JPH0814936B2 - 情報再生回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、情報記録再生装置における情報再生回路に
関し、特に光磁気ディスク等から光学ヘッドを介して読
み出された読出アナログ信号を、元のディジタルデータ
に変換するための情報再生回路に関するものである。

〔従来の技術〕

情報記録再生装置の一例として、第16図に示す光磁気
ディスク記録再生装置を例に挙げて説明する。

光磁気ディスク1601は、記録媒体として膜面に垂直な
方向の磁化容易軸を有する磁気異方性の磁性薄膜を用
い、この磁性薄膜に光学ヘッド1603からレーザビーム16
02を磁性薄膜に照射する。これにより、照射部位の温度
が局所的に上昇して保磁力が低下する。

その状態で、磁気ヘッド1604からバイアス磁場を印加
すると、その部位の磁化が反転する。ここで、上記のバ
イアス磁場は記録したい部位でのみ印加しても良く、又
は記録する前から予め印加しておいても良い。そして、
変調回路1605から送られる記録信号Ａに応じて磁気ヘッ
ド1604からのバイアス磁場の印加方向及び強さを切り替
えるか、又はレーザビーム1602の照射量を取り替えれ
ば、レーザビーム1602のスポット径の大きさでディジタ
ルデータを垂直磁気記録するとができる。なお、記録し
たデータの消去は記録時と逆方向の磁場を印加すること
により行える。

上記のようにして記録されたデータを再生するには、
記録又は消去時よりも低強度のレーザビーム1602を光磁
気ディスク1601の磁性薄膜に照射する。それにより、直
線偏光を有するレーザビーム1602が磁気光学効果（ファ
ラデー効果、カー効果）によって磁性薄膜の磁化の状態
に応じた偏光面の傾きを生じて反射する。従って、この
反射光の偏光面の傾きを光学ヘッド1603内に設けた光検
出器により検光子を介して電気信号に変換すれば、読出
アナログ信号Ｂを得ることができる。

この読出アナログ信号Ｂは情報再生回路1606に送ら
れ、ディジタルデータＣがPLL（フェイズロックルー
プ）1607を経て復調回路1608で復調される。上記変調回
路1605及び復調回路1608においては、例えば、第１表に
示すような一般に良く知られている2,7RLLコードに従っ
た変復調方式により変調及び復調が行われる。変復調方
式には、これ以外に、例えば、8/10GCRコード等が良く
知られている。

次に、第17図〜第26図を用いて従来の情報再生回路を
説明する。この内、第17図〜第19図はNRZI変調方式にお
ける情報再生回路を、第20図〜第22図はRZ変調方式にお
ける情報再生回路を説明する図である。

第17図に、NRZI変調方式における読出アナログ信号Ｂ
（同図（ｄ））の波形を示す。変調ビット（同図
（ｃ））は記録信号Ａ（同図（ｂ））に基づいてレーザ
ビーム1602及び外部印加磁場により前記の磁性薄膜とし
ての記録磁性膜1701（同図（ａ））上に記録される。こ
の記録信号Ａを再生した時の読出アナログ信号Ｂの前縁
又は後縁が変調ビット“1"に対応する。

第18図を用いて、NRZI変調方式に対する従来の情報再
生回路1606を説明する。

読出アナログ信号Ｂはコンデンサ1805を介してアンプ
1801に入力される。その後、等化器及びLPF（ローパス
フィルタ）1802によって波形干渉の補償とS/N比を向上
させ、再生信号Ｄが比較器1803の正転入力端子とエンベ
ロープ検出回路1804に導かれる。エンベロープ検出回路
1804は、再生信号Ｄの包絡線の中心レベルである比較電
圧Ｅを発生し、比較器1803の反転入力端子に導かれる。
比較器1803で上記再生信号Ｄと比較電圧Ｅとが比較され
てディジタルデータＣが出力される。

第19図は第18図の各部における波形を示す図である。
NRZI記録再生方式においては、記録ビット（第19図
（ａ））の“1"に対して記録マーク1901（同図（ｂ））
の前縁及び後縁が一致する。これを光学ヘッド1603で読
み出すと、読出アナログ信号Ｂ（同図（ｃ））が得られ
る。

比較器1803の正転入力端子に入力される再生信号Ｄに
対して、反転入力端子に入力される比較電圧Ｅは上記の
ように再生信号Ｄの包絡線の中心レベルとなる（同図
（ｄ））。従って、比較器1803のディジタルデータＣ
（同図（ｅ））における反転位置を“1"とすると、記録
ビットと同一の再生ビット（同図（ｆ））が得られる。

次に、RZ変調方式における読出アナログ信号Ｂについ
て第20図に基づいて説明する。

変調ビット（同図（ｃ））は記録信号Ａ（同図
（ｂ））に基づいてレーザビーム1602（同図（ａ））及
び外部印加磁場により記録磁性膜1701上に記録される。
NRZI変調方式と異なる点は、この時の読出アナログ信号
Ｂ（同図（ｄ））のピーク位置が変調ビット“1"に対応
する点である。

次に、第21図を用いて、RZ変調方式に対する従来の情
報再生回路を説明する。読出アナログ信号Ｂはコンデン
サ2105を介してアンプ2101に入力される。その後、等化
器及びLPF2102によって波形干渉の補償とS/N比を向上さ
せ、微分回路2103を介して一階微分信号Ｆがヒステリシ
スコンパレータ2104に導かれる。ヒステリシスコンパレ
ータ2104からはディジタルデータＣが出力される。

第22図は第21図における波形を示す図である。

RZ変調方式においては、記録ビット（第22図（ａ））
の“1"に対して記録マーク2201（同図（ｂ））の中心が
一致する。これを光学ヘッド1603で読み出すと、読出ア
ナログ信号Ｂ（同図（ｃ））が得られる。ヒステリシス
コンパレータ2104に入力される一階微分信号Ｆ（同図
（ｄ））に対してヒステリシスレベルＧを超えた時にデ
ィジタルデータＣ（同図（ｅ））は反転する。従って、
ヒステリシスコンパレータ2104から出力されるディジタ
ルデータＣにおける立ち下がりエッジを“1"とすると、
記録ビットからは若干遅れるものの、再生ビット（同図
（ｆ））が得られる。

〔発明が解決しようとする課題〕

ところで、近年、ますます光磁気記録再生装置の開発
が盛んであり、更なる高密度化及び高速化が要求されて
いる。このため、多種の変調方式又は記録再生方式を用
いた光磁気記録再生装置が研究開発されている。一方、
それに伴って、これら異種の光ディスクを対象とした装
置間又は異種の光ディスク間では互換性を付与すること
が困難になっている。

