JPS628070B2

JPS628070B2 -

Info

Publication number: JPS628070B2
Application number: JP53016825A
Authority: JP
Inventors: Junzo Murakami
Original assignee: Tokyo Shibaura Electric Co Ltd
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1978-02-16
Filing date: 1978-02-16
Publication date: 1987-02-20
Also published as: JPS54109720A; DE2906006A1; GB2016870A; DE2906006C2; US4404600A; FR2417902B1; GB2016870B; FR2417902A1

Description

【発明の詳細な説明】本発明は、テレビジヨン受像機等におけるゴー
スト信号を効果的に消去し得るテレビジヨンゴー
スト信号消去装置に関する。

テレビジヨン受像機の受信アンテナに到来する
電波には、直接波のほかに建造物や山等によつて
反射され、伝播路を異にする反射波がある。上記
反射波は表示画像に所謂ゴースト像を生じ、画像
劣化を招く。このゴースト像を除去する為に従来
より可変遅延素子を用いたり、あるいは可変指向
性アンテナを用いる等の種々の対策が講じられて
いる。しかしながら前記反射波の時間的なずれ
や、その強度は一般に時間変動し、また各チヤン
ネルによつて各別の値を有している。これが為に
ゴースト消去の調整が煩雑で、一般家庭用のテレ
ビジヨン受像機に広く普及するに至つていない。

さて近時、ゴースト像を消去する手段の一つが
「日経エレクトロニクス；1977・２・7.P.29」に
よつて提唱されている。第１図は上記文献に示さ
れる装置の変形を示す概略図である。図中１はト
ランスバーサルフイルタで、入力（テレビジヨン
復調）信号をタツプ利得荷重し、遅延加算するも
のであり、１ａは加算機能を備えた電荷転送形シ
フトレジスタ（例えばCCD）、１ｂはタツプ利得
を乗じる乗算器、１ｃは加算器である。このフイ
ルタ１の出力のうち、垂直帰線期間内の特定波
形、具体的には第３ラインから第４ラインへ移る
ときのステツプ状波形、に対応する部分は時間基
準設定回路２の制御によつて差回路３に入力さ
れ、タツプ利得修正値が算出されている。上記タ
ツプ利得修正値はレジスタ４に収納され、積分器
５に入力されてタツプ利得が求められている。積
分器５は前記乗算器１ｂにそれぞれタツプ利得を
与えるものである。

このような従来装置によれば設定回路２によつ
て入力波形のステツプ変化時刻を正確に抽出でき
た場合だけ、タツプ利得が良好に収束して効果的
なゴースト信号消去を行うことができる。これに
ついては上記文献に詳しく述べられている。しか
しながら、入力信号のＳ／Ｎが十分高くない場合
や、基準ステツプ信号の立上りがすでにゴースト
の影響を受けている場合には、先に説明したタイ
ミング、つまり同期を正しくとることができな
い。その結果、誤つた時間位置でのタツプ利得修
正が行なわれ、タツプ利得が正しく収束しなくな
る問題がある。また、前記同期を家庭用テレビジ
ヨン受像機において想定しうるあらゆる条件下で
安定に確立することが技術的に非常に困難であ
り、実現したとしても複雑で高価な装置となる。

一方、通信分野において第２図に示すような自
動等化器が開発されている。この自動等化器につ
いては「R.W.Lucky and H.R.Rudin、“An
Automatic Equalizer for General−Purpose
Communication Channels”（BSTJ.Vol.46，No.
9P.2179〜2208 Nov.1967」に詳しく述べられて
いる。この等化器は伝送路歪を等化するものでは
あるが、テレビジヨンゴースト信号の消去にも適
用することができる。

第２図に示す装置を簡単に説明すると、シフト
レジスタ６ａの各タツプ出力にタツプ利得を乗じ
て加算する乗算器６ｂからなるトランスバーサル
フイルタ６の出力と、基準波形発生回路７から発
せられた基準波形との差から誤差波形を求め（差
回路８）、乗算器９と積分器１０ａ，１０ｂとを
用いてタツプ利得を設定するものである。

