JPH0775603B2 - 検知装置 - Google Patents
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- JPH0775603B2 JPH0775603B2 JP4500633A JP50063391A JPH0775603B2 JP H0775603 B2 JPH0775603 B2 JP H0775603B2 JP 4500633 A JP4500633 A JP 4500633A JP 50063391 A JP50063391 A JP 50063391A JP H0775603 B2 JPH0775603 B2 JP H0775603B2
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Classifications
-
- A—HUMAN NECESSITIES
- A61—MEDICAL OR VETERINARY SCIENCE; HYGIENE
- A61B—DIAGNOSIS; SURGERY; IDENTIFICATION
- A61B6/00—Apparatus or devices for radiation diagnosis; Apparatus or devices for radiation diagnosis combined with radiation therapy equipment
- A61B6/02—Arrangements for diagnosis sequentially in different planes; Stereoscopic radiation diagnosis
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
- H03M3/30—Delta-sigma modulation
- H03M3/322—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters
- H03M3/324—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters characterised by means or methods for compensating or preventing more than one type of error at a time, e.g. by synchronisation or using a ratiometric arrangement
- H03M3/344—Continuously compensating for, or preventing, undesired influence of physical parameters characterised by means or methods for compensating or preventing more than one type of error at a time, e.g. by synchronisation or using a ratiometric arrangement by filtering other than the noise-shaping inherent to delta-sigma modulators, e.g. anti-aliasing
-
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- H03M3/39—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators
- H03M3/412—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators characterised by the number of quantisers and their type and resolution
- H03M3/414—Structural details of delta-sigma modulators, e.g. incremental delta-sigma modulators characterised by the number of quantisers and their type and resolution having multiple quantisers arranged in cascaded loops, each of the second and further loops processing the quantisation error of the loop preceding it, i.e. multiple stage noise shaping [MASH] type
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Description
【発明の詳細な説明】 関連出願 1990年４月６日にデビッドB.リブナ（David B.Ribner）
およびリチャードD.バーチュ（richard D.Baertsch）に
よって出願され、「最小の電力消費およびチップ領域要
求条件を有する高次シグマ−デルタオーバサンプル式ア
ナログ−ディジタル変換器集積回路ネットワーク（HIGH
ORDER SIGMA DELTA OVERSAMPLED ANALOG−TO−DIGTAL
CONVERTER INTEGRATED CIRCUIT NETWORT WITH MINIMAL
POWER DISSIPATION AND CHIP AREA REQUIREMENTS）とい
う名称であって、ゼネラルエレクトリック社に譲渡され
た米国特許出願第505,382号がここに参考のため取り入
れられている。1990年７月10日にデビッドB.リブナによ
って出願され、「低い部品感度を有する３次シグマ−デ
ルタオーバサンプル式アナログ−ディジタル変換器ネッ
トワーク（THIRD ORDER SIGMA DELTA OVERSAMPLED ANAL
OG−TO−DIGITAL CONVERTER NETWORK WITH LOW COMPONE
NT SENSITIVITY）という名称であって、ゼネラルエレク
トリック社に譲渡された米国特許出願第550,763号がこ
こに参考のため取り入れられている。これらの出願の明
細書には本発明によるフォトダイオードアレイを走査し
ながら読み出すのに使用される３次シグマ−デルタアナ
ログ−ディジタル変換器用の詳細な構成を示している。
およびリチャードD.バーチュ（richard D.Baertsch）に
よって出願され、「最小の電力消費およびチップ領域要
求条件を有する高次シグマ−デルタオーバサンプル式ア
ナログ−ディジタル変換器集積回路ネットワーク（HIGH
ORDER SIGMA DELTA OVERSAMPLED ANALOG−TO−DIGTAL
CONVERTER INTEGRATED CIRCUIT NETWORT WITH MINIMAL
POWER DISSIPATION AND CHIP AREA REQUIREMENTS）とい
う名称であって、ゼネラルエレクトリック社に譲渡され
た米国特許出願第505,382号がここに参考のため取り入
れられている。1990年７月10日にデビッドB.リブナによ
って出願され、「低い部品感度を有する３次シグマ−デ
ルタオーバサンプル式アナログ−ディジタル変換器ネッ
トワーク（THIRD ORDER SIGMA DELTA OVERSAMPLED ANAL
OG−TO−DIGITAL CONVERTER NETWORK WITH LOW COMPONE
NT SENSITIVITY）という名称であって、ゼネラルエレク
トリック社に譲渡された米国特許出願第550,763号がこ
こに参考のため取り入れられている。これらの出願の明
細書には本発明によるフォトダイオードアレイを走査し
ながら読み出すのに使用される３次シグマ−デルタアナ
ログ−ディジタル変換器用の詳細な構成を示している。
「コンピュータ断層撮影についての雑音削除光検出器プ
リアンプ（NOISE−CANCELLING PHOTODETECTOR PREAMPLI
FIER,AS FOR COMPUTERIZED TOMOGRAPHY）という名称で
あって、ゼネラルエレクトリック社に譲渡され、デビッ
ドB.リブナによって出願された米国特許出願第（583,74
5）号がここに参考のため取り入れられている。この出
願の明細書にはフォトダイオードの後に使用するのに適
し、トランジスタから発生するフリッカ（または1/f）
雑音を抑圧するために相関関係のある二重サンプリング
を行なうようにした積分型の電界効果トランジスタプリ
アンプが記載されている。
リアンプ（NOISE−CANCELLING PHOTODETECTOR PREAMPLI
FIER,AS FOR COMPUTERIZED TOMOGRAPHY）という名称で
あって、ゼネラルエレクトリック社に譲渡され、デビッ
ドB.リブナによって出願された米国特許出願第（583,74
5）号がここに参考のため取り入れられている。この出
願の明細書にはフォトダイオードの後に使用するのに適
し、トランジスタから発生するフリッカ（または1/f）
雑音を抑圧するために相関関係のある二重サンプリング
を行なうようにした積分型の電界効果トランジスタプリ
アンプが記載されている。
発明の背景 （発明の分野） 本発明は、全体的にコンピュータ断層撮影システムに使
用されるようなフォトセンサアレイの光応答信号の走査
式読み出しに関し、更に詳しくは、アナログ方式よりも
ディジタル方式における光応答信号の走査式読み出しに
関する。
用されるようなフォトセンサアレイの光応答信号の走査
式読み出しに関し、更に詳しくは、アナログ方式よりも
ディジタル方式における光応答信号の走査式読み出しに
関する。
（従来技術の全般的説明） CTスキャナはファンビームエネルギ源を使用している。
このエネルギ源が走査対象物の中心近くの空間内の特定
の点に中心がある円形軌跡に沿って歩進するときに、フ
ァンビームエネルギ源の中心光線は走査対象物の中心近
くの空間内の特定点を通って投射される。円弧状細片の
検出素子がエネルギ源に対して前記空間内の特定点を中
心としてエネルギ源とは反対側に対向して設けられ、前
記空間内の特定点の周りのエネルギ源の回転に追従す
る。走査対象物は常にファンビーム内に存在し、ファン
ビームの各連続した区分における放射エネルギの一部を
吸収する。ファンビームの各区分における残りの放射エ
ネルギ、すなわち「レイサム（ray sum）」は円弧状検
出器細片上の各検出器によって測定される。エネルギ源
およびその対向する円弧状検出器細片の回転の相次ぐ各
増分変化毎の検出器の応答信号は走査対象物の別々の
「ビュー（view）」を構成している。相次ぐビュー中に
おける検出器の応答信号はディジタル化され、メモリに
蓄積される。これはこれらの応答信号の処理がリアルタ
イムで行われるのではなく、走査が完了した後に行われ
るからである。この次に続く処理の間、各ビューからの
検出器の応答信号は予め重み付けされ、注意深く構成さ
れたFIRフィルタと略記される有限インパルス応答（fin
ite−impulse−response）フィルタの核（kernel）で予
めフィルタ処理され、画像の絵素、すなわち「画素」の
グレースケール値を発生するように画像空間に逆投影さ
れる。各ビューの間各画素の中心を通過するレイサムは
重み付けされて加算され、逆投影によって画素のグレー
スケール値を形成する。すなわち、各レイサムは画素が
設けられている部分を含む対象物の連続した部分を通る
ファンビームの部分（セグメント）を形成している射線
の束から吸収されたエネルギの合計を表しているので、
ファンビームのそのセグメントが通る画素のうちの１つ
によるエネルギ吸収の大きさはその画素を通過する射線
の束に対するレイサムの全てを含む自己相関手順を実行
することによって確かめることができる。自己相関手順
はレイサムにおける対象とする画素の前後の画素によっ
て形成される影を抑圧する。これがコンピュータ断層撮
影によって断層写真を形成する本質である。この自己相
関手順を実施するのに必要なレイサムの付加的な組合せ
において、各レイサムはその画素に関連する射線群がそ
の画素を通過する前にファンビームの発散を考慮するよ
うに重み付けされなければならない。
このエネルギ源が走査対象物の中心近くの空間内の特定
の点に中心がある円形軌跡に沿って歩進するときに、フ
ァンビームエネルギ源の中心光線は走査対象物の中心近
くの空間内の特定点を通って投射される。円弧状細片の
検出素子がエネルギ源に対して前記空間内の特定点を中
心としてエネルギ源とは反対側に対向して設けられ、前
記空間内の特定点の周りのエネルギ源の回転に追従す
る。走査対象物は常にファンビーム内に存在し、ファン
ビームの各連続した区分における放射エネルギの一部を
吸収する。ファンビームの各区分における残りの放射エ
ネルギ、すなわち「レイサム（ray sum）」は円弧状検
出器細片上の各検出器によって測定される。エネルギ源
およびその対向する円弧状検出器細片の回転の相次ぐ各
増分変化毎の検出器の応答信号は走査対象物の別々の
「ビュー（view）」を構成している。相次ぐビュー中に
おける検出器の応答信号はディジタル化され、メモリに
蓄積される。これはこれらの応答信号の処理がリアルタ
イムで行われるのではなく、走査が完了した後に行われ
るからである。この次に続く処理の間、各ビューからの
検出器の応答信号は予め重み付けされ、注意深く構成さ
れたFIRフィルタと略記される有限インパルス応答（fin
ite−impulse−response）フィルタの核（kernel）で予
めフィルタ処理され、画像の絵素、すなわち「画素」の
グレースケール値を発生するように画像空間に逆投影さ
れる。各ビューの間各画素の中心を通過するレイサムは
重み付けされて加算され、逆投影によって画素のグレー
スケール値を形成する。すなわち、各レイサムは画素が
設けられている部分を含む対象物の連続した部分を通る
ファンビームの部分（セグメント）を形成している射線
の束から吸収されたエネルギの合計を表しているので、
ファンビームのそのセグメントが通る画素のうちの１つ
によるエネルギ吸収の大きさはその画素を通過する射線
の束に対するレイサムの全てを含む自己相関手順を実行
することによって確かめることができる。自己相関手順
はレイサムにおける対象とする画素の前後の画素によっ
て形成される影を抑圧する。これがコンピュータ断層撮
影によって断層写真を形成する本質である。この自己相
関手順を実施するのに必要なレイサムの付加的な組合せ
において、各レイサムはその画素に関連する射線群がそ
の画素を通過する前にファンビームの発散を考慮するよ
うに重み付けされなければならない。
コンピュータ断層撮影に対するフーリエ反転方法は逆投
影再構成法に対して固有の速度利点を有しているが、雑
音に対して過度の感度を有しているためにファンビーム
スキャナに使用するには適していないと考えられる。コ
ンボリューションおよび逆投影再構成法はビューパイプ
ライン動作に適し、処理からの好ましくないアーティフ
ァクトの比較的ない画像を発生する。コンピュータ・バ
イオロジック・メディシン誌（COMPUTER BIOLOGIC MEDI
CENE）、Vol.6、1976年10月のページ259−271に所載の
G.H.ハーマン（Herman）、A.V.ラクシミナラヤン（Laks
hminarrayan）およびA.ナパステック（Naparstek）によ
る論文「発散ビーム用のコンボリューション再構成技術
（Convolution Reconstruction Techniques for Diverg
ent）」は興味あるものである。また、IEEEトランザク
ションズ・オン・バイオメディカル・エンジニアリング
誌（IEEE TRAS ACTIONS ON BIOMEDICAL ENGINEERIN
G）、Vol.BME−28、No.2、1981年２月のページ98−115
所載のB.K.ギルバート（Gilbert）、S.K.ケニュー（Ken
ue）、R.A.ロブ（Robb）、A.チュ（Chu）、A.H.レント
（Lent）およびE.E.スワーツランダ（Swartzlander）ジ
ュニアによる論文「効率的な計算技術および特殊目的用
プロセッサを使用したファンビーム画像再構成アルゴリ
ズムの高速動作（Rapid Execution of Fan Beam Image
Reconstruction Algorithms Using Efficient Computat
ional Techniques and Special Purpose Processor
s）」も興味あるものである。
影再構成法に対して固有の速度利点を有しているが、雑
音に対して過度の感度を有しているためにファンビーム
スキャナに使用するには適していないと考えられる。コ
ンボリューションおよび逆投影再構成法はビューパイプ
ライン動作に適し、処理からの好ましくないアーティフ
ァクトの比較的ない画像を発生する。コンピュータ・バ
イオロジック・メディシン誌（COMPUTER BIOLOGIC MEDI
CENE）、Vol.6、1976年10月のページ259−271に所載の
G.H.ハーマン（Herman）、A.V.ラクシミナラヤン（Laks
hminarrayan）およびA.ナパステック（Naparstek）によ
る論文「発散ビーム用のコンボリューション再構成技術
（Convolution Reconstruction Techniques for Diverg
ent）」は興味あるものである。また、IEEEトランザク
ションズ・オン・バイオメディカル・エンジニアリング
誌（IEEE TRAS ACTIONS ON BIOMEDICAL ENGINEERIN
G）、Vol.BME−28、No.2、1981年２月のページ98−115
所載のB.K.ギルバート（Gilbert）、S.K.ケニュー（Ken
ue）、R.A.ロブ（Robb）、A.チュ（Chu）、A.H.レント
（Lent）およびE.E.スワーツランダ（Swartzlander）ジ
ュニアによる論文「効率的な計算技術および特殊目的用
プロセッサを使用したファンビーム画像再構成アルゴリ
ズムの高速動作（Rapid Execution of Fan Beam Image
Reconstruction Algorithms Using Efficient Computat
ional Techniques and Special Purpose Processor
s）」も興味あるものである。
検出器素子の細片は線形配列された数100個程度のシン
チレータ、およびこの線形配列されたシンチレータの後
側に設けられている線形配列された数100個程度のフォ
トダイオードを有している。シンチレータはｘ線画像を
光画像に変換し、フォトダイオードはこの光画像の各要
素の光子を電荷に変換する。フォトダイオードはそれぞ
れフォトダイオードの電流を検知する低入力インピーダ
ンスを有し、次に続く回路を駆動する低出力インピーダ
ンスを有するプリアンプを備えている。フィルタ処理を
実行して、プリアンプおよびこのプリアンプの前に設け
られているフォトダイオード内に発生する帯域の広い雑
音の帯域外部分を抑圧している。Ａ−Ｄ変換の前にこの
フィルタ処理を行うことによって雑音がＡ−Ｄ変換器に
おいて帯域内に入るエイリアス（alias）すなわち偽信
号を発生するのを回避する。通常、サンプルおよびホー
ルド回路が各Ａ−Ｄ変換器の前に設けられて、Ａ−Ｄ変
換を達成するのに必要な期間の間中各相次ぐビューサン
プルを保持している。
チレータ、およびこの線形配列されたシンチレータの後
側に設けられている線形配列された数100個程度のフォ
トダイオードを有している。シンチレータはｘ線画像を
光画像に変換し、フォトダイオードはこの光画像の各要
素の光子を電荷に変換する。フォトダイオードはそれぞ
れフォトダイオードの電流を検知する低入力インピーダ
ンスを有し、次に続く回路を駆動する低出力インピーダ
ンスを有するプリアンプを備えている。フィルタ処理を
実行して、プリアンプおよびこのプリアンプの前に設け
られているフォトダイオード内に発生する帯域の広い雑
音の帯域外部分を抑圧している。Ａ−Ｄ変換の前にこの
フィルタ処理を行うことによって雑音がＡ−Ｄ変換器に
おいて帯域内に入るエイリアス（alias）すなわち偽信
号を発生するのを回避する。通常、サンプルおよびホー
ルド回路が各Ａ−Ｄ変換器の前に設けられて、Ａ−Ｄ変
換を達成するのに必要な期間の間中各相次ぐビューサン
プルを保持している。
ゼネラルエレクトリック社によって販売されている最近
のCTシステムにおいては、フォトダイオード−プリアン
プの組合せがこのような組合せの全グループのサブグル
ープの間に配分され、各サブグループのプリアンプから
のアナログ出力電圧は共用されるアナログ−ディジタル
（Ａ−Ｄ）変換器の入力ポートに対し時分割多重化され
ている。実際、逆投影計算を実行するために変換器の出
力信号に非常に多くの解像度ビット（すなわち、16−20
ビット）を必要とするために種々のサブグループのＡ−
Ｄ変換器の変換特性を整合させることが困難であること
がわかっている。Ａ−Ｄ変換器の変換特性の線形性はで
きる限り良好に形成されるが、フォトダイオードプリア
ンプの組合せの各サブグループのフォトダイオードが検
出器素子の細片において互いに隣接している場合には、
変換特性の差によって最終的な断層写真に「帯域化（ba
nding）アーティファクト」が発生する。これらの帯域
化アーティファクトは無視できないほどの低い空間周波
数を有する強度変化として現れ、これらは最終的な断層
写真の観察者にとって好ましくないほど顕著なものであ
る。Ａ−Ｄ変換器の変換特性における差によるアーチフ
ァクトが見えることを低減するために、フォトダイオー
ド−プリアンプの組合せの各サブグループのフォトダイ
オードの、検出器素子の細片内における位置をスクラン
ブルし、すなわち任意に不規則に（ランダムに）定め、
その結果断層写真におけるこれらのアーチファクトの低
い空間周波数成分が低減するが、断層写真におけるこれ
らのアーチファクトの高い空間周波数成分が増大する可
能性がある。また、所望によりこれらのアーチファクト
の高い空間周波数成分をローパス空間フィルタ処理し、
断層写真における高い空間周波数成分のみを低減する。
しかしながら、フォトダイオード−プリアンプの組合せ
の接続を時分割多重したＡ−Ｄ変換器にスクランブルす
ることはCTシステムの構成要素間に好ましくない複雑な
電気的相互接続を招き、高速ディジタルバスを介した時
分割多重化を使用したデータ転送を複雑にする。
のCTシステムにおいては、フォトダイオード−プリアン
プの組合せがこのような組合せの全グループのサブグル