従って、本発明の目的は、高密度化が可能な記録再
生方式及び変調方式に対する情報再生回路を提供するこ
と、多種の記録再生方式及び変調方式において、互換
性のある情報再生回路を提供すること、高速化が可能
な情報再生回路を提供することである。

ところで、上述した従来の情報再生回路では、高密
度化が困難である、互換性を与えることが困難であ
る、高速化が困難であるという問題を有していた。こ
れを以下に説明する。

高密度化が困難な点について 第19図（NRZI方式）と第22図（RZ方式）において、同
一の記録ビット（又は再生ビット）に対する記録マーク
1901、2201を比較すると、RZ方式に比してNRZI方式の方
が更にビット密度を上げる（高密度化できる）余裕のあ
ることがわかる。又、変調方式のうち、例えば、2,7RLL
と8/10GCRを比較すると、2,7RLLの方がビット密度が高
いことが一般によく知られている。従って、NRZI方式と
2,7RLLとを組み合わせた2,7NRZIは高密度化が可能な方
式の一例となる。ところが、この2,7NRZIは以下で述べ
るような問題を有している。

すなわち、第23図は8/10GCRとZRZI方式を組み合わせ
た8/10NRZI（同図（ａ））と、上記の2,7NRZI（同図
（ｂ））を用いてそれぞれ記録を行った時の再生信号Ｄ
の包絡線の波形である。

図から明らかなように、8/10NRZIの波形に比して2,7N
RZIの波形は激しく上下に揺れている。なぜならば、8/1
0NRZIの記録ビットはDC成分が非常に抑制されている（D
Cフリー）のに対して、2,7NRZIの波形はDC成分があまり
抑制されていないからである。特に、光磁気ディスク記
録再生装置等の光記録再生装置においては、磁気記録再
生装置に比して上記の点が顕著である。なぜならば、光
記録再生装置においては、読出アナログ信号Ｂそのもの
がDC成分を含んでいる（例えば、“1"と“0"の２種類の
信号が読出レベルを決定する）が、磁気記録再生装置に
おいては、読出アナログ信号はDC成分を含んでいない
（２種類の信号の境界が読出レベルを決定する）からで
ある。又、点線で示される比較電圧Ｅは再生信号Ｄに対
して遅れを生じる。

第24図、第25図は第23図の波形からディジタルデータ
に変換する過程を詳しく説明する図である。

第24図において、8/10NRZIは比較電圧Ｅ（同図
（ｂ））が再生信号Ｄの中心レベレにあるため、記録ビ
ット（同図（ａ））に忠実なディジタルデータＣ（同図
（ｃ））が得られている。

一方、第25図において、2,7NRZIは比較電圧Ｅ（同図
（ｂ））が再生信号Ｄから上下にずれが生じる。これ
は、上述したように、再生信号Ｄの包絡線が第23図
（ｂ）のように上下に揺れることと、比較電圧Ｅが再生
信号Ｄに対して遅れるためである。従って、ディジタル
データＣは第25図（ｃ）に点線で示すように、記録ビッ
ト（同図（ａ））に対してばらつきが生じる。これは、
再生エラーの原因となる。

つまり、第18図に示す従来の情報再生回路では、DC成
分を持つ変調方式（例えば、2,7NRZI）に対して高密度
化が困難であった。換言すれば、2,7NRZI等の高密度化
が可能な方式を採用しても、従来の情報再生回路ではデ
ィジタルデータへの変換が不可能であった。

互換性を与えることが困難な点について 第18図及び第21図を比較すると、NRZI方式とRZ方式に
おける情報再生回路は、等化器及びLPF1802、2102以降
の回路に共通点がなく、両方式間で互換性を持つにはそ
れぞれ別個に上記等化器及びLPF1802、2102以降の回路
部分が必要となる。従って、特に、装置の小型化を図り
たい場合、NRZI方式とRZ方式の互換性を付与することが
困難であった。

高速化が困難である点について 第26図（ａ）に示すように、例えば、光ディスクの各
トラックを複数のセクタに分割してセクタ毎に記録・再
生又は消去を行う場合、読出アナログ信号Ｂは記録・消
去を行うセクタにおいて再生を行うセクタよりもレベル
が高くなる（一般に約３〜10倍）。なぜならば、情報の
記録・消去時はレーザビーム1602の強度が高くなるから
である。又、光記録再生装置の特徴として、上述のよう
に、読出アナログ信号ＢがDC成分を含んでおり（同図
（ａ））において、レベルが片側（例えば、正側）にだ
け大きくなる）、これが他の情報再生回路（例えば、磁
気記録再生装置）と異なる点である。

すると、第18図又は第21図におけるコンデンサ1805、
2105の出力信号は大きな過渡応答を伴い、第26図（ｂ）
のＩ部のように、記録・消去直後に、その上限と下限を
点線で示す再生レベル範囲を超えることになる。上述の
ように、読出アナログ信号ＢがDC成分を含んでいるため
に、他の情報再生回路に比してこの過渡応答は顕著であ
る。これにより、記録・消去直後のデータの再生ができ
ない。従って、過渡応答が終了するまで再生が不可能と
なり、高速化に支障が生じたり、又は、セクタ間の間隔
を広げて記録・消去直後には再生を行わないようにすれ
ば、高密度化が困難になる。

〔課題を解決するための手段〕

本発明の情報再生回路は、上記の課題を解決するため
に、情報記録媒体から読み出された変調方式が互いに異
なる各読出アナログ信号を元の各ディジタルデータにそ
れぞれ変換する情報再生回路において、上記読出アナロ
グ信号から１階微分信号を発生させるための１階微分手
段が、上記１階微分信号を基準電圧でバイアスされて出
力するように設けられ、上記基準電圧を含む複数のレベ
ルの第１の比較電圧の何れか一方を出力する第１手段
が、上記１階微分信号と第１の比較電圧との比較によっ
て上記第１の比較電圧を切り替えるように設けられ、上
記読出アナログ信号のピーク位置を、上記１階微分信号
と上記第１の比較電圧とから検出して上記読出アナログ
信号を第２のディジタルデータに変換するピーク位置検
出回路が設けられ、読出アナログ信号の２階微分信号を
発生させる２階微分手段が上記２階微分信号を基準電圧
でバイアスされて出力するように設けられ、基準電圧を
間に含む複数のレベルの第２の比較電圧の何れか一方を
出力する第２手段が上記第２の比較電圧をそれぞれ切り
替えるように設けられ、上記第２の比較電圧と前記２階
微分信号とが交差することにより、前記読出アナログ信
号の前縁および後縁の何れか一方を検出して上記読出ア
ナログ信号を第１のディジタルデータに変換するエッジ
検出回路が設けられ、上記第２手段は、前記１階微分信
号の電圧が第１の比較電圧のレベル範囲の上下端の何れ
か一方に達したときに上記基準電圧を第２の比較電圧と
して出力する一方、上記前縁および後縁の何れか一方が
エッジ検出回路によって検出されたときに上記基準電圧
に代えて他の第２の比較電圧を出力するように設定され
ていることを特徴としている。

