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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich im allgemeinen auf eine Schaltungsanordnung,
die zur Kopplung eines stromgebenden Sensors mit einer Last geeignet
ist, im speziellen auf eine Schaltungsanordnung für die Datenerfassung
und Analog/Digital-Wandlung von Stromsignalen mit hohem Dynamikbereich
unter Verwendung einer überabtastenden Transimpedanzeingangsstufe
gefolgt von einem Delta-Sigma-Modulator mit Spannungseingang, die
für die
Verwendung mit Photodioden optimiert ist.
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In
vielen Bereichen der Technik und Wissenschaft werden Systeme eingesetzt,
in denen physikalische Größen mit
Hilfe von Sensoren aufgenommen werden und dann auf elektronischem
Wege weiterverarbeitet werden. Besonders interessant sind dabei
solche Systeme, bei denen eine große Vielzahl von gleichartigen
Sensoren eingesetzt wird. Dies ist üblicherweise der Fall, wenn
bildgebende Verfahren eingesetzt werden, wie z. B. in Computertomographen. Ähnliche
Anforderungen sind jedoch auch in einer Vielzahl von anderen Datenerfassungssystemen vorzufinden.
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In
Geräten,
die dem Stand der Technik gehorchen, findet üblicherweise eine digitale
Verarbeitung der von den Sensoren gelieferten Daten statt. Dies
erfordert die Umsetzung der analogen Sensordaten in digitale Daten.
Um eine hohe Genauigkeit und Zuverlässigkeit zu erzielen, hat es
sich als vorteilhaft erwiesen, die Umsetzung der analogen Sensordaten
in digitale Daten möglichst
nahe beim Sensor durchzuführen
um dann nur noch digitale Daten zu verwenden. Dabei muss allerdings
beachtet werden, dass die Zahl der Sensoren ggf. sehr groß (z. B.
1000 und mehr) sein kann, und dass sich die Kosten in einem wirtschaftlich
vertretbaren Rahmen bewegen müssen.
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In
technisch anspruchsvollen Anwendungen, wie z. B. Computertomographen,
werden sehr hohe Anforderungen an die Analog-Digitalumsetzung gestellt.
Der Dynamikbereich der Analog-Digitalumsetzung ist sehr groß, und es
ist eine hohe Bitbreite (Auflösung)
erforderlich. Auch die Linearität
muss sehr gut sein. Schließlich
erfordern moderne Systeme immer größere Bandbreiten.
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Werden
Sensoren eingesetzt, die in erster Linie einen Strom als Messsignal
liefern, so muss ferner die Eingangsimpedanz der ersten an den Sensor angeschlossen
signalverarbeitenden Stufe sehr niedrig sein. Dies trifft insbesondere
auch dann zu, wenn eine Photodiode als Sensor verwendet wird. Der
Photostrom ist nur dann nahezu proportional der Photonenanzahl,
wenn die über
die Diode abfallende Spannung auf einem konstanten Wert gehalten
wird. Die Linearität
ist in diesem Fall optimal. Somit ist eine sehr niedrige Eingangsimpedanz
der ersten Stufe eine der Kernanforderungen an die Signalverarbeitungskette.
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In
verschiedenen Schriften wurden Schaltungsanordnungen gezeigt, die
die beschriebenen Anforderungen möglichst gut erfüllen sollen.
Gemäß dem Stand
der Technik scheint es wünschenswert, als
Analog-Digitalwandler einem überabtastenden Delta-Sigma-Modulator
zu verwenden, da dieser bei geringen Kosten eine hohe Linearität und einen
sehr großen
Dynamikbereich aufweist. Das Kernproblem besteht darin, die für die Photodiode
erforderliche sehr niedrige Eingangsimpedanz der Signalverarbeitungskette
bereitzustellen. In dem US-Patent Nr. 5,142,286 ist eine Schaltungsanordnung
vorgeschlagen, bei der eine Photodiode über einen Transimpedanzvorverstärker und
ein analoges Anti-Aliasing-Tiefpassfilter an einen überabtastenden
Delta-Sigma-Modulator angeschlossen wird. Hier werden ein konventioneller
Delta-Sigma-Wandler,
der eine Spannung als Eingangssignal verwendet, sowie ein konventioneller
Transimpedanzverstärker
eingesetzt. Der Vorteil dieser Anordnung besteht darin, dass die
Diode sehr effektiv von dem Analog/Digital-Wandler entkoppelt wird.
