KR960000621B1 - 감지 장치 - Google Patents

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바이어드 립너 데이빗
오거스틴 우 마이클
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제너럴 일렉트릭 캄파니
아더 엠. 킹
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    • A61B6/02—Devices for diagnosis sequentially in different planes; Stereoscopic radiation diagnosis
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Abstract

내용 없음.

Description

[발명의 명칭]
감지 장치
[도면의 간단한 설명]
제1도는 컴퓨터형 토모그래피 주사기의 개략적인 다이어그램.
제2도는 포토다이오드 다음 트랜스저항 전치 증폭기를 사용하여 본 발명을 제공하는 단일 감지 장치개략도.
제3a,3b,3c도는 포토다이오드 다음 트랜스 저항 전치 증폭기를 사용하여 본 발명을 사용하는 복잡한 감지 장치의 개략도.
제4 및 5도는 제3a,3b,3c도의 감지 장치의 잡음 대역폭 및 오버샘플링 주파수의 표를 나타내는 도시도.
제6도는 컴퓨터화된 토모그래피 주사기의 타이밍 회로망을 나타내는 개략도.
제7도는 일체형 전치 증폭기의 개략적인 도시도.
제8도는 제7도의 전치 증폭기의 재설정 처리의 타이밍 다이어그램.
[발명의 상세한 설명]
관련 참조 문헌
David B. Ribner 및 Richard D. Baertsch에 의해 1990년 4월 6일 출원된 발명의 명칭이 ″HIGH ORDER SIGMA DELTA OVERSAMPLED ANALOG-TO-DIGITAL CONVERTER INTEGRATED CIRCUIT NETWORK WITH MINIMAL POWER DISSIPATION AND CHIP AREA REQUIREMENTS″인 미합중국 특허출원 제 505,382 호는 제너럴 일렉트릭 캄파니에서 양도되었고 참조로서 본원에 포함된다. David B. Ribner에 의해 1990년 7월 10일 출원된 발명의 명칭이 ″THIRD ORDER SIGMA DELTA OVERSMAPLED ANALOG-TO-DIGITAL CONVERTE R NETWORK WITH LOW COMPONENT SENSITIVITY″인 미합중국 특허출원 제 550,763 호는 제너럴 일렉트릭 캄파니에 양도되었고 참조로서 본원에 포함된다. 이러한 종래의 기술문헌은 본 발명에 따라 포토다이오드 어레이의 주사 판독을 이행하는데 사용되는 제 3-오더 시그마-델타 아날로그-대-디지탈 변환기의 상세한 구성을 제공한다.
David B. Ribner에 의해 출원된 발명이 명칭이 ″NOISE-CANCELLING PHOTODETECTOR PREAMPLIFIER, AS FOR COMPUTERIZED TOMO-GRAP HY″인 미합중국 특허출원 번호(RD-19,601)는 제너럴 일렉트릭 캄파니에 양도되었고 참조로 본원에 포함된다. 상기 문헌은 트랜지스터로 부터 발생하는 이중샘플링 대 억압 플리커(또는 1/f) 잡음이 제공되며 포토다이오드 다음에 사용하기 적합한 일체형 전계 효과 트랜지스터 전치 증폭기를 기술하고 있다.
[발명의 배경]
[발명의 분야]
본 발명은 컴퓨터 토모그래피 시스템에 사용되는 것과 같은 포토센서 어레이와 광응답 주사 판독에 관한 것으로 특히, 아날로그 구성보다 디지탈 구성에서 광응답의 주사 판독에 관한 것이다.
[종래 기술의 설명]