〔作 用〕

上記した請求項第１項の構成によれば、変調方式とし
て、例えばRZ方式にて記録された読出アナログ信号に対
しては、読出アナログ信号がピーク位置に向かって変化
するとき、読出アナログ信号の１階微分信号は上記読出
アナログ信号よりさらに迅速に変化するので、上記１階
微分信号と第１の比較電圧とを比較、例えば交差するこ
とを検出して、上記第１の比較電圧を、例えば他の第１
の比較電圧としての基準電圧に設定することが第１手段
にて可能となる。

これにより、第１の比較電圧が基準電圧に設定されて
いるときに、上記読出アナログ信号がピーク位置に達す
ると、基準電圧にてバイアスされている１階微分信号は
基準電圧となり、上記第１の比較電圧と交差するので、
その交差した点を、ピーク位置検出回路によってピーク
位置として検出して、上記読出アナログ信号のピーク位
置から第２のディジタルデータを得ることができる。

このとき、上記構成では、読出アナログ信号のピーク
位置と比べて、急峻に変化する１階微分信号をピーク位
置の検出に用いたので、上記ピーク位置をより正確に検
出できて、読出アナログ信号を第２のディジタルデータ
に、より確実に変換できる。

また、このように１階微分信号と、基準電圧となって
いる上記第１の比較電圧とを比較、つまり交差したと
き、第１手段は上記第１の比較電圧を他の第１の比較電
圧に設定することができる。この際、基準電圧にてバイ
アスされているため、ピーク間にてほぼ基準電圧となる
１階微分信号と、上記の第１の比較電圧とが交差するこ
とが回避できるので、ピーク位置の誤検出を防止でき
る。

このように上記構成では、１階微分信号の変化に応じ
て第１の比較電圧を基準電圧とそれと異なる他の第１の
比較電圧とに第１手段によって切り替えることによりピ
ーク位置検出を安定化できる。

一方、上記構成では、第２手段により、１階微分信号
とエッジ検出回路からの信号とによって、第２の比較電
圧を基準電圧を含む各第２の比較電圧にそれぞれ代える
ことにより、基準電圧によりバイアスされた２階微分信
号から第１のディジタルデータの前縁および後縁をそれ
ぞれ確実に検出できる。

つまり、第１のディジタルデータの前縁および後縁を
示す読出アナログ信号では、読出アナログ信号に対して
１階微分信号が大きく変化し、２階微分信号がさらに大
きく変化することにより、１階微分信号の変化に応じ
て、上記２階微分信号が上記の前縁および後縁を示すピ
ーク位置に達する前である第１の比較電圧のレベル範囲
の上下端の何れか一方に達したときに、第２の比較電圧
を基準電圧とすることが第２手段において可能となる。

その上、上記構成では、上記基準電圧と２階微分信号
との交差により、上記の前縁および後縁を示す位置を検
出できると、エッジ検出回路からの信号により第２手段
は、第２の比較電圧を基準電圧からそれと異なる他の第
２の比較電圧に切り替える。このため、読出アナログ信
号における上記の前縁および後縁を示す領域と異なる領
域において読出アナログ信号が変化しないことに起因す
る２階微分信号が基準電圧となっている領域での上記の
前縁および後縁の誤検出を回避できる。

このように上記構成では、読出アナログ信号が変化し
ている上記の前縁および誤縁の領域においてのみ、１階
微分信号によって第２の比較電圧を基準電圧とすること
ができるので、読出アナログ信号を元の第１のディジタ
ルデータにエッジ検出回路において確実に変換できる。

また、読出アナログ信号の２階微分信号から元の第１
のディジタルデータが得られるので、読出アナログ信号
のDC成分をキャンセルすることができる。特に、DC成分
を抑制していない方式（例えば、2,7NRZI方式）に対し
ても、元の第１のディジタルデータがより確実に得られ
る。

この結果、上記構成では、変調方式として、例えば8/
10NRZI方式に比して高密度化が容易な2,7NRZI方式を用
いて記録・再生を行うことができるので、記録密度の高
い情報記録再生装置を構成できる。なお、DC成分を抑制
している方式（例えば、8/10NRZI方式）に対しても当然
再生が可能である。

これにより、上記構成では、DC成分を抑制している方
式に対してのみならず、DC成分を抑制していない方式に
対しても再生可能となり、各種方式による光磁気記録再
生装置及び光磁気ディスク等の間に互換性を付与するこ
とができる。

このように上記構成では、変調方式として、例えばRZ
方式の第２のディジタルデータに対しては読出アナログ
信号の１階微分信号からピーク位置検出回路により、元
の第２のディジタルデータに変換できる一方、NRZI方式
に対しては、２階微分信号からエッジ検出回路によって
元の第１のディジタルデータに変換できる。

この結果、上記構成では、互いに異なる変調方式であ
るRZ方式とNRZI方式の回路の共通化が共に１階微分信号
を用いることにより可能となり、かつ、各変調方式での
互換性を確保でき、その上、小型化が容易とすることが
可能となる。

以上のように、本発明は高速化、高密度化および安定
化が可能であると同時に、（全てのRZ、NRZI方式に対し
て）互換性のある情報再生回路を提供することができ
る。特に、読出アナログ信号にDC成分を含んでいる光記
録再生装置（光磁気記録再生装置等）に有効な情報再生
回路を提供できる。

〔第１実施例〕 本発明の一実施例を第１実施例として第１図乃至第５
図に基づいて説明すれば、以下の通りである。

第１図は本実施例における情報再生回路の要部を示す
ブロック図である。図示しない光磁気ディスク等の記録
媒体から光学ヘッド（図示せず）により読み出された読
出アナログ信号Ｂは、１階微分手段としての第１微分回
路101に送られ、ここで得られた１階微分信号Ｇが、２
階微分手段としての第２微分回路102及びピーク位置検
出回路103へ導かれる。又、第２微分回路102から出力さ
れる２階微分信号Ｈはエッジ検出回路104へ導かれる。
エッジ検出回路104は２階微分信号Ｈを後述する第２の
比較電圧と比較して第１のディジタルデータCa（NRZI方
式）を出力する一方、ピーク位置検出回路103は１階微
分信号Ｇを第１の比較電圧（後述）と比較して、第２の
ディジタルデータCb（RZ方式）を出力するようになって
いる。