このような構成の装置によれば後で詳しく説明
するように時間基準設定回路２による同期精度は
トランスバーサルフイルタ６の高々数タツプのオ
ーダでよく、従つて非常に効果的なゴースト信号
除去が可能となる。しかしながら、第２図に示す
ように膨大な数の乗算器６ｂ，９、及び積分器１
０ａ，１０ｂを要し、装置が大型、且つ高価にな
るという問題がある。この為、サテライト局等に
おけるゴースト消去装置としては有効であるが、
一般の受像機にあつては構成の複雑さや価格の問
題で、適用することができない。

これらの最近の技術に鑑みて、汎用の構成の簡
易な安価な装置を実現するに際して、次のような
問題もある。例えばCCDで代表される電荷転送
形シフトレジスタを用いる場合、第２図のように
出力タツプを有する形を実現するにはノード電圧
を取り出す為にCCD内部に半導体接合領域を設
けなければいけないが、これが為に転送損失が増
大し、周波数特性の劣化を招く。ゴースト消去装
置では100〜数100段の遅延段数が要求される為に
所望の周波数特性を確保するには、各段当りの上
記転送損失を極力小さくしなければならないと云
う課題がある。従つて、転送損失を少くするため
には第２図のような出力タツプ形よりも、第１図
のような入力タツプ形の方が好都合である。しか
し入力タツプ形、そのまゝでは第２図の構成はと
りえない。また乗算器、積分器を多く要する為
に、集積化に際してチツプサイズが非常に大きく
なる。また第２図の構成では積分器をデイジタル
化するのは余りにも回路規模が膨大で非現実的で
あるから集積化するにはアナログ積分器にせざる
を得ない。アナログ積分器では完全積分器は実現
し得ないから、タツプ利得が収束した定常状態に
おいても、１／（ループ利得）のオーダの残留ゴ
ーストが存在する。残留ゴーストを小さく抑える
ためには積分器の直流利得を大きくとらなければ
ならないが、同一チツプ上に高利得の演算増幅器
を100〜数100も配置することは、相互の干渉等の
ために極めて困難である。

本発明はこのような種々の事情を考慮してなさ
れたもので、その目的とするところは、上記欠点
を改善し、簡易な構成で安価に実現でき、しかも
容易な制御によつてテレビジヨンゴースト信号を
効果的に消去することができるテレビジヨンゴー
スト信号消去装置を提供することにある。

以下、図面を参照して本発明装置の一実施例を
説明する。

第３図は同実施例を示す概略構成図で、図中１
１はトランスバーサルフイルタ例えば入力荷重型
の第１の電荷転送形トランスバーサルフイルタで
ある。入力映像信号（例えばテレビジヨン信号）
は、このトランスバーサルフイルタ１１の各タツ
プに対応した荷重回路部各荷重回路例えば乗算器
１１ａをそれぞれ介し、タツプ利得保持コンデン
サ１１ｂに保持された信号が乗ぜられてCCD遅
延装置１１ｃの各タツプに入力されている。尚、
１１ｄは、加算器で、前述した如く遅延しないタ
ツプ利得制御された信号の加算処理を行うもので
ある。ここで前記CCD遅延装置１１ｃの電荷転
送速度は、上記入力信号の最高周波数（約4.5M
Hz）の少くとも２倍以上に設定する。同実施例で
はカラーサブキヤリア周波数（3.58MHz）の３倍
の周波数（10.7MHz）を以つて、前記CCD遅延線
１１ｃの電荷転送を制御している。またタツプ利
得保持コンデンサ１１ｂは、その時定数が十分大
きく設定され、その保持値をテレビジヨン信号の
１フイールド期間、一定に保つものである。

