形等化を行ない、AM伝送の場合には伝
送路歪以外の歪成分を含むデータを無視して伝送路歪だ
けの歪成分から波形等化を行なうように、適応的に波形
等化を行なうものであればよい。
れらに限るものではなく、FM伝送の場合には検出した全
ての歪成分から波形等化を行ない、AM伝送の場合には伝
送路歪以外の歪成分を含むデータを無視して伝送路歪だ
けの歪成分から波形等化を行なうように、適応的に波形
等化を行なうものであればよい。
本発明によれば、FM伝送時は全てのデータから伝送路
歪を抽出し、AM伝送時にはA/Dコンバーターでクリップ
が掛かり伝送路歪以外の歪を含むデータを無視して伝送
路歪のみを含むデータから歪抽出ができるので、FM,AM
のどちらの伝送方式でも良好に波形等化を行なうことが
できる。
歪を抽出し、AM伝送時にはA/Dコンバーターでクリップ
が掛かり伝送路歪以外の歪を含むデータを無視して伝送
路歪のみを含むデータから歪抽出ができるので、FM,AM
のどちらの伝送方式でも良好に波形等化を行なうことが
できる。
第１図は本発明の一実施例を示す図、第２図は従来例を
示す図、第３図は従来例の動作を表すフローチャート、
第４図は基準信号の一例とその処理を表す図、第５図は
本発明の他の一実施例を示す図、第６図は本発明の更に
他の一実施例を示す図、第７図は第６図の一実施例の動
作を表すフローチャート、第８図はデータ配列への格納
によるフレーム間内挿を示す図、第９図は本発明の更に
他の一実施例を示す図、第10図は本発明の更に他の一実
施例を示す図である。 符号の説明 １……アナログ信号入力端子、 ２……f Hzリサンプリングクロック入力端子、 ３……A/Dコンバータ、 ４……遅延回路、 ５……混合器、 ６……出力端子、 ７……2f Hzクロック入力端子、 ８……A/Dコンバータ、 ９……フィルタ、 10……基準信号取り込み手段、 11……内挿手段、 12……フレーム遅延手段、 13……誤差検出手段、 14……零置換手段、 15……セレクタ、 16……誤差判定手段、 17……タップ係数更新手段、 18……AM/FMモード検出手段、 20……誤差検出手段、 21……波形等化制御手段、 22……f Hzクロック入力端子、 23……ラッチ手段、 24……基準信号取り込み手段。
示す図、第３図は従来例の動作を表すフローチャート、
第４図は基準信号の一例とその処理を表す図、第５図は
本発明の他の一実施例を示す図、第６図は本発明の更に
他の一実施例を示す図、第７図は第６図の一実施例の動
作を表すフローチャート、第８図はデータ配列への格納
によるフレーム間内挿を示す図、第９図は本発明の更に
他の一実施例を示す図、第10図は本発明の更に他の一実
施例を示す図である。 符号の説明 １……アナログ信号入力端子、 ２……f Hzリサンプリングクロック入力端子、 ３……A/Dコンバータ、 ４……遅延回路、 ５……混合器、 ６……出力端子、 ７……2f Hzクロック入力端子、 ８……A/Dコンバータ、 ９……フィルタ、 10……基準信号取り込み手段、 11……内挿手段、 12……フレーム遅延手段、 13……誤差検出手段、 14……零置換手段、 15……セレクタ、 16……誤差判定手段、 17……タップ係数更新手段、 18……AM/FMモード検出手段、 20……誤差検出手段、 21……波形等化制御手段、 22……f Hzクロック入力端子、 23……ラッチ手段、 24……基準信号取り込み手段。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 小島 昇 神奈川県横浜市戸塚区吉田町292番地 株式会社日立製作所家電研究所内 (72)発明者 沼田 誠一 神奈川県横浜市戸塚区吉田町292番地 株式会社日立製作所横浜工場内 (72)発明者 戸塚 雅子 神奈川県横浜市戸塚区吉田町292番地 株式会社日立製作所横浜工場内 (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04N 5/14 - 5/217 H04N 3/04 H03H 21/00
Claims (5)
- 【請求項１】AM伝送又はFM伝送される信号を受信する装
置であって、FM伝送の場合にディエンファシス処理をA/
Dコンバータの後段でディジタル処理により処理する方
式の受信機の伝送路歪を等化する波形等化装置におい
て、アナログ信号をサンプリングするA/Dコンバータ
と、該A/Dコンバータの出力を可変フィルタにより伝送
路歪を補正する補正フィルタと、この補正フィルタの出
力信号から伝送路歪を検出するための伝送基準信号を取
り込む基準信号取り込み手段と、この基準信号取り込み
手段で取り込まれた伝送基準信号から伝送路歪による誤
差を検出する誤差検出手段と、検出した誤差の内のいく
つかの誤差を０にする零置換手段と、前記誤差検出手段
の出力と前記零置換手段の出力のいずれかを選択し出力
するセレクタと、該セレクタから導かれる誤差の大小を
判定して伝送路歪が所望の歪量より小さいかを判定し波
形等化動作を終了するかどうかを制御する誤差判定手段
と、この誤差判定手段から導かれる誤差から伝送路歪に
よる信号の歪成分を補正するフィルタ係数を算出して前
記補正フィルタに与えるフィルタタップ係数更新手段と
を具備し、AM/FM伝送のモード検出により前記セレクタ
を制御し、AM方式の場合には前記零置換手段からの信号
を、FM方式の場合には前記誤差検出手段からの信号を選
択することを特徴とする波形等化装置。 - 【請求項２】AM伝送又はFM伝送される信号を受信する装
置であって、FM伝送の場合にディエンファシス処理をA/
Dコンバータの後段でディジタル処理により処理する方
式の受信機の伝送路歪を等化する波形等化装置におい
て、アナログ信号をサンプリングするA/Dコンバータ
と、該A/Dコンバータの出力を可変フィルタにより伝送
路歪を補正する補正フィルタと、この補正フィルタの出
力信号から伝送路歪を検出するための伝送基準信号を取
り込む基準信号取り込み手段と、この基準信号取り込み
手段で取り込まれた伝送基準信号から伝送路歪による誤