第２図は第１図の情報再生回路をより詳細に示す図で
ある。

第２図において、読出アナログ信号Ｂは第１微分回路
101を介してVCA（電圧制御増幅器）201へ導かれる。図
に示すように、第１微分回路101が再生レベル範囲を決
定する回路要素であるVCA201の前段に配置されているの
で、記録・消去から再生に移行する際の過渡応答が軽減
されるようになる。

VCA201では、増幅度制御信号Ｉによって増幅度が制御
され、読出アナログ信号Ｂに対してAGC（自動利得制
御）が行われる。その後、等化器及びLPF202を介して、
第２微分回路102とピーク位置検出回路103と全波整流器
203へ導かれる。第２微分回路102の出力は、前述のよう
にエッジ検出回路104に導かれる。

全波整流器203の出力は比較器204へ導かれて比較電圧
V_refと比較され、比較器204の出力がコンデンサ212と光
213とVCA201へ導かれる。等化器及びLPF202を介して出
力される１階微分信号Ｇの振幅が、比較電圧V_refを超え
ると、コンデンサ212への充電が行われ、一方、上記１
階微分信号Ｇの振幅が比較電圧V_refを超えなければ、コ
ンデンサ212からの放電が行われる。この充放電によ
り、上述のAGCが行われる。

第２微分回路102から出力される２階微分信号Ｈは、
エッジ検出回路104におけるコンデンサ214を介して抵抗
215と比較器205（第２手段）の正転入力端子へ導かれ
る。抵抗215の他端は、基準電圧を発生する電源Vh/2へ
接続される。

比較器205の出力である第１のディジタル出力信号Ｊ
は双方向ワンショットマルチバイブレータ206（以下、
双方向ワンショット206と呼ぶ）とインバータ207へ導か
れる。インバータ207の出力は抵抗216を介して比較器20
5の反転入力端子と抵抗217・218の一端側に導かれる。
抵抗217の他端は電源Vh/2に導かれる。又、抵抗218の他
端は後述する比較器208の出力に導かれる。なお、イン
バータ207及び比較器208等は第２手段を構成する。

双方向ワンショット206において、比較器205からの第
１のディジタル出力信号Ｊの立ち下がり及び立ち上がり
（双方向）に対してパルスが発生され、これが第１のデ
ィジタルデータCaとなる。

等化器及びLPF202から出力される１階微分信号Ｇは、
ピーク位置検出回路103におけるコンデンサ220を介して
抵抗221と比較器208（第１手段）の正転入力端子へ導か
れる。抵抗221の他端は電源Vh/2へ接続される。比較器2
08の出力はワンショットマルチバイブレータ209（以
下、ワンショット209と呼ぶ）と３ステートインバータ2
10・211と抵抗218の接続される。３ステートインバータ
210の出力はダイオード222、抵抗223を介して比較器208
の反転入力端子と抵抗224・225の一端側に導かれる。抵
抗224の他端は電源Vh/2に接続される。又、抵抗225の他
端は３ステートインバータ211の出力に導かれる。３ス
テートインバータ210・211等は第１手段を構成する。

ワンショット209において、比較器208からの第２のデ
ィジタル出力信号Ｋ′（ＫがNRZI方式、Ｋ′がRZ方式に
対応）の立ち下がりに対してパルスが発生され、これが
第２のディジタルデータCbとなる。なお、３ステートイ
ンバータ210は制御信号Ｌがハイレベルの時オープン
（出力がハイインピーダンス）になり、一方、３ステー
トインバータ211は制御信号Ｌがローレベルの時オープ
ン（出力がハイインピーダンス）になる。

本実施例のエッジ検出回路104及びピーク位置検出回
路103は、従来の微分ゼロクロス検出回路に比べると、
比較電圧レベルが複数であり、これを切り替える点が異
なる。上記第１のディジタルデータCaはZRZI方式におけ
るデータとなり、第２のディジタルデータCbはRZ方式に
おけるデータとなる。なお、電源Vh/2から供給される電
圧は、比較器205・208、インバータ207、３ステートイ
ンバータ210・211のハイレベルの出力電圧Vhの1/2であ
る。

第３図及び第４図は第２図の情報再生回路の各部にお
ける波形を示す図であり、そのうち第３図はNRZI方式
（制御信号L:ハイレベル）に対する記録再生について説
明するためのもの、第４図はRZ方式（制御信号L:ローレ
ベル）に対する記録再生について説明する図である。

まず、第３図において、記録時に記録ビット“1"（同
図（ａ））が記録マーク301（同図（ｂ））の前縁又は
後縁に対応するように記録され、再生によりこれを読み
出すと、読出アナログ信号Ｂ（同図（ｃ））が得られ
る。第２図に示す構成により、コンデンサ220を通過し
た１階微分信号Ｇ′（第３図（ｄ）の実線）に対して、
複数の電圧レベルを有する比較電圧Ｎ（同図（ｄ）の点
線）が発生され、ヒステリシス特性を有する第２のディ
ジタル出力信号Ｋ（同図（ｆ））が得られる。

ここで、NRZI方式では、第２のディジタル出力信号Ｋ
がローレベルの期間は３ステートインバータ211及び抵
抗225を介して比較器208の反転入力端子にハイレベルの
電圧Vhが供給される（上記反転入力端子には抵抗224を
介して電圧Vh/2も供給される）ので、比較電圧ＮはV₊と
なる。

一方、第２のディジタル出力信号Ｋがハイレベルの期
間は比較器208の反転入力端子にローレベルの電圧が供
給されるので、比較電圧ＮはV_-となる。なお、第２のデ
ィジタル出力信号Ｋは１階微分信号Ｇ′と比較電圧Ｎが
交差する点で反転する。

一方、コンデンサ214（第２図）を通過した２階微分
信号Ｈ′（第３図（ｅ）の実線）に対する比較電圧Ｍ
（同図（ｅ）の点線）は、上記第２のディジタル出力信
号Ｋと、比較器205の出力である第１のディジタル出力
信号Ｊとにより、複数の電圧レベルの間で切替えが行わ
れる。

すなわち、第１のディジタル出力信号Ｊがハイレベル
でかつ第２のディジタル出力信号Ｋがローレベルの期間
では比較電圧ＭはV_-となり、第１のディジタル出力信号
Ｊがローレベルでかつ第２のディジタル出力信号Ｋがハ
イレベルの期間では比較電圧ＭはV₊となり、更に、第１
及び第２のディジタル出力信号Ｊ・Ｋがともにハイレベ
ル又はともにローレベルの期間では比較電圧ＭはVh/2と
なる。そして、Vh/2となった比較電圧Ｍが２階微分信号
Ｈ′と交差する点で第１のディジタル出力信号Ｊは反転
する。