ープの間に配分され、各サブグループのプリアンプから
のアナログ出力電圧は共用されるアナログ−ディジタル
（Ａ−Ｄ）変換器の入力ポートに対し時分割多重化され
ている。実際、逆投影計算を実行するために変換器の出
力信号に非常に多くの解像度ビット（すなわち、16−20
ビット）を必要とするために種々のサブグループのＡ−
Ｄ変換器の変換特性を整合させることが困難であること
がわかっている。Ａ−Ｄ変換器の変換特性の線形性はで
きる限り良好に形成されるが、フォトダイオードプリア
ンプの組合せの各サブグループのフォトダイオードが検
出器素子の細片において互いに隣接している場合には、
変換特性の差によって最終的な断層写真に「帯域化（ba
nding）アーティファクト」が発生する。これらの帯域
化アーティファクトは無視できないほどの低い空間周波
数を有する強度変化として現れ、これらは最終的な断層
写真の観察者にとって好ましくないほど顕著なものであ
る。Ａ−Ｄ変換器の変換特性における差によるアーチフ
ァクトが見えることを低減するために、フォトダイオー
ド−プリアンプの組合せの各サブグループのフォトダイ
オードの、検出器素子の細片内における位置をスクラン
ブルし、すなわち任意に不規則に（ランダムに）定め、
その結果断層写真におけるこれらのアーチファクトの低
い空間周波数成分が低減するが、断層写真におけるこれ
らのアーチファクトの高い空間周波数成分が増大する可
能性がある。また、所望によりこれらのアーチファクト
の高い空間周波数成分をローパス空間フィルタ処理し、
断層写真における高い空間周波数成分のみを低減する。
しかしながら、フォトダイオード−プリアンプの組合せ
の接続を時分割多重したＡ−Ｄ変換器にスクランブルす
ることはCTシステムの構成要素間に好ましくない複雑な
電気的相互接続を招き、高速ディジタルバスを介した時
分割多重化を使用したデータ転送を複雑にする。
外部の電気信号を雑音としてピックアップすることを最
小にするようにするために、時分割多重化Ａ−Ｄ変換器
へのフォトダイオード−プリアンプの組合せの接続をス
クランブルすることは、物理的に可能な限りフォトダイ
オードに接近させてプリアンプおよびＡ−Ｄ変換器を設
けるという要望を妨げる。Ａ−Ｄ変換器および該変換器
に時分割多重化されるプリアンプは通常モノリシック集
積回路（IC）の形式で構成され、フォトダイオードのス
クランブル操作を行う場合このICにフォトダイオードを
接続する延長ケーブルが必要である。フォトダイオード
の出力インピーダンスレベルは30メガオーム台であるの
で、ケーブルでの外部電気信号のピックアップはかなり
なものになりそうである。
小にするようにするために、時分割多重化Ａ−Ｄ変換器
へのフォトダイオード−プリアンプの組合せの接続をス
クランブルすることは、物理的に可能な限りフォトダイ
オードに接近させてプリアンプおよびＡ−Ｄ変換器を設
けるという要望を妨げる。Ａ−Ｄ変換器および該変換器
に時分割多重化されるプリアンプは通常モノリシック集
積回路（IC）の形式で構成され、フォトダイオードのス
クランブル操作を行う場合このICにフォトダイオードを
接続する延長ケーブルが必要である。フォトダイオード
の出力インピーダンスレベルは30メガオーム台であるの
で、ケーブルでの外部電気信号のピックアップはかなり
なものになりそうである。
Ａ−Ｄ変換器の変換特性の差のアーティファクトの低い
空間周波数成分を低減する代わりの方法は自分自身のＡ
−Ｄ変換器を有するフォトダイオード−プリアンプの組
合せの各々を設けることである。この設計方法は帯域化
アーティファクトの発生を促進するＡ−Ｄ変換器の変換
特性の自己相関を除去するが、非線形性のアーティファ
クトはまだグループ化ベースで発生し得る。ゼネラルエ
レクトリック社はスキャナアレイの300個のフォトダイ
オードの各々用にそれぞれ二重勾配Ａ−Ｄ変換器を使用
して、7800というシステム番号で販売されている初期の
約70台のCTスキャナの各々を構成した。しかしながら、
より高いスキャナ解像度が求められ、スキャナアレイに
おけるフォトダイオードの数が増大するに従って、この
設計方法は魅力が少ないように思われた。これはＡ−Ｄ
変換器の変換特性における差に起因するアーティファク
トを許容し得るほど小さくした断層写真を形成するよう
に使用可能な分解能のビット数および充分な直線性を有
し、各CTスキャナにおいて何百となく使用される構造が
充分コンパクトで安いＡ−Ｄ変換器を設計するという問
題が発生した。
空間周波数成分を低減する代わりの方法は自分自身のＡ
−Ｄ変換器を有するフォトダイオード−プリアンプの組
合せの各々を設けることである。この設計方法は帯域化
アーティファクトの発生を促進するＡ−Ｄ変換器の変換
特性の自己相関を除去するが、非線形性のアーティファ
クトはまだグループ化ベースで発生し得る。ゼネラルエ
レクトリック社はスキャナアレイの300個のフォトダイ
オードの各々用にそれぞれ二重勾配Ａ−Ｄ変換器を使用
して、7800というシステム番号で販売されている初期の
約70台のCTスキャナの各々を構成した。しかしながら、
より高いスキャナ解像度が求められ、スキャナアレイに
おけるフォトダイオードの数が増大するに従って、この
設計方法は魅力が少ないように思われた。これはＡ−Ｄ
変換器の変換特性における差に起因するアーティファク
トを許容し得るほど小さくした断層写真を形成するよう
に使用可能な分解能のビット数および充分な直線性を有
し、各CTスキャナにおいて何百となく使用される構造が
充分コンパクトで安いＡ−Ｄ変換器を設計するという問
題が発生した。
高分解能Ａ−Ｄ信号変換はオーバサンプル式補間（すな
わち、シグマ−デルタ）変調およびこれに続いてディジ
タルローパスフィルタ処理およびデシメーション（deci
mation）を使用することによって低い分解能の部品で達
成することができることは知られている。オーバサンプ
リング（oversampling）は信号ナイキスト速度より何倍
も高い速度の変調器の動作を表わし、デシメーション
（decimation）はサンプル速度をナイキスト速度に低減
するサブサンプリング（subsampling）である。信号ナ
イキスト速度に対するオーバサンプリングの比Ｒは「オ
ーバサンプリング比」と呼ばれる。シグマ−デルタ変調
器の全フィードバックループに単ビット量子化器を有す
るシグマ−デルタＡ−Ｄ変換器は、1990年４月23日に出
願され、「単ビットおよび多ビット量子化の両方を使用
した複数次シグマ−デルタアナログ−ディジタル変換器
（PLURAL−ORDER SIGMA−DELTA ANALOG−TO−DIGITAL C
ONVERTERS USING BOTH SINGLE−BIT AND MULTIPLE−BIT
QUANTIZATION）」という名称で、ゼネラルエレクトリ
ック社に譲渡された米国特許出願第513,452号に本発明
者リブナ（Ribner）によって記載されているように非常
に線形的な変換特性を有する。従って、ここで指摘され
ているように、シグマ−デルタ変調器の全フィードバッ
クループに単ビット量子化器を有するように複数のシグ
マ−デルタＡ−Ｄ変換器を設計することによって該複数
のシグマ−デルタＡ−Ｄ変換器の変換特性の整合を全く
容易に行うことができる。
わち、シグマ−デルタ）変調およびこれに続いてディジ
タルローパスフィルタ処理およびデシメーション（deci
mation）を使用することによって低い分解能の部品で達
成することができることは知られている。オーバサンプ
リング（oversampling）は信号ナイキスト速度より何倍
も高い速度の変調器の動作を表わし、デシメーション
（decimation）はサンプル速度をナイキスト速度に低減
するサブサンプリング（subsampling）である。信号ナ
イキスト速度に対するオーバサンプリングの比Ｒは「オ
ーバサンプリング比」と呼ばれる。シグマ−デルタ変調
器の全フィードバックループに単ビット量子化器を有す
るシグマ−デルタＡ−Ｄ変換器は、1990年４月23日に出
願され、「単ビットおよび多ビット量子化の両方を使用
した複数次シグマ−デルタアナログ−ディジタル変換器
（PLURAL−ORDER SIGMA−DELTA ANALOG−TO−DIGITAL C
ONVERTERS USING BOTH SINGLE−BIT AND MULTIPLE−BIT
QUANTIZATION）」という名称で、ゼネラルエレクトリ
ック社に譲渡された米国特許出願第513,452号に本発明
者リブナ（Ribner）によって記載されているように非常
に線形的な変換特性を有する。従って、ここで指摘され
ているように、シグマ−デルタ変調器の全フィードバッ
クループに単ビット量子化器を有するように複数のシグ
マ−デルタＡ−Ｄ変換器を設計することによって該複数
のシグマ−デルタＡ−Ｄ変換器の変換特性の整合を全く
容易に行うことができる。
シグマ−デルタＡ−Ｄ変換器についての詳細な一般的情
報はここに参考のため取り入れられている次に示す技術
文献から得ることができる。
報はここに参考のため取り入れられている次に示す技術
文献から得ることができる。
１）「強力なアナログ−ディジタル変換器を得るリミッ
トサイクル発振器の使用（A Use of Limit Cicle Oscil
lators to Obtain Robust Analog to Digital Converte
rs）」，発表者J.C.キャンディ（Candy）、IEEEトラン
ザクションズ・オン・コミュニケイションズ誌,Vol.COM
−22,No.3,pp.298−305,1974年３月 ２）「三重重み付け補間を使用してシグマ−デルタ変調
器から13ビットPCMを得る（Using Triangularly Weight
ed Interpolation to Get 13−Bit PCM from a Sigma−
Delta Modulator）」、発表者J.C.キャンディ他、IEEE
トランザクションズ・オン・コミュニケイションズ誌,V
ol.COM−24,No.11,pp.1268−1275,1976年11月 ３）「シグマ−デルタ変調における二重積分の使用（A
Use of Double Integration in Sigma Delta Modulatio
n）」、発表者J.C.キャンディ、IEEEトランザクション
ズ・オン・コミュニケイションズ誌,Vol.COM−33,No.3,
pp.249−258、1985年３月 シグマ−デルタＡ−Ｄ変換器においては、分解能は主に
２つの要素：（１）オーバサンプリング比Ｒ、および
（２）変調器の「次数」によって支配される。CTスキャ
ナにおいては、オーバサンプリング比Ｒをかなり大きく
することが必要ないので、高次の変調器を使用すること
が有利である。個々のサンプルの継続時間を如何に短く
するかについてのハードウェアの制限がある場合には、
シグマ−デルタＡ−Ｄ変換器から特定のビット分解能を
得るために必要なサンプルの数を減らすことは完全なビ
ューデータを得るために必要な時間を低減する。ここに
おける「次数」は周波数選択式フィルタの次数に類似し
ているものであり、シグマ−デルタ変調器によって形成
されるスペクトル形成の相対的次数を示している。フィ
ルタの場合、より高い選択性は、特に変調器からの量子
化雑音を抑圧するように要求されるデシメーションフィ
ルタにおいて、ハードウェアの複雑さが増大するが一層
高次の変調器により得ることができる。実際、量子化雑
音に対する選択性を得るためにシグマ−デルタ変調器の
デシメーションフィルタに使用するのに適しているFIR
ディジタルフィルタの設計は時間領域においてsin c
(L+1)（ωＴ）応答を有し、ここにおいてωは角周波数
であり、Ｔは変調器の周期であり、Ｌはシグマ−デルタ
変調器の次数である。Ａ−Ｄ変換器の設計技術における
通常の用語に従って、２以上の次数を有するシグマ−デ
ルタ変調器は本明細書および請求の範囲において「高
次」変調器と称する。
トサイクル発振器の使用（A Use of Limit Cicle Oscil
lators to Obtain Robust Analog to Digital Converte
rs）」，発表者J.C.キャンディ（Candy）、IEEEトラン
ザクションズ・オン・コミュニケイションズ誌,Vol.COM
−22,No.3,pp.298−305,1974年３月 ２）「三重重み付け補間を使用してシグマ−デルタ変調
器から13ビットPCMを得る（Using Triangularly Weight
ed Interpolation to Get 13−Bit PCM from a Sigma−
Delta Modulator）」、発表者J.C.キャンディ他、IEEE
トランザクションズ・オン・コミュニケイションズ誌,V
ol.COM−24,No.11,pp.1268−1275,1976年11月 ３）「シグマ−デルタ変調における二重積分の使用（A
Use of Double Integration in Sigma Delta Modulatio
n）」、発表者J.C.キャンディ、IEEEトランザクション
ズ・オン・コミュニケイションズ誌,Vol.COM−33,No.3,
pp.249−258、1985年３月 シグマ−デルタＡ−Ｄ変換器においては、分解能は主に
２つの要素：（１）オーバサンプリング比Ｒ、および
（２）変調器の「次数」によって支配される。CTスキャ
ナにおいては、オーバサンプリング比Ｒをかなり大きく
することが必要ないので、高次の変調器を使用すること
が有利である。個々のサンプルの継続時間を如何に短く
するかについてのハードウェアの制限がある場合には、
シグマ−デルタＡ−Ｄ変換器から特定のビット分解能を
得るために必要なサンプルの数を減らすことは完全なビ
ューデータを得るために必要な時間を低減する。ここに
おける「次数」は周波数選択式フィルタの次数に類似し
ているものであり、シグマ−デルタ変調器によって形成
されるスペクトル形成の相対的次数を示している。フィ
ルタの場合、より高い選択性は、特に変調器からの量子
化雑音を抑圧するように要求されるデシメーションフィ
ルタにおいて、ハードウェアの複雑さが増大するが一層
高次の変調器により得ることができる。実際、量子化雑
音に対する選択性を得るためにシグマ−デルタ変調器の
デシメーションフィルタに使用するのに適しているFIR
ディジタルフィルタの設計は時間領域においてsin c
(L+1)（ωＴ）応答を有し、ここにおいてωは角周波数
であり、Ｔは変調器の周期であり、Ｌはシグマ−デルタ
変調器の次数である。Ａ−Ｄ変換器の設計技術における
通常の用語に従って、２以上の次数を有するシグマ−デ
ルタ変調器は本明細書および請求の範囲において「高
次」変調器と称する。
オーバサンプリング比によっておよびシグマ−デルタ変
調器の「次数」によって主にシグマ−デルタＡ−Ｄ変換
器の分解能が支配されることから、最近の高分解能オー
バサンプル式アナログ−ディジタル変換器は大きなオー
バサンプリング比および高い次数のシグマ−デルタ変調
器を使用している。しかしながら、実際の問題ではオー
バサンプリング比および変調器の次数を各々増大し得る
程度が制限される。例えば、所与の変調器のクロック速
度（またはオーバサンプリング速度）ては、オーバサン
プリング比Ｒはサンプリング後におけるナイキスト速度
に逆比例し、したがって変換速度を犠牲にすることなく
任意に高くすることはできない。
調器の「次数」によって主にシグマ−デルタＡ−Ｄ変換
器の分解能が支配されることから、最近の高分解能オー
バサンプル式アナログ−ディジタル変換器は大きなオー
バサンプリング比および高い次数のシグマ−デルタ変調
器を使用している。しかしながら、実際の問題ではオー
バサンプリング比および変調器の次数を各々増大し得る
程度が制限される。例えば、所与の変調器のクロック速
度（またはオーバサンプリング速度）ては、オーバサン
プリング比Ｒはサンプリング後におけるナイキスト速度
に逆比例し、したがって変換速度を犠牲にすることなく
任意に高くすることはできない。
別の問題が変調器の次数を制限している。単一の量子化
器のみを使用する２より大きい次数のものは条件付きで
のみ安定であることが示され、従って実用的ではない。
２つ以上の量子化器を使用する２より大きい次数のもの
は本発明者によって1990年４月23日に出願された米国特
許出願第513、452号に記載されている。実際の非理想
性、すなわち部品の不整合、増幅器の非直線性、有限利
得、過度の整定時間および信号についての限られたダイ
ナミック範囲により、通常従来の高次シグマ−デルタア
ナログ−ディジタル変換器ネットワークの分解能が制限
される。1990年７月10日に出願され、「低い構成要素感
度を有する３次シグマ−デルタオーバサンプル式アナロ
グ−ディジタル変換器ネットワーク（THIRD ORDER SIGM
A DELTA OVERSAMPLED ANALOG−TO−DIGITAL CONVERTER
NETWORK WITH LOW COMPONENT SENSITIVITY）」という名
称のゼネラルエレクトリック社に譲渡された米国特許出
願第550,763号は、上述した実際の非理想性に対して感
度がかなり低減した３次シグマ−デルタアナログ−ディ
ジタル変換器ネットワークについて記載している。
器のみを使用する２より大きい次数のものは条件付きで
のみ安定であることが示され、従って実用的ではない。
２つ以上の量子化器を使用する２より大きい次数のもの
は本発明者によって1990年４月23日に出願された米国特
許出願第513、452号に記載されている。実際の非理想
性、すなわち部品の不整合、増幅器の非直線性、有限利
得、過度の整定時間および信号についての限られたダイ
ナミック範囲により、通常従来の高次シグマ−デルタア
ナログ−ディジタル変換器ネットワークの分解能が制限
される。1990年７月10日に出願され、「低い構成要素感
度を有する３次シグマ−デルタオーバサンプル式アナロ
グ−ディジタル変換器ネットワーク（THIRD ORDER SIGM
A DELTA OVERSAMPLED ANALOG−TO−DIGITAL CONVERTER
NETWORK WITH LOW COMPONENT SENSITIVITY）」という名
称のゼネラルエレクトリック社に譲渡された米国特許出
願第550,763号は、上述した実際の非理想性に対して感
度がかなり低減した３次シグマ−デルタアナログ−ディ
ジタル変換器ネットワークについて記載している。
シグマ−デルタＡ−Ｄ変換器の出力回路に設けられてい
るデシメーションフィルタは単に簡単な積分器として動
作するアキュムレータであってもよいし、またはデシメ
ーションフィルタはサブサンプラがその後に設けられる
サンプルデータローパス有限インパルス応答（FIR）フ
ィルタであってもよい。いずれの場合でも、デシメーシ
ョンフィルタは、圧倒的とはいえないまでも、金属−酸
化物−半導体集積回路形式で通常形成される完全なシグ
マ−デルタ変換器のかなりの部分を占める。デシメーシ
ョンフィルタを有することによってシグマ−デルタＡ−
Ｄ変換器は好ましくないことに小型化の観点では代わり
の集積回路Ａ−Ｄ変換器と比べて1:1の大きさである。
これは特にシグマ−デルタＡ−Ｄ変換器の次数が高い場
合であったり、デシメーションフィルタのFIRフィルタ
部分の核が多数のサンプルを有する場合である。シグマ
−デルタＡ−Ｄ変換器用のデシメーションフィルタの複
雑さはCTスキャナ用の電子装置を設計する人に異なる形
式のＡ−Ｄ変換器を使用させる要因である。
るデシメーションフィルタは単に簡単な積分器として動
作するアキュムレータであってもよいし、またはデシメ
ーションフィルタはサブサンプラがその後に設けられる
サンプルデータローパス有限インパルス応答（FIR）フ
ィルタであってもよい。いずれの場合でも、デシメーシ
ョンフィルタは、圧倒的とはいえないまでも、金属−酸
化物−半導体集積回路形式で通常形成される完全なシグ
マ−デルタ変換器のかなりの部分を占める。デシメーシ
ョンフィルタを有することによってシグマ−デルタＡ−
Ｄ変換器は好ましくないことに小型化の観点では代わり
の集積回路Ａ−Ｄ変換器と比べて1:1の大きさである。
これは特にシグマ−デルタＡ−Ｄ変換器の次数が高い場
合であったり、デシメーションフィルタのFIRフィルタ
部分の核が多数のサンプルを有する場合である。シグマ
−デルタＡ−Ｄ変換器用のデシメーションフィルタの複
雑さはCTスキャナ用の電子装置を設計する人に異なる形
式のＡ−Ｄ変換器を使用させる要因である。
本発明者は、シグマ−デルタＡ−Ｄ変換器のデシメーシ
ョンフィルタに使用されているサンプルデータローパス
有限インパルス応答フィルタが、画像の絵素、すなわち
「画素」のグレースケール値を発生するために検出器応
答信号を画像空間に逆投影する前に、高周波プリアンプ
雑音を抑圧するのに必要なフィルタ処理の実質的な部分
を構成することによって二重機能を達成できることを認
識した。更に、高周波プリアンプ雑音を抑圧するのに必
要なディジタルフィルタ処理は、一般に高次のシグマ−
デルタＡ−Ｄ変換器の量子化雑音を抑圧するのに必要な
ディジタルフィルタと複雑さにおいて匹敵し得るほどの
急峻で充分なカットオフ特性を持たなければならない。
そこで、デシメーションフィルタのディジタルローパス
フィルタ回路はシグマ−デルタＡ−Ｄ変換器用および代
わりの形式のシグマ−デルタＡ−Ｄ変換器用の追加回路
の相対的な大きさの比較から除去することができる。
ョンフィルタに使用されているサンプルデータローパス
有限インパルス応答フィルタが、画像の絵素、すなわち
「画素」のグレースケール値を発生するために検出器応
答信号を画像空間に逆投影する前に、高周波プリアンプ
雑音を抑圧するのに必要なフィルタ処理の実質的な部分
を構成することによって二重機能を達成できることを認
識した。更に、高周波プリアンプ雑音を抑圧するのに必
要なディジタルフィルタ処理は、一般に高次のシグマ−
デルタＡ−Ｄ変換器の量子化雑音を抑圧するのに必要な
ディジタルフィルタと複雑さにおいて匹敵し得るほどの
急峻で充分なカットオフ特性を持たなければならない。
そこで、デシメーションフィルタのディジタルローパス
フィルタ回路はシグマ−デルタＡ−Ｄ変換器用および代
わりの形式のシグマ−デルタＡ−Ｄ変換器用の追加回路
の相対的な大きさの比較から除去することができる。
更に、本発明者は、シグマ−デルタＡ−Ｄ変換器は画像
処理時間の増大を犠牲にしてオペレータに高いビット分
解能を与えることができCTスキャナを容易に実施できる
ことを認識した。このようなCTスキャナはデシメーショ
ンフィルタを異なるオーバサンプリング比を有するもの
に変更することによって実施される。
処理時間の増大を犠牲にしてオペレータに高いビット分
解能を与えることができCTスキャナを容易に実施できる
ことを認識した。このようなCTスキャナはデシメーショ