このような第１の電荷転送形トランスバーサル
フイルタ１１を介して出力された信号はゴースト
信号が消去された信号として出力される。この出
力の一部は例えば差回路１２を介してトランスバ
ーサルフイルタ１６に入力されている。前記差回
路１２には、メモリ１３に予め記憶された基準波
形信号（デジタル値情報として書き込まれてい
る）がＤ／Ａ変換器１４を介して供給されてお
り、前記トランスバーサルフイルタ１１の出力信
号波形との誤差波形が求められている。上記基準
波形信号は、テレビジヨン入力信号の垂直帰線期
間内における特定の水平走査ライン信号である。
この基準波形信号ｒ（ｔ）に基づいて以下に示す
如くタツプ利得の修正が周期的に行われる。ここ
において、時間原点ｔ＝０は、各フイールド毎に
変動することのない、つまり各フイールドの始点
からみて一定の時間関係にあるものとする。例え
ばNTSCカラーテレビジヨン信号の場合、そのフ
イールド周波数はカラーサブキヤリア周波数の
４／（455×525）倍に正確に一致している。従つ
てカラーサブキヤリア周波数を抽出して分周すれ
ばフイールド周期を正確に決定することができ
る。尚、上記信号ｒ（ｔ）の時間原点はフイール
ド毎に変動しなければどの時刻にとつても、装置
の作用に全く支障を及ぼさない。

このようにして求められた誤差信号波形はシフ
トレジスタからなる遅延回路１５を介して第２の
トランスバーサルフイルタ例えば第２の電荷転送
形トランスバーサルフイルタ１６に入力されてい
る。このトランスバーサルフイルタ１６は相関器
として機能するもので、上記誤差信号をCCD遅
延線１６ａの各タツプに対応した乗算器１６ｂを
それぞれ介してタツプ利得制御され、つまり入力
荷重されてCCD遅延線１６ａに入力され、遅延
加算されている。上記乗算器１６ｂで乗ぜられる
タツプ利得（第２の重み付け信号）は、保持コン
デンサ１６ｃに収納されたものである。上記各コ
ンデンサ１６ｃに収納されるタツプ利得は、前記
テレビジヨン入力信号を時系列的に入力する
CCD遅延線１６ｄの各タツプ出力から、スイツ
チ１６ｅを各別に介して与えられるもので、この
値は、タツプ利得調整が行われる所定の期間、保
持される。そして、斯くの如き相関器（トランス
バーサルフイルタ）１６を介した出力信号から、
第１の電荷転送形トランスバーサルフイルタ１１
に供給する第１の重み付け信号を形成する。すな
わち、この第１の重み付け信号は次のようにして
形成される。まず、第２の電荷転送形トランスバ
ーサルフイルタ１６の出力は正負判定回路１７に
入力され、その正負（極性）が判定される。この
正負判定回路１７については、例えば絶対値が所
定値以下である場合には０と判定し、その出力を
“−１”，“０”，“＋１”の３値とするようなＡ／
Ｄ変換器で構成してもよい。この正負判定結果は
シフトレジスタ１８を介してタイミング調整され
たのち、係数器１９に入力されて適当な値の定数
が乗ぜられる。これによつてタツプ利得修正値が
求められる。このタツプ利得修正値は加算器２０
に入力され、前記トランスバーサルフイルタ１１
の各タツプに対応したタツプ利得を収納するタツ
プ利得メモリ２１からの情報（タツプ利得）と加
算され、ここにタツプ利得の修正が行われる。こ
の修正されたタツプ利得は前記メモリ２１に再書
き込みされて収納情報の更新が行われると共に
Ｄ／Ａ変換器２２を介してアナログ信号の形にさ
れる。この信号はCCDからなるシフトレジスタ
２３に収納されたのち、その各タツプからスイツ
チ２４を各別に介して一斉に前記トランスバーサ
ルフイルタ１１の保持コンデンサ１１ｂに書き込
まれる。このようにして書き込まれた各保持コン
デンサ１１ｂの値、即ちタツプ利得値に基づいて
前述したトランスバーサルフイルタ１１のタツプ
利得制御が行われる。即ち各保持コンデンサ１１
ｂの値を荷重信号（第１の重み付け信号）として
入力映像信号と乗算してトランスバーサルフイル
タ１１の各タツプに印加する。尚、図中２５はタ
イミング回路で、テレビジヨン入力信号の例えば
カラーサブキヤリア信号に基づいて前述した各部
の動作タイミング信号（制御・駆動信号）を出力
している。