換言すれば、上記第１のディジタル出力信号Ｊ（第３
図（ｇ））は、ちょうど２階微分信号Ｈ′が反転する点
で反転し、しかもこれは記録マーク301の前縁又は後縁
に対応している。従って、双方向ワンショット206の出
力であるディジタルデータCa（第３図（ｈ））により得
られる再生ビット（同図（ｉ））は、記録ビット（同図
（ａ））を忠実に再生したデータとなる。なお、比較電
圧Ｍは第２の比較電圧に相当する。

以上を要約すると、本情報再生回路の特徴は、 一般の微分ゼロクロス検出回路で発生するゼロクロス
ノイズは発生しない。

しかも忠実にゼロクロス点を検出できる（第21図に示
した従来のヒステリシスコンパレータ2104では、遅れが
生じるため、忠実にゼロクロス点を検出できない）。

１階微分信号Ｇ′及び２階微分信号Ｈ′から検出する
ので、読出アナログ信号ＢのDC成分に影響されない等で
ある。

次に、第４図において、記録ビット“1"（同図
（ａ））が記録マーク401（同図（ｂ））の中心に対応
するように記録し、これを読み出して読出アアログ信号
Ｂ（同図（ｃ））を得るRZ方式による記録再生につき説
明する。

第２図に示す構成により、コンデンサ220を通過した
１階微分信号Ｇ′（第４図（ｄ）の実線）に対して比較
電圧Ｎ′（同図（ｄ）の点線:NはNRZI方式、Ｎ′はRZ方
式の比較電圧）が発生され、ヒステリシス性を伴った第
２のディジタル出力信号Ｋ′（同図（ｅ））が得られ
る。なお、比較電圧Ｎ′は、第１の比較電圧に相当す
る。

ここで、RZ方式による記録・再生時には、第２のディ
ジタル出力信号Ｋ′がローレベルの区間では、３ステー
トインバータ210、ダイオード222及び抵抗223を介して
比較器208の反転入力端子にハイレベルの出力電圧Vhが
供給される（同反転入力端子には電源Vh/2からの電圧も
供給される）ため比較電圧Ｎ′はV₊となり、一方、第２
のディジタル出力信号Ｋ′がハイレベルの区間では、３
ステートインバータ210で反転されたローレベルの出力
電圧がダイオード222で遮断されるため比較電圧Ｎ′はV
h/2となる。そして、１階微分信号Ｇ′と比較電圧Ｎ′
が交差する点で第２のディジタル出力信号Ｋ′が反転す
る。

これにより、第２のディジタル出力信号Ｋ′は、ちょ
うど１階微分信号Ｇ′が立ち下がる点で立ち下がり、し
かもこれは記録マーク401の中心に対応している。従っ
て、ワンショット209の出力である第２のディジタルデ
ータCb（第４図（ｆ））から得られる再生ビット（同図
（ｇ））は記録ビット（同図（ａ））を忠実に再生した
データとなる。

又、上述したように、第１微分回路101（第２図）と
比較器208等は、第１のディジタルデータCaを得るため
に使用していると同時に、第２のディジタルデータCbを
得るためにも使用しており、これにより、情報再生回路
の簡略化が可能になる。

なお、第２図中の等化器202の役割は、第３図及び
第４図に示す第１のディジタルデータCa及び第２のディ
ジタルデータCbが波形干渉等によってシフトしたりばら
ついたりしないようにすること、１階微分信号Ｇ′が
確実に比較電圧Ｎ又はＮ′を超えるようにすることであ
る。なお、１階微分信号Ｇ′が確実に比較電圧Ｎ又は
Ｎ′を超えるようにするために、VCA201による自動利得
制御は１階微分信号Ｇに対して行われる。

第５図（ａ）に示すように、読出アナログ信号Ｂは記
録・消去時に再生時よりレベルが高くなるが、第１微分
回路101で微分することにより１階微分信号GG（同図
（ｂ））には過渡応答が伴わなくなる。従って、記録・
消去直後にもVCA201の入力レンジを超えることはないの
で、再生レベル範囲内においてデータの再生が行え、高
速化、高密度化が可能となる。

なお、この例では再生レベル範囲をVCA201の入力レン
ジが決定しているので、VCA201の前段に第１微分回路10
1を配置している。これ以外に、例えば、等化器、LPF、
第２微分回路102等が再生レベル範囲を決定するのであ
れば、それらより前段に第１微分回路101を配置すれば
良い。

〔第２実施例〕 次に、本発明の他の実施例としての第２実施例につい
て第６図を用いて説明する。なお、第１実施例と重複す
る部位については同一の参照番号を付して説明を簡略化
する。

第１微分回路101から出力された１階微分信号Ｇは第
２微分回路102と全波整流器203とコンデンサ220a・220b
に導かれる。

一方、第２微分回路102から出力された２階微分信号
Ｈはコンデンサ214を介して抵抗215と比較器205の正転
入力端子へ導かれる。抵抗215の他端は電源Vh/2へ接続
される。比較器205の出力は双方向ワンショット206と３
ステートインバータ601と排他的論理和回路（EX−OR回
路）602の一方の入力端子に導かれる。

３ステートインバータ601の出力は抵抗216を介して比
較器205の反転入力端子と抵抗217の一端に導かれる。抵
抗217の他端は電源Vh/2に接続される。

双方向ワンショット206において、比較器205からの第
１のディジタル出力信号Ｊの立ち上がり及び立ち下がり
（双方向）に対してパルスが発生され、これがNRZI方式
による第１のディジタルデータCaとなる。

１階微分信号Ｇはコンデンサ220aを介して抵抗221aと
比較器208aの正転入力端子に導かれる。抵抗221aの他端
は電源Vh/2へ接続される。比較器208aからの第２のディ
ジタル出力信号ＫはEX−OR回路602の他方の入力端子と
インバータ211′へ導かれる。

インバータ211′の出力は抵抗225を介して比較器208a
の反転入力端子と抵抗224aの一端に導かれる。抵抗224a
の他端は電源Vh/2に接続される。これにより、第１実施
例と同様に、エッジ検出回路104及びピーク位置検出回
路103において、比較電圧Ｍ、Ｎがそれぞれ複数レベル
の間で切り替えられることになる。