ンフィルタを異なるオーバサンプリング比を有するもの
に変更することによって実施される。
デシメーションフィルタがサンプルデータローパス有限
インパルス応答（FIR）フィルタとこのフィルタの後の
サブサンプラとを有するようなタイプの高次シグマ−デ
ルタＡ−Ｄ変換器ではCTスキャナ用の電子装置の設計者
にとって異なるタイプのＡ−Ｄ変換器よりも使用するの
がやっかいであるという別の問題を有する。高次量子化
雑音を抑圧するのに使用されるディジタルフィルタの核
が一度に一対考慮した場合（サブサンプル速度で発生す
る）相次ぐ出力サンプル間に発生するものよりも（オー
バサンプリング速度で発生する）一層多くの入力サンプ
ルにわたっていなければならないので、シグマ−デルタ
Ａ−Ｄ変換器からのディジタル出力信号の相次ぐサンプ
ルはこれらの間にかなりのクロストークを有する傾向が
ある。相次ぐビューの間に発生する相次ぐ出力サンプル
間のこの無視できないクロストークはｘ線発生源の揺動
を使用したCTスキャナシステムにおいて受け入れること
ができない検出器開口部の広がりとなる。相次ぐビュー
サンプルが互いに異なっていない場合、ｘ線発生源の動
揺を使用するCTスキャナシステムにおいては逆投影再構
成計算を的確に実行することはできない。
インパルス応答（FIR）フィルタとこのフィルタの後の
サブサンプラとを有するようなタイプの高次シグマ−デ
ルタＡ−Ｄ変換器ではCTスキャナ用の電子装置の設計者
にとって異なるタイプのＡ−Ｄ変換器よりも使用するの
がやっかいであるという別の問題を有する。高次量子化
雑音を抑圧するのに使用されるディジタルフィルタの核
が一度に一対考慮した場合（サブサンプル速度で発生す
る）相次ぐ出力サンプル間に発生するものよりも（オー
バサンプリング速度で発生する）一層多くの入力サンプ
ルにわたっていなければならないので、シグマ−デルタ
Ａ−Ｄ変換器からのディジタル出力信号の相次ぐサンプ
ルはこれらの間にかなりのクロストークを有する傾向が
ある。相次ぐビューの間に発生する相次ぐ出力サンプル
間のこの無視できないクロストークはｘ線発生源の揺動
を使用したCTスキャナシステムにおいて受け入れること
ができない検出器開口部の広がりとなる。相次ぐビュー
サンプルが互いに異なっていない場合、ｘ線発生源の動
揺を使用するCTスキャナシステムにおいては逆投影再構
成計算を的確に実行することはできない。
（しかしながら、センサデータ用のシグマ−デルタＡ−
Ｄ変換器からのディジタル出力信号の相次ぐサンプル間
のクロストークは全ての画像走査システムにおいて問題
となるものではない。例えば、ｘ線発生源の動揺を使用
しないCTスキャナシステムにおいては、シグマ−デルタ
Ａ−Ｄ変換器からのディジタル出力信号の相次ぐサンプ
ル間のクロストークによって生ずる検出器開口部の広が
りは空間フィルタ処理によって補正することができる。
一例として、当該分野から離れて、テレビカメラの出力
信号から発生されるディスプレイについて観察者の目に
は画素毎の積分があるので、画像の遅れはテレビカメラ
において許容できることである。） 本発明者は、シグマ−デルタ変調器の次数がＬであり、
量子化雑音に対する選択性を備えるように使用されるシ
グマ−デルタ変調器のデシメーションフィルタが同じオ
ーバサンプリング比Ｒを維持しながらsin c(L+1)（ω
Ｔ）の周波数応答特性を有するものと仮定して、オーバ
サンプリング速度を係数Ｌ＋１だけ増大することによっ
てクロストーク問題を解決することを考えた。Ａ−Ｄ変
換前の各相次ぐビューサンプルのサンプリング動作およ
び保持動作の周期性は不変のままである。これによりシ
グマ−デルタＡ−Ｄ変換器がクロストークを有するＬ個
のディジタル出力サンプル（これは取り上げないように
捨てる）を発生し、それに続いてクロストークのない出
力サンプル（これは保持する）を発生し、次いでクロス
トークを有するＬ個のディジタル出力サンプル（これは
破棄する）を発生し、それからクロストークのない出力
サンプル（これは保持する）を発生するようにする。各
第（Ｌ＋１）番目のサンプルを除く全ての出力サンプル
を破棄するこの手順の問題は、係数Ｌ＋１だけオーバサ
ンプリング速度が付随的に増大することによってデシメ
ーションフィルタのローパスFIRディジタルフィルタの
等価雑音帯域幅が係数Ｌ＋１だけ増大することである。
Ｄ変換器からのディジタル出力信号の相次ぐサンプル間
のクロストークは全ての画像走査システムにおいて問題
となるものではない。例えば、ｘ線発生源の動揺を使用
しないCTスキャナシステムにおいては、シグマ−デルタ
Ａ−Ｄ変換器からのディジタル出力信号の相次ぐサンプ
ル間のクロストークによって生ずる検出器開口部の広が
りは空間フィルタ処理によって補正することができる。
一例として、当該分野から離れて、テレビカメラの出力
信号から発生されるディスプレイについて観察者の目に
は画素毎の積分があるので、画像の遅れはテレビカメラ
において許容できることである。） 本発明者は、シグマ−デルタ変調器の次数がＬであり、
量子化雑音に対する選択性を備えるように使用されるシ
グマ−デルタ変調器のデシメーションフィルタが同じオ
ーバサンプリング比Ｒを維持しながらsin c(L+1)（ω
Ｔ）の周波数応答特性を有するものと仮定して、オーバ
サンプリング速度を係数Ｌ＋１だけ増大することによっ
てクロストーク問題を解決することを考えた。Ａ−Ｄ変
換前の各相次ぐビューサンプルのサンプリング動作およ
び保持動作の周期性は不変のままである。これによりシ
グマ−デルタＡ−Ｄ変換器がクロストークを有するＬ個
のディジタル出力サンプル（これは取り上げないように
捨てる）を発生し、それに続いてクロストークのない出
力サンプル（これは保持する）を発生し、次いでクロス
トークを有するＬ個のディジタル出力サンプル（これは
破棄する）を発生し、それからクロストークのない出力
サンプル（これは保持する）を発生するようにする。各
第（Ｌ＋１）番目のサンプルを除く全ての出力サンプル
を破棄するこの手順の問題は、係数Ｌ＋１だけオーバサ
ンプリング速度が付随的に増大することによってデシメ
ーションフィルタのローパスFIRディジタルフィルタの
等価雑音帯域幅が係数Ｌ＋１だけ増大することである。
本発明者は、シグマ−デルタ変調器の次数がＬであり、
量子化雑音に対する選択性を備えるように使用されるシ
グマ−デルタ変調器のデシメーションフィルタがsin c
(L+1)（ωＴ）の周波数応答特性を有すると仮定して、
オーバサンプリング速度を係数（Ｌ＋Ｎ）だけ増大させ
ることによって、サンプル間クロストークが明らかであ
るＬ個の相次ぐサンプルのグループ間に散在した、サン
プル間クロストークが明らかに存在しないＮ個の相次ぐ
サンプルのグループをシグマ−デルタＡ−Ｄ変換器が発
生するということを見い出した。各グループにサンプル
間クロストークのないＮ個の相次ぐサンプルを平均化
し、サンプル間クロストークが明らかであるＬ個の相次
ぐサンプルを破棄し、それから係数（Ｌ＋Ｎ）によって
サブサンプリングすることによって、サンプル間クロス
トークが明らかであるＬ個の相次ぐサンプルを破棄する
ことは同じように等価雑音帯域幅を増大させない。
量子化雑音に対する選択性を備えるように使用されるシ
グマ−デルタ変調器のデシメーションフィルタがsin c
(L+1)（ωＴ）の周波数応答特性を有すると仮定して、
オーバサンプリング速度を係数（Ｌ＋Ｎ）だけ増大させ
ることによって、サンプル間クロストークが明らかであ
るＬ個の相次ぐサンプルのグループ間に散在した、サン
プル間クロストークが明らかに存在しないＮ個の相次ぐ
サンプルのグループをシグマ−デルタＡ−Ｄ変換器が発
生するということを見い出した。各グループにサンプル
間クロストークのないＮ個の相次ぐサンプルを平均化
し、サンプル間クロストークが明らかであるＬ個の相次
ぐサンプルを破棄し、それから係数（Ｌ＋Ｎ）によって
サブサンプリングすることによって、サンプル間クロス
トークが明らかであるＬ個の相次ぐサンプルを破棄する
ことは同じように等価雑音帯域幅を増大させない。
本発明者は実際上CTスキャナの設計を全体により良くす
ると相次ぐディジタル出力サンプル間の若干のクロスト
ークを受け入れることができることを見い出した。
ると相次ぐディジタル出力サンプル間の若干のクロスト
ークを受け入れることができることを見い出した。
本発明者は各フォトダイオードの後にトランスレジステ
ィブ（transresistive）プリアンプの代わりに積分用プ
リアンプを使用した場合の好ましくない雑音エイリアシ
ングの回避方法を見い出した。積分用プリアンプからの
ランプ（ramp）出力を前もって同期検出するよりもその
後にシグマ−デルタＡ−Ｄ変換器に直接供給し、シグマ
−デルタＡ−Ｄ変換器のデシメーションフィルタによっ
て行われるローパスディジタルフィルタ処理によってオ
ーバサンプリング速度の各ランプ出力のサンプルに対す
る平均化された応答信号が引き出される。
ィブ（transresistive）プリアンプの代わりに積分用プ
リアンプを使用した場合の好ましくない雑音エイリアシ
ングの回避方法を見い出した。積分用プリアンプからの
ランプ（ramp）出力を前もって同期検出するよりもその
後にシグマ−デルタＡ−Ｄ変換器に直接供給し、シグマ
−デルタＡ−Ｄ変換器のデシメーションフィルタによっ
て行われるローパスディジタルフィルタ処理によってオ
ーバサンプリング速度の各ランプ出力のサンプルに対す
る平均化された応答信号が引き出される。
発明の概要 本発明では検知装置を提供する。この装置は、少なくと
も規定の期間放射エネルギ画像のそれぞれの要素に応答
して、光電流を発生する光検知器と、入力ポートが光検
知器からの光電流を受けるように接続され、出力ポート
がプリアンプ内の実質的な部分で発生する帯域の広い雑
音を伴うアナログ出力信号を前記入力ポートに供給され
た光電流に応じて発生するプリアンプと、ゼロより大き
い整数である次数Ｌのシグマ−デルタ変調器であって、
入力ポートがアナログ入力信号を受けるように接続さ
れ、出力ポートが前記シグマ−デルタ変調器内で発生す
る量子化雑音を伴ったディジタル応答信号を前記アナロ
グ入力信号に応答してオーバサンプリング速度で発生す
るシグマ−デルタ変調器と、シグマ−デルタ変調器の入
力ポートに入力信号として前記プリアンプの出力ポート
からのアナログ出力信号ならびにそれに付随する帯域の
広い雑音の少なくとも一部を供給する手段とを含む。シ
グマ−ディジタル変調器のディジタル応答には、シグマ
−デルタ変調器内で発生する量子化雑音に加えて上記帯
域の広い雑音に対する好ましくない応答を伴う。前記検
知手段は、さらに、入力ポートがシグマ−デルタ変調器
の出力ポートに接続され、出力ポートがオーバサンプリ
ング速度の約数である出力サンプル速度で応答信号を発
生するデシメーションフィルタを含む。オーバサンプリ
ング速度は１より大きい整数であるＲを出力サンプル速
度にかけたものに等しい。このデシメーションフィルタ
の応答信号において上記の付随する帯域の広い雑音から
発生する成分はプリアンプのアナログ出力信号に対応す
る成分に対して減衰させられるとともに、シグマ−デル
タ変調器内で発生する量子化雑音はプリアンプのアナロ
グ出力信号に対応する成分に対して減衰させられる。本
発明の好適実施例においては、デシメーションフィルタ
は該デシメーションフィルタのディジタル応答信号間の
明らかなクロストークを抑圧する補足フィルタをそなえ
たホジェナ（Hogenauer）フィルタを有する。
も規定の期間放射エネルギ画像のそれぞれの要素に応答
して、光電流を発生する光検知器と、入力ポートが光検
知器からの光電流を受けるように接続され、出力ポート
がプリアンプ内の実質的な部分で発生する帯域の広い雑
音を伴うアナログ出力信号を前記入力ポートに供給され
た光電流に応じて発生するプリアンプと、ゼロより大き
い整数である次数Ｌのシグマ−デルタ変調器であって、
入力ポートがアナログ入力信号を受けるように接続さ
れ、出力ポートが前記シグマ−デルタ変調器内で発生す
る量子化雑音を伴ったディジタル応答信号を前記アナロ
グ入力信号に応答してオーバサンプリング速度で発生す
るシグマ−デルタ変調器と、シグマ−デルタ変調器の入
力ポートに入力信号として前記プリアンプの出力ポート
からのアナログ出力信号ならびにそれに付随する帯域の
広い雑音の少なくとも一部を供給する手段とを含む。シ
グマ−ディジタル変調器のディジタル応答には、シグマ
−デルタ変調器内で発生する量子化雑音に加えて上記帯
域の広い雑音に対する好ましくない応答を伴う。前記検
知手段は、さらに、入力ポートがシグマ−デルタ変調器
の出力ポートに接続され、出力ポートがオーバサンプリ
ング速度の約数である出力サンプル速度で応答信号を発
生するデシメーションフィルタを含む。オーバサンプリ
ング速度は１より大きい整数であるＲを出力サンプル速
度にかけたものに等しい。このデシメーションフィルタ
の応答信号において上記の付随する帯域の広い雑音から
発生する成分はプリアンプのアナログ出力信号に対応す
る成分に対して減衰させられるとともに、シグマ−デル
タ変調器内で発生する量子化雑音はプリアンプのアナロ
グ出力信号に対応する成分に対して減衰させられる。本
発明の好適実施例においては、デシメーションフィルタ
は該デシメーションフィルタのディジタル応答信号間の
明らかなクロストークを抑圧する補足フィルタをそなえ
たホジェナ（Hogenauer）フィルタを有する。
図面の簡単な説明 図１は本発明を導入するように変更することによって改
善され得る従来知られているコンピュータ断層撮影スキ
ャナの構成図である。
善され得る従来知られているコンピュータ断層撮影スキ
ャナの構成図である。
図２は本発明を具体化した、フォトダイオードの後にト
ランスレジスティブプリアンプを使用する簡単な検知装
置の構成図である。
ランスレジスティブプリアンプを使用する簡単な検知装
置の構成図である。
図３は、図3A、図3Bおよび図3Cを図示のように配列して
構成されるもので、本発明を具体化した、フォトダイオ
ードの後に相互抵抗プリアンプを使用する更に複雑化さ
れた検知装置の構成図である。
構成されるもので、本発明を具体化した、フォトダイオ
ードの後に相互抵抗プリアンプを使用する更に複雑化さ
れた検知装置の構成図である。
図４および図５は、それぞれ出力サンプルにサンプル間
クロストークが許容されない場合と若干のサンプル間ク
ロストークが許容される場合の図３の検知装置の雑音帯
域幅およびオーバサンプリング周波数を示す図表であ
る。
クロストークが許容されない場合と若干のサンプル間ク
ロストークが許容される場合の図３の検知装置の雑音帯
域幅およびオーバサンプリング周波数を示す図表であ
る。
図６は図３のような検知装置を使用した図１のコンピュ
ータ断層撮影スキャナ用の代表的タイミング回路の構成
図である。
ータ断層撮影スキャナ用の代表的タイミング回路の構成
図である。
図７は図２および図３の検知装置の変形例であって本発
明の他の実施例を示し、フォトダイオードの後にトラン
スレジスティブプリアンプの代わりに使用される積分用
プリンアンプの構成図である。
明の他の実施例を示し、フォトダイオードの後にトラン
スレジスティブプリアンプの代わりに使用される積分用
プリンアンプの構成図である。
図８は図７の積分用プリアンプのリセット動作を示すタ
イミング図である。
イミング図である。
図において実線で示す電気相互接続線はデータを伝送す
る線を表し、点線で示す電気相互接続線は制御信号を伝
送する線を表す。シグマΣを囲んだ円は符号付き加算器
を表し、これはアナログ加算器またはディジタル加算器
でよい。デルタΔを囲んだ矩形は単位サンプル遅延を表
し、これは通常データ（すなわちＤ）形フリップフロッ
プなどで実施されるクロック付きディジタル遅延であ
る。
る線を表し、点線で示す電気相互接続線は制御信号を伝
送する線を表す。シグマΣを囲んだ円は符号付き加算器
を表し、これはアナログ加算器またはディジタル加算器
でよい。デルタΔを囲んだ矩形は単位サンプル遅延を表
し、これは通常データ（すなわちＤ）形フリップフロッ
プなどで実施されるクロック付きディジタル遅延であ
る。
本発明の好適実施例の詳細な説明 要素１−８に関連する図１の部分は図１のCTスキャナの
機械的部分の断面であると考えられる。構台構造２は図
１が描かれている用紙の面に直角に点３を通過すると考
えられる回転軸の周りを回転する。この回転は円弧状の
矢印によって示されている。ｘ線のファンビーム５によ
って走査される対象物４はこの回転軸の近くに設けら
れ、構台構造２はこの走査される対象物４の周りを回転
する。回転する構台構造２は円弧状のベースプレート７
から離隔しているｘ線ファンビーム発生源６を支持し、
この発生源６およびベースプレート７は構台構造６と一
緒に回転する。発生源６およびベースプレート７は回転
軸の周りで構台構造２に固定されている。この円弧状ベ
ースプレート８上には検知装置列８が設けられている。
この検知装置の各々はそれぞれのレイサム、すなわち走
査対象物４によって影となるｘ線ファンビーム５のそれ
ぞれのセクタによる照射強度に対応するディジタル応答
信号を発生する。本発明はこの検知装置の特定の性質に
関するものであり、これについてはこの明細書において
更に説明される。
機械的部分の断面であると考えられる。構台構造２は図
１が描かれている用紙の面に直角に点３を通過すると考
えられる回転軸の周りを回転する。この回転は円弧状の
矢印によって示されている。ｘ線のファンビーム５によ
って走査される対象物４はこの回転軸の近くに設けら
れ、構台構造２はこの走査される対象物４の周りを回転
する。回転する構台構造２は円弧状のベースプレート７
から離隔しているｘ線ファンビーム発生源６を支持し、
この発生源６およびベースプレート７は構台構造６と一
緒に回転する。発生源６およびベースプレート７は回転
軸の周りで構台構造２に固定されている。この円弧状ベ
ースプレート８上には検知装置列８が設けられている。
この検知装置の各々はそれぞれのレイサム、すなわち走
査対象物４によって影となるｘ線ファンビーム５のそれ
ぞれのセクタによる照射強度に対応するディジタル応答
信号を発生する。本発明はこの検知装置の特定の性質に
関するものであり、これについてはこの明細書において
更に説明される。
あるCTスキャナにおいては、発生源６は構台構造２およ
び円弧状ベースプレート７に対して位置が固定されてい
るｘ線ファンビーム５を供給する。他のCTスキャナにお
いては、発生源６は円弧状ベースプレート７の弦に対し
て平行に前後に移動し、奇数番目の連続したビューでは
一方の移動限界まで移動し、奇数番目の連続したビュー
では他方の移動限界まで移動するｘ線ファンビーム５を
供給する。この動作は「発生源の揺動（wobbling）」と
称されている。
び円弧状ベースプレート７に対して位置が固定されてい
るｘ線ファンビーム５を供給する。他のCTスキャナにお
いては、発生源６は円弧状ベースプレート７の弦に対し
て平行に前後に移動し、奇数番目の連続したビューでは
一方の移動限界まで移動し、奇数番目の連続したビュー
では他方の移動限界まで移動するｘ線ファンビーム５を
供給する。この動作は「発生源の揺動（wobbling）」と
称されている。
従来、構台構造２の回転はステップ式回転と考えられて
おり、回転の各ステップの間の時間はビュー時間と称さ
れている。相次ぐビュー時間の間の検知装置列８のディ
ジタル応答信号は通常半導体ランダムアクセスメモリ
（RAM）であるビューデータ蓄積メモリ９に供給され、
走査動作が完了するまで蓄積される。円弧状ベースプレ
ート７、回転構台構造２およびファンビーム発生源６が
点３を通る回転軸の回りを完全に１回転した後、走査手
順は完了する。
おり、回転の各ステップの間の時間はビュー時間と称さ
れている。相次ぐビュー時間の間の検知装置列８のディ
ジタル応答信号は通常半導体ランダムアクセスメモリ
（RAM）であるビューデータ蓄積メモリ９に供給され、
走査動作が完了するまで蓄積される。円弧状ベースプレ
ート７、回転構台構造２およびファンビーム発生源６が
点３を通る回転軸の回りを完全に１回転した後、走査手
順は完了する。
ビューデータ蓄積メモリ９からのビューデータはそれか
ら空間フィルタ回路10に供給される。この空間フィルタ
回路10はファンビームビューデータを類似した狭いペン
シルビームビューデータに変換する。空間フィルタ動作
は非常に大きなサンプル幅を有するフィルタ核でファン
ビームデータを畳み込み積分することによって行われ
る。フィルタ核の幅のために、空間フィルタ処理は好ま
しくはファンビームデータの高速離散フーリエ変換（DF
T）を計算し、このDFTをフィルタ核のDFTと乗算し、そ
の積の高速逆DFTを計算して、コンボリューション結果
に達することによって実行される。医療用コンピュータ
断層撮影においては、空間フィルタ処理は通常ビーム硬
化（ビームハードニング）およびボーンビーム硬化（bo
ne beam hard ning）処理が次に行われるが、この処理
は本発明の動作環境を理解するのに考える必要はない。
ら空間フィルタ回路10に供給される。この空間フィルタ
回路10はファンビームビューデータを類似した狭いペン
シルビームビューデータに変換する。空間フィルタ動作
は非常に大きなサンプル幅を有するフィルタ核でファン
ビームデータを畳み込み積分することによって行われ
る。フィルタ核の幅のために、空間フィルタ処理は好ま
しくはファンビームデータの高速離散フーリエ変換（DF
T）を計算し、このDFTをフィルタ核のDFTと乗算し、そ
の積の高速逆DFTを計算して、コンボリューション結果
に達することによって実行される。医療用コンピュータ
断層撮影においては、空間フィルタ処理は通常ビーム硬
化（ビームハードニング）およびボーンビーム硬化（bo
ne beam hard ning）処理が次に行われるが、この処理
は本発明の動作環境を理解するのに考える必要はない。
逆投影コンピュータ11が空間フィルタ回路10から供給さ
れるフィルタ処理されたビューデータに応答し、ディジ
タル形式の画像絵素、すなわち「画素」のグレースケー
ル値を発生する。ディジタル画素情報はディスプレイプ
ロセッサ12に供給され、このディスプレイプロセッサ12
はディジタル画素情報をスキャナのオペレータ用のディ
スプレイコンソールに供給されるアナログテレビジョン
信号に変換する。また、ディスプレイプロセッサ12はデ
ィジタル画素情報をスキャナ結果のハードコピー装置14
への信号に変換する。また、ディスプレイプロセッサは
記録用記憶装置15用のデータを作成する。
れるフィルタ処理されたビューデータに応答し、ディジ
タル形式の画像絵素、すなわち「画素」のグレースケー
ル値を発生する。ディジタル画素情報はディスプレイプ
ロセッサ12に供給され、このディスプレイプロセッサ12
はディジタル画素情報をスキャナのオペレータ用のディ