このように構成された装置によれば次のように
して効果的なテレビジヨンゴースト信号の消去が
行われる。

ここで、前記した基準波形信号（理想的な信号
波形）ｒ_(t)に対応する、実際の受信信号波形
（入力）をａ_(t)とする。そして、第１のトランス
バーサルフイルタ１１のタツプ利得を図中右から
順にc₀，c₁，c₂，〜，ｃ_N-1とすると、トランスバ
ーサルフイルタ１１の出力信号ｂ_(t)は次のよう
に示すことができる。

但し、Ｔ：シフトクロツク周期ここで説明の便宜上、時刻（ｔ＋kT）におけ
るａ_(t)及びｂ_(t)の各サンプリング値をそれぞれ
ａ_k，ｂ_kと表わすと、前記第(1)式は次のように表
現することができる。

但し、ｋ＝０，１，２，〜従つて今、メモリ１３に予め設定されている基
準波形信号ｒ_(t)の時刻（ｔ＋kT）における値ｒ
_kとの差、つまり誤差信号ｅ_kを差回路１２によつ
て求めると、その信号ｅ_kは次のようになる。

一方、相関器１６の入力波形レジスタ１６ｄの
段数をＭとし、時刻ｔ＝MTにおいてレジスタ１
６ｄへのシフトクロツクの供給を停止すると、こ
のレジスタ１６ｄには図中左側より順に入力信号
のサンプリング値a₀，a₁，a₂，〜，ａ_M-1が収納保
持されることになる。上記各値をタツプ利得値と
して保持コンデンサ１６ｃに収納し、前記第(3)式
に示す信号をMTだけ遅らせた信号をＭ段のタツ
プ利得荷重すると、その出力は次のように示され
る。

又はところで、このような各信号を得る上記第３図
に示す装置はテレビジヨンゴースト信号の消去、
即ちｅ_kを何らかの意味で小さくすることを目的
とするものであり、これが為にトランスバーサル
フイルタ１６のタツプ利得系列｛ｃ_k｝を制御す
ることである。そこで評価関数としてｅ_kの２乗
和、即ちを考える。尚、第(6)式において無限大記号∞は、
例えば一水平走査線期間程度を意味する。この第
(6)式で与えられる誤差自乗和Ｅはタツプ利得系列
｛ｃ_k｝の関数であることは言うまでもない。

今、ここで、上記誤差自乗和Ｅが各タツプの利
得ｃ_i（ｉ＝０，１，２，〜，Ｎ−１）にどのよ
うに依存しているかを考察してみると、次のよう
になる。即ち、Ｅをｃ_iで偏微分すると、が求められる。また時間原点ｔ＝０を適当に設定
すれば、垂直帰線期間内の信号｛ｒ_k｝は、ｋが
比較的小さいときだけ非０で、ある程度大きくな
ると全て０となる。ところが受信信号｛ａ_k｝中
にも似たような波形が存在するが、これにはゴー
スト信号成分が含まれている為に、ｋが大きくて
も０とは成り得ない。しかしながらゴースト信号
成分の影響を無視して前記第(7)式をとしても、｛ａ_k｝の主信号が実質的に〔０，Ｍ−
１〕の区間に存在すれば殆んど誤りはない。従つ
て、上記第(5)式と第(8)式とから次のような関係を
導びくことができる。