１階微分信号Ｇはコンデンサ220bを介して抵抗221bと
比較器208bの正転入力端子へ導かれる。抵抗221bの他端
は電源Vh/2へ接続される。比較器208bからの第２のディ
ジタル出力信号Ｋ′はワンショット209とインバータ21
0′へ導かれる。インバータ210′の出力はダイオード22
2と抵抗223を介して比較器208bの反転入力端子と抵抗22
4bの一端に導かれる。抵抗224bの他端は電源Vh/2に接続
される。ワンショット209の出力信号はRZ方式による第
２のディジタルデータCbとなる。なお、第６図の情報再
生回路の各部の波形は、第１実施例と同様に第３図及び
第４図の如くになる。

すなわち、EX−OR回路602の出力は、第１のディジタ
ル出力信号Ｊ（第３図（ｇ））と第２のディジタル出力
信号Ｋ（同図（ｆ））のいずれか一方のみがハイレベル
の時にハイレベルとなるので、３ステートインバータ60
1は第１及び第２のディジタル出力信号Ｊ・Ｋのいずれ
か一方のみがハイレベルの時、第１のディジタル出力信
号Ｊを反転して出力する。この時、比較電圧Ｍ（第３図
（ｅ）の点線）は、第１実施例と同様に第１のディジタ
ル出力信号Ｊに応じてV₊とV_-のいずれかの値を取り、
又、３ステートインバータ601が遮断されている時に比
較電圧ＭはVh/2となる。

一方、ピーク位置検出回路103は、NRZI方式用の比較
器208aとRZ方式用の比較器208bを個別に設けたもので、
実質的な動作は第１実施例と同様である。

この第２実施例が第１実施例と異なる点は、第１のデ
ィジタルデータCaと第２のディジタルデータCbを同時に
得ることができるので、光磁気ディスク上にNRZI、RZの
両方式によって同時にデータの記録・再生が行える点で
ある。なお、第１実施例と同様に、第１微分回路101をV
CA201の前段に配置しても良い。

〔第３実施例〕 本発明のさらに他の実施例としての第３実施例につい
て、第７図を用いて説明する。

第７図は第１のディジタルデータCaを得る部位のみを
示す図であり、第１及び第２実施例と重複する部位につ
いては説明を省略する。

第７図において、２階微分信号Ｈはコンデンサ214を
介して抵抗215と比較器205の正転入力端子へ導かれる。
抵抗215の他端は電源Vh/2へ接続される。比較器205の出
力は双方向ワンショット206とデコーダ701へ接続され
る。デコーダ701は、比較器205からの第１のディジタル
出力信号Ｊと比較器208（第７図には図示せず）からの
第２のディジタル出力信号Ｋのハイレベル又はローレベ
ルの組合わせに基づき、以下の第２表に従って、アナロ
グスイッチ702を切り替えるようになっている。

アナログスイッチ702の３つの入力は、電源Vhと０
〔Ｖ〕を４つの抵抗703〜706で分圧した電圧V₊、Vh/2、
V_-がそれぞれ入力される。アナログスイッチ702の出力
は比較器205の反転入力端子に導かれる。このようにし
て、第３実施例では、比較電圧Ｍがデコーダ701により
複数レベルに切り替えられる。

〔第４実施例〕 本発明のさらに他の実施例としての第４実施例につい
て、第８図〜第10図を用いて説明する。

第８図において、読出アナログ信号ＢはVCA201、等化
器及びLPF202を介して第１微分回路101と全波整流器203
とクランプ回路801とに導かれる。第１微分回路101から
出力される１階微分信号Ｇは、更に第２微分回路102で
微分され、２階微分信号Ｈがコンデンサ214を介して抵
抗215と比較器205の正転入力端子へ導かれる。抵抗215
の他端は電源Vh/2に接続される。

比較器205の出力は双方向ワンショット206とインバー
タ207へ導かれる。インバータ207の出力は抵抗216を介
して比較器205の反転入力端子と抵抗217、218の各一端
に導かれる。抵抗217の他端は電源Vh/2に接続される。
抵抗218の他端は論理回路804の出力へ導かれる。双方向
ワンショット206において、比較器205からの第１のディ
ジタル出力信号Ｊの立ち下がり及び立ち上がり（双方
向）に対してパルスが発生され、これがNRZI方式による
第１のディジタルデータCaとなる。

クランプ回路801から出力される再生信号Ｏは、２つ
の比較器802と803の各正転入力端子へ導かれる。比較器
802の反転入力端子には比較電圧V₊が入力される一方、
比較器803の反転入力端子には比較電圧V_-が入力され
る。各比較器802・803の出力信号Ｐ・Ｑは論理回路804
に入力される。

論理回路804から出力される第２のディジタル出力信
号Ｋは、比較器802の出力信号Ｐの立ち下がりエッジに
よりローレベルになり、比較器803の出力信号Ｑの立ち
上がりエッジによりハイレベルになるように構成されて
いる。これにより、第１実施例と同様にエッジ検出回路
104及びピーク位置検出回路103において、比較電圧がそ
れぞれ複数レベルの間で切り替えられることになる。

第９図にクランプ回路801の一例を示す。等化器及びL
PF202からの再生信号Ｄはコンデンサ901を介してダイオ
ード902のカソードと抵抗903の一端に導かれ、ダイオー
ド902のアノードと抵抗903の他端は接地されている。

第10図は第８図の情報再生回路の各部の波形を示す図
である。

第10図（ａ）に示すような記録ビットに対して、NRZI
方式により同図（ｂ）のような記録マーク1001が記録さ
れ、これを再生すると、クランプ回路801からは同図
（ｃ）に示すような再生信号Ｏが出力される。これに対
して、比較器802では比較電圧V₊、比較器803では比較電
圧V_-が与えられるので、結局、第１実施例と同様の第２
のディジタル出力信号Ｋ（第10図（ｅ））が得られる。
第１のディジタル出力信号Ｊ（同図（ｆ））はコンデン
サ214を通過した２階微分信号Ｈ′（同図（ｄ））及び
比較電圧Ｍに基づいて発生されるが、この比較電圧Ｍは
第１及び第２のディジタル出力信号Ｊ・Ｋに基づいて、
V₊、Vh/2、V_-の間で切り替えられる。

そして、第１実施例と同様に、第１のディジタル出力
信号Ｊの立ち上がり及び立ち下がりに応じて第１のディ
ジタルデータCa（第10図（ｇ））が発生され、この第１
のディジタルデータCaに基づいて再生ビット（同部
（ｈ））が得られる。

なお、第１〜第３実施例では、比較電圧Ｍを１階微分
信号Ｇ′を基準に切り替えているのに対し、この第４実
施例では再生信号Ｏを基準に切り替えている点が異な
る。

〔第５実施例〕 本発明のさらに他の実施例としての第５実施例につい
て、第11図〜第13図を用いて説明する。なお、第１〜第
４実施例と重複する部位については説明を省略する。