スプレイコンソールに供給されるアナログテレビジョン
信号に変換する。また、ディスプレイプロセッサ12はデ
ィジタル画素情報をスキャナ結果のハードコピー装置14
への信号に変換する。また、ディスプレイプロセッサは
記録用記憶装置15用のデータを作成する。
図２はシンチレータ17に当り、光検知装置20の先端にあ
る隣接するフォトダイオード19に光子の流れ18を生ずる
ｘ線のレイサム16を示している。光検知装置20はフォト
ダイオード19への光子の流れ18の測定結果であるディジ
タル応答信号を発生するのに使用される。フォトダイオ
ード19の接合部を横切って逆方向に発生する光電流はプ
リアンプ21で増幅される。このプリアンプ21はトランス
レジスタンス特性を決定するフィードバック抵抗212お
よび演算増幅器211からなるトランスレジスタンス型の
ものとして示されている低雑音増幅器である。更に一般
的には、プリアンプ21はトランスインピーダンス型のも
のであると考えられ、フィードバック抵抗212に１つ以
上の周波数形成コンデンサをそなえる変形が可能であ
る。プリアンプ21はその入力ポートへのフォトダイオー
ド19からの光電流の流れを表す出力電圧を出力ポートか
ら供給する。この出力電圧は好ましくないことにプリア
ンプが如何に低雑音のものであったとしても広い帯域の
雑音を伴う。
る隣接するフォトダイオード19に光子の流れ18を生ずる
ｘ線のレイサム16を示している。光検知装置20はフォト
ダイオード19への光子の流れ18の測定結果であるディジ
タル応答信号を発生するのに使用される。フォトダイオ
ード19の接合部を横切って逆方向に発生する光電流はプ
リアンプ21で増幅される。このプリアンプ21はトランス
レジスタンス特性を決定するフィードバック抵抗212お
よび演算増幅器211からなるトランスレジスタンス型の
ものとして示されている低雑音増幅器である。更に一般
的には、プリアンプ21はトランスインピーダンス型のも
のであると考えられ、フィードバック抵抗212に１つ以
上の周波数形成コンデンサをそなえる変形が可能であ
る。プリアンプ21はその入力ポートへのフォトダイオー
ド19からの光電流の流れを表す出力電圧を出力ポートか
ら供給する。この出力電圧は好ましくないことにプリア
ンプが如何に低雑音のものであったとしても広い帯域の
雑音を伴う。
フォトダイオードが数十ピコファラッド以上の静電容量
を有している場合には、その散弾雑音がその後のプリア
ンプの出力信号に伴う帯域の広い雑音の主な原因とな
る。フォトダイオードの静電容量はフォトダイオードの
構造を変更することなく逆バイアスで動作させることに
よっていくらか減らすことができるが、またフォトダイ
オードの静電容量はフォトダイオードの構造的改良を行
うことによって減らすこともできる。フォトダイオード
の静電容量が小さくなると、フィードバック抵抗の熱雑
音および演算増幅器の入力段の熱雑音がプリアンプ21の
出力信号に伴う帯域の広い雑音の重要な原因となる。演
算増幅器の入力段の電界効果トランジスタが金属−酸化
物−半導体型のものである場合には、フリッカ（すなわ
ち1/f）雑音が帯域の広い雑音に伴う好ましくない傾向
がある。接合型電界効果トランジスタの場合にはこの雑
音がない。現在のフォトダイオードはＮ型基板上に構成
されたPINダイオードに類似した構造を有しているが、
この場合静電容量はフォトキャリアが誘起される真性層
の厚さおよび純度によって決定される。フォトダイオー
ドの静電容量を減らすために、フォトキャリアを集める
ために使用される接合領域が低減される。減少する接合
領域は暗電流を減らしたり、またはゼロバイアス動作が
使用される場合には（図２および図３に示すように）、
ダイオード分路抵抗が増大する。いずれの場合もダイオ
ード熱雑音は低減する。光電荷を集めるために使用され
る接合部の領域の低減にも拘わらずフォトキャリアの収
集効率を維持するために、ドーピング勾配を導入して、
低濃度ドープ処理されたＮ型エピタキシャル層（すなわ
ち、真性層）で発生するフォトキャリアがその収集前に
前面または後面で再結合しないようにする。「「放射線
検出器（RADIATION DETECTOR）」という名称の米国特許
第4,146,904号参照。） 従来の光検知装置においては、アナログ−ディジタル変
換を実施して光検知装置20からディジタル出力信号を発
生する前に、遮断特性が鋭いローパスアナログフィルタ
を使用し、プリアンプ21からのアナログ出力電圧をフィ
ルタ処理し、付随する帯域の広い雑音を抑圧している。
遮断特性の鋭いアナログフィルタは複素周波数ドメイン
の応答特性に多数の極（および場合によってはゼロ）を
有する多重区分フィルタである。ローパスアナログフィ
ルタ処理はプリアンプ21からの帯域の広い雑音の上述し
た帯域部分を抑圧する。この部分は対象の信号が存在し
ているベースバンドより高い周波数スペクトルの部分に
存在している。このフィルタ処理はアナログ−ディジタ
ル変換の間においてベースバンドへの帯域の広い雑音の
前記帯域部分のエイリアシングを防止する。オーバーサ
ンプリングＡ−Ｄ変換器でないアナログ−ディジタル変
換においては、プリアンプ21の出力信号電圧に対するこ
の雑音のエイリアス（alias）の減衰はない。
を有している場合には、その散弾雑音がその後のプリア
ンプの出力信号に伴う帯域の広い雑音の主な原因とな
る。フォトダイオードの静電容量はフォトダイオードの
構造を変更することなく逆バイアスで動作させることに
よっていくらか減らすことができるが、またフォトダイ
オードの静電容量はフォトダイオードの構造的改良を行
うことによって減らすこともできる。フォトダイオード
の静電容量が小さくなると、フィードバック抵抗の熱雑
音および演算増幅器の入力段の熱雑音がプリアンプ21の
出力信号に伴う帯域の広い雑音の重要な原因となる。演
算増幅器の入力段の電界効果トランジスタが金属−酸化
物−半導体型のものである場合には、フリッカ（すなわ
ち1/f）雑音が帯域の広い雑音に伴う好ましくない傾向
がある。接合型電界効果トランジスタの場合にはこの雑
音がない。現在のフォトダイオードはＮ型基板上に構成
されたPINダイオードに類似した構造を有しているが、
この場合静電容量はフォトキャリアが誘起される真性層
の厚さおよび純度によって決定される。フォトダイオー
ドの静電容量を減らすために、フォトキャリアを集める
ために使用される接合領域が低減される。減少する接合
領域は暗電流を減らしたり、またはゼロバイアス動作が
使用される場合には（図２および図３に示すように）、
ダイオード分路抵抗が増大する。いずれの場合もダイオ
ード熱雑音は低減する。光電荷を集めるために使用され
る接合部の領域の低減にも拘わらずフォトキャリアの収
集効率を維持するために、ドーピング勾配を導入して、
低濃度ドープ処理されたＮ型エピタキシャル層（すなわ
ち、真性層）で発生するフォトキャリアがその収集前に
前面または後面で再結合しないようにする。「「放射線
検出器（RADIATION DETECTOR）」という名称の米国特許
第4,146,904号参照。） 従来の光検知装置においては、アナログ−ディジタル変
換を実施して光検知装置20からディジタル出力信号を発
生する前に、遮断特性が鋭いローパスアナログフィルタ
を使用し、プリアンプ21からのアナログ出力電圧をフィ
ルタ処理し、付随する帯域の広い雑音を抑圧している。
遮断特性の鋭いアナログフィルタは複素周波数ドメイン
の応答特性に多数の極（および場合によってはゼロ）を
有する多重区分フィルタである。ローパスアナログフィ
ルタ処理はプリアンプ21からの帯域の広い雑音の上述し
た帯域部分を抑圧する。この部分は対象の信号が存在し
ているベースバンドより高い周波数スペクトルの部分に
存在している。このフィルタ処理はアナログ−ディジタ
ル変換の間においてベースバンドへの帯域の広い雑音の
前記帯域部分のエイリアシングを防止する。オーバーサ
ンプリングＡ−Ｄ変換器でないアナログ−ディジタル変
換においては、プリアンプ21の出力信号電圧に対するこ
の雑音のエイリアス（alias）の減衰はない。
プリアンプ21の出力電圧のアナログ−ディジタル変換は
図２のオーバーサンプリングアナログ−ディジタル変換
器22で行われる。この変換器22は２を正の整数乗に等し
い整数であるＲにビュー速度fvを書けたものであるオー
バーサンプリング速度で出力サンプルを発生するオーバ
ーサンプリングシグマ−デルタ変調器23と、シグマ−デ
ルタ変調器23のディジタル出力信号を累積し、fvの速度
でゼロにリセットされるアキュムレータ24を有してい
る。変換の直線性を保証する観点から、シグマ−デルタ
変調器23は単ビット量子化器を使用して、その出力信号
を決定する形式のものであることが好ましく、この場合
シグマ−デルタ変調器23はビット直列出力信号を発生
し、アキュムレータ24は単に１に対するカウンタであ
る。アキュムレータ24は時間領域において矩形インパル
ス応答を有するローパスフィルタ機能を備えている。プ
リアンプ21の出力信号電圧に対して周波数領域において
は、帯域の広い雑音の上側帯域部分がベースバンドに対
してエイリアス（alias）に現れるので、アキュムレー
タ24はＲの平方根にほぼ等しい係数値だけプリアンプ21
からの帯域の広い雑音の上側帯域部分を減衰する。
図２のオーバーサンプリングアナログ−ディジタル変換
器22で行われる。この変換器22は２を正の整数乗に等し
い整数であるＲにビュー速度fvを書けたものであるオー
バーサンプリング速度で出力サンプルを発生するオーバ
ーサンプリングシグマ−デルタ変調器23と、シグマ−デ
ルタ変調器23のディジタル出力信号を累積し、fvの速度
でゼロにリセットされるアキュムレータ24を有してい
る。変換の直線性を保証する観点から、シグマ−デルタ
変調器23は単ビット量子化器を使用して、その出力信号
を決定する形式のものであることが好ましく、この場合
シグマ−デルタ変調器23はビット直列出力信号を発生
し、アキュムレータ24は単に１に対するカウンタであ
る。アキュムレータ24は時間領域において矩形インパル
ス応答を有するローパスフィルタ機能を備えている。プ
リアンプ21の出力信号電圧に対して周波数領域において
は、帯域の広い雑音の上側帯域部分がベースバンドに対
してエイリアス（alias）に現れるので、アキュムレー
タ24はＲの平方根にほぼ等しい係数値だけプリアンプ21
からの帯域の広い雑音の上側帯域部分を減衰する。
オーバーサンプリングアナログ−ディジタル変換器22は
減衰した帯域の広い雑音を有するプリアンプ21の出力電
圧に対するディジタル応答信号を光検知装置20の出力信
号としてシーケンサ25に供給する。シーケンサ25は光検
知装置20の出力信号を他の光検知信号からの出力信号と
共に順番を設定して、これらの出力信号をビューデータ
蓄積メモリ９に書き込むために接続されているディジタ
ルバス上に時分割多重化する。一例としてシーケンサ25
は並列入力−直列出力レジスタまたは光検知装置からの
出力信号の各ビットスライス毎の「サイドローディッド
（side−loaded）シフトレジスタ」である。「コンピュ
ータ断層撮影におけるファンビーム逆投影再構成アルゴ
リズムの並列計算（PARALLEL COMPUTATION OF FAN−BEA
M BACK−PROJECTION RECONSTRUCTION ALGORITHM IN COM
PUTED TOMOGRAPHY）」という名称のW.T.リン（Lin）に
よって1989年５月30日に出願され、ゼネラルエレクトリ
ック社に譲渡された米国特許出願第358,300号に詳細に
記載されているように、ビューデータ蓄積メモリ９はコ
ンポーネントメモリに細分化され、この各メモリは検知
装置列８の特定の下部列部分からのビューデータを蓄積
する。この場合、各コンポーネントメモリは１つの下部
列における全ての検知装置からのみのディジタル出力信
号を受信するそれぞれのシーケンサ25を備えている。ビ
ューデータ蓄積メモリ９の各セグメントへのデータの並
列書き込みはメモリが更に迅速に書き込まれることを促
進するだけでなく、実施することが容易であるビューデ
ータ蓄積メモリ９の各セグメントからのデータの並列読
み出しは発生源の揺動が使用されない場合、空間フィル
タ回路10および逆投影コンピュータ11における並列計算
を容易にする。
減衰した帯域の広い雑音を有するプリアンプ21の出力電
圧に対するディジタル応答信号を光検知装置20の出力信
号としてシーケンサ25に供給する。シーケンサ25は光検
知装置20の出力信号を他の光検知信号からの出力信号と
共に順番を設定して、これらの出力信号をビューデータ
蓄積メモリ９に書き込むために接続されているディジタ
ルバス上に時分割多重化する。一例としてシーケンサ25
は並列入力−直列出力レジスタまたは光検知装置からの
出力信号の各ビットスライス毎の「サイドローディッド
（side−loaded）シフトレジスタ」である。「コンピュ
ータ断層撮影におけるファンビーム逆投影再構成アルゴ
リズムの並列計算（PARALLEL COMPUTATION OF FAN−BEA
M BACK−PROJECTION RECONSTRUCTION ALGORITHM IN COM
PUTED TOMOGRAPHY）」という名称のW.T.リン（Lin）に
よって1989年５月30日に出願され、ゼネラルエレクトリ
ック社に譲渡された米国特許出願第358,300号に詳細に
記載されているように、ビューデータ蓄積メモリ９はコ
ンポーネントメモリに細分化され、この各メモリは検知
装置列８の特定の下部列部分からのビューデータを蓄積
する。この場合、各コンポーネントメモリは１つの下部
列における全ての検知装置からのみのディジタル出力信
号を受信するそれぞれのシーケンサ25を備えている。ビ
ューデータ蓄積メモリ９の各セグメントへのデータの並
列書き込みはメモリが更に迅速に書き込まれることを促
進するだけでなく、実施することが容易であるビューデ
ータ蓄積メモリ９の各セグメントからのデータの並列読
み出しは発生源の揺動が使用されない場合、空間フィル
タ回路10および逆投影コンピュータ11における並列計算
を容易にする。
アキュムレータ24は矩形インパルス応答、すなわちsin
c（wT）周波数応答を有し、シーケンサ25に供給される
連続したサブサンプル間のクロストークを示す傾向はな
い。アキュムレータ25の（ωＴ）-1sin（ωＴ）、すな
わちsin c（wT）応答は特に高次シグマ−デルタ変調器
用に好ましいものである量子化雑音に対する選択的フィ
ルタ処理を備えていない。量子化雑音に対する選択性を
有するようにシグマ−デルタ変調器のデシメーション
（decimation）フィルタに使用するのに適しているFIR
ディジタルフィルタ設計は時間領域におけるsin c(L+1)
（ωＴ）応答を有する。ここにおいて、ωは角振動数で
あり、Ｔは変調器の周期であって、1/Rfsに等しく、Ｌ
はシグマ−デルタ変調器の次数である。更に選択的フィ
ルタは、適当な予防策が講じられていない場合には、シ
ーケンサ25に供給される相次ぐサブサンプル間のクロス
トークを示す傾向がある。
c（wT）周波数応答を有し、シーケンサ25に供給される
連続したサブサンプル間のクロストークを示す傾向はな
い。アキュムレータ25の（ωＴ）-1sin（ωＴ）、すな
わちsin c（wT）応答は特に高次シグマ−デルタ変調器
用に好ましいものである量子化雑音に対する選択的フィ
ルタ処理を備えていない。量子化雑音に対する選択性を
有するようにシグマ−デルタ変調器のデシメーション
（decimation）フィルタに使用するのに適しているFIR
ディジタルフィルタ設計は時間領域におけるsin c(L+1)
（ωＴ）応答を有する。ここにおいて、ωは角振動数で
あり、Ｔは変調器の周期であって、1/Rfsに等しく、Ｌ
はシグマ−デルタ変調器の次数である。更に選択的フィ
ルタは、適当な予防策が講じられていない場合には、シ
ーケンサ25に供給される相次ぐサブサンプル間のクロス
トークを示す傾向がある。
図３はその一部の図3Aにおいてシンチュレータ17、フォ
トダイオード19およびプリアンプ21によって出力される
増幅された光応答信号がアナログローパスフィルタ27で
予備フィルタ処理を受け、該アナログフィルタ27の応答
信号は入力信号として３次シグマ−デルタ変調器28に供
給されることを示している。E.F.ホグナ（Hogenauer）
は最小の蓄積装置を使用し、掛算器を使用せずに、非常
に効率的に実施し得るディジタルデシメーションフィル
タについての論文「デシーメションおよび補間用のディ
ジタルフィルタの経済的クラス（An economical class
of digital filters for decimation and interpolatio
n）」をIEEEトランザクションズ・オン・アコースティ
クス，スピーチ・アンド・シグナル・プロセシング誌,V
ol.ASSP−29,No.2、1981年４月において記載した。図３
はその図3Bの部分においてsin c4（wT）応答を有するこ
のクラスのディジタルフィルタを示しているが、このデ
ィジタルフィルタは変調器28の量子化雑音に対応する３
次シグマ−デルタ変調器28の出力信号の成分を抑圧する
のに使用される。シグマ−デルタＡ−Ｄ変換器用のデシ
メーションフィルタとしてこのクラスのフィルタを使用
することはE.ディジェクストラ（Dijkstra）、O.ニー
（Nye）、C.ピゲット（Piguet）およびE.デグロ（Degra
uwe）による論文「シグマ−デルタ変調器における法演
算櫛型フィルタの使用（On the Use of Modulo Arithme
tic Comb Filters in Sigma−delta Modulators）」、
プロシーディングス・オブ・ジIEEEコンファレンスオン
・アコースティクス，スピーチ・アンド・シグナル・プ
ロセシング誌ページ2001−2004、1988年に記載されて
る。便宜のため他の目的はないが、このクラスのディジ
タルフィルタを以下本明細書のある点において「ホジェ
ナ（Hogenauer）」フィルタと称する。
トダイオード19およびプリアンプ21によって出力される
増幅された光応答信号がアナログローパスフィルタ27で
予備フィルタ処理を受け、該アナログフィルタ27の応答
信号は入力信号として３次シグマ−デルタ変調器28に供
給されることを示している。E.F.ホグナ（Hogenauer）
は最小の蓄積装置を使用し、掛算器を使用せずに、非常
に効率的に実施し得るディジタルデシメーションフィル
タについての論文「デシーメションおよび補間用のディ
ジタルフィルタの経済的クラス（An economical class
of digital filters for decimation and interpolatio
n）」をIEEEトランザクションズ・オン・アコースティ
クス，スピーチ・アンド・シグナル・プロセシング誌,V
ol.ASSP−29,No.2、1981年４月において記載した。図３
はその図3Bの部分においてsin c4（wT）応答を有するこ
のクラスのディジタルフィルタを示しているが、このデ
ィジタルフィルタは変調器28の量子化雑音に対応する３
次シグマ−デルタ変調器28の出力信号の成分を抑圧する
のに使用される。シグマ−デルタＡ−Ｄ変換器用のデシ
メーションフィルタとしてこのクラスのフィルタを使用
することはE.ディジェクストラ（Dijkstra）、O.ニー
（Nye）、C.ピゲット（Piguet）およびE.デグロ（Degra
uwe）による論文「シグマ−デルタ変調器における法演
算櫛型フィルタの使用（On the Use of Modulo Arithme
tic Comb Filters in Sigma−delta Modulators）」、
プロシーディングス・オブ・ジIEEEコンファレンスオン
・アコースティクス，スピーチ・アンド・シグナル・プ
ロセシング誌ページ2001−2004、1988年に記載されて
る。便宜のため他の目的はないが、このクラスのディジ
タルフィルタを以下本明細書のある点において「ホジェ
ナ（Hogenauer）」フィルタと称する。
また、本発明によれば、図3Bのディジタルローパスフィ
ルタのsin c4（ωＴ）応答信号を使用し、アナログフィ
ルタ27でフィルタした後に残っているプリアンプ21から
の帯域の広い雑音に対する３次シグマ−デルタ変調器28
の出力信号の成分を抑圧している。３次シグマ−デルタ
変調器28は、D.B.リブナによって1990年７月10日に出願
された上述した米国特許出願第550,763号の図11および
図12に関連して詳細に説明されているように、量子化雑
音をキャンセルする前に図3Bのディジタルローパスフィ
ルタにおいてディジタル化アナログ入力信号を２回積分
する形式のものである。図3Bのディジタルローパスフィ
ルタのsin c4（ωＴ）応答信号によって達成される帯域
の広い雑音に対する実質的な選択性は３次シグマ−デル
タ変調器30に対するアナログ入力信号をフィルタする必
要性を低減し、アナログローパスフィルタ27は簡単な１
または２セクションの抵抗−コンデンサ（RC）フィルタ
とすることができる。実際、代わりとして、プリアンプ
21自身はベースバンドへの受け入れることができないほ
ど強力な雑音エイリアス（alias）を避けるためにシグ
マ−デルタ変換の前に必要な高周波応答信号のロールオ
フを有するように構成されてもよく、そしてアナログロ
ーパスフィルタ27は除去してもよい。勿論、アナログ帯
域消去フィルタを使用し、アナログローパスフィルタ27
を使用する代わりに、またはアナログローパスフィルタ
27を使用することに加えて、ベースバンドへの雑音エイ
リアシングに発生する帯域の広い雑音スペクトルの部分
を変調器28の入力信号から除去してもよい。
ルタのsin c4（ωＴ）応答信号を使用し、アナログフィ
ルタ27でフィルタした後に残っているプリアンプ21から
の帯域の広い雑音に対する３次シグマ−デルタ変調器28
の出力信号の成分を抑圧している。３次シグマ−デルタ
変調器28は、D.B.リブナによって1990年７月10日に出願
された上述した米国特許出願第550,763号の図11および
図12に関連して詳細に説明されているように、量子化雑
音をキャンセルする前に図3Bのディジタルローパスフィ
ルタにおいてディジタル化アナログ入力信号を２回積分
する形式のものである。図3Bのディジタルローパスフィ
ルタのsin c4（ωＴ）応答信号によって達成される帯域
の広い雑音に対する実質的な選択性は３次シグマ−デル
タ変調器30に対するアナログ入力信号をフィルタする必
要性を低減し、アナログローパスフィルタ27は簡単な１
または２セクションの抵抗−コンデンサ（RC）フィルタ
とすることができる。実際、代わりとして、プリアンプ
21自身はベースバンドへの受け入れることができないほ
ど強力な雑音エイリアス（alias）を避けるためにシグ