Der Nachteil dieser Anordnung besteht darin, dass ein herkömmlicher
Transimpedanzverstärker
mit genau definierter Verstärkung
sehr schwierig zu fertigen ist. Die Eigenschaften des Verstärkers werden üblicherweise
durch analoge Bauelemente (z. B. Widerstände) definiert, die mit sehr
hoher Präzision
gefertigt werden müssen.
Daher eignet sich ein solcher Transimpedanzverstärker nur schlecht zur Implementierung
in integrierten Schaltungen. Entsprechend entstehen bei der Verwendung
eines herkömmlichen
Transimpedanzverstärkers
hohe Kosten, entweder für
die aufwändige Herstellung
eines integrierten Transimpedanzverstärkers in einer speziellen Technologie
für Analogschaltungen
oder durch die Verwendung einer diskreten Schaltungsanordnung.
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Um
die Verwendung eines Transimpedanzverstärkers vollständig zu
umgehen, wird in dem US-Patent 6,252,531 eine Schaltungsanordnung
vorgeschlagen, bei der der überabtastende
Delta-Sigma-Modulator einen niederohmigen Stromeingang aufweist.
Eine solche Schaltungsanordnung hat den Vorteil, dass ein Transimpedanzverstärker nicht
nötig ist.
Die gesamte Datenerfassungsschaltung kann bei geringen Kosten monolithisch
integriert werden. Es hat sich allerdings als nachteilig erwiesen,
dass die Schaltungsanordnung gemäß Gordon
et al. eine Rückkopplungsschleife
zum Eingang aufweist. Damit erfolgt eine Rückkopplung zu der Photodiode,
was in erhöhtem
Rauschen und einem Mangel an Linearität resultiert.
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Des
Weiteren kann festgehalten werden, dass die gemäß dem Stand der Technik bekannten Schaltungsanordnungen
jeweils ein einziges Bezugspotential verwenden. Jedoch kann es in
vielen Fällen
vorteilhaft sein, wenn sich mehrere Schaltungsteile auf verschiedenen
statischen Bezugspotentialen befinden dürfen, wobei das Messergebnis unabhängig von
der Lage der statischen Bezugspotentiale ist. Dies kann mit Schaltungsanordnungen gemäß dem Stand
der Technik nicht erzielt werden.
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Aus
der
DE 195 35 615
A1 ist ein Datenerfassungssystem bekannt, das einen Szintillator
aufweist, der zusammen mit einer Photodiode einen Eingangsstrom
liefert. Die Photodiode ist mit einem Delta-Sigma-Analog/Digital-Wandler
verbunden, dessen Ausgang mit einer digitalen Datenablaufsteuerung verbunden
ist. Ein Ausführungsbeispiel
des Delta-Sigma-Analog/Digital-Wandlers
umfasst einen integrierenden Verstärker, dessen Ausgang mit einer Rauschformungsschaltung
verbunden ist, deren Ausgang wiederum mit einem Analog/Digital-Wandler
verbunden ist. Der Ausgang dieses Wandlers wird über einen Digital/Analog-Wandler
an den Eingang zurückgekoppelt.
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Die
EP 0 503 061 B1 befasst
sich ebenfalls mit einer Schaltung zum Auslesen von Photodioden unter
Verwendung eines Sigma-Delta-Analog/Digital-Wandlers, dessen Ausgang
mit einem Zähler
verbunden ist. Zwischen eine Photodiode und den Sigma-Delta-Analog/Digital-Wandler
ist eine integrierende Vorverstärkerstufe
geschaltet.
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Die
US 5,159,341 befasst sich
mit einem Delta-Sigma-Modulator,
der eine duale Phasenabtastung eines analogen Eingangssignals und/oder
einer Referenzspannung liefert. Der Sigma-Delta-Modulator ist durch
geschaltete Kondensatoren, Integratoren, einen Komparator und eine
Schaltsteuerlogik aufgebaut.
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Aus "High-Accuracy Circuits
for On-Chip Capacitive Ratio Testing and Sensor Readout", IEEE TRANSACTIONS
ON INSTRUMENTATION AND MEASUREMENT, Band 47, Nr. 1, Februar 1998,
Seiten 16–20,
sind Schaltungen zum Erfassen einer Kapazitätsdifferenz bzw. eines Kapazitätsverhältnisses in
digitaler Form bekannt. Gemäß dieser
Schrift wird eine Sigma-Delta-Technik
jeweils unter Verwendung geschalteter Kondensatoren verwendet.
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Schließlich ist
in „A
Fourth-Order Single-Bit Switched-Capacitor Σ-Δ Modulator
for Distributed Sensor Applications", IEEE TRANSACTIONS ON INSTRUMENTATION
AND MEASUREMENT, Band 53, Nr. 2, April 2004, Seiten 266–270, eine
Implementierung eines Sigma-Delta-Modulators unter Verwendung geschalteter
Kondensatoren beschrieben.