第11図は情報再生回路において、１階微分信号Ｇ′か
ら第２のディジタル出力信号Ｋを得る部分のみを示して
いる。１階微分信号Ｇ′は比較器1101の正転入力端子と
比較器1102の反転入力端子へ導かれる。比較器1101の反
転入力端子には比較電圧V₊が入力され、比較器1102の正
転入力端子には比較電圧V_-が入力される。比較器1101の
ディジタルの出力信号Ｒはフリップフロップ1103のSET
端子に、比較器1102のディジタルの出力信号はフリップ
フロップ1103のRESET端子へ導かれる。これにより、フ
リップフロップ1103からの第２のディジタル出力信号Ｋ
は第１実施例における比較器208（第２図）からの第２
のディジタル出力信号Ｋと同等となる。

第13図は第５実施例の情報再生回路の各部の波形を示
す図である。同図（ａ）に示すような記録ビットに対し
てNRZI方式により同図（ｂ）のような記録マーク1301が
記録され、これが再生されて同図（ｃ）に示すような読
出アナログ信号Ｂが得られる。

この読出アナログ信号Ｂを微分してコンデンサを通過
させた１階微分信号Ｇ′（同図（ｄ））に対して比較器
1101において比較電圧V₊でスライスすると、出力信号Ｒ
（同図（ｅ））が得られ、比較器1102において比較電圧
V_-でスライスすることにより出力信号Ｓ（同図（ｆ））
が得られる。これらの出力信号Ｒ及びＳに基づいてフリ
ップフロップ1103で第２のディジタル出力信号Ｋ（同図
（ｇ））が得られるが、この第２のディジタル出力信号
Ｋは第１実施例と同様になる。

ここで、本第５実施例を第７図に示す第３実施例と組
み合わせて使用する場合の接続関係を第12図に示す。

すなわち、比較器1101及び1102の各出力信号Ｒ・Ｓが
オアゲート1201に入力され、オアゲート1201の出力信号
Ｔ（第13図（ｈ）参照）とフリップフロップ1103からの
第２のディジタル出力信号Ｋがデコーダ701に導かれ
る。デコーダ701では、以下の第３表に従って、第７図
のアナログスイッチ702を切り替える。それにより、比
較器205の反転入力端子に入力される比較電圧Ｍは第13
図（ｉ）のように切り替わり、第１実施例と同様の比較
電圧Ｍが得られる。

〔第６実施例〕 本発明のさらに他の実施例としての第６実施例につい
て、第14図及び第15図を用いて説明する。なお、第１〜
第５実施例と重複する部位については説明を省略する。

第６実施例は、第７図のデコーダ701によるアナログ
スイッチ702の切替方法に関するものである。第14図に
おいて、コンデンサ（図示せず）を通過した２階微分信
号Ｈ′は比較器1401の正転入力端子と比較器1402の反転
入力端子へ導かれる。比較器1401の反転入力端子には比
較電圧V₊が、比較器1402の正転入力端子には比較電圧V_-
が入力される。

比較器1401の出力信号Ｕはオアゲート1404の一方の入
力端子とフリップフロップ1403のSET端子に導かれると
ともに、比較器1402の出力信号Ｖはオアゲート1404の他
方の入力端子とフリップフロップ1403のRESET端子に導
かれる。

オアゲート1404の出力信号ＸはＤフリップフロップ14
05のCK端子（クロック入力端子）に導かれるとともに、
出力信号Ｘを反転させた信号が比較器1406のCK端子に導
かれる。フリップフロップ1403の出力信号ＷはＤフリッ
プフロップ1405と1406のＤ端子（データ入力端子）へ導
かれる。そして、Ｄフリップフロップ1405と1406の各出
力信号Ｙ・Ｚに基づき、デコーダ701では第４表に従っ
て、アナログスイッチ702を切り替える。

第15図は第14図の情報再生回路の各部における波形を
示す図である。ここでも、同図（ａ）のような記録ビッ
トに対して、同図（ｂ）に示すようにNRZI方式で記録マ
ーク1501を記録し、これを再生して同図（ｃ）のような
読出アナログ信号Ｂを得る場合を示している。

２階微分信号Ｈ′（同図（ｄ））に対して、比較器14
01において比較電圧V₊でスライスすると、出力信号Ｕ
（同図（ｅ））が得られ、比較器1402において比較電圧
V_-でスライスすると、出力信号Ｖ（同図（ｆ））が得ら
れる。比較器1401と1402の出力信号Ｕ・Ｖに基づいて同
図（ｇ）の如くにオアゲート1404の出力信号Ｘが得られ
るとともに、同図（ｈ）に示すようなフリップフロップ
1403の出力信号Ｗが得られる。従って、Ｄフリップフロ
ップ1405と1406の出力信号Ｙ・Ｚはそれぞれ同図（ｉ）
及び（ｊ）に示すようになる。これら出力信号Ｙ・Ｚに
基づいて、上述のように、比較電圧Ｍが複数レベルに切
り替えられる。第６実施例の特徴は、２階微分信号Ｈ′
そのものを基準に比較電圧Ｍを切り替える点である。つ
まり、１階微分信号Ｇ′を使用せず、２階微分信号Ｈ′
のみでエッジ検出を行うことが可能である。

なお、上記した第１〜第６実施例で示した回路構成要
素を適宜組み合わせて情報再生回路を構成するともでき
る。又、比較電圧Ｍ及びＮ、Ｎ′に対してフィルタを通
過させ、滑らかにする等の処理を行っても良い。

又、比較電圧Ｍ及びＮ、Ｎ′は２レベル又は３レベル
の間で切り替える場合を示したが、これに限らず、４レ
ベル以上の間で切り替えたり、又はアナログ的に比較電
圧Ｍ及びＮ、Ｎ′を変化させても良い（例えば、D/A変
換器の出力から比較電圧Ｍを発生させ、ディジタル信号
処理でD/A変換器を制御する等）。すなわち、読出アナ
ログ信号Ｂの前縁及び後縁又はピーク点において正確に
ゼロクロスすることができ、しかもそれ以外の点でのゼ
ロクロスが発生しないように比較電圧Ｍ及びＮ、Ｎ′を
変化させれば良い。又、上述したように、１階微分信号
Ｇ′に限らず、２階微分信号Ｈ′又はアナログの再生信
号Ｏ等を基準に比較電圧Ｍ及びＮ、Ｎ′を切り替えても
良い。

又、上記実施例では、光記録再生装置（光磁気ディス
ク記録再生装置等）において特に優れた効果を奏するこ
とを説明したが、勿論、それ以外の磁気記録再生装置等
においても本発明の適用が可能である。