マ−デルタ変換の前に必要な高周波応答信号のロールオ
フを有するように構成されてもよく、そしてアナログロ
ーパスフィルタ27は除去してもよい。勿論、アナログ帯
域消去フィルタを使用し、アナログローパスフィルタ27
を使用する代わりに、またはアナログローパスフィルタ
27を使用することに加えて、ベースバンドへの雑音エイ
リアシングに発生する帯域の広い雑音スペクトルの部分
を変調器28の入力信号から除去してもよい。
図３の３次シグマ−デルタ変調器28はコンポーネント２
次変調器30およびコンポーネント１次変調器40を有して
いる。２次コンポーネントシグマ−デルタ変調器30は被
減数としてアナログ入力信号を受信するアナログ減算器
31、アナログ領域において係数k1aを減算器31からの差
にかける振幅スケーリング要素32、該振幅スケーリング
要素32の応答に対する積分器33、アナログ領域において
係数k1bを積分器33からの差にかける振幅スケーリング
要素33、被減数として振幅スケーリング要素34の応答信
号を受信するアナログ減算器３、減算器35によって供給
される差に対する積分器36、積分器36の出力信号から２
次変調器30のディジタル出力信号を発生する量子化器す
なわちアナログ−ディジタル（Ａ−Ｄ）変換器37および
２次変調器30のディジタル出力信号を負帰還を行うため
に使用されるアナログ形式に変換するディジタル−アナ
ログ（Ｄ−Ａ）変換器38を有している。振幅スケーリン
グ要素29は２次コンポーネントシグマ−デルタ変調器30
用の内部フィードバックループを形成するためにアナロ
グ減算器35に減数として供給する前に、アナログ領域に
おいて係数2k1ak1bをD/A変換器38のアナログ出力信号に
かける。D/A変換器38のアナログ出力信号は２次コンポ
ーネントシグマ−デルタ変調器30用の外部フィードバッ
クループを形成するように減算器31に減数として供給さ
れる。
次変調器30およびコンポーネント１次変調器40を有して
いる。２次コンポーネントシグマ−デルタ変調器30は被
減数としてアナログ入力信号を受信するアナログ減算器
31、アナログ領域において係数k1aを減算器31からの差
にかける振幅スケーリング要素32、該振幅スケーリング
要素32の応答に対する積分器33、アナログ領域において
係数k1bを積分器33からの差にかける振幅スケーリング
要素33、被減数として振幅スケーリング要素34の応答信
号を受信するアナログ減算器３、減算器35によって供給
される差に対する積分器36、積分器36の出力信号から２
次変調器30のディジタル出力信号を発生する量子化器す
なわちアナログ−ディジタル（Ａ−Ｄ）変換器37および
２次変調器30のディジタル出力信号を負帰還を行うため
に使用されるアナログ形式に変換するディジタル−アナ
ログ（Ｄ−Ａ）変換器38を有している。振幅スケーリン
グ要素29は２次コンポーネントシグマ−デルタ変調器30
用の内部フィードバックループを形成するためにアナロ
グ減算器35に減数として供給する前に、アナログ領域に
おいて係数2k1ak1bをD/A変換器38のアナログ出力信号に
かける。D/A変換器38のアナログ出力信号は２次コンポ
ーネントシグマ−デルタ変調器30用の外部フィードバッ
クループを形成するように減算器31に減数として供給さ
れる。
１次コンポーネントシグマ−デルタ変調器40は、アナロ
グ領域において係数j1を積分器36のアナログ出力信号に
かける振幅スケーリング要素41、該振幅スケーリング要
素41の応答信号を被減数として受信するアナログ減算器
42、係数k2を減算器42からの差にかける振幅スケーリン
グ要素43、該振幅スケーリング要素43の応答信号に対す
る積分器44、該積分器44の出力信号に対する量子化器す
なわちアナログ−ディジアル（Ａ−Ｄ）変換器45、ディ
ジタル領域において係数g1＝1/j1k1ak1bを量子化器45の
ディジタル出力信号にかける振幅スケーリング要素46、
および１次変調器40のディジタル出力信号を減算器42に
減数として供給されるアナログ形式に変換するディジタ
ル−アナログ（Ｄ−Ａ）変換器47を有し、これにより１
次コンポーネントシグマ−デルタ変調器40用のフィード
バックループが形成される。
グ領域において係数j1を積分器36のアナログ出力信号に
かける振幅スケーリング要素41、該振幅スケーリング要
素41の応答信号を被減数として受信するアナログ減算器
42、係数k2を減算器42からの差にかける振幅スケーリン
グ要素43、該振幅スケーリング要素43の応答信号に対す
る積分器44、該積分器44の出力信号に対する量子化器す
なわちアナログ−ディジアル（Ａ−Ｄ）変換器45、ディ
ジタル領域において係数g1＝1/j1k1ak1bを量子化器45の
ディジタル出力信号にかける振幅スケーリング要素46、
および１次変調器40のディジタル出力信号を減算器42に
減数として供給されるアナログ形式に変換するディジタ
ル−アナログ（Ｄ−Ａ）変換器47を有し、これにより１
次コンポーネントシグマ−デルタ変調器40用のフィード
バックループが形成される。
スケーリング要素46からのディジタル出力信号はディジ
タル減算器48に被減数として供給される。減算器48はク
ロック式ディジタル遅延要素49で１サンプル時間遅延さ
せられた後のコンポーネント２次変調器30のディジタル
出力信号を減数として供給される。減算器48はその差出
力信号として２次コンポーネントシグマ−デルタ変調器
30の２回積分された量子化雑音の負の値を供給する。減
算器48の差出力信号は図3Bに示されているディジタル加
算器50用の被加算数である。
タル減算器48に被減数として供給される。減算器48はク
ロック式ディジタル遅延要素49で１サンプル時間遅延さ
せられた後のコンポーネント２次変調器30のディジタル
出力信号を減数として供給される。減算器48はその差出
力信号として２次コンポーネントシグマ−デルタ変調器
30の２回積分された量子化雑音の負の値を供給する。減
算器48の差出力信号は図3Bに示されているディジタル加
算器50用の被加算数である。
クロック式ディジタル遅延要素49において１サンプル時
間遅延させられた図3Aのコンポーネント２次変調器30の
ディジタル出力信号は変調器28で受信されるディジタル
化されたアナログ入力信号である。図3Bにおいて、遅延
させられた変調器30のディジタル出力信号は縦続接続さ
れた積分器51および52において時間に対して２回積分さ
れ、ディジタル加算器50に対する被加算数を発生する。
コンポーネント２次変調器30から出力される２次量子化
雑音はディジタル加算器50からのディジタル和信号にお
いてほぼ完全に相殺される。この相殺の理由および３次
シグマ−デルタ変換器28の変形については1990年７月10
に出願された米国特許出願第550,763号に詳細に記載さ
れている。
間遅延させられた図3Aのコンポーネント２次変調器30の
ディジタル出力信号は変調器28で受信されるディジタル
化されたアナログ入力信号である。図3Bにおいて、遅延
させられた変調器30のディジタル出力信号は縦続接続さ
れた積分器51および52において時間に対して２回積分さ
れ、ディジタル加算器50に対する被加算数を発生する。
コンポーネント２次変調器30から出力される２次量子化
雑音はディジタル加算器50からのディジタル和信号にお
いてほぼ完全に相殺される。この相殺の理由および３次
シグマ−デルタ変換器28の変形については1990年７月10
に出願された米国特許出願第550,763号に詳細に記載さ
れている。
Ｍ乗のホジェナフィルタは、入力サンプリング速度でク
ロックされる縦続接されたＭ個の積分器段およびこれに
続いて接続されている低減した出力速度でクロックされ
るＭ個の微分器段から構成されている。この出力速度に
対する入力速度の比は速度変更係数およびオーバーサン
プリング比Ｒと呼ばれている。
ロックされる縦続接されたＭ個の積分器段およびこれに
続いて接続されている低減した出力速度でクロックされ
るＭ個の微分器段から構成されている。この出力速度に
対する入力速度の比は速度変更係数およびオーバーサン
プリング比Ｒと呼ばれている。
このようなフィルタの伝達関数は次式のとおりである。
このようなフィルタの次数は［（Ｒ−１）Ｍ］であり、
ｚの多項式の次数はその伝達関数を定める。このような
フィルタのインパルス応答特性は入力速度においてRMサ
ンプル長であるかまたは低減した出力速度においてＭサ
ンプル長である。一般には、フィルタの応答特性は縦続
接続されたＭ個の微分器段に沿ったいずれかの所で又は
その後でRMで分ることによって振幅が正規化される。
ｚの多項式の次数はその伝達関数を定める。このような
フィルタのインパルス応答特性は入力速度においてRMサ
ンプル長であるかまたは低減した出力速度においてＭサ
ンプル長である。一般には、フィルタの応答特性は縦続
接続されたＭ個の微分器段に沿ったいずれかの所で又は
その後でRMで分ることによって振幅が正規化される。
図３において（更に特定すれば、図3Bにおいて）、Ｍが
４であるホジェナフィルタが使用されている。上述した
一般的ルールによれば、４乗のホジェナフィルタは、入
力サンプリング速度でクロックされる縦続接続された４
個の積分器段およびこれに続く低減した出力速度でクロ
ックされる４個の微分器段から構成されている。図３に
おいて、入力サンプリング速度でクロックされている縦
続接続された４個の積分器段はディジタル加算器50に先
行する縦続接続された積分器51および52、およびディジ
タル加算器50に続く縦続接続された積分器53および54を
有している。積分器54から供給されるアナログフィルタ
され予め増幅された光電流に対する４回積分されたディ
ジタル化応答信号はサブサンプラ55においてR:1にサブ
サンプルされる。それから、出力サンプル速度の応答信
号は縦続接続された微分器56、57、58および59で４回微
分され、振幅正規化を延ばされて示されるホジェナフィ
ルタ出力応答信号を発生する。
４であるホジェナフィルタが使用されている。上述した
一般的ルールによれば、４乗のホジェナフィルタは、入
力サンプリング速度でクロックされる縦続接続された４
個の積分器段およびこれに続く低減した出力速度でクロ
ックされる４個の微分器段から構成されている。図３に
おいて、入力サンプリング速度でクロックされている縦
続接続された４個の積分器段はディジタル加算器50に先
行する縦続接続された積分器51および52、およびディジ
タル加算器50に続く縦続接続された積分器53および54を
有している。積分器54から供給されるアナログフィルタ
され予め増幅された光電流に対する４回積分されたディ
ジタル化応答信号はサブサンプラ55においてR:1にサブ
サンプルされる。それから、出力サンプル速度の応答信
号は縦続接続された微分器56、57、58および59で４回微
分され、振幅正規化を延ばされて示されるホジェナフィ
ルタ出力応答信号を発生する。
Ｍ乗ホジェナフィルタ構造の結果、フィルタはデシメー
ト（decimate）されたサンプル速度のＭサンプル長であ
るインパルス応答を有する。１より大きなフィルタ次数
の場合、これは１つの出力サンプルから次の出力サンプ
ルに大きなクロストークを発生する。基本的なＭ乗ホジ
ェナフィルタは、ホジェナフィルタ構造の実施効率を維
持しながらこのクロストークを実質的に低減または完全
に除去するためにその後に補助フィルタを使用すること
ができる。
ト（decimate）されたサンプル速度のＭサンプル長であ
るインパルス応答を有する。１より大きなフィルタ次数
の場合、これは１つの出力サンプルから次の出力サンプ
ルに大きなクロストークを発生する。基本的なＭ乗ホジ
ェナフィルタは、ホジェナフィルタ構造の実施効率を維
持しながらこのクロストークを実質的に低減または完全
に除去するためにその後に補助フィルタを使用すること
ができる。
図３において、基本的なＭ乗ホジェナフィルタには補足
フィルタ60が続いて接続されている。特に、図3Cに示す
補足フィルタ60はフィルタ制御回路63の制御の下にある
プログラマブル減衰器61およびリセッタブルアキュムレ
ータ62を有し、デシメートされた有限インパルス応答を
有する。データ速度は、通常サブサンプラが続くタップ
付き遅延線およびディジタル加算器を使用して形成され
る標準の形式の出力重み付けされたまたは入力重み付け
された有限インパルス応答（FIR）ディジタルフィルタ
の１つを選択的に使用することができるほど充分低いも
のである。図3Cに特に示す補足フィルタ60はサブサンプ
リング形態においてのみ重み付けされた和を出力し、そ
の最も簡単なものにおいてはプログラマブル減衰器61は
１または０によってのみ重み付けを行う。更に複雑なフ
ィルタ応答はプログラマブル減衰器61で得ることがで
き、このプログラマブル減衰器61はフィルタ核に関連す
る重みを記憶するメモリをそなえたディジタル乗算器を
有するものである。更に、補足フィルタ60は振幅正規化
回路64を有しており、この振幅正規化回路64は図3Bのホ
ジェナフィルタにおける１でない利得を補償するように
RMだけ減衰させるとともに、更にアキュムレータ62の１
でない利得を補償する別の減衰を与える。全体の減衰が
２の累乗による場合、振幅正規化回路64はアキュミュー
レタ62の出力を単に右シフトするだけである。フィルタ
制御回路63の制御の下においてディジタルデータラッチ
65を使用して、アキュムレータ62がリセットされる前に
発生する回路64からの最終振幅正規化累積結果をラッチ
し、その結果をシーケンサ25用に保持してもよい。補色
フィルタ60はホジェナフィルタからの連続した出力を平
均化する。他の出力を無視しながら幾つかの出力を選択
的に平均化することによって全体のフィルタインパルス
応答を変更することができる。
フィルタ60が続いて接続されている。特に、図3Cに示す
補足フィルタ60はフィルタ制御回路63の制御の下にある
プログラマブル減衰器61およびリセッタブルアキュムレ
ータ62を有し、デシメートされた有限インパルス応答を
有する。データ速度は、通常サブサンプラが続くタップ
付き遅延線およびディジタル加算器を使用して形成され
る標準の形式の出力重み付けされたまたは入力重み付け
された有限インパルス応答（FIR）ディジタルフィルタ
の１つを選択的に使用することができるほど充分低いも
のである。図3Cに特に示す補足フィルタ60はサブサンプ
リング形態においてのみ重み付けされた和を出力し、そ
の最も簡単なものにおいてはプログラマブル減衰器61は
１または０によってのみ重み付けを行う。更に複雑なフ
ィルタ応答はプログラマブル減衰器61で得ることがで
き、このプログラマブル減衰器61はフィルタ核に関連す
る重みを記憶するメモリをそなえたディジタル乗算器を
有するものである。更に、補足フィルタ60は振幅正規化
回路64を有しており、この振幅正規化回路64は図3Bのホ
ジェナフィルタにおける１でない利得を補償するように
RMだけ減衰させるとともに、更にアキュムレータ62の１
でない利得を補償する別の減衰を与える。全体の減衰が
２の累乗による場合、振幅正規化回路64はアキュミュー
レタ62の出力を単に右シフトするだけである。フィルタ
制御回路63の制御の下においてディジタルデータラッチ
65を使用して、アキュムレータ62がリセットされる前に
発生する回路64からの最終振幅正規化累積結果をラッチ
し、その結果をシーケンサ25用に保持してもよい。補色
フィルタ60はホジェナフィルタからの連続した出力を平
均化する。他の出力を無視しながら幾つかの出力を選択
的に平均化することによって全体のフィルタインパルス
応答を変更することができる。
図3Bの４乗ホジェナフィルタの場合について考える。こ
のフィルタからのどの特定の出力サンプルでもインパル
ス応答によって重み付けされた入力の先行する4Rのサン
プルの和として考えることができ、各出力サンプルは３
つの先行する出力サンプルの各々とある情報を共用して
いる。サンプリング周期は（従来のホジェナフィルタに
おけるＲサンプル長に対して）4Rの入力サンプルの長さ
として定められ、図3Bのフィルタ出力信号は各第４番目
の出力サンプルのみが保持されるように4:1でサブサン
プルされる場合、保持される各出力サンプルは他のどの
保持された出力サンプルとも情報を共用しない。この場
合、明らかなサンプル間クローストークはない。この動
作はフィルタ制御回路63を使用して、図3Bのホジェナフ
ィルタからの出力サンプルの第４番目毎の出力サンプル
を１で重み付けし、間に発生するサンプルをゼロで重み
付けするようにプログラマブル減衰器61をプログラムす
ることによって補足フィルタ60で実行され得る。フィル
タ制御回路63は図3Bのホジェナフィルタからの出力サン
プルの第４番目毎の出力サンプルの前にアキュムレータ
をリセットする。４の係数によって出力サンプルあたり
の入力サンプルの数を増大しながら同じ出力データ速度
を保持しながら入力サンプル速度の４倍の増大を必要と
する。この補足フィルタリング方法はフィルタの等価雑
音帯域幅を４倍にする。
のフィルタからのどの特定の出力サンプルでもインパル
ス応答によって重み付けされた入力の先行する4Rのサン
プルの和として考えることができ、各出力サンプルは３
つの先行する出力サンプルの各々とある情報を共用して
いる。サンプリング周期は（従来のホジェナフィルタに
おけるＲサンプル長に対して）4Rの入力サンプルの長さ
として定められ、図3Bのフィルタ出力信号は各第４番目
の出力サンプルのみが保持されるように4:1でサブサン
プルされる場合、保持される各出力サンプルは他のどの
保持された出力サンプルとも情報を共用しない。この場
合、明らかなサンプル間クローストークはない。この動
作はフィルタ制御回路63を使用して、図3Bのホジェナフ
ィルタからの出力サンプルの第４番目毎の出力サンプル
を１で重み付けし、間に発生するサンプルをゼロで重み
付けするようにプログラマブル減衰器61をプログラムす
ることによって補足フィルタ60で実行され得る。フィル
タ制御回路63は図3Bのホジェナフィルタからの出力サン
プルの第４番目毎の出力サンプルの前にアキュムレータ
をリセットする。４の係数によって出力サンプルあたり
の入力サンプルの数を増大しながら同じ出力データ速度
を保持しながら入力サンプル速度の４倍の増大を必要と
する。この補足フィルタリング方法はフィルタの等価雑
音帯域幅を４倍にする。
補足フィルタ60を動作させる代わりの方法は完全な検知
装置の等価雑音帯域幅におけるそのように大きな増大を
避けている。出力サンプル当りの入力サンプルの数はMR
＝4Rから（Ｍ＋Ｎ−１）Ｒ＝（Ｎ＋３）Ｒに増大する。
ここにおいて、Ｎは１より大きな整数である。明らかな
クロストークをもっていない群のＮ個の相次ぐホジェナ
フィルタ出力サンプルはフィルタ制御回路63の制御の下
で減衰器61を使用して１によって重み付けされ、それか
らクロストークが明らかである次の（Ｍ−１）＝３個の
相次ぐホジェナフィルタ出力サンプルはフィルタ制御回
路63の制御の下で減衰器61を使用してゼロで重み付けさ
れる。上述した手順は周期的に繰り返され、アキュムレ
ータ62は（Ｍ＋Ｎ−１）＝（Ｎ＋３）個の出力サンプル
の各サイクルにわたって重み付けされた出力サンプルを
蓄積する。振幅正規化回路64は係数RMによってアキュム
レータ62の結果を減衰させることに加えて更に係数Ｎに
よってアキュムレータ62の結果を減衰して、平均化処理
を完了し、最終平均値は第（Ｎ＋Ｎ−１）または（Ｎ＋
３）番目の出力サンプル毎の後で出力データラッチ65に
ラッチされる。明らかなクロストークをもっていないＮ
個の相次ぐホジェナフィルタの出力サンプルの平均処理
は信号対雑音を改良し、雑音帯域幅を低減する。しかし
ながら、Ｎ個の平均化された信号の雑音成分は互いに独
立でないので、この改良の容易に使用できる形式の分析
的表現が可能であることは知られていない。本発明者等
によって取られた設計方法は全体のフィルタ構成をコン
ピュータシュミレーションすることである。
装置の等価雑音帯域幅におけるそのように大きな増大を
避けている。出力サンプル当りの入力サンプルの数はMR
＝4Rから（Ｍ＋Ｎ−１）Ｒ＝（Ｎ＋３）Ｒに増大する。
ここにおいて、Ｎは１より大きな整数である。明らかな
クロストークをもっていない群のＮ個の相次ぐホジェナ
フィルタ出力サンプルはフィルタ制御回路63の制御の下
で減衰器61を使用して１によって重み付けされ、それか
らクロストークが明らかである次の（Ｍ−１）＝３個の
相次ぐホジェナフィルタ出力サンプルはフィルタ制御回
路63の制御の下で減衰器61を使用してゼロで重み付けさ
れる。上述した手順は周期的に繰り返され、アキュムレ
ータ62は（Ｍ＋Ｎ−１）＝（Ｎ＋３）個の出力サンプル
の各サイクルにわたって重み付けされた出力サンプルを
蓄積する。振幅正規化回路64は係数RMによってアキュム
レータ62の結果を減衰させることに加えて更に係数Ｎに
よってアキュムレータ62の結果を減衰して、平均化処理
を完了し、最終平均値は第（Ｎ＋Ｎ−１）または（Ｎ＋
３）番目の出力サンプル毎の後で出力データラッチ65に
ラッチされる。明らかなクロストークをもっていないＮ
個の相次ぐホジェナフィルタの出力サンプルの平均処理
は信号対雑音を改良し、雑音帯域幅を低減する。しかし
ながら、Ｎ個の平均化された信号の雑音成分は互いに独
立でないので、この改良の容易に使用できる形式の分析
的表現が可能であることは知られていない。本発明者等
によって取られた設計方法は全体のフィルタ構成をコン
ピュータシュミレーションすることである。
図４は種々の値のＮに対する等価雑音帯域幅を示してい
る。望ましい出力速度は2312Hzであり、Ｒは256に設定
される。必要な入力サンプリング速度fsは次に示す式に
従って所望のビュー速度fvに関連付けられている。
る。望ましい出力速度は2312Hzであり、Ｒは256に設定
される。必要な入力サンプリング速度fsは次に示す式に
従って所望のビュー速度fvに関連付けられている。
fs＝fv［Ｎ＋３］R; Ｎ≧１ 速度変化係数すなわちオーバーサンプリング比Ｒを有す
るホジェナフィルタの後に補足フィルタ60を使用するこ
とによって、補足フィルタ60を有する完全なシグマ−デ
ルタアナログ−ディジタル変換器用の新しい全体の速度
変化係数すなわちオーバーサンプリング比Ｒ′が得られ
ることに注意されたい。新しいオーバーサンプリング比
Ｒ′は古いオーバーサンプリング比Ｒよりも係数（Ｎ＋
Ｊ）だけ大きい。ここでＪはホジェナフィルタの１より
大きい累乗Ｍ、すなわち３に等しい。シグマ−デルタア
ナログ−ディジタル変換器28のオーバーサンプリング速
度はビュー速度fvのＲ′倍である。
るホジェナフィルタの後に補足フィルタ60を使用するこ
とによって、補足フィルタ60を有する完全なシグマ−デ
ルタアナログ−ディジタル変換器用の新しい全体の速度
変化係数すなわちオーバーサンプリング比Ｒ′が得られ