∂Ｅ／∂ｃ_ｋ＝2d_k+2M …(9) 但し、ｋ＝０，１，２，〜，Ｎ−１この第(9)式の意味するところは、相関器（トラン
スバーサルフイルタ）１６の出力ｄ_2M+kが正なら
ば、タツプ利得ｃ_kを正方向に増すと誤差Ｅが増
加し、逆に減らせば誤差Ｅが減少することを示し
ている。従つて、この出力を正負判定回路１７に
て判定し、この判定情報を係数器１９に与えてい
る。係数器１９はレジスタ１８からｃ_iに対応し
てタツプ利得修正情報が出力される都度、これに
所定の係数−α（α：正数）を乗じている。即
ち、タツプ利得修正情報は sgn（ｄ_i）但し、ｉ＝2M＋ｋ sgnは極性符号を示すで示され、 Δｃ_i＝−αsgn（ｄ_i） …(10) なる修正値を求めている。この修正値Δｃ_iは、
メモリ２１に収納されたタツプ利得値ｃ_iと加算
器２０によつて加算され、ここにｃ_i′＝ｃ_i＋Δｃ_i …(11) なる、修正されたタツプ利得値ｃ_i′を得る。この
タツプ利得値ｃ_i′がトランスバーサルフイルタ１
１に与えられ、再度タツプ利得荷重によるゴース
ト信号除去が行われる。これが順次、周期的に繰
返えされ、最終的にはトランスバーサルフイルタ
１１のタツプ利得が収束し、ここに効果的なテレ
ビジヨンゴースト信号の効果的な消去が行われ
る。

尚、シフトレジスタ１８は、相関器１６の信号
出力速度（10.7MHz）と、メモリ２１との間の速
度整合機能を果たすものである。従つてタツプ利
得メモリ２１が高速形のものであれば省略するこ
とができるが、一般的には上記シフトレジスタ１
８を用いて速度整合を図る方が、簡易な設計で低
価格に容易に実現することができる。

かくして、上記の如く修正されたタツプ利得値
によつてトランスバーサルフイルタ１１の作動が
制御されるが、ここで保持コンデンサ１１ｂの時
定数を大きく設定することができない場合には、
１フイールド中に複数回、コンデンサ１１ｂへの
タツプ利得値の書き込みを行うようにしてもよい
ことは勿論のことである。

以上の動作によつてトランスバーサルフイルタ
１１のタツプ利得系列｛ｃ_i｝は、１フイールド
に１回の割で順次更新され、その都度誤差Ｅが小
さくなつていく。ここで、誤差Ｅを小さくするよ
うに制御したのは基準波形信号｛ｒ_k｝に対応す
る出力信号波形｛ｂ_k｝についてであるが、基準
波形信号｛ｒ_k｝を適宜設定すれば、帝域内のす
べての周波数成分に関して伝送路特性が等化され
たと看做すことができる。従つて全ての水平走査
線信号についてNT以内のゴースト成分を消去で
きることになる。例えば信号成分に一部重なつた
ゴースト信号でも、重なつていない部分のみを検
出でき、これを消去できる。

さて、ここで特記するところは、前記第(9)式を
導びく過程に示されるように、入力信号｛ａ_k｝
の基準波形信号｛ｒ_k｝に対する相対時間関係に
は何ら制約を課さなかつた点にある。これは従
来、第１図に示す装置にあつて重要な課題であつ
た、時間基準の設定確度が本発明装置では何ら問
題とならないことを意味する。即ち、メモリ１３
からの信号｛ｒ_k｝の読み出し開始時刻ｔ＝０に
おいて、入力信号波形がどのような時間位置であ
つてもよく、本質的な意味を持たないことであ
る。しかしながら実際上、トランスバーサルフイ
ルタ１１のタツプ数Ｎは有限である為、入力信号
ａ_kを５〜10T程度遅らせたものと信号｛ｒ_k｝と
が同相になるようにする等の配慮は必要である。
しかも、この場合にあつても、第１図に示す構成
装置にあつては時間基準の所要確度が数分の1T
程度であつたことに較べ、その設計、実現が極め
て容易である。

また、第２図に示す構成装置に比しても、膨大
な数の相関器や積分器等を必要とすることがない
ので、はるかに簡単化された装置で、しかも安定
に効果的なゴースト信号消去を行い得、低価格に
実現することができる。