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Aufgabe
der vorliegenden Erfindung ist es, eine Schaltungsanordnung zu schaffen,
die zur Koppelung eines stromliefernden Sensors, der einen sehr
niedrigen Strom liefert und dabei einen sehr großen Dynamikbereich aufweist,
mit einem Analog-Digitalwandler geeignet ist, so dass der Analog-Digitalwandler mit
einem geeigneten Eingangssignal versorgt wird, eine Rückwirkung
des Analog-Digitalwandlers auf den Sensor vermieden wird und eine monolithische
Integration der gesamten Schaltungsanordnung einschließlich des
Analog-Digitalwandlers möglich ist.
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Diese
Aufgabe wird durch eine Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 1 gelöst.
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Die
vorliegende Erfindung schafft eine Schaltungsanordnung zur Kopplung
eines stromliefernden Sensors mit einem Analog-Digitalwandler mit
folgenden Merkmalen:
einem Schaltungseingang zum Empfangen
eines Eingangsstroms;
einem Schaltungsausgang zum Bereitstellen
einer Ladung;
einem ersten Ladungsspeicherelement und einem zweiten
Ladungsspeicherelement;
einer ersten Schalteinrichtung mit
einem oder mehreren Schaltern mit einem ersten Schaltzustand, in
dem das erste und das zweite Ladungsspeicherelement abhängig von
einem Eingangsstrom aufgeladen werden, und einem zweiten Schalt zustand,
in dem das erste und das zweite Ladungsspeicherelement von dem Schaltungseingang
entkoppelt sind, und in dem das erste Ladungsspeicherelement von
dem zweiten Ladungsspeicherelement und dem Schaltungsausgang entkoppelt
ist; und
einer zweiten Schalteinrichtung mit einem oder mehreren
Schaltern mit einem ersten Schaltzustand, in dem die Ladung des
zweiten Ladungsspeicherelements an dem Schaltungsausgang bereitgestellt wird,
und einem zweiten Schaltzustand, in dem das zweite Ladungsspeicherelement
von dem Schaltungsausgang entkoppelt ist,
wobei die zweite
Schalteinrichtung in dem zweiten Schaltzustand ist, wenn die erste
Schalteinrichtung in dem ersten Schaltzustand ist, und wobei die
erste Schalteinrichtung in dem zweiten Schaltzustand ist, wenn die
zweite Schalteinrichtung in dem ersten Schaltzustand ist.
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Die
vorliegende Erfindung beruht zunächst auf
der Erkenntnis, dass Schaltungsanordnungen mit geschalteten Kondensatoren
in CMOS-Technologie realisierbar sind, so dass es möglich ist,
diese monolithisch mit einem Analog-Digitalwandler und anderen digitalen
Schaltungselementen zu integrieren. Ferner wird hier die Erkenntnis
verwendet, dass unter Verwendung einer Schaltungsanordnung mit geschalteten
Kondensatoren bei geeigneter Auslegung eine Entkopplung zwischen
Schaltungseingang und Schaltungsausgang erzielt werden kann. Daneben bietet
eben diese Schaltungstechnologie die Möglichkeit, begrenzte statische
Potentialunterschiede zwischen verschiedenen Bezugspotentialen auszugleichen.
Schließlich
basiert die vorliegende Erfindung auch auf der Erkenntnis, dass
es möglich
ist, die Ladung auf einem geschalteten Kondensator als Eingangsgröße für einen
Analog/Digital-Wandler zu verwenden. Wird zur Kopplung eines stromliefernden Sensors
mit einem Analog/Digital-Wandler eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung
verwendet, so ermöglicht
dies eine Reihe von Vorteilen. Insbesondere ist es im Gegensatz
zum Stand der Technik möglich,
gleichzeitig eine Rückwirkung
des Analog/Digital-Wandlers
auf den Sensor zu unterbinden und dennoch eine monolithisch voll
integrierbare Schaltungsanordnung zu verwenden.
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Gemäß einem
bevorzugten Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung wird das erste Ladungsspeicherelement über die
erste Schalteinrichtung mit einem Operationsverstärker, der
den Eingangsstrom als Eingangssignal empfängt, als Integrator verschaltet.
Der Vorteil dieser Anordnung liegt in der Erzielung einer sehr niedrigen
Eingangsimpedanz, wie sie zum rauscharmen und linearen Betrieb eines
stromliefernden Sensors, z. B. einer Photodiode, vorteilhaft ist.