差を検出する誤差検出手段と、この誤差検出手段で検出
された誤差の大小を判定して伝送路歪が所望の歪量より
小さいかを判定し波形等化動作を終了するかどうかを制
御する誤差判定手段と、この誤差判定手段から導かれる
誤差から伝送路歪による信号の歪成分を補正するフィル
タ係数を算出して前記補正フィルタに与えるフィルタタ
ップ係数更新手段とを具備し、AM/FM伝送のモード検出
により前記誤差検出手段を制御し、前記誤差検出手段に
おいて、AM伝送の場合には特定の誤差を検出せずにその
誤差を０とし、FM伝送の場合には全ての誤差検出を行な
うことを特徴とする波形等化装置。 - 【請求項３】AM伝送又はFM伝送される信号を受信する装
置であって、FM伝送の場合にディエンファシス処理をA/
Dコンバータの後段でディジタル処理により処理する方
式の受信機の伝送路歪を等化する波形等化装置におい
て、アナログ信号をサンプリングするA/Dコンバータ
と、該A/Dコンバータの出力を可変フィルタにより伝送
路歪を補正する補正フィルタと、この補正フィルタの出
力信号から伝送路歪を検出するための伝送基準信号を取
り込む基準信号取り込み手段と、この基準信号取り込み
手段で取り込まれた伝送基準信号を基に波形等化動作を
制御して歪成分を補正するフィルタ係数を算出し前記フ
ィルタにその係数を与える波形等化制御手段とを具備
し、前記波形等化制御手段は、前記基準信号取り込み手
段から導かれた基準信号から伝送路歪による誤差を検出
し、この誤差が所定の値より小さいかどうかを判定し、
小さければ波形等化制御を終了し、大きければAM/FM伝
送のモード検出により、AM伝送の場合には特定の誤差を
０とし、FM伝送の場合には全ての誤差を検出するように
し、前記処理した誤差から伝送路歪を補正するフィルタ
係数を算出し前記補正フィルタに与えることを特徴とし
た波形等化装置。 - 【請求項４】AM伝送又はFM伝送される信号を受信する装
置であって、FM伝送の場合にディエンファシス処理をA/
Dコンバータの後段でディジタル処理により処理する方
式の受信機の伝送路歪を等化する波形等化装置におい
て、アナログ信号をリサンプリング周波数f Hzの２倍の
周波数2f HzでサンプリングするA/Dコンバータと、この
A/Dコンバータの出力を可変フィルタにより伝送路歪を
補正する補正フィルタと、この補正フィルタの出力信号
から伝送路歪を検出するための伝送基準信号を取り込む
基準信号取り込み手段と、この基準信号取り込み手段で
取り込まれた伝送基準信号から伝送路歪による誤差を検
出する誤差検出手段と、検出した誤差の内のいくつかの
誤差を０にする零置換手段と、前記誤差検出手段の出力
と前記零置換手段の出力のいずれかを選択し出力するセ
レクタと、該セレクタから導かれる誤差の大小を判定し
て伝送路歪が所望の歪量より小さいかを判定し波形等化
動作を終了するかどうかを制御する誤差判定手段と、こ
の誤差判定手段から導かれる誤差から伝送路歪による信
号の歪成分を補正するフィルタ係数を算出して前記フィ
ルタにその係数を与えるフィルタタップ係数更新手段と
を具備し、AM/FM伝送のモード検出により前記セレクタ
を制御し、AM方式の場合には前記零置換手段からの信号
を、FM方式の場合には前記誤差検出手段からの信号を選
択するとともに、前記補正フィルタは前記A/Dコンバー
タの出力信号をf Hzのクロックでラッチするラッチ手段
と、このラッチ手段の出力を所定時間遅延する遅延手段
と、前記A/Dコンバータの出力をフィルタリングするフ
ィルタ係数可変のフィルタと、前記遅延手段の出力と前
記フィルタの出力とを混合し出力する混合器で構成する
ことを特徴とする波形等化装置。 - 【請求項５】請求項４に記載した波形等化装置におい
て、前記ラッチ手段を前記混合器の後段に置き、前記A/
Dコンバータの出力信号は前記遅延手段と前記フィルタ
に導き、前記基準信号取り込み手段において取り込む伝
送基準信号を2f Hzレートの信号としたことを特徴とし
た波形等化装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2019073A JP2776938B2 (ja) | 1990-01-31 | 1990-01-31 | 波形等化装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2019073A JP2776938B2 (ja) | 1990-01-31 | 1990-01-31 | 波形等化装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03226183A JPH03226183A (ja) | 1991-10-07 |
| JP2776938B2 true JP2776938B2 (ja) | 1998-07-16 |
Family
ID=11989262
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2019073A Expired - Lifetime JP2776938B2 (ja) | 1990-01-31 | 1990-01-31 | 波形等化装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2776938B2 (ja) |
-
1990
- 1990-01-31 JP JP2019073A patent/JP2776938B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03226183A (ja) | 1991-10-07 |
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Legal Events
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|---|---|---|---|
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