尚、上記説明では誤差の評価関数として誤差自
乗和Ｅを考えたが、誤差信号ｅ_kの絶対値和Ｅ_Aを
導入してもよい。この絶対値和Ｅ_Aはとして示すことができ、前記第(9)式に対応する式
として、次式を示すことができる。

従つて、第(5)式に対応するものとしてが示され、同様に ∂Ｅ_Ａ／∂ｃ_ｋ＝2d_k+2n …（15）を得る。故に同様にしてテレビジヨンゴースト信
号を効果的に消去することができる。

また第３図に示す構成において相関器１６の果
す役割は、差回路１２の出力｛ｅ_k｝と入力信号
｛ａ_k｝との相互相関を求めることにある。従つて
第４図に示すように、誤差信号｛ｅ_k｝を一時記
憶してトランスバーサルフイルタ１６のタツプ利
得とし、入力信号｛ａ_k｝を各々タツプ利得荷重
制御するようにしても勿論良い。尚、この場合、
トランスバーサルフイルタ１６の段数を誤差波形
信号｛ｅ_k｝の長さの全体に対応させる必要があ
る。従つてトランスバーサルフイルタ１１の段数
Ｎに入力信号波形の主信号部分の長さＭを加えた
（Ｎ＋Ｍ）段のCCD遅延線を必要とすることにな
り、さほど得策ではない。

上記実施例において入力荷重形トランスバーサ
ルフイルタ構成にしたが、入力信号を先にCCD
遅延線１６ａに印加し、この遅延線１６ａ出力で
掛算して荷重をかけるようにして相関をとつても
よい。

このように本装置は、家庭用のテレビジヨン受
像機にも広く適用することができるが、以下に示
すように変形して実施することができる。第５図
はその概略構成図で、第３図と同一部分には同一
符号を付し、その説明は省略する。この実施例は
前述したテレビジヨン水平走査信号のうち、例え
ば第６図に示したように、等化パルス期間が垂直
同期期間に移行するとき、即ち第３ラインから第
４ラインへ移るときのステツプ状の波形Ｓ_Rを基
準波形信号として利用する。この場合、先に述べ
たように基準信号波形｛ｒ_k｝は、ｋがある程度
大きくなると全て０となる。特に上記した基準信
号がインパルスであるような場合には｛ｒ_k｝の
非０区間は非常に短くなる。この場合にあつても
｛ｒ_k｝の非０区間が前記第(9)式のｄ_k+2Mに関与す
るのはｋが小さいときだけである。従つてｋがあ
る程度大きい場合のタツプ利得ｃ_kについては基
準波形を実質的に全て０として信号処理を行つて
も殆んど問題が生じない。

そこで第５図に示す構成の装置にあつては、基
準波形｛ｒ_k｝を収納する第３図のメモリ１３を
省略し、トランスバーサルフイルタ１１の出力信
号を差分回路２６にて１タイミング遅延された信
号との差を求めるようにしている。即ち、この差
分回路２６は差回路２６ａと、１タイミング遅延
回路２６ｂとを備えたもので、トランスバーサル
フイルタ１１から時系列的に出力される信号の変
化分を求めている。この差分回路２６の出力信号
がシフトレジスタ１５を介して相関器１６に供給
される。また入力信号は上記と同様な構成の差分
回路２７を介して相関器１６のタツプ利得情報と
して与えられている。

このような構成は、ｋが小さい場合のｃ_kにつ
いては誤りを生じてしまう。そこで上記の如きｃ
_kについてはタツプ利得を固定にし、制御ループ
から外すことによつて正常な作動を行わせること
ができる。例えばタツプ利得｛ｃ_k｝をc₀＝１，
c₂＝c₃＝…＝c₁₀＝０とすることによつて達せられ
る。これによつて基準波形｛ｒ_k｝を実質的に全
て０とすることができ、第５図に示すようにメモ
リ１３及びＤ／Ａ変換器１４等を省略して構成で
きる。また、差分回路２６，２７は前記第１図に
示す装置で説明したように、基準波形としての第
３ラインのステツプ状波形を差分し、インパルス
状波形として出力する。従つて第３図に示す装置
と同様に機能する。