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Gemäß einem
weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiel
wird das erste Ladungsspeicherelement während des zweiten Schaltzustandes
der ersten Schalteinrichtung zwischen ein erstes Bezugspotential
und ein zweites Bezugspotential geschaltet. Der Vorteil dieser Ausführungsform
liegt darin, dass eine Potentialdifferenz zwischen dem ersten und dem
zweiten Bezugspotential zwar eine statische Ladung auf dem ersten
Ladungsspeicherelement erzeugt, dass sich aber die Potentialdifferenz
bei geeigneter Ausführung
nicht auf die Ladung des zweiten Ladungsspeicherelements auswirkt.
Damit ist das Messergebnis unabhängig
von einer ggf. vorhandenen Potentialdifferenz zwischen dem ersten
und dem zweiten Bezugspotential, und es können auf der Seite des Sensors
und des A/D-Wandlers zwei unabhängige
Bezugspotentiale gewählt
werden.
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Gemäß einem
weiteren Ausführungsbeispiel kann
das erste Ladungsspeicherelement während des zweiten Schaltzustandes
der ersten Schalteinrichtung entladen werden. Dies ist dann sinnvoll, wenn
in der gesamten Schaltungsanordnung nur ein einziges Bezugspotential
existiert.
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Gemäß einem
weiteren bevorzugten Ausführungsbeispiel
besteht die gesamte Schaltungsanordnung aus zwei Zweigen, die jeweilige
geschaltete Kondensatoren aufweisen, wobei die jeweiligen Schalteinrichtungen
so angesteuert werden, dass zu jedem Zeitpunkt maximal ein Zweig
mit dem Schaltungseingang und dass zu jedem Zeitpunkt maximal ein
Zweig mit dem Schaltungsausgang verbunden ist. Dabei kann für den zweiten Schaltungszweig
der gleiche Operationsverstärker
verwendet werden wie für
den ersten Schaltungszweig. Der Vorteil einer solchen Schaltungsanordnung
liegt in der Tatsache, dass das Eingangssignal bis auf etwaige Schaltzeiten
kontinuierlich aufgenommen werden kann. Ein weiterer Vorteil besteht
darin, dass ein Operationsverstärker
eingespart werden kann. Gemäß einem weiteren
Ausführungsbeispiel
kann die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung
mit einem Sensor verbunden werden, der einen Messstrom liefert,
wobei dieser Sensor in einem bevorzugten Ausführungsbeispiel ein Photosensor
ist.
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Gemäß einem
weiteren Ausführungsbeispiel kann
die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung einen
Analog/Digital-Wandler
aufweisen, der mit dem Schaltungsausgang verbunden ist. Gemäß einem bevorzugten
Ausführungsbeispiel
ist dieser Analog/Digital-Wandler ein Delta-Sigma-Wandler. Eine solche
Ausführungsform
bietet den Vorteil, dass eine hohe Bitauflösung, ein großer Dynamikbereich
und eine gute Linearität
erzielt werden können.
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Bei
einem weiteren Ausführungsbeispiel
wird die gesamte Schaltungsanordnung in einer integrierten Schaltung
implementiert. Hierbei wird insbesondere die Schaltungsanordnung
zur Kopplung des stromliefernden Sensors mit dem A/D-Wandler sowie der
A/D-Wandler selbst monolithisch integriert. Zusätzlich ist es möglich, auch
einen Sensor oder mehrere Sensoren monolithisch zu integrieren,
falls ein Sensor in der gleichen Technologie hergestellt wird, wie
die restlichen Schaltungsanordnungen. Eine solche Integration bietet
den Vorteil, dass sie sehr kostengünstig, mit geringem Fertigungsaufwand,
in großen
Stückzahlen
und in sehr zuverlässiger
Form realisiert werden kann.
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Gemäß den beschriebenen
Ausführungsbeispielen
der vorliegenden Erfindung kann somit ein Datenerfassungssystem
bestehend aus einer neuartigen Transimpedanz-Eingangsstufe gefolgt
von einem herkömmlichen überabtastenden
Delta-Sigma-Wandler
mit Spannungseingang realisiert werden.
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Bevorzugte
Ausführungsbeispiele
der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend Bezug nehmend auf
die beiliegenden Zeichnungen näher
erläutert.
Es zeigen:
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1 ein
Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels
eines Datenerfassungssystems;
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2 ein
Schaltbild einer überabtastenden Transimpedanzeingangsstufe;
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3 ein
Taktschema der überabtastenden Transimpedanzeingangsstufe
und der ersten Stufe des Delta-Sigma-Modulators.