ることに注意されたい。新しいオーバーサンプリング比
Ｒ′は古いオーバーサンプリング比Ｒよりも係数（Ｎ＋
Ｊ）だけ大きい。ここでＪはホジェナフィルタの１より
大きい累乗Ｍ、すなわち３に等しい。シグマ−デルタア
ナログ−ディジタル変換器28のオーバーサンプリング速
度はビュー速度fvのＲ′倍である。
この方法はサンプル間のクロストークをゼロに保持しな
がら雑音帯域幅を低減することができる。しかしなが
ら、用途によっては、この雑音帯域幅はまた広すぎるこ
とがある。このような場合、雑音帯域幅をかなりの低減
する代りに小さなクロストークを許容するように平均化
シーケンスを変更することが可能であることを本発明者
は見い出した。
がら雑音帯域幅を低減することができる。しかしなが
ら、用途によっては、この雑音帯域幅はまた広すぎるこ
とがある。このような場合、雑音帯域幅をかなりの低減
する代りに小さなクロストークを許容するように平均化
シーケンスを変更することが可能であることを本発明者
は見い出した。
ホジェナフィルタの累乗が１より大きいＭである場合、
Ｎ個の相次ぐホジェナフィルタ応答を平均化する複合フ
ィルタのインパルス応答特性は、重み付けされて加算さ
れる（Ｍ＋Ｎ−１）Ｒ個の入力サンプルの中心部分が外
側部分よりも更に大きく重み付けされるようになってい
る。（Ｍ＋Ｎ−１）Ｒ個の入力サンプルの各端部におけ
る入力サンプルの数Ｒは入力重み付けの尾部（tail）と
呼ばれる。特定のビューの尾部のみが隣接するビューと
オーバーラップしている場合には、比較的小さなクロス
トークが起こりうる。すなわち、各サンプリング周期の
中心が特定のビュー用のインパルス応答信号の中心と一
致している場合である。
Ｎ個の相次ぐホジェナフィルタ応答を平均化する複合フ
ィルタのインパルス応答特性は、重み付けされて加算さ
れる（Ｍ＋Ｎ−１）Ｒ個の入力サンプルの中心部分が外
側部分よりも更に大きく重み付けされるようになってい
る。（Ｍ＋Ｎ−１）Ｒ個の入力サンプルの各端部におけ
る入力サンプルの数Ｒは入力重み付けの尾部（tail）と
呼ばれる。特定のビューの尾部のみが隣接するビューと
オーバーラップしている場合には、比較的小さなクロス
トークが起こりうる。すなわち、各サンプリング周期の
中心が特定のビュー用のインパルス応答信号の中心と一
致している場合である。
４乗フィルタの場合について再び考える。ホジェナフィ
ルタからの出力サンプルあたりの入力サンプルの数は
（Ｍ＋Ｎ−１）＝（Ｎ＋３）Ｒに維持され、隣接するサ
ンプルの重み付け用尾部をオーバーラップさせるように
する平均化シーケンスはＮ個のホジェナ出力を平均化
し、それから（ゼロクロストークの場合における（Ｍ−
１）＝３とは対照的に）（Ｍ−２）＝２個の出力を破棄
することである。すなわち、再び係数（Ｎ＋Ｊ）だけ古
いオーバーサンプリング比Ｒよりも大きい新しいオーバ
ーサンプリング比Ｒ′が得られるが、Ｊはホジェナフィ
ルタの累乗（Ｎ＋１）よりも２だけ小さいように選択さ
れる。必要な入力サンプル速度は次式の通りである。
ルタからの出力サンプルあたりの入力サンプルの数は
（Ｍ＋Ｎ−１）＝（Ｎ＋３）Ｒに維持され、隣接するサ
ンプルの重み付け用尾部をオーバーラップさせるように
する平均化シーケンスはＮ個のホジェナ出力を平均化
し、それから（ゼロクロストークの場合における（Ｍ−
１）＝３とは対照的に）（Ｍ−２）＝２個の出力を破棄
することである。すなわち、再び係数（Ｎ＋Ｊ）だけ古
いオーバーサンプリング比Ｒよりも大きい新しいオーバ
ーサンプリング比Ｒ′が得られるが、Ｊはホジェナフィ
ルタの累乗（Ｎ＋１）よりも２だけ小さいように選択さ
れる。必要な入力サンプル速度は次式の通りである。
fs＝fv（Ｎ＋２）R; Ｎ≧１ ここにおいて、Ｎは１に等しく、クロストークはホジェ
ナフィルタの出力サンプルの各々に明らかであり、これ
は補足フィルタ60を使用して平均化されない。Ｎが１よ
り大きく、補足フィルタ60が使用されないときには、ク
ロストークはホジェナフィルタの出力サンプルの最初お
よび最後にのみ現れる。従って、補足フィルタ60におい
てビューサンプルを発生する場合、クロストークは、相
次ぐビューを検知することからよりもむしろ唯１つのビ
ューのみを検知することにより相次ぐサンプルが得られ
るためにクロストークが明らかでない中間のポジェナフ
ィルタ出力サンプルを含めた平均化により、平均化処理
において弱められる。数Ｎが大きくなるに従って、クロ
ストークがごくわずかになることが本発明者によって見
い出された。
ナフィルタの出力サンプルの各々に明らかであり、これ
は補足フィルタ60を使用して平均化されない。Ｎが１よ
り大きく、補足フィルタ60が使用されないときには、ク
ロストークはホジェナフィルタの出力サンプルの最初お
よび最後にのみ現れる。従って、補足フィルタ60におい
てビューサンプルを発生する場合、クロストークは、相
次ぐビューを検知することからよりもむしろ唯１つのビ
ューのみを検知することにより相次ぐサンプルが得られ
るためにクロストークが明らかでない中間のポジェナフ
ィルタ出力サンプルを含めた平均化により、平均化処理
において弱められる。数Ｎが大きくなるに従って、クロ
ストークがごくわずかになることが本発明者によって見
い出された。
本発明者は、Ｎが大きくなるに従って、相次ぐビューに
対する複合フィルタインパルス応答のオーバーラップが
大きくなった場合でも受け入れら得るほどの低いクロス
トークが得られるかどうか調査した。再び、４乗フィル
タの場合について考える。出力サンプルあたりの入力サ
ンプルの数は（Ｎ＋３）Ｒから（Ｎ＋１）Ｒに低減し、
隣接するサンプルの重み付け用尾部がオーバーラップで
きる平均化シーケンスはＮ個のホジェナフィルタ出力を
平均化し、それからゼロクロストークの場合における
（Ｍ−１）＝３個の出力とは対照的に、（Ｍ−３）＝１
個の出力のみを破棄することである。すなわち、再び係
数（Ｎ＋Ｊ）だけ古いオーバーサンプリング比Ｒよりも
大きい新しいオーバーサンプリング比Ｒ′が得られる
が、Ｊはホジェナフィルタの累乗Ｍ＝（Ｌ＋１）よりも
３だけ小さいように選択される。サンプル周期は最初の
Ｒ個の入力サンプルの後に開始し、最後のＲ個の入力サ
ンプルの前に終了するように再び規定される。必要な入
力サンプル速度は次式の通りである。
対する複合フィルタインパルス応答のオーバーラップが
大きくなった場合でも受け入れら得るほどの低いクロス
トークが得られるかどうか調査した。再び、４乗フィル
タの場合について考える。出力サンプルあたりの入力サ
ンプルの数は（Ｎ＋３）Ｒから（Ｎ＋１）Ｒに低減し、
隣接するサンプルの重み付け用尾部がオーバーラップで
きる平均化シーケンスはＮ個のホジェナフィルタ出力を
平均化し、それからゼロクロストークの場合における
（Ｍ−１）＝３個の出力とは対照的に、（Ｍ−３）＝１
個の出力のみを破棄することである。すなわち、再び係
数（Ｎ＋Ｊ）だけ古いオーバーサンプリング比Ｒよりも
大きい新しいオーバーサンプリング比Ｒ′が得られる
が、Ｊはホジェナフィルタの累乗Ｍ＝（Ｌ＋１）よりも
３だけ小さいように選択される。サンプル周期は最初の
Ｒ個の入力サンプルの後に開始し、最後のＲ個の入力サ
ンプルの前に終了するように再び規定される。必要な入
力サンプル速度は次式の通りである。
fs＝fv（Ｎ＋１）R; Ｎ≧１ 複合フィルタ応答信号に現れる現在のビューのインパル
ス応答信号の中心部分の（Ｍ＋Ｎ−３）Ｒ個の入力サン
プルは先行するビューからのＲ個のサンプルの尾部およ
び後続のビューからのＲ個のサンプルの尾部の両方とオ
ーバーラップする。
ス応答信号の中心部分の（Ｍ＋Ｎ−３）Ｒ個の入力サン
プルは先行するビューからのＲ個のサンプルの尾部およ
び後続のビューからのＲ個のサンプルの尾部の両方とオ
ーバーラップする。
図５の図表は、種々の値のＮに対する雑音帯域幅および
入力サンプリング速度を示し、分離されているホジェナ
フィルタの出力サンプルのみが補足フィルタ60の減衰器
61によって破棄され、すなわちゼロによって重み付けさ
れる。所望の出力速度は再び2312Hzである。また、図表
は各々のクロストークを示している。クロストークは現
在のビューのインパルス応答の中心部分の（Ｍ＋Ｎ−
３）Ｒ個の入力サンプルの和によって、先行するビュー
および後続のビューからのインパルス応答信号の中のＲ
個のサンプルの尾部の和を割算したもので定められる。
入力サンプリング速度を示し、分離されているホジェナ
フィルタの出力サンプルのみが補足フィルタ60の減衰器
61によって破棄され、すなわちゼロによって重み付けさ
れる。所望の出力速度は再び2312Hzである。また、図表
は各々のクロストークを示している。クロストークは現
在のビューのインパルス応答の中心部分の（Ｍ＋Ｎ−
３）Ｒ個の入力サンプルの和によって、先行するビュー
および後続のビューからのインパルス応答信号の中のＲ
個のサンプルの尾部の和を割算したもので定められる。
ホジェナフィルタに対する上述した補足フィルタ処理技
術はインパルス応答が複数の出力サンプルにわたって広
がっている他のデシメーティング（decimating）フィル
タに対して適用可能である。これらの補足フィルタ処理
技術は、匹敵し得る選択性を提供するホジェナフィルタ
に代わり得るものが構造的に小さくないので、ホジェナ
フィルタが関連している限り特に重要である。組み合わ
せられた速度低減係数Ｒ′を有する分離し得る予備およ
び補足デシメーションフィルタを使用するよりも、速度
低減係数Ｒ′を有する分離し得ないデシメーションフィ
ルタを使用するよりも、速度低減係数Ｒ′を有する分離
し得ないデシメーションフィルタが代わりに本発明の他
の実施例で使用される。
術はインパルス応答が複数の出力サンプルにわたって広
がっている他のデシメーティング（decimating）フィル
タに対して適用可能である。これらの補足フィルタ処理
技術は、匹敵し得る選択性を提供するホジェナフィルタ
に代わり得るものが構造的に小さくないので、ホジェナ
フィルタが関連している限り特に重要である。組み合わ
せられた速度低減係数Ｒ′を有する分離し得る予備およ
び補足デシメーションフィルタを使用するよりも、速度
低減係数Ｒ′を有する分離し得ないデシメーションフィ
ルタを使用するよりも、速度低減係数Ｒ′を有する分離
し得ないデシメーションフィルタが代わりに本発明の他
の実施例で使用される。
図３に関連して説明したものに類似している検知装置に
おけるシグマ−デルタ変調器、ホジェナフィルタおよび
補足フィルタの組合せのコンパクトさは、シグマ−デル
タ変調器、ホジェナフィルタまたは補足フィルタの時分
割多重化使用よりもむしろこのような組合せのものを各
光検知ダイオードと使用しやすくしている。デシメーシ
ョンフィルタは、シグマ−デルタ変調器によって出力さ
れる１および０の列を、ビューメモリに書き込むのに使
用されるシーケンサに適用するためによりコンパクトな
ディジタル形式に符号化する。異なるシグマ−デルタ変
調器によって出力される１および０の列を共用されるデ
シメーションフィルタに時分割多重化する装置はコンパ
クトでない。光電流プリアンプからのアナログ信号の時
分割多重化は、システムのインパルス応答に対するこの
ような多重化の効果のために、このような多重化の際に
導入される雑音のために、およびアナログ信号の時分割
多重化において遭遇する直線性の問題のために好ましく
ない。しかしながら、請求の範囲には時分割多重化に頼
っている検知装置を包含するように記載してある。
おけるシグマ−デルタ変調器、ホジェナフィルタおよび
補足フィルタの組合せのコンパクトさは、シグマ−デル
タ変調器、ホジェナフィルタまたは補足フィルタの時分
割多重化使用よりもむしろこのような組合せのものを各
光検知ダイオードと使用しやすくしている。デシメーシ
ョンフィルタは、シグマ−デルタ変調器によって出力さ
れる１および０の列を、ビューメモリに書き込むのに使
用されるシーケンサに適用するためによりコンパクトな
ディジタル形式に符号化する。異なるシグマ−デルタ変
調器によって出力される１および０の列を共用されるデ
シメーションフィルタに時分割多重化する装置はコンパ
クトでない。光電流プリアンプからのアナログ信号の時
分割多重化は、システムのインパルス応答に対するこの
ような多重化の効果のために、このような多重化の際に
導入される雑音のために、およびアナログ信号の時分割
多重化において遭遇する直線性の問題のために好ましく
ない。しかしながら、請求の範囲には時分割多重化に頼
っている検知装置を包含するように記載してある。
図６は、図３の検知装置を使用した図１のコンピュータ
断層撮影スキャナ用の代表的タイミング回路を示してい
る。一般に発振周波数を水晶制御したり、または交流電
源の主周波数にロックされているマスタクロック発振器
70はビューデータ蓄積メモリ９を読み出すためのクロッ
ク信号を発生する。マスタクロック発振器70の発振周波
数は走査速度指令に応じて異なる値に調整できるものと
して示されており、CTスキャナのオペレータは全体の走
査時間を調整できるようになっている。このクロック信
号は分周器71に供給されて、一定の整数の係数Ｐによっ
て分周され、ビュー速度fvの公称値のクロック信号を発
生する。
断層撮影スキャナ用の代表的タイミング回路を示してい
る。一般に発振周波数を水晶制御したり、または交流電
源の主周波数にロックされているマスタクロック発振器
70はビューデータ蓄積メモリ９を読み出すためのクロッ
ク信号を発生する。マスタクロック発振器70の発振周波
数は走査速度指令に応じて異なる値に調整できるものと
して示されており、CTスキャナのオペレータは全体の走
査時間を調整できるようになっている。このクロック信
号は分周器71に供給されて、一定の整数の係数Ｐによっ
て分周され、ビュー速度fvの公称値のクロック信号を発
生する。
（ビューデータ蓄積メモリ９が並列ビット検出器データ
を直列に書き込まれる場合には、係数Ｐはビュー当りの
検出器応答信号の数の等しく、ビューデータ蓄積メモリ
９が各々並列ビット検出器データの直列に書き込まれる
Ｓ個の区分に区分化される場合には、係数Ｐは整数Ｓで
分割されるビュー当りの検出器応答信号の数である。ビ
ューデータ蓄積メモリが並列ビット検出器データよりも
直列ビットを書き込まれる場合には、Ｐは検出器データ
あたりのビットの数に等しい係数だけ大きい。） ビュー速度クロック信号は自動位相周波数制御（AFPC）
検出器72に供給される。この検出器72はモータ速度制御
回路73に供給されるAFPC信号を発生する。このAFPC信号
に応答して、モータ速度制御回路73は電気信号を電気モ
ータ74に供給し、モータ74の回転速度およびその結果の
機械的接続を介してモータ74によって駆動される構台構
造２（およびファンビーム発生源６およびそこに取り付
けられた円弧状ベースプレート７）の回転速度を制御す
る。構台構造２はその回転によって位置検出器75を付勢
し、検知装置列８の１つの位置の各回転増分変化の指示
を発生する。この指示はビュー速度fvの実際の値を決定
する。一例として、位置検出器75は検知装置列８に隣接
する他の光センサ列の連続した光センサを走査するラン
プからの集束光によって実施され、光センサの他の列の
光応答信号はオア（論理和）機能によって結合される。
位置検出器75によって実際のビュー速度fvで発生する位
置指示情報はAFPC検出器72にフィードバックされ、マス
タクロック発振器70からのクロック信号の周波数によっ
て規定される値に近い構台構造２の回転速度を保持する
フィードバックループを完成する。
を直列に書き込まれる場合には、係数Ｐはビュー当りの
検出器応答信号の数の等しく、ビューデータ蓄積メモリ
９が各々並列ビット検出器データの直列に書き込まれる
Ｓ個の区分に区分化される場合には、係数Ｐは整数Ｓで
分割されるビュー当りの検出器応答信号の数である。ビ
ューデータ蓄積メモリが並列ビット検出器データよりも
直列ビットを書き込まれる場合には、Ｐは検出器データ
あたりのビットの数に等しい係数だけ大きい。） ビュー速度クロック信号は自動位相周波数制御（AFPC）
検出器72に供給される。この検出器72はモータ速度制御
回路73に供給されるAFPC信号を発生する。このAFPC信号
に応答して、モータ速度制御回路73は電気信号を電気モ
ータ74に供給し、モータ74の回転速度およびその結果の
機械的接続を介してモータ74によって駆動される構台構
造２（およびファンビーム発生源６およびそこに取り付
けられた円弧状ベースプレート７）の回転速度を制御す
る。構台構造２はその回転によって位置検出器75を付勢
し、検知装置列８の１つの位置の各回転増分変化の指示
を発生する。この指示はビュー速度fvの実際の値を決定
する。一例として、位置検出器75は検知装置列８に隣接
する他の光センサ列の連続した光センサを走査するラン
プからの集束光によって実施され、光センサの他の列の
光応答信号はオア（論理和）機能によって結合される。
位置検出器75によって実際のビュー速度fvで発生する位
置指示情報はAFPC検出器72にフィードバックされ、マス
タクロック発振器70からのクロック信号の周波数によっ
て規定される値に近い構台構造２の回転速度を保持する
フィードバックループを完成する。
しかしながら、構台構造２の回転速度に規定値からの好
ましくない小さな変動がある。ビューデータ蓄積メモリ
９への検出器データの書き込みにおいて回転速度の変動
を吸収するために、メモリ９の書き込みを処理しなけれ
ばならない全てのクロック信号の発生は規定の回転速度
よりも構台構造２の実際の回転速度と同期させられてい
る。
ましくない小さな変動がある。ビューデータ蓄積メモリ
９への検出器データの書き込みにおいて回転速度の変動
を吸収するために、メモリ９の書き込みを処理しなけれ
ばならない全てのクロック信号の発生は規定の回転速度
よりも構台構造２の実際の回転速度と同期させられてい
る。
このために、シグマ−デルタ変調器28用のオーバーサン
プリング速度でfsクロックを発生する制御発振器76の発
振は、縦続接続されたプログラマブル分周器77および78
によってそれぞれ係数Ｒおよび（Ｎ＋Ｊ）によって周波
数を相次いで低減され、AFPC検出器79に入力信号として
供給される。AFPC検出器79は他の入力信号として位置検
出器75からの実際のビュー速度fvの出力信号を受信し、
発振器の発振周波数を制御するのに使用される出力信号
を発生する。これは実際のビュー速度fvに等しいように
プログラマブル分周器78から出力信号として供給される
アキュムレータ62用のリセット信号を調整するフィード
バックループを完成する。
プリング速度でfsクロックを発生する制御発振器76の発
振は、縦続接続されたプログラマブル分周器77および78
によってそれぞれ係数Ｒおよび（Ｎ＋Ｊ）によって周波
数を相次いで低減され、AFPC検出器79に入力信号として
供給される。AFPC検出器79は他の入力信号として位置検
出器75からの実際のビュー速度fvの出力信号を受信し、
発振器の発振周波数を制御するのに使用される出力信号
を発生する。これは実際のビュー速度fvに等しいように
プログラマブル分周器78から出力信号として供給される
アキュムレータ62用のリセット信号を調整するフィード
バックループを完成する。
また、この同じフィードバックループは、プログラムブ
ル分周器78にプログラムされる（Ｎ＋Ｊ）値によって決
定されるように実際のビュー速度fvの（Ｎ＋Ｊ）倍にな
るようにfoクロック周波数を調整する。foクロック周波
数はR:1サブサンプラー55、ホジェナフィルタの微分器5
6−59およびアキュムレータクロック信号として補足フ
ィルタ60のアキュムレータ62に供給される。
ル分周器78にプログラムされる（Ｎ＋Ｊ）値によって決
定されるように実際のビュー速度fvの（Ｎ＋Ｊ）倍にな
るようにfoクロック周波数を調整する。foクロック周波
数はR:1サブサンプラー55、ホジェナフィルタの微分器5
6−59およびアキュムレータクロック信号として補足フ
ィルタ60のアキュムレータ62に供給される。
また、この同じフィードバックループは、プログラマブ
ル分周器77にプログラムされるＲ値によって決定される
ようにfoのクロック周波数をＲ倍するようにfsクロック
周波数を調整する。これはすなわちプログラマブル分周
器77および78にそれぞれプログラムされるＲおよび（Ｎ
＋Ｊ）の値によって決定されるように実際のビュー速度
fvをＲ（Ｎ＋Ｊ）倍するものである。fsクロック周波数
はプログラマブル分周器78に供給されるのみならず、シ
グマ−デルタ変調器30および40およびホジェナフィルタ
の積分器51−54に供給される、 更に、ビューデータ蓄積メモリ９への検出器データの書
き込みにおいて構台構造２の回転速度の変動を吸収する
ために、メモリ９自身の書き込み用のクロック信号の発
生は規定値よりもビュー速度fvの実際の値のＰ倍である
ように行われる。これを行うために、メモリ９の書き込
み用のクロック信号を発生する制御発振器710の発振
は、分周器711において整数Ｐによって分周され、入力
信号としてAFPC検出器712に供給される。このAFPC検出
器712は他の入力信号として位置検出器75からの実際の
ビュー速度fvの出力信号を受信し、発信器710の発振周
波数を制御するのに使用される出力信号を発生する。制
御発振器710からのクロック信号は各シーケンサ25に供
給されるとともに、書き込みクロック信号としてメモリ
９に供給され、シーケンサ25の読み出し動作はメモリ９
の書き込み動作と同期化される。
ル分周器77にプログラムされるＲ値によって決定される
ようにfoのクロック周波数をＲ倍するようにfsクロック
周波数を調整する。これはすなわちプログラマブル分周
器77および78にそれぞれプログラムされるＲおよび（Ｎ
＋Ｊ）の値によって決定されるように実際のビュー速度
fvをＲ（Ｎ＋Ｊ）倍するものである。fsクロック周波数
はプログラマブル分周器78に供給されるのみならず、シ
グマ−デルタ変調器30および40およびホジェナフィルタ
の積分器51−54に供給される、 更に、ビューデータ蓄積メモリ９への検出器データの書
き込みにおいて構台構造２の回転速度の変動を吸収する
ために、メモリ９自身の書き込み用のクロック信号の発
生は規定値よりもビュー速度fvの実際の値のＰ倍である
ように行われる。これを行うために、メモリ９の書き込
み用のクロック信号を発生する制御発振器710の発振
は、分周器711において整数Ｐによって分周され、入力
信号としてAFPC検出器712に供給される。このAFPC検出
器712は他の入力信号として位置検出器75からの実際の
ビュー速度fvの出力信号を受信し、発信器710の発振周
波数を制御するのに使用される出力信号を発生する。制
御発振器710からのクロック信号は各シーケンサ25に供
給されるとともに、書き込みクロック信号としてメモリ
９に供給され、シーケンサ25の読み出し動作はメモリ９