また、第５図にあつては、タツプ利得メモリ２
１から出力されるトランスバーサルフイルタ１１
の各タツプ利得値は、スイツチ２４を介して各別
に保持コンデンサ１１ｂに与えられるようになつ
ている。これらのスイツチ２４は、タイミング回
路２５によつて駆動されるシフトレジスタ２８に
よつて順次導通制御されるもので、第３図に示す
如く、一斉にタツプ利得値を与えることと何ら機
能的には変りはない。

このような構成によれば、基準波形を収納する
メモリ１３を用いない為に装置をより簡易な構成
とすることができ、また各フイールド毎に時間軸
の原点を一定に保つ必要もなくなる。従つて時間
原点にジツタが存在しても装置の作用を支障を招
くことがなく、時間基準に関してその制約が大幅
に低減される。

尚、本発明装置は上記各実施例に限定されるも
のではない。例えば第７図に示すようにメモリ１
３に予め記憶された基準波形（デジタル信号）を
Ｄ／Ａ変換器１４を介して読み出したのち、これ
をCCDシフトレジスタ３１に一時記憶させてか
ら用いるようにしてもよい。この場合、メモリ１
３からの信号読み出しをＤ／Ａ変換器１４の動作
速度に応じて緩速度で行い、しかるのち時間原点
ｔ＝０においてCCDシフトレジスタ３１からト
ランスバーサルフイルタ１１のシフトクロツクに
同期した速度で読み出すことができる。これによ
つてＤ／Ａ変換器１４に要求される仕様が大幅に
緩和され、低価格での実現が可能となる。また他
の例として基準波形をアナログ電圧の形でポテン
シヨメータ等にセツトしておき、これを順次読み
出すようにしてもよいことは勿論である。また相
関器１６に関しても第８図に示すように入力信号
ａ_kを時間原点ｔ＝０においてのみ“１”となる
信号をシフトするシフトレジスタ３２の出力によ
つてスイツチ１６ｅを介して各別にタツプ利得値
として与えるようにしてもよい。更に上記実施例
ではタツプ利得メモリ２１としてデジタルメモリ
を用いたが、例えば第１図に示したようにタツプ
利得修正情報をアナログシフトレジスタを介し適
当な時刻に積分器に入力するようなものであつて
もよい。この場合、上記積分器は第３図及び第５
図に示す加算器２０とタツプ利得メモリ２１の機
能を果すことになる。また各実施例ではトランス
バーサルフイルタ１１に与えるタツプ利得を保持
コンデンサ１１ｂにて設定したが、例えば第９図
に示すようにコンデンサ１１ｂの代りに積分器３
５を用いて設定しても良いことは勿論のことであ
る。更には各実施例ではフイードフオワード構成
としたトランスバーサルフイルタ１１を用いた。
この方式によれば例えゴースト信号の成分が増大
してもトランスバーサルフイルタ１１が発振する
ことがなく、安定動作が期待できる。然乍ら、ト
ランスバーサルフイルタ１１をフイードバツク形
に構成することも可能である。例えば第１０図に
示すように入力映像信号を加算器１１ｄを介して
CCD１１ｃの各タツプに入力すると共に、CCD
１１ｃの出力と前記入力映像信号とを加算器１１
ｄにて加算処理し、これをトランスバーサルフイ
ルタ出力とし、またCCD１１ｃに入力すること
により達せられる。このようなフイードバツク構
成にしても先の実施例と同様な作用が呈せられ、
特にゴースト成分がさほど大きくないときに、所
謂孫ゴーストが生じないこともあつて非常に有効
である。このように本発明装置は種々変形して実
施することができ、要するに本発明の要旨を逸脱
しないものであればよい。