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1 zeigt
bei 10 ein Ausführungsbeispiel eines
Datenerfassungsystems zur Umwandlung einer physikalischen Größe in ein
digitales Signal. Der Photostrom I einer Photodiode 12 wird
dem Eingang 13 einer überabtastenden
Transimpedanzeingangsstufe 14 zugeführt. Das Ausgangssignal am
Ausgang 15 der überabtastenden
Transimpedanzeingangsstufe wird dem Eingang 16 eines überabtastenden Delta-Sigma-Modulators 17 mit
Ladungseingang zugeführt.
Die Photodiode 12, die überabtastende
Transimpedanzeingangsstufe 14 und der überabtastende Delta-Sigma-Modulator 17 mit
Ladungseingang sind an ein Bezugspotential 18 angeschlossen.
Die Transimpedanzstufe 14 trennt die Photodiode 12 von
dem Delta-Sigma-Modulator 17,
was ein Koppeln des Schaltrauschens von dem Eingang des Modulators 16 zu
der Photodiode 12 verhindert. Ein digitaler Bitstrom, der
eine Funktion der Lichtstärke
des auf die Photodiode einfallenden Lichtstroms ist, wird am Ausgang 20 des überabtastenden
Delta-Sigma-Modulators 17 mit Ladungseingang ausgegeben.
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2 zeigt
bei 30 ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung
in Form einer überabtastenden Transimpedanzeingangsstufe 14,
an deren Eingang 13 eine Photodiode 12 angeschlossen
ist, und an deren Ausgang 15 die erste Stufe 32 eines
Delta-Sigma-Modulators
mit Ladungseingang angeschlossen ist. Die überabtastende Transimpedanzeingangsstufe 14 ist
symmetrisch aus zwei parallelen Zweigen 40, 42 aufgebaut.
Der erste Zweig 40 und der zweite Zweig 42 sind
dabei hinsichtlich der Schaltungsstruktur identisch aufgebaut, unterscheiden
sich jedoch in den Schaltzuständen
der Schalteinrichtungen.
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Der
erste Zweig 40 besteht aus einer Integratorstufe 44 und
einer Ausgangsstufe 46. Kern der Integratorstufe 44 ist
ein erster Kondensator C1, der über zwei
Schalter ϕ1 einer ersten Schalteinrichtung, die
insgesamt sechs Schalter ϕ1 aufweist,
mit dem Eingang und dem Ausgang eines Operationsverstärkers Op1
als Integrator verschaltet werden kann, und der über zwei Schalter ϕ2 einer weiteren Schalteinrichtung, die insgesamt
sechs Schalter ϕ2 aufweist, zwischen
ein erstes Bezugspotential DGND (Diodenmasse) und ein zweites Bezugspotential
AGND (analoge Masse) geschaltet werden kann.
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Die
Ausgangsstufe umfasst einen zweiten Kondensator C2,
der über
zwei Schalter ϕ1 der ersten Schalteinrichtung
mit dem Ausgang der Integratorstufe 44 und dem zweiten
Bezugspotential AGND verbunden werden kann, und der über zwei
Schalter τ1 der zweiten Schalteinrichtung mit dem Eingang 15 der
ersten Stufe des taktgesteuerten, ladungsumsetzenden Delta-Sigma-Modulators 32 verbunden
werden kann.
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Der
zweite Zweig 42 der überabtastenden Transimpedanzeingangsstufe 14 ist
im Wesentlichen analog zu dem ersten Zweig 40 aufgebaut,
wobei der dritte Kondensator C3 dem ersten Kondensator C1 entspricht, der vierte Kondensator C4 dem
zweiten Kondensator C2 entspricht, die dritte
Schalteinrichtung mit Schaltern ϕ2 der
ersten Schalteinrichtung entspricht, und die vierte Schalteinrichtung
mit Schaltern τ2 der zweiten Schalteinrichtung entspricht.
Die Integra torstufen des ersten und des zweiten Schaltungszweiges
arbeiten komplementär
zueinander, wobei die Schalter ϕ1 in
dem ersten und dem zweiten Schaltungszweig alle zu der ersten Schalteinrichtung gehören und
die Schalter ϕ2 in dem ersten und
dem zweiten Schaltungszweig alle zu der dritten Schalteinrichtung
gehören.
Die zwei Schalter τ1 der zweiten Schalteinrichtung liegen beide
in dem ersten Schaltungszweig, die zwei Schalter τ2 der
vierten Schalteinrichtung liegen beide in dem zweiten Schaltungszweig.