の書き込み動作と同期化される。
シグマ−デルタ変調器30および40のオーバーサンプリン
グ速度fsおよび図3Bのホジェナフィルタの出力サンプル
速度foは補足フィルタ60が動作する方法によっておよび
使用されるオーバーサンプリング比Ｒによって変化す
る。分周器77は整数の係数Ｒによって分周されるように
プログラムされ、この係数はビュー速度がマスタクロッ
ク発生器70にプログラムされる走査速度に応じて小さく
なるに従って大きくなる。分周器78は、クロストークが
デシメーションフィルタの出力信号に許容されない場合
には、少なくとも（Ｎ＋Ｌ）および好ましくない（Ｎ＋
Ｌ）に等しい整数係数（Ｎ＋Ｊ）によって分周されるよ
うにプログラムされ、デシメーションフィルタの出力信
号にクロストークがいくらか許容される場合には（Ｎ＋
Ｌ）よりいくらか小さい整数係数（Ｎ＋Ｊ）によって分
周されるようにプログラムされる。分周器77および78の
プログラミングはCTスキャナのオペレータによって手動
制御で行われたり、またはCTスキャナのオペレータによ
って行われる全走査時間の選択に従って自動的に制御さ
れる。
グ速度fsおよび図3Bのホジェナフィルタの出力サンプル
速度foは補足フィルタ60が動作する方法によっておよび
使用されるオーバーサンプリング比Ｒによって変化す
る。分周器77は整数の係数Ｒによって分周されるように
プログラムされ、この係数はビュー速度がマスタクロッ
ク発生器70にプログラムされる走査速度に応じて小さく
なるに従って大きくなる。分周器78は、クロストークが
デシメーションフィルタの出力信号に許容されない場合
には、少なくとも（Ｎ＋Ｌ）および好ましくない（Ｎ＋
Ｌ）に等しい整数係数（Ｎ＋Ｊ）によって分周されるよ
うにプログラムされ、デシメーションフィルタの出力信
号にクロストークがいくらか許容される場合には（Ｎ＋
Ｌ）よりいくらか小さい整数係数（Ｎ＋Ｊ）によって分
周されるようにプログラムされる。分周器77および78の
プログラミングはCTスキャナのオペレータによって手動
制御で行われたり、またはCTスキャナのオペレータによ
って行われる全走査時間の選択に従って自動的に制御さ
れる。
本技術分野に専門知識を有する者および図６および上述
した説明で知り得たものにとっては図６のタイミング回
路に多くの変更があることは勿論のことである。
した説明で知り得たものにとっては図６のタイミング回
路に多くの変更があることは勿論のことである。
図２および図３に示されているプリアンプ21は多少の容
量を有しているフォトダイオード用のトランスレジスタ
ンス増幅器であり、フォトダイオードの散弾雑音より少
ない雑音を有している。フォトダイオードの容量が上述
した素子設計技術を使用して低減するに従って、プリア
ンプの出力信号に伴う帯域の広い雑音の主な発生源はプ
リアンプ自身内に存在する。帯域の広い雑音を更にい減
らした場合にはプリアンプ自身の設計を改良することが
必要である。フォトダイオードの容量が帯域の広い雑音
を減らすという観点から充分低減した場合には、トラン
スレジスタンス増幅器よりもミラー積分器がフォトダイ
オードの後のプリアンプとして使用するに有利となる。
量を有しているフォトダイオード用のトランスレジスタ
ンス増幅器であり、フォトダイオードの散弾雑音より少
ない雑音を有している。フォトダイオードの容量が上述
した素子設計技術を使用して低減するに従って、プリア
ンプの出力信号に伴う帯域の広い雑音の主な発生源はプ
リアンプ自身内に存在する。帯域の広い雑音を更にい減
らした場合にはプリアンプ自身の設計を改良することが
必要である。フォトダイオードの容量が帯域の広い雑音
を減らすという観点から充分低減した場合には、トラン
スレジスタンス増幅器よりもミラー積分器がフォトダイ
オードの後のプリアンプとして使用するに有利となる。
演算増幅器がそれぞれの負帰還接続部にミラー帰還コン
デンサを設けることによってミラー積分器として接続さ
れる。トランスレジスタンスプリアンプの帰還抵抗をミ
ラー帰還コンデンサで置き換えることによってプリアン
プの出力信号に伴う帯域の広い雑音の成分として帰還抵
抗の熱雑音が除去される。
デンサを設けることによってミラー積分器として接続さ
れる。トランスレジスタンスプリアンプの帰還抵抗をミ
ラー帰還コンデンサで置き換えることによってプリアン
プの出力信号に伴う帯域の広い雑音の成分として帰還抵
抗の熱雑音が除去される。
CT走査の各ビューの間に発生する光電荷の「矩形」パル
スに対するミラー積分器が有するリーマン積分応答信号
は、ミラー積分器が各ビューの初めにおいてリセットさ
れるとした場合、鋸歯状の電圧、すなわちランプ電圧で
ある。従来、ミラー積分器はアナログ−ディジタル変換
が行われる前にプリアンプ処理用に使用されている場
合、この鋸歯状すなわちランプ電圧はそのピーク値にお
いてまたはピーク値近くにおいてサンプルされ、そのサ
ンプルは同期ピーク検出処理において次のサンプリング
まで保持されている。それから、ピーク検出結果がＡ−
Ｄ変換器でディジタル化され、検出器応答信号用のメモ
リへの蓄積を容易にしている。設計者は同期ピーク検出
処理を実行する場合ランプ電圧の相互に関連付けられた
二重サンプリングを使用することを好んでいた。相互に
関連付けられたサンプルの最初のものはリセットの直後
および光電荷の「矩形」パルスが積分され始める前の積
分周期の最初においてとられ、相互に関連付けられたサ
ンプルの最後のものはミラー積分器が再びリセットされ
る直前のランプ電圧のピーク値においてまたはピーク値
近くにおいてとられる。最後のサンプルから最初のサン
プルを減算することによってピーク検出結果のリセット
雑音の効果が相殺される。
スに対するミラー積分器が有するリーマン積分応答信号
は、ミラー積分器が各ビューの初めにおいてリセットさ
れるとした場合、鋸歯状の電圧、すなわちランプ電圧で
ある。従来、ミラー積分器はアナログ−ディジタル変換
が行われる前にプリアンプ処理用に使用されている場
合、この鋸歯状すなわちランプ電圧はそのピーク値にお
いてまたはピーク値近くにおいてサンプルされ、そのサ
ンプルは同期ピーク検出処理において次のサンプリング
まで保持されている。それから、ピーク検出結果がＡ−
Ｄ変換器でディジタル化され、検出器応答信号用のメモ
リへの蓄積を容易にしている。設計者は同期ピーク検出
処理を実行する場合ランプ電圧の相互に関連付けられた
二重サンプリングを使用することを好んでいた。相互に
関連付けられたサンプルの最初のものはリセットの直後
および光電荷の「矩形」パルスが積分され始める前の積
分周期の最初においてとられ、相互に関連付けられたサ
ンプルの最後のものはミラー積分器が再びリセットされ
る直前のランプ電圧のピーク値においてまたはピーク値
近くにおいてとられる。最後のサンプルから最初のサン
プルを減算することによってピーク検出結果のリセット
雑音の効果が相殺される。
従来の同期ピーク検出動作は演算増幅器の入力段の電界
効果トランジスタから発生する帯域の広い雑音の好まし
くないエイリアシングを生じ、同期ピーク検出手順用の
搬送周波数である出力サンプル周波数fvまたはその倍数
を並べたスペクトルからの帯域の広い雑音をベースバン
ドに変換する。本発明者はオーバーサンプリング型のＡ
−Ｄ変換器に関連するフィルタ処理は同期ピーク検出手
順を行う必要性を避けることができることを見い出し
た。積分用プリアンプからのランプ出力は前もって同期
的に検出されたものよりもシグマ−デルタＡ−Ｄ変換器
に直接供給され、シグマ−デルタＡ−Ｄ変換器のデシメ
ーションフィルタによって行われるローパスディジタル
フィルタ処理によって各ランプ出力のオーバーサンプリ
ング速度でとられるサンプルに対する平均化された応答
信号が引き出される。すなわち、平均検出処理がピーク
検出処理にとってかわり、積分処理の間のランプ動作が
直線的であることを補償することによって、ピーク検出
結果が平均検出結果から初めて計算され得る平均検出結
果とピーク値検出結果との間の予想し得る関係が決定で
きる。積分用プリアンプを有する本発明を実施する場
合、ミラー積分器がプリアンプとして使用されるときに
は従来の同期ピーク検出手順はともなわれず、相互に関
連のある二重サンプリング手順は従来のものと異なって
いる。
効果トランジスタから発生する帯域の広い雑音の好まし
くないエイリアシングを生じ、同期ピーク検出手順用の
搬送周波数である出力サンプル周波数fvまたはその倍数
を並べたスペクトルからの帯域の広い雑音をベースバン
ドに変換する。本発明者はオーバーサンプリング型のＡ
−Ｄ変換器に関連するフィルタ処理は同期ピーク検出手
順を行う必要性を避けることができることを見い出し
た。積分用プリアンプからのランプ出力は前もって同期
的に検出されたものよりもシグマ−デルタＡ−Ｄ変換器
に直接供給され、シグマ−デルタＡ−Ｄ変換器のデシメ
ーションフィルタによって行われるローパスディジタル
フィルタ処理によって各ランプ出力のオーバーサンプリ
ング速度でとられるサンプルに対する平均化された応答
信号が引き出される。すなわち、平均検出処理がピーク
検出処理にとってかわり、積分処理の間のランプ動作が
直線的であることを補償することによって、ピーク検出
結果が平均検出結果から初めて計算され得る平均検出結
果とピーク値検出結果との間の予想し得る関係が決定で
きる。積分用プリアンプを有する本発明を実施する場
合、ミラー積分器がプリアンプとして使用されるときに
は従来の同期ピーク検出手順はともなわれず、相互に関
連のある二重サンプリング手順は従来のものと異なって
いる。
図７はこの手順を実施するためのシングルエンデッド積
分用プリアンプ80を示している。プリアンプ80は図２の
検知装置のフォトダイオード19とオーバーサンプリング
シグマ−デルタ変調器22との間のトランスレジスタンス
プリアンプ21または図３の検知装置の変調器28にとって
かわるものである。このシングルエンデッド積分用プリ
アンプ80はデービッドB.リブナによって出願され、「コ
ンピュータ断層撮影における雑音相殺用光検出器プリア
ンプ（NOISE−CANCELLING PHOTODECTOR PREAMPLIFIER,A
S FOR COMPUTERIZED TOMOGRAPHY）」という名称の上述
した米国特許出願に記載されているシングルエンデッド
積分用プリアンプに類似したものであり、この出願に記
載されているようにシングルエンデッド積分用プリアン
プ80の平衡型のものを本発明を実施する他の検知装置の
シングルエンデッド積分用プリアンプ80の代わりに使用
することができる。
分用プリアンプ80を示している。プリアンプ80は図２の
検知装置のフォトダイオード19とオーバーサンプリング
シグマ−デルタ変調器22との間のトランスレジスタンス
プリアンプ21または図３の検知装置の変調器28にとって
かわるものである。このシングルエンデッド積分用プリ
アンプ80はデービッドB.リブナによって出願され、「コ
ンピュータ断層撮影における雑音相殺用光検出器プリア
ンプ（NOISE−CANCELLING PHOTODECTOR PREAMPLIFIER,A
S FOR COMPUTERIZED TOMOGRAPHY）」という名称の上述
した米国特許出願に記載されているシングルエンデッド
積分用プリアンプに類似したものであり、この出願に記
載されているようにシングルエンデッド積分用プリアン
プ80の平衡型のものを本発明を実施する他の検知装置の
シングルエンデッド積分用プリアンプ80の代わりに使用
することができる。
シングルエンデッド積分用プリアンプ80は同期検出手順
を介在することなくその出力接続からのランプ信号を直
接シグマ−デルタＡ−Ｄ変調器22または28に供給する。
プリアンプ80は間に直流阻止用コンデンサ81を有する縦
続接続されている差動入力／差動出力トランスコンダク
タンス増幅器82および差動入力電圧増幅器83を有してい
る。通常動作においては、第１の位相の２進制御電圧φ
１が高レベルにあるとき、コンデンサ84は差動入力電圧
増幅器83の出力接続から差動入力／差動出力トランスコ
ンダクタンス増幅器82の入力接続への電圧負帰還を形成
するように選択的に接続される。すなわち、コンデンサ
84は縦続接続された増幅器82および83の接続をミラー積
分器として完成するためのミラー帰還コンデンサを形成
している。電界効果トランジスタスイッチ90は高レベル
にある第１の位相の２進制御電圧φ１によって通常動作
の間導通状態にあるが、電界効果トランジスタスイッチ
92は低レベルにある第２の位相の２進制御電圧φ２によ
って非導通状態にあり、電界効果トランジスタスイッチ
91および93は低レベルにある別の位相の２進制御電圧φ
23によって非導通状態にある。コンデンサ85は極スプリ
ット位相補償方式において高周波に対して動作する局部
的な電圧負帰還ループを電圧増幅器83の周りに完成す
る。
を介在することなくその出力接続からのランプ信号を直
接シグマ−デルタＡ−Ｄ変調器22または28に供給する。
プリアンプ80は間に直流阻止用コンデンサ81を有する縦
続接続されている差動入力／差動出力トランスコンダク
タンス増幅器82および差動入力電圧増幅器83を有してい
る。通常動作においては、第１の位相の２進制御電圧φ
１が高レベルにあるとき、コンデンサ84は差動入力電圧
増幅器83の出力接続から差動入力／差動出力トランスコ
ンダクタンス増幅器82の入力接続への電圧負帰還を形成
するように選択的に接続される。すなわち、コンデンサ
84は縦続接続された増幅器82および83の接続をミラー積
分器として完成するためのミラー帰還コンデンサを形成
している。電界効果トランジスタスイッチ90は高レベル
にある第１の位相の２進制御電圧φ１によって通常動作
の間導通状態にあるが、電界効果トランジスタスイッチ
92は低レベルにある第２の位相の２進制御電圧φ２によ
って非導通状態にあり、電界効果トランジスタスイッチ
91および93は低レベルにある別の位相の２進制御電圧φ
23によって非導通状態にある。コンデンサ85は極スプリ
ット位相補償方式において高周波に対して動作する局部
的な電圧負帰還ループを電圧増幅器83の周りに完成す
る。
積分用プリアンプ80のリセット動作について説明する
と、これはプリアンプ80の出力信号の低い周波数スペク
トルに現れるとともに、プリアンプ80の金属−酸化物−
半導体電界効果トランジスタ、特に電圧増幅器の縦続接
続回路の初めの電圧増幅器82の入力段における電界効果
トランジスタに発生するフリッカ（または1/f）雑音お
よびkT/C雑音を抑圧する相互に関連付けられた二重サン
プリングを有している。リセット動作の間中、第１の位
相の２進制御電圧φ１は低レベルであり、FETスイッチ9
0は非導通状態にあり、これによりミラー積分を中断し
ている。リセット動作の間中、FETスイッチ91は高レベ
ルにある２進制御電圧φ23に応答して導通状態にあり、
コンデンサ84の右側のプレートをアース電位にクランプ
している。
と、これはプリアンプ80の出力信号の低い周波数スペク
トルに現れるとともに、プリアンプ80の金属−酸化物−
半導体電界効果トランジスタ、特に電圧増幅器の縦続接
続回路の初めの電圧増幅器82の入力段における電界効果
トランジスタに発生するフリッカ（または1/f）雑音お
よびkT/C雑音を抑圧する相互に関連付けられた二重サン
プリングを有している。リセット動作の間中、第１の位
相の２進制御電圧φ１は低レベルであり、FETスイッチ9
0は非導通状態にあり、これによりミラー積分を中断し
ている。リセット動作の間中、FETスイッチ91は高レベ
ルにある２進制御電圧φ23に応答して導通状態にあり、
コンデンサ84の右側のプレートをアース電位にクランプ
している。
リセット動作の初期部分の間、FETスイッチ92は高レベ
ルにある第２の位相の２進制御電圧φ２に応じて導通状
態にある。これは差動入力／差動出力トランスコンダク
タンス増幅器82を自動的に零点規正を行うように接続
し、FETスイッチ82を通る負帰還によってコンデンサ84
は入力オフセットにほぼ等しい電圧および増幅器82の雑
音電圧まで充電され、１より大きい係数によって増幅さ
れる増幅器82の出力接続部に現れる信号に対する応答を
回避するようにしている。増幅器82の自動的ゼロ点規正
動作によって該増幅器82の＋出力接続部は増幅器82の入
力オフセットおよび雑音電圧にほぼ等しい電圧に設定さ
れ、増幅器82の負の入力オフセットおよび雑音電圧にほ
ぼ等しい電圧の−の出力接続部は直流阻止コンデンサ87
の左側プレートに供給される。FETスイッチ93が導通状
態になることによって差動入力電圧増幅器83は自動的に
零点規正動作を行うように接続され、FETスイッチ93を
通る負帰還によってコンデンサ81の右側プレートは増幅
器83の入力オフセットおよび雑音電圧まで充電され、１
より大きい係数によって増幅される増幅器83の出力接続
部に現れる信号に対する応答を回避するようになってい
る。
ルにある第２の位相の２進制御電圧φ２に応じて導通状
態にある。これは差動入力／差動出力トランスコンダク
タンス増幅器82を自動的に零点規正を行うように接続
し、FETスイッチ82を通る負帰還によってコンデンサ84
は入力オフセットにほぼ等しい電圧および増幅器82の雑
音電圧まで充電され、１より大きい係数によって増幅さ
れる増幅器82の出力接続部に現れる信号に対する応答を
回避するようにしている。増幅器82の自動的ゼロ点規正
動作によって該増幅器82の＋出力接続部は増幅器82の入
力オフセットおよび雑音電圧にほぼ等しい電圧に設定さ
れ、増幅器82の負の入力オフセットおよび雑音電圧にほ
ぼ等しい電圧の−の出力接続部は直流阻止コンデンサ87
の左側プレートに供給される。FETスイッチ93が導通状
態になることによって差動入力電圧増幅器83は自動的に
零点規正動作を行うように接続され、FETスイッチ93を
通る負帰還によってコンデンサ81の右側プレートは増幅
器83の入力オフセットおよび雑音電圧まで充電され、１
より大きい係数によって増幅される増幅器83の出力接続
部に現れる信号に対する応答を回避するようになってい
る。
リセット動作の最終部分においては、FETスイッチ92は
第２の位相の２進制御電圧φ２の低レベルへの変化に応
じて非導通状態にされる。（このリセット動作の最終部
分は第３の位相の２進制御電圧φ３が高レベルであると
き第３の動作段階と考えられ、制御電圧φ23は制御電圧
φ２およびφ３に対するオア応答である。）FETスイッ
チ92の開放からのコンデンサ84への電荷の注入はこの第
３の動作段階の間において直流阻止コンデンサ81の右側
プレートに供給される電圧を変える。FETスイッチ91お
よび93がリセット動作の終わりにおいて非導通状態にな
る場合の唯一のオフセットエラーは制御電圧φ２の低レ
ベルへの変化に応じたFETスイッチ93の開放からのコン
デンサ81への電荷の注入からである。しかしながら、ト
ランスコンダクタンス増幅器82の入力ポートを参照する
と、このエラーは電圧増幅器83の入力ポートが負荷とな
っているトランスコンダクタンス増幅器82の電圧利得に
よって低減される。リセット動作の後、通常動作が開始
し、FETスイッチ90は高レベル状態にある第１の位相の
２進制御電圧φ１によって導通状態に戻り、これにより
ミラー積分器用のフィードバックループを完成するよう
にコンデンサ84を再接続する。
第２の位相の２進制御電圧φ２の低レベルへの変化に応
じて非導通状態にされる。（このリセット動作の最終部
分は第３の位相の２進制御電圧φ３が高レベルであると
き第３の動作段階と考えられ、制御電圧φ23は制御電圧
φ２およびφ３に対するオア応答である。）FETスイッ
チ92の開放からのコンデンサ84への電荷の注入はこの第
３の動作段階の間において直流阻止コンデンサ81の右側
プレートに供給される電圧を変える。FETスイッチ91お
よび93がリセット動作の終わりにおいて非導通状態にな
る場合の唯一のオフセットエラーは制御電圧φ２の低レ
ベルへの変化に応じたFETスイッチ93の開放からのコン
デンサ81への電荷の注入からである。しかしながら、ト
ランスコンダクタンス増幅器82の入力ポートを参照する
と、このエラーは電圧増幅器83の入力ポートが負荷とな
っているトランスコンダクタンス増幅器82の電圧利得に
よって低減される。リセット動作の後、通常動作が開始
し、FETスイッチ90は高レベル状態にある第１の位相の
２進制御電圧φ１によって導通状態に戻り、これにより
ミラー積分器用のフィードバックループを完成するよう
にコンデンサ84を再接続する。
上述したリセット動作は、先行するビューからのクロス
トークのためにいずれにしても破棄すべきである出力サ
ンプルをシグマ−デルタ変調器28が発生している間に種
々の光検出器にそれぞれ関連しているミラー積分器の各
々において各ビューの初めに実行される。プリアンプ80
の入力を参照した場合の該プリアンプに80に発生する雑
音の標準偏差は長くなった積分時間につれて変化しな
い。シグマ−デルタ変調器28はフォトダイオード19の容
量性リアクタンスに対するコンデンサ84の容量性リアク
タンスの比に１を加えた係数によって、すなわちコンデ
ンサ84の容量に対するフォトダイオード19の容量の比に
１を加えた係数によってプリアンプ80で増幅されたこの
雑音を受信する。従って、フォトダイオード19の容量は
コンデンサ84の容量より小さくなる。シグマ−デルタ変
調器に発生する量子化雑音の標準偏差はまた長くなった
積分時間とともに変化しない。ビューの間におけるシグ
マ−デルタ変調器28からの変換された信号に伴う雑音の
積分はない。フォトダイオード19からの光電流はビュー
の間プリアンプによって積分され、長くなった積分時間
により信号対雑音比を改善する。これはミラー積分器が
ホジェナフィルタからの出力サンプル速度よりもビュー
速度で好ましくリセットされる理由である。
トークのためにいずれにしても破棄すべきである出力サ
ンプルをシグマ−デルタ変調器28が発生している間に種
々の光検出器にそれぞれ関連しているミラー積分器の各
々において各ビューの初めに実行される。プリアンプ80
の入力を参照した場合の該プリアンプに80に発生する雑
音の標準偏差は長くなった積分時間につれて変化しな
い。シグマ−デルタ変調器28はフォトダイオード19の容
量性リアクタンスに対するコンデンサ84の容量性リアク
タンスの比に１を加えた係数によって、すなわちコンデ
ンサ84の容量に対するフォトダイオード19の容量の比に
１を加えた係数によってプリアンプ80で増幅されたこの
雑音を受信する。従って、フォトダイオード19の容量は
コンデンサ84の容量より小さくなる。シグマ−デルタ変
調器に発生する量子化雑音の標準偏差はまた長くなった
積分時間とともに変化しない。ビューの間におけるシグ
マ−デルタ変調器28からの変換された信号に伴う雑音の
積分はない。フォトダイオード19からの光電流はビュー