【図面の簡単な説明】

第１図は従来装置の一例を示す概略図、第２図
は自動等化器の概略図、第３図は本発明装置の一
実施例を示す概略構成図、第４図は変形例を示示
す要部構成図、第５図は本発明の他の実施例を示
す概略構成図、第６図はビデオ信号の一部の波形
を示す図、第７図乃至第１０図はそれぞれ他の実
施例を示す要部構成図である。１１……第１のトランスバーサルフイルタ、１
２……差回路、１３……メモリ（基準波形信
号）、１６……第２のトランスバーサルフイルタ
（相関器）、１７……正負判定回路、１９……係数
器、２０……加算器、２１……タツプ利得メモ
リ、２３……シフトレジスタ（CCD）、２５……
タイミング回路、２６，２７……差分回路。

Claims

【特許請求の範囲】１入力映像信号が入力として供給されるととも
に、第１の重み付け信号が供給される第１のトラ
ンスバーサルフイルタと、この第１のトランスバ
ーサルフイルタの出力信号および前記入力映像信
号のいずれか一方が入力として供給され、他方が
第２の重み付け信号として供給される第２のトラ
ンスバーサルフイルタと、この第２のトランスバ
ーサルフイルタの出力信号から前記第１の重み付
け信号を形成する手段とを具備してなることを特
徴とするゴースト信号消去装置。２第１および第２のトランスバーサルフイルタ
は、入力信号を複数に分割して夫々荷重する荷重
回路と、これら荷重回路の出力を複数のタツプ入
力とする複数入力遅延装置とからなる電荷転送形
トランスバーサルフイルタで構成されるものであ
る特許請求の範囲第１項記載のゴースト信号消去
装置。３第２のトランスバーサルフイルタは、第１の
トランスバーサルフイルタの出力信号を複数に分
割する手段と、上記複数に分割され信号と入力映
像信号の時系列信号との掛算を行なう複数の掛算
回路と、これら掛算回路の出力を相互に加算して
相関演算を行なう複数入力遅延装置とからなるも
のである特許請求の範囲第１項記載のゴースト信
号消去装置。４第２のトランスバーサルフイルタは、第１の
トランスバーサルフイルタの出力信号と予め定め
られた基準信号との差値を入力信号とするもので
ある特許請求の範囲第１項記載のゴースト信号消
去装置。５第２のトランスバーサルフイルタは、第１の
トランスバーサルフイルタの出力信号とこの出力
信号を所定時間遅延した信号との差分値を入力信
号とするものである特許請求の範囲第１項記載の
ゴースト信号消去装置。６第１の重み付け信号を形成する手段は、第２
のトランスバーサルフイルタの出力信号の極性を
判定する正負判定回路と、この判定回路の出力に
所定の係数を乗じる係数器と、タツプ利得メモリ
に記憶されたタツプ利得を前記係数器の出力によ
つて増減する加算器と、この加算器の出力を前記
タツプ利得メモリに再書込みする手段と、前記加
算器の出力をアナログ値に変換するＤ／Ａ変換器
と、このＤ／Ａ変換器の出力を記憶するレジスタ
と、このレジスタに記憶された信号を並列的に読
み出して第１の重み付け信号とする手段とから構
成されるものである特許請求の範囲第１項記載の
ゴースト信号消去装置。７第１の重み付け信号を形成する手段は、第２
のトランスバーサルフイルタの出力信号の極性を
判定する正負判定回路と、この正負判定回路の出
力によつてタツプ利得メモリに記憶されたタツプ
利得値を増減する手段と、上記タツプ利得メモリ
に記憶されたタツプ利得値をアナログ値に変換す
るＤ／Ａ変換器と、このＤ／Ａ変換器の出力信号
を記憶するレジスタと、このレジスタに記憶され
た信号を並列的に読み出して第１の重み付け信号
とする手段とから構成されるものである特許請求
の範囲第１項記載のゴースト信号消去装置。８第１のトランスバーサルフイルタは、フイー
ドフオワード型あるいはフイードバツク型の構成
からなるものである特許請求の範囲第１項記載の
ゴースト信号消去装置。