Der zweite Zweig kann einen weiteren Operationsverstärker enthalten,
dieser kann jedoch bei geeigneter Beschaltung des ersten Operationsverstärkers Op1
in dem ersten Zweig 40 entfallen. In diesem Fall wird der
Operationsverstärker
Op1 im Multiplexbetrieb für
beide Schaltungszweige 40,42 verwendet.
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Das
Eingangssignal der überabtastenden Transimpedanzeingangsstufe
wird dem ersten Zweig 40 und dem zweiten Zweig 42 gleichzeitig
zugeführt. Die
Ausgänge
des ersten und zweiten Zweiges sind alternierend geschaltet und
mit dem Eingang 16 der ersten Stufe des taktgesteuerten,
ladungsumsetzenden Delta-Sigma-Modulators verbunden. Die erste Stufe
des Delta-Sigma-Modulators ist mit geschalteten Kondensatoren realisiert.
Insgesamt vier Kondensatoren CFB+, CFB–,
CCDS+, CCDS– werden über mehrere
Schalteinrichtungen cp1, cp2 umgeschaltet. Referenzspannungen vrefp,
vrefn werden in einem Schaltzustand an die Kondensatoren in Abhängigkeit von
einer Datenleitung dac out angelegt. Weiterhin umfasst die erste
Stufe des taktgesteuerten, ladungsumsetzenden Delta-Sigma-Modulators
einen Operationsverstärker
Op2.
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3 zeigt
ein Taktschema für
die überabtastende
Transimpedanzeingangsstufe und die erste Stufe des taktgesteuerten,
ladungsumsetzenden Delta-Sigma-Modulators. Dargestellt sind jeweils
die Schaltzustände
der Schalter ϕ1 der ersten Schalteinrichtung,
der Schalter τ1 der zweiten Schalteinrichtung, der Schalter ϕ2 der dritten Schalteinrichtung und der Schalter τ2 der
vierten Schalteinrichtung. Die erste und dritte Schalteinrichtung
steuern die Integratorstu fen (Eingangsstufen), während die zweite und die vierte
Schalteinrichtung die Schnittstellen zwischen den Integratorstufen
und dem Delta-Sigma-Wandler (Ausgangsstufen) steuern. Ferner sind die
Schaltzustände
der Schalter cp1, cp2 in der ersten Stufe des taktgesteuerten, ladungsumsetzenden Delta-Sigma-Modulators
gezeigt. Gekennzeichnet sind jeweils der erste Schaltzustand (1.SZ)
und der zweite Schaltzustand (2.SZ). Der erste Schaltzustand entspricht
einer geschlossenen Schalteinrichtung, der zweite Schaltzustand
entspricht einer geöffneten
Schalteinrichtung.
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3 zeigt,
dass die Schalter ϕ1 der ersten Schalteinrichtung
und die Schalter ϕ2 der dritten Schalteinrichtung
komplementär
zueinander geschaltet werden, d.h., wenn sich die erste Schalteinrichtung
in dem ersten Schaltzustand befindet, dann befindet sich die dritte
Schalteinrichtung in dem zweiten Schaltzustand und umgekehrt. Die
zweite Schalteinrichtung befindet sich für einen Teil der Zeit, in der sich
die erste Schalteinrichtung im zweiten Schaltzustand befindet, im
ersten Schaltzustand. Ebenso befindet sich die vierte Schalteinrichtung
für einen
Teil der Zeit, in der sich die dritte Schalteinrichtung im zweiten
Schaltzustand befindet, im ersten Schaltzustand. Die erste und dritte
Schalteinrichtung werden mit einem Rechtecksignal angesteuert, das
ein Tastverhältnis
von 50 % aufweist. Die Schalteinrichtungen der ersten Stufe des
taktgesteuerten, ladungsumsetzenden Delta-Sigma-Modulators werden
mit einem Rechtecksignal angesteuert, das ein Tastverhältnis von
50 % und eine doppelt so hohe Frequenz aufweist wie das Rechtecksignal
für die
erste und dritte Schalteinrichtung. Die Phasenbeziehungen zwischen
den Schaltzuständen
der überabtastenden Transimpedanzeingangsstufe
und der ersten Stufe des taktgesteuerten, ladungsumsetzenden Delta-Sigma-Modulators sind 3 zu
entnehmen.