の間プリアンプによって積分され、長くなった積分時間
により信号対雑音比を改善する。これはミラー積分器が
ホジェナフィルタからの出力サンプル速度よりもビュー
速度で好ましくリセットされる理由である。
図７のように変更された図３の検知装置のシグマ−デル
タ変調器28への「矩形波パルス」よりもランプ電圧の供
給によって（図3Cの）振幅正規化回路65に使用されるス
ケーリング係数（倍率）の変化が要求される。各（Ｎ＋
Ｊ）個の出力サンプルのＮの平均化処理が図3Cの補足フ
ィルタ60においてランプ電圧の間の第（Ｊ＋１）番目か
ら第（Ｎ＋Ｊ）番目までのサンプルの和をこれらのサン
プルの数を表す係数（Ｎ＋Ｊ−Ｌ＋１）で割ることによ
って行われる場合、その平均値に２をかけることによっ
てランプ電圧の最終値VR（nT）に等しい値が得られる。
この補正係数は例えば図3Cに示す補足フィルタ60の回路
64内のデシメーションフィルタ応答に適用される振幅正
規化係数に表される。
タ変調器28への「矩形波パルス」よりもランプ電圧の供
給によって（図3Cの）振幅正規化回路65に使用されるス
ケーリング係数（倍率）の変化が要求される。各（Ｎ＋
Ｊ）個の出力サンプルのＮの平均化処理が図3Cの補足フ
ィルタ60においてランプ電圧の間の第（Ｊ＋１）番目か
ら第（Ｎ＋Ｊ）番目までのサンプルの和をこれらのサン
プルの数を表す係数（Ｎ＋Ｊ−Ｌ＋１）で割ることによ
って行われる場合、その平均値に２をかけることによっ
てランプ電圧の最終値VR（nT）に等しい値が得られる。
この補正係数は例えば図3Cに示す補足フィルタ60の回路
64内のデシメーションフィルタ応答に適用される振幅正
規化係数に表される。
図７のミラー積分器プリアンプ80を有するように変更さ
れる図３の検知装置のフィルタ処理された雑音帯域幅は
約（Ｎ＋Ｊ）/2Tヘルツである。ここにおいて、Ｔは秒
で表されるランプ期間である。積分用プリアンプ80から
の帯域の広い雑音は［（Ｎ＋Ｊ）Ｒ］0.5の係数によっ
て減衰させられる。
れる図３の検知装置のフィルタ処理された雑音帯域幅は
約（Ｎ＋Ｊ）/2Tヘルツである。ここにおいて、Ｔは秒
で表されるランプ期間である。積分用プリアンプ80から
の帯域の広い雑音は［（Ｎ＋Ｊ）Ｒ］0.5の係数によっ
て減衰させられる。
本発明の好適な特徴についてここに図示し説明したが、
本技術分野に専門知識を有する者においては本明細書の
教示から多くの変更および変形を行うことができるであ
ろう。従って、特許請求の範囲は本発明の真の精神に入
るこのような全ての変更および変形を含むものであるこ
とを理解されたい。
本技術分野に専門知識を有する者においては本明細書の
教示から多くの変更および変形を行うことができるであ
ろう。従って、特許請求の範囲は本発明の真の精神に入
るこのような全ての変更および変形を含むものであるこ
とを理解されたい。
Claims (31)
- 【請求項１】少なくともビュー速度の逆数である規定期
間の間、放射エネルギ画像のそれぞれの要素に応答して
光電流を発生する光検知器と、 前記光検知器からの光電流を受信するように接続されて
いる入力ポートおよび該入力ポートが受信した光電流に
応じてアナログ出力信号を供給する出力ポートを有する
プリアンプであって、前記出力信号には前記プリアンプ
内で発生する広帯域雑音が含まれている前記プリアンプ
と、 アナログ入力信号を受信するように接続されている入力
ポートおよび前記アナログ入力信号に対するディジタル
応答をオーバサンプリング速度で供給する出力ポートを
有する、ゼロより大きい整数である次数Ｌのシグマ−デ
ルタ変調器であって、前記応答は前記シグマ−デルタ変
調器内に発生する量子化雑音を伴っており、前記オーバ
サンプリング速度は前記ビュー速度をＲ′倍したもので
あって、Ｒ′は１より大きい整数である前記シグマ−デ
ルタ変調器と、 前記シグマ−デルタ変調器の入力ポートに該シグマ−デ
ルタ変調器への入力信号として前記プリアンプの出力ポ
ートからのアナログ出力信号を供給すると共に、前記広
帯域雑音の少なくとも一部からなる、所定の帯域より上
側の帯域成分を供給する入力信号供給手段であって、前
記シグマ−デルタ変調器のディジタル応答には望ましく
ない前記上側帯域成分に対する応答および前記シグマ−
デルタ変調器内で発生した量子化雑音が含まれている前
記入力信号供給手段と、 前記シグマ−デルタ変調器の出力ポートから接続されて
いる入力ポートおよび前記ビュー速度で応答を供給する
出力ポートを有するデシメーションフィルタであって、
該デシメーションフィルタの応答における前記上側帯域
成分に対応する成分を前記プリアンプのアナログ出力信
号に対応する成分に対して減衰させ、前記シグマ−デル
タ変調器内で発生した量子化雑音を前記プリアンプのア
ナログ出力信号に対応する成分に対して減衰させる前記
デシメーションフィルタと、 を有する検知装置。 - 【請求項２】前記入力信号供給手段は、本質的に前記プ
リアンプの出力ポートから前記シグマ−デルタ変調器の
入力ポートの直接接続する部分を有している請求項１記
載の検知装置。 - 【請求項３】前記プリアンプはトランスインピーダンス
増幅器である請求項１記載の検知装置。 - 【請求項４】前記デシーメションフィルタは前記シグマ
−デルタ変調器のディジタル応答用のアキュムレータを
有し、該アキュムレータは前記ビュー速度で周期的にリ
セットされるようになっている請求項１記載の検知装
置。 - 【請求項５】前記シグマ−デルタ変調器はビット直列形
式の前記積分されたエラー信号に対するディジタル応答
を供給する形式のものであり、前記デシメーションフィ
ルタは前記シグマ−デルタ変調器のディジタル応答にお
ける１を計数し、前記ビュー速度で周期的にリセットさ
れるカウンタを有している請求項１記載の検知装置。 - 【請求項６】前記入力信号供給手段はローパスアナログ
フィルタである請求項１記載の検知装置。 - 【請求項７】前記デシメーションフィルタは、 前記シグマ−デルタ変調器のディジタル応答が供給され
る入力ポートおよびディジタルフィルタ応答を供給する
出力ポートを有する有限インパルス応答ローパスディジ
タルフィルタであって、該ディジタルフィルタの応答は
出力サンプル速度で供給されるとともに前記量子化雑音
および前記出力サンプル速度より上の前記広帯域雑音が
実質的になく、前記ディジタルフィルタはＲ′より大き
くないＲ個のサンプルの幅を有する核を有するタイプの
ものである前記有限インパルス応答ローパスディジタル
フィルタと、 前記ディジタルフィルタ応答を前記ビュー速度でサンプ
ルして、前記デシメーションフィルタの応答を発生する
手段と、 を有する請求項１記載の検知装置。 - 【請求項８】前記有限インパルス応答ローパスディジタ
ルフィルタはsinc(L+1)（ωＴ）の伝達特性を有する形
式のものであり、ＲはＲ′／（Ｌ＋１）より大きくない
整数である請求項７記載の検知装置。 - 【請求項９】前記有限インパルス応答ローパスディジタ
ルフィルタはホジェナフィルタである請求項８記載の検
知装置。 - 【請求項１０】ＲはＲ′／（Ｌ＋１）に等しく、前記出
力サンプル速度は前記オーバサンプリング速度の1/（Ｌ
＋１）倍であり、前記ディジタルフィルタの応答をビュ
ー速度でサンプルする前記手段は、前記ディジタルフィ
ルタの応答の現在のサンプルおよびその直前のＬ個のサ
ンプルの全てが同じ規定期間の間に発生したときのみ前
記ディジタルフィルタの応答をサンプルするようになっ
ている請求項８記載の検知装置。 - 【請求項１１】ＲはＲ′／（Ｎ＋Ｌ＋１）に等しく、Ｎ
は正の整数であり、前記出力サンプル速度は前記オーバ
サンプリング速度の1/（Ｎ＋Ｌ＋１）倍であり、前記デ
ィジタルフィルタの応答をビュー速度でサンプルする前
記手段は、前記ディジタルフィルタの応答の現在のサン
プルおよびその直前のＬ個のサンプルの全てが同じ規定
期間の間に発生するとき、前記出力サンプル速度で発生
するＮ個の相次ぐ期間の間に発生するＮ個の前記ディジ
タルフィルタの応答の各グループについて平均化する補
足フィルタである請求項８記載の検知装置。 - 【請求項１２】ＲはＲ′／（Ｎ＋Ｊ）に等しく、Ｎは正
の整数であり、Ｊは（Ｌ＋１）より小さい正の整数であ
り、前記出力サンプル速度は前記オーバサンプリング速
度の1/（Ｎ＋Ｊ）倍であり、前記ディジタルフィルタの
応答をビュー速度でサンプルする前記手段は、前記ディ
ジタルフィルタの応答の現在のサンプルおよびその直前
のＬ個のサンプルの全てが同じ規定期間の間に発生する
とき、Ｎ個の相次ぐ期間を有する前記出力サンプル速度
で生じるＮ＋Ｊ−（Ｌ＋１）個の相次ぐ期間の間に発生
するＮ＋Ｊ−（Ｌ＋１）個の前記ディジタルフィルタの
応答の各グループを平均化する補足フィルタである請求
項８記載の検知装置。 - 【請求項１３】前記プリアンプは前記出力サンプル速度
で周期的にリセットされるミラー積分器である請求項1
0、11または12のいずれか１項に記載の検知装置。 - 【請求項１４】Ｒ′を調整可能に決定する手段を有する
請求項10、11または12のいずれか１項に記載の検知装
置。 - 【請求項１５】前記検知装置は同様な他の検知装置およ
び前記光検知器の各々毎の各シンチレータとともにコン
ピュータ断層撮影スキャナに組み込まれるものであり、
前記コンピュータ断層スキャナは一連のビュー時間の間
各シンチレータに対向する連続した位置を通ってｘ線ビ
ームを動かし、各相次ぐビュー時間毎に放射エネルギ画
像の前記それぞれの要素を前記シンチレータに発生させ
る手段を有している請求項14記載の検知装置。 - 【請求項１６】前記シグマ−デルタ変調器はそのディジ
タル応答をビット直列形式の前記積分されたエラー信号
に供給する形式のものであり、前記検知装置は同様な他
の検知装置および前記光検知器の各々毎の各シンチレー
タとともにコンピュータ断層撮影スキャナに組み入れら
れるものであり、前記コンピュータ断層撮影スキャナは
一連のビュー時間の間各シンチレータに対向する連続し
た位置を通ってｘ線ビームを動かし、各相次ぐビュー時
間毎の放射線エネルギ画像の前記それぞれの要素を前記
シンチレータに発生させる手段を有している請求項14記
載の検知装置。 - 【請求項１７】前記入力信号供給手段は前記プリアンプ
の出力ポートから前記シグマ−デルタ変調器の入力ポー
トへの直接接続部であり、前記プリアンプは、前記出力
サンプル速度より上の周波数で前記プリアンプ内の実質
的な部分に発生する前記広帯域雑音の周波数スペクトル
をロールオフし、前記出力サンプル速度より下の周波数
に対する広帯域雑音の前記シグマ−デルタ変調器内のエ
イリアシングを回避する手段を有している請求項１、
７、10、11または12のいずれか１項に記載の検知装置。 - 【請求項１８】前記検知装置は同様な他の検知装置と組
み合わせて設けられるものであり、更に、ディジタルバ
スと、同じ放射エネルギ画像のそれぞれの要素を前記検
知装置の前記光検知器のそれぞれに供給する手段と、前
記検知装置のそれぞれのシグマ−デルタ変調器のディジ
タル応答を前記ディジタルバスに供給するように時分割
多重処理する手段とを設けた請求項17記載の検知装置。 - 【請求項１９】前記入力信号供給手段は、前記出力サン
プル速度より上であるが前記オーバサンプリング速度よ
り下の折点周波数を有するローパスアナログ周波数を有
している請求項１、７、10、11または12のいずれか１項
に記載の検知装置。 - 【請求項２０】前記検知装置は同様な他の検知装置と組
み合わせて設けられており、さらに、ディジタルバス
と、同じ放射エネルギ画像のそれぞれの要素を前記検知
装置の前記光検知器のそれぞれに供給する手段と、前記
検知装置のそれぞれのシグマ−デルタ変調器のディジタ
ル応答を前記ディジタルバスに供給するように時分割多
重化処理する手段と、 を更に有する請求項19記載の検知装置。 - 【請求項２１】前記シグマ−デルタ変調器はＬが少なく
とも２である高次シグマ−デルタ変調器である請求項
１、７、10、11または12のいずれか１項に記載の検知装
置。 - 【請求項２２】前記検知装置は同様な他の検知装置およ
び前記光検知器の各々毎のそれぞれのシンチレータとと
もにコンピュータ断層撮影スキャナに組み入れられてお
り、前記コンピュータ断層撮影スキャナは一連のビュー
時間の間各シンチレータに対向する連続した位置を通し
てｘ線ビームを動かし、各相次ぐビュー時間毎の放射エ
ネルギ画像の前記それぞれの要素を前記シンチレータに
発生させる手段を有している請求項21記載の検知装置。 - 【請求項２３】前記シグマ−デルタ変調器はＬが３であ
る３次シグマ−デルタ変調器であり、該３次シグマ−デ
ルタ変調器は、 第１のエラー信号を受信する入力ポートおよび積分され
た第１のエラー信号を供給する出力ポートを有する第１
の積分器と、 第２のエラー信号を受信する入力ポートおよび積分され
た第２のエラー信号を供給する出力ポートを有する第２
の積分器と、 第３のエラー信号を受信する入力ポートおよび積分され
た第３のエラー信号を供給する出力ポートを有する第３
の積分器と、 前記第２の積分器の出力ポートから接続された入力ポー
トおよび第１のディジタル出力信号を供給する出力ポー
トを有する第１の量子化器と、 前記第３の積分器の出力ポートから接続された入力ポー
トおよび第２のディジタル出力信号を供給する出力ポー
トを有する第２の量子化器と、 アナログ形式に設定される前記第１のディジタル出力ポ
ートと前記シグマ−デルタ変調器への前記アナログ入力
信号とを特定の割合で減算的に組み合わせて、前記第１
のエラー信号を発生し、これにより第１のフィードバッ
クループを完成する手段と、 アナログ形式に設定される前記第１のディジタル出力信
号と前記積分された第１のエラー信号とを特定の割合で
減算的に組み合わせて、前記第２のエラー信号を発生
し、これにより第２のフィードバックループを完成する
手段であって、前記第１および第２のフィードバックル
ープが協働して、前記第１のディジタル信号が前記シグ
マ−デルタ変調器に対する前記アナログ入力信号に２次
差動量子化雑音成分を加えたものに対応し、前記積分さ
れた第２のエラー信号が前記第１のディジタル出力信号
から前記２次差動量子化雑音成分をひいたものに対応す
るようにする前記第２のフィードバックループを完成さ
せる手段と、 アナログ形式に設定させる前記第２のディジタル出力信
号と前記積分された第２のエラー信号とを特定の割合で
減算的に組み合わせて、前記第３のエラー信号を発生
し、これにより前記第２のディジタル出力信号が前記２
次差動量子化雑音成分の負の数に３次差動量子化雑音成
分を加えたものに対応するようにする第３のフィードバ
ックループを完成させる手段と、 前記第１および第２のディジタル出力信号を組み合わせ
て、２次量子化雑音が本質的にない前記アナログ入力信
号に対応する前記シグマ−デルタ変調器のディジタル応
答を発生する手段と、 を有する請求項21記載の検知装置。 - 【請求項２４】前記検知装置は同様な他の検知装置およ
び前記光検知器の各々毎のそれぞれのシンチレータとと
もにコンピュータ断層撮影スキャナに組み入れられてお
り、前記コンピュータ断層撮影スキャナは一連のビュー
時間の間各シンチレータに対向する連続した位置を通し
てｘ線ビームを動かし、これにより各相次ぐビュー時間
毎の放射エネルギ画像の前記それぞれの要素を前記シン
チレータに発生させる手段を有している請求項23記載の
検知装置。 - 【請求項２５】前記検知装置は同様な他の検知装置およ
び前記各光検知器の各々毎のそれぞれのシンチレータと
ともにコンピュータ断層撮影スキャナに組み入れられて
おり、前記コンピュータ断層撮影スキャナは一連のビュ
ー時間の間各シンチレータに対向する連続した位置を通
してｘ線ビームを動かし、これにより各相次ぐビュー時
間毎の放射エネルギ画像の前記それぞれの要素を前記シ
ンチレータに発生させる手段を有している請求項１、
７、10、11または12のいずれか１項に記載の検知装置。 - 【請求項２６】前記シグマ−デルタ変調器はビット直列
形式の前記積分されたエラー信号に対するディジタル応
答を供給する形式のものであり、前記検知装置は同様な
他の検知装置および前記光検知器の各々毎のそれぞれの
シンチレータと共にコンピュータ断層撮影スキャナに組
み入れられ、前記コンピュータ断層撮影スキャナは一連
のビュー時間の間各シンチレータに対向する連続した位
置を通してｘ線ビームを動かし、これにより各相次ぐビ
ュー時間毎の放射エネルギ画像の前記それぞれの要素を
前記シンチレータに発生させる手段を有する請求項１、
７、10、11または12のいずれか１項に記載の検知装置。 - 【請求項２７】前記シグマ−デルタ変調器はビット直列
形式の前記積分されたエラー信号に対するディジタル応
答を供給する形式のものである請求項１、７、10、11ま
たは12のいずれか１項に記載の検知装置。 - 【請求項２８】前記検知装置は同様な他の検知装置およ
び前記光検知器の各々毎のそれぞれのシンチレータとと
もにコンピュータ断層撮影スキャナに組み入れられてお
り、前記コンピュータ断層撮影スキャナは一連のビュー
時間の間各シンチレータに対向する連続した位置を通し
てｘ線ビームを動かし、これにより各連続したビュー時
間毎の放射エネルギ画像の前記それぞれの要素を前記シ
ンチレータに発生させる手段を有している請求項27記載
の検知装置。 - 【請求項２９】前記プリアンプは前記ビュー速度の倍数
の速度で周期的にリセットされるミラー積分器である請
求項１記載の検知装置。 - 【請求項３０】少なくとも規定期間放射エネルギ画像の
それぞれの要素に応答して、光電流を発生する光検知器
と、 前記光検知器からの光電流を受信するように接続された
入力ポートおよび該入力ポートが受信した光電流に応じ
てアナログ出力信号を供給する出力ポートを有するプリ
アンプであって、前記出力信号には前記プリアンプ内で
発生する広帯域雑音が含まれている前記プリアンプと、 アナログ入力信号を受信するように接続された入力ポー
トおよび前記アナログ入力信号に対するディジタル応答
をオーバサンプリング速度で供給する出力ポートを有
し、ゼロより大きい整数の次数Ｌのシグマ−デルタ変調
器であって、前記応答は前記シグマ−デルタ変調器内に
発生する量子化雑音を伴っている前記シグマ−デルタ変
調器と、 前記シグマ−デルタ変調器の入力ポートに該シグマ−デ
ルタ変調器の前記受信した入力信号として前記プリアン
プの出力ポートからのアナログ出力信号を供給すると共
に、前記広帯域雑音の少なくとも一部からなる、所定の
帯域より上側の帯域成分を供給する入力信号供給手段で
あって、前記シグマ−デルタ変調器のディジタル応答に
は前記シグマ−デルタ変調器内に発生する量子化雑音お
よび望ましくない前記上側成分に対する応答が含まれて
いる入力信号供給手段と、 前記シグマ−デルタ変調器の出力ポートから接続された
入力ポートおよび前記オーバサンプリング速度の約数で
ある出力サンプル速度で応答を供給する出力ポートを有
するデシメーションフィルタであって、前記オーバサン
プリング速度は前記出力サンプル速度のＲ′倍であり、
Ｒ′は１より大きい整数であり、前記デシメーションフ
ィルタの応答において、前記上側帯域成分に対応する成
分は前記プリアンプのアナログ出力信号に対応する成分
に対して減衰させられ、前記シグマ−デルタ変調器内に
発生する量子化雑音は前記プリアンプのアナログ出力信
号に対応する成分に対して減衰させられるようになって
いる前記デシメーションフィルタと、 Ｒ′を調整可能に決定する手段と、 を有する検知装置。 - 【請求項３１】少なくとも規定期間の間放射エネルギ画
像のそれぞれの要素に応答して、光電流を発生する光検
知器と、 前記光検知器の光信号に応答してアナログ出力信号を発
生するプリアンプであって、前記出力信号には前記プリ
アンプ内で発生する広帯域雑音が含まれている前記プリ
アンプと、 カットオフ周波数より上の前記広帯域雑音を抑圧するよ
うに前記プリアンプの出力信号に応答するアナログフィ
ルタと、 アナログ入力信号を受信するように接続された入力ポー
トおよび前記アナログ信号に対するディジタル応答をオ
ーバサンプリング速度で供給する出力ポートを有する、
ゼロより大きい整数の次数Ｌのシグマ−デルタ変調器で
あって、前記応答には前記シグマ−デルタ変調器内に発
生する量子化雑音が含まれている前記シグマ−デルタ変
調器と、 前記オーバサンプリング周波数の約数であって、前記カ
ットオフ周波数より低い出力サンプル速度でサンプリン
グを行い、前記検知装置用の出力信号を取り出すように
なっているサブサンプラと、 前記量子化雑音および前記出力サンプル速度より上の前
記広帯域雑音が実質的にない前記シグマ−デルタ変調器
のディジタル応答に対する応答を前記サブサンプラーに
供給するための、前記シグマ−デルタ変調器のディジタ
ル応答用の有限インパルス応答ローパスディジタルフィ
ルタと、 を有する検知装置。
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US590845 | 1990-10-01 | ||
| US07/590,845 US5142286A (en) | 1990-10-01 | 1990-10-01 | Read-out photodiodes using sigma-delta oversampled analog-to-digital converters |
| PCT/US1991/006801 WO1992005739A1 (en) | 1990-10-01 | 1991-09-19 | Read-out of photodiodes using sigma-delta oversampled analog-to-digital converters |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04505725A JPH04505725A (ja) | 1992-10-08 |
| JPH0775603B2 true JPH0775603B2 (ja) | 1995-08-16 |
Family
ID=24363960
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4500633A Expired - Lifetime JPH0775603B2 (ja) | 1990-10-01 | 1991-09-19 | 検知装置 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5142286A (ja) |
| EP (1) | EP0503061B1 (ja) |
| JP (1) | JPH0775603B2 (ja) |
| KR (1) | KR960000621B1 (ja) |
| DE (1) | DE69125266T2 (ja) |
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