〔発明の効果〕

本発明の情報再生回路は、以上のように、基準電圧を
含む複数のレベルの第１の比較電圧の何れか一方を出力
する第１手段が、読出アナログ信号からの１階微分信号
と第１の比較電圧との比較によって上記第１の比較電圧
を切り替えるように設けられ、上記読出アナログ信号の
ピーク位置を、上記１階微分信号と上記第１の比較電圧
とから検出して上記読出アナログ信号を第２のディジタ
ルデータに変換するピーク位置検出回路が設けられ、基
準電圧を間に含む複数のレベルの第２の比較電圧の何れ
か一方を出力する第２手段が上記第２の比較電圧をそれ
ぞれ切り替えるように設けられ、上記第２の比較電圧と
前記２階微分信号とが交差することにより、前記読出ア
ナログ信号の前縁および後縁の何れか一方を検出して上
記読出アナログ信号を第１のディジタルデータに変換す
るエッジ検出回路が設けられ、上記第２手段は、前記１
階微分信号の電圧が第１の比較電圧のレベル範囲の上下
端の何れか一方に達したときに上記基準電圧を第２の比
較電圧として出力するように設定されている構成であ
る。

これにより、上記構成では、第１手段によって第１の
比較電圧を、第２手段によって第２の比較電圧を、１階
微分信号の変化に応じて切り替えるようにそれぞれ設定
されているので、ピーク位置や前縁や後縁の誤検出を防
止できる。

このことから、上記構成では、変調方式として、例え
ばRZ方式の第２のディジタルデータに対しては読出アナ
ログ信号の１階微分信号からピーク位置検出回路によ
り、元の第２のディジタルデータに変換できる一方、NR
ZI方式に対しては、２階微分信号からエッジ検出回路に
よって元の第１のディジタルデータに変換でき、互いに
異なる変調方式であるRZ方式とNRZI方式の回路の共通化
が共に１階微分信号を用いることにより可能であり、か
つ、互換性を確保でき、その上、小型化が容易とするこ
とが可能となるという効果を奏する。

【図面の簡単な説明】 第１図乃至第５図は本発明の一実施例を示すものであ
る。 第１図は情報再生回路の概略構成を示すブロック図であ
る。 第２図は情報再生回路を詳細に示す回路図である。 第３図はNRZI方式による記録再生原理を示す説明図であ
る。 第４図はRZ方式による記録再生原理を示す説明図であ
る。 第５図（ａ）は読出アナログ信号の波形の概略を示す説
明図である。 同図（ｂ）は１階微分信号の波形の概略を示す説明図で
ある。 第６図は本発明の第２実施例による情報再生回路の回路
図である。 第７図は本発明の第３実施例による情報再生回路の一部
を示す回路図である。 第８図乃至第10図は本発明の第４実施例を示すものであ
る。 第８図は情報再生回路を示す回路図である。 第９図はクランプ回路の一例を示す回路図である。 第10図はNRZI方式による記録再生原理を示す説明図であ
る。 第11図乃至第13図は本発明の第５実施例を示すものであ
る。 第11図は情報再生回路の一部を示す回路図である。 第12図は第11図の回路を第７図の回路と組み合わせて使
用する状態を示す回路図である。 第13図はNRZI方式による記録再生原理を示す説明図であ
る。 第14図及び第15図は本発明の第６実施例を示すものであ
る。 第14図は情報再生回路の一部を示す回路図である。 第15図はNRZI方式による記録再生原理を示す説明図であ
る。 第16図乃至第26図は従来例を示すものである。 第16図は光磁気記録再生装置の概略構成図である。 第17図はNRZI方式による記録再生原理を示す説明図であ
る。 第18図はNRZI方式による情報再生回路を示す回路図であ
る。 第19図は第18図の装置による記録再生原理を示す説明図
である。 第20図はRZ方式による記録再生原理を示す説明図であ
る。 第21図はRZ方式による情報再生回路を示す回路図であ
る。 第22図は第21図の装置による記録再生原理を示す説明図
である。 第23図（ａ）は8/10NRZI方式による再生信号波形を示す
説明図である。 同図（ｂ）は2,7NRZI方式による再生信号波形を示す説
明図である。 第24図は8/10NRZI方式による記録再生原理を示す説明図
である。 第25図は2,7NRZI方式による記録再生原理を示す説明図
である。 第26図（ａ）は読出アナログ信号の波形の概略を示す説
明図である。 同図（ｂ）はコンデンサの出力信号の波形の概略を示す
説明図である。 101は第１微分回路（１階微分手段）、102第２微分回路
（２階微分手段）、103はピーク位置検出回路、104はエ
ッジ検出回路、205は比較器（第２手段）、207はインバ
ータ（第２手段）、208は比較器（第１手段）、210・21
1は３ステートインバータ（第１手段）である。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】情報記録媒体から読み出された変調方式が
   互いに異なる各読出アナログ信号を元の各ディジタルデ
   ータにそれぞれ変換する情報再生回路において、 上記読出アナログ信号から１階微分信号を発生させるた
   めの１階微分手段が、上記１階微分信号を基準電圧でバ
   イアスされて出力するように設けられ、 上記基準電圧を含む複数のレベルの第１の比較電圧の何
   れか一方を出力する第１手段が、上記１階微分信号と第
   １の比較電圧との比較によって上記第１の比較電圧を切
   り替えるように設けられ、 上記読出アナログ信号のピーク位置を、上記１階微分信
   号と上記第１の比較電圧とから検出して上記読出アナロ
   グ信号を第２のディジタルデータに変換するピーク位置
   検出回路が設けられ、 読出アナログ信号の２階微分信号を発生させる２階微分
   手段が上記２階微分信号を基準電圧でバイアスされて出
   力するように設けられ、 基準電圧を間に含む複数のレベルの第２の比較電圧の何
   れか一方を出力する第２手段が、上記第２の比較電圧を
   それぞれ切り替えるように設けられ、 上記第２の比較電圧と前記２階微分信号とが交差するこ
   とにより、前記読出アナログ信号の前縁および後縁の何
   れか一方を検出して上記読出アナログ信号を第１のディ
   ジタルデータに変換するエッジ検出回路が設けられ、 上記第２手段は、前記１階微分信号の電圧が第１の比較
   電圧のレベル範囲の上下端の何れか一方に達したときに
   上記基準電圧を第２の比較電圧として出力する一方、上
   記前縁および後縁の何れか一方がエッジ検出回路によっ
   て検出されたときに上記基準電圧に代えて他の第２の比
   較電圧を出力するように設定されていることを特徴とす
   る情報再生回路。