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Im
Folgenden wird die Funktionsweise der überabtastenden Transimpedanzeingangsstufe
gemäß 2 bei
einer Ansteuerung der Schalteinrichtungen mit Signalen gemäß 3 im Detail
erklärt. Die
Schalter werden dabei als Repräsentanten
der zugehörigen
Schalteinrichtung angesehen, und der Schaltzustand der Schalter
ist identisch mit dem Schaltzustand der zugeordneten Schalteinrichtung. Zur
Beschreibung der Funktionsweise werden der Eingangsstrom I, die
Spannung über
dem ersten Kondensator UC1, die Ladung auf
dem ersten Kondensator QC1, die Spannung über dem
zweiten Kondensator UC2 sowie die Ladung
auf dem zweiten Kondensator QC2 gemäß 2 definiert,
wobei das Vorzeichen der jeweiligen Größe dem entsprechenden Spannungszählpfeil
zu entnehmen ist. Es wird ferner vorerst angenommen, dass keine
Potentialdifferenz zwischen dem ersten Bezugspotential DGND (Bezugspotential
für die
Photodiode) und dem zweiten Bezugspotential AGND (analoge Masse,
Bezugspotential für
den Delta-Sigma-Modulator)
besteht. In diesem Fall ist der Kondensator C1 vollständig entladen,
wenn die Schalter ϕ2 der dritten
Schalteinrichtung geöffnet
und die Schalter ϕ1 der ersten Schalteinrichtung
geschlossen werden. Während
die erste Schalteinrichtung im geschlossenen Schaltzustand ist,
wird der Eingangsstrom I auf dem ersten Kondensator C1 integriert.
Um eine hohe Linearität der
Photodiode zu erreichen, sollte die Spannung an der Photodiode auf
einem konstanten Wert gehalten werden. Dies wird durch den Operationsverstärker erreicht,
dessen zweiter Eingang auf das Bezugspotential der Photodiode DGND
gelegt wird. Es ist ts die Abtastzeit, d.h.
die Zeit innerhalb einer Periode, während der die Schalter ϕ1 der ersten Schalteinrichtung geschlossen
sind. Während
dieser Zeit wird in dem Kondensator die Ladung QC1 = –I·ts gespeichert. Die Ladung QC2 auf
dem zweiten Kondensator C2 am Ende des Abtastperiode
ist gegeben durch QC2 =
I·ts·C2/C1.
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Dieser
Zusammenhang zeigt, dass durch geeignete Wahl des ersten und zweiten
Kondensators C1, C2 eine Verstärkung
der vom Sensor gelieferten Ladung I·ts erzielt
werden kann. Mit dem Ende der Abtastperiode wird die erste Schalteinrichtung
geöffnet.
Dadurch wird der erste Kondensator von dem Schaltungseingang 13 und
somit von dem Eingangsstrom I und von dem zweiten Kondensator C2 getrennt. Der zweite Kondensator C2 wird gleichzeitig von der Integratorstufe
getrennt. Der erste Kondensator wird über zwei der nun geschlossenen
Schalter ϕ2 der dritten Schalteinrichtung
mit dem ersten und dem zweiten Bezugspotential verbunden, wodurch er,
falls keine Potentialdifferenz zwischen diesen Bezugspotentialen
besteht, vollständig
entladen wird. Die Ladung des zweiten Kondensators wird über die Schalter τ1 der
zweiten Schalteinrichtung an die erste Stufe des taktgesteuerten,
ladungsumsetzenden Delta-Sigma-Modulators übertragen. Der zweite Kondensator
C2 wird durch den differenziellen Operationsverstärker Op2
dazu gezwungen, seine Ladung abzugeben. Die Ladung wird gleichmäßig auf
die Kapazitäten
des taktgesteuerten, ladungsumsetzenden Delta-Sigma-Modulators,
CCDS+ und CCDS–, übertragen.
Folglich wird ein Signal, das den Eingangsstrom repräsentiert,
in die differenzielle Signalverarbeitungskette des Analog/Digital-Wandlers
eingebracht. Die endgültige
Ladung auf dem Kondensator CCDS+ am Ende
der Schaltperiode der Schalteinrichtung cp2 ist definiert durch QCCDS+ = QC2 +
QCFB+
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Der
zweite Zweig 42 führt
zeitversetzt die gleichen Operationen durch. In einer Phase wird
der erste Kondensator C1 geladen und der
dritte Kondensator C3 entladen, und in der
nächsten
Phase wird der erste Kondensator C1 entladen
und der dritte Kondensator C3 geladen. Dies
bringt zwei Vorteile: ein Operationsverstärker ist ausreichend für beide Zweige,
und der Eingangsstrom wird quasi zu jedem Zeitpunkt erfasst. (Da
die Schaltung nicht mit überlappenden
Taktsignalen arbeitet, wird bei einer realen Schaltungsausführung der
Strom während
eines extrem kurzen Zeitintervalls, in dem beide Taktsignale null
sind, nicht erfasst.) Im folgenden wird der Betrieb der Schaltung
beschrieben, falls zwei verschiedene Bezugspotentiale verwendet
werden. Es wird die Differenz zwischen den Bezugspotentialen definiert
als ΔGND
= DGND – AGND.
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Damit
gilt am Anfang einer Abtastperiode, d.h. zu dem Zeitpunkt, an dem
die erste Schalteinrichtung geschlossen und die zweite Schalteinrichtung
geöffnet
wird, UC1 = –ΔGNDund
am Ende der Abtastperiode UC1 = –ΔGND – I·ts/C1.
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Ferner
gilt UC2 = –UC1 – ΔGND = I·ts/C1 und QC2 = I·ts·C2/C1.
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Daraus
kann man entnehmen, dass eine statische Potentialdifferenz zwischen
dem ersten Bezugspotential DGND und dem zweiten Bezugspotential
AGND keinen Einfluss auf die Ladung des zweiten Kondensators C2 hat. Entsprechend ist das Messergebnis
unabhängig
von einer statischen Potentialdifferenz zwischen dem ersten Bezugspotential DGND
und dem zweiten Bezugspotential AGND. Eine solche Potentialdifferenz
hat lediglich zur Folge, dass der erste Kondensator C1 und
der dritte Kondensator C3 nicht vollständig entladen
werden, wenn die jeweiligen Entlade-Schaltvorrichtungen mit den zugehörigen Schaltern ϕ2, ϕ1 geschlossen
sind, sondern auf eine statische Ladung vorgeladen werden, die den
Signalpfad nicht beeinflusst.
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Der
Fachmann wird ohne Probleme erkennen, dass das gezeigte Ausführungsbeispiel
nicht die einzige Realisierung der vorliegenden Erfindung ist. Die überabtastende
Transimpedanzeingangsstufe kann in einem weiten Rahmen verändert werden.
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Bei
einem Ausführungsbeispiel
kann nur ein Zweig der überabtastenden
Transimpedanzeingangsstufe verwendet werden. Dabei wird das Eingangssignal
nicht mehr kontinuierlich, sondern nur in bestimmten Zeitintervallen
erfasst.
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Bei
einem weiteren Ausführungsbeispiel können in
der überabtastenden
Transimpedanzeingangsstufe zwei Operationsverstärker verwendet werden.
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Bei
einem weiteren Ausführungsbeispiel kann
die Schalteinrichtung, die den ersten oder dritten Kondensator entlädt, mit
nur einem Schalter ausgeführt
werden. Dies ist möglich,
wenn das erste Bezugspotential gleich dem zweiten Bezugspotential ist,
und bringt eine weitere Reduktion der Komplexität mit sich.
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Bei
einem weiteren Ausführungsbeispiel kann
die Integratorstufe durch eine andere Schaltungsanordnung mit einem
oder mehreren geschalteten Kondensatoren ersetzt werden.
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Bei
einem weiteren Ausführungsbeispiel kann
die Photodiode durch einen anderen stromliefernden Sensor ersetzt
sein. Ferner kann das Eingangssignal durch eine beliebige einen
Strom liefernde Schaltung geliefert werden.
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Bei
einem weiteren Ausführungsbeispiel kann
die erste Stufe des Delta-Sigma-Modulators durch eine andere Schaltungsanordnung
ersetzt werden, die eine Spannung oder eine Ladung als Eingangssignal
verarbeiten kann.
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Bei
einem anderen Ausführungsbeispiel kann
eine veränderte
Schaltungsanordnung für
die erste Stufe des Delta-Sigma-Modulators
verwendet werden.
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Bei
einem anderen Ausführungsbeispiel kann
der Zeitverlauf der Ansteuersignale für die Schalteinrichtungen verändert sein,
solange sichergestellt wird, dass der zweite oder der vierte Kondensator
nicht gleichzeitig mit dem Schaltungseingang und dem Schaltungsausgang
gekoppelt sind, und dass der zweite und der vierte Kondensator nicht gleichzeitig
mit dem Schaltungsausgang gekoppelt sind.
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Die
vorliegende Erfindung schafft somit eine Schaltungsanordnung, die
insbesondere als Transimpedanz-Eingangsstufe immer dort einsetzbar
ist, wo ein Strom als Eingangssignal in eine Ladung bzw. Spannung,
die einer Weiterverarbeitungsschaltung zugeführt wird, umgesetzt werden
soll.