CT 주사기는, 에너지원이 공간내 특정 지점에서 중심에 따라 원주체적 둘레에서 나아갈때, 팬 빔에너지원, 주사될 물체의 중심에서 공간 근처의 특정 지점을 통해 투사되는 중심 광선을 사용한다. 검출기 소자의 아치형의 스트립은 에너지원으로 부터 공간내 특정 지점의 다른 면상에서 있는 에너지원의 반대편에 위치되며, 공간내 특정 지점에 관한 에너지원의 회전을 트레이스한다. 주사될 물체는 항상 팬 빔내에 있으며, 상기 팬 빔의 각각 인접한 5세그멘트에서 방사 에너지의 일부분을 흡수하며, 상기 팬 빔의 각 세그멘트에서 나머지 방사 에너지 또는 ″광선 합(ray sum)″은 아치형의 검출기 스트립상에 있는 각각의 검출기에 의해 측정된다. 검출기는 에너지원의 회전에 따른 각각의 연속적인 증가분에 응답하며, 상기 검출기의 반대편에 위치한 아치형의 검출기 스트립은 주사될 물체의 분리 ″뷰(view)″를 구성한다. 연속적인 뷰동안 검출기 응답은 디지트화되어 메모리에 기억된다. 왜냐하면 이러한 응답의 처리는 실시간(real time)에서 이루어지지 않고 주사가 종료된 후 이루어지기 때문이다. 이러한 연속적인 처리동안 각 뷰로부터 검출기 응답은 영상 화소 또는 ″픽셀″의 그레이 스케일(gray scale)값을 발생하도록 영상 공간내로 역으로 투사되기 전에 공식화된 유한-임펄스-응답(FIR) 필터에 의해 프리에이트 및 프리 필터된다. 각 뷰동안 각 픽셀 중심을 통과하는 광선 합은 역 투사에 의해 픽셀의 그레이 스케일 값을 발생하도록 가중(weight) 및 합산된다.
즉, 각 광선 합은, 픽셀이 위치되는 부분을 포함하는 물체의 연속 부분을 가로질러 통과하여 팬 빔의 세그멘트를 형성하는 한 무리의 광선으로부터 흡수되는 에너지의 합을 표시할때, 팬 빔의 세그멘트에 대해 횡단되는 임의의 픽셀에 기인하는 에너지 흡수의 크기는, 상기 픽셀을 통과하는 한 무리의 광선에 대해 전체 광선 합을 포함하는 자동 상호 관계 처리를 수행함으로써 조사될 수 있다. 이러한 자동 상호 관계 처리는 광선 합에서의 중심 픽셀의 전후에서 픽셀에 곁에 있는 섀도우 캐스트(shadow cast)를 억압하며, 컴퓨터 토모그래피에 의해 토모그램을 발생한다.
이러한 자동 상호 관계 처리를 이행할 때 포함되는 광선 합의 부가적인 결합에서, 각 광선 합은, 상기 픽셀에 연결된 광선 패킷이 상기 픽셀을 통과하기 이전에, 팬 빔의 이탈을 고려하도록 가중되어야 한다.
비록 컴퓨터 토모그래피에 대한 퓨리에 변환 방법이 역-투사 재구성의 장점인 고유 속도를 가진다 할지라도, 잡음에 대한 과도한 감광성 때문에 팬 빔 주사기에 사용하기에는 부적합하다. 컨버루션(convolution) 및 역-투사 재구성 방법은 뷰 파이프라이닝(view pipelining)에 적합하며, 처리할때 불필요한 잡음이 비교적 없는 영상을 발생한다. 보고서 ″Convolution Reconstruction Techniques for Divergent Beams″ by G. T. Herman, A. V. Lakshminarrayan and A. Naparst다 appearing on pages 259-271 of COMPUTER BIOLOGIC MEDICINE, Vol. 6, Oct. 1976, 보고서 ″Rapid Execution of Fan Beam Image Reconstruction Algorithms Using Efficient Computational Techniques and Special Purpose Processors″ by B. K. Gilbert, S. K. Kenue, R. A. Robb, A. Chu, A. H. Lent and E. E. Swartzlander, Jr. appearing on pages 98-115 of the IEEE TRANSACTIONS ON BIOMEDICAL ENGINEERING, Vol. BME-28, No. 2, Feb. 1981. 참조.
검출기 소자의 스트립은, 수백개의 섬광제의 선형 어레이와 섬광제의 선형 어레이 뒤에 배열되는 수백개의 포토다이오드의 선형 어레이를 포함한다. 이러한 섬광제는 X-레이 영상을 광 영상으로 변환시키며, 상기 포토다이오드는 광영상 소자에서의 광자를 전하로 변환시킨다. 상기 포토다이오드는 포토다이오드 전류 감지용 저입력 임피던스와 연속 회로망 구동용 저출력 임피던스를 제공하는 각각의 전치 증폭기를 구비한다. 필터링은 전치 증폭기 및 포토다이오드내에서 발생하는 광대역 잡음의 아웃-오브 밴드(out-of-band) 부분을 억압하도록 수행된다. A/D 변환을 수행하기 전에 상기 필터링을 행하는 것은 잡음 에일리어스가 대역내에서 떨어지는 A/D 변환을 종료하기 위해 요구되는 시간 주기를 통해 각각의 연속적인 뷰 샘플을 홀드하기 전에 샘플 및 홀드 회로망이 제공된다.
제너럴 일렉트릭 캄파니에 의해 판매된 최근의 CT 시스템에서, 포토다이오드-전치 증폭기 결합체는 이러한 결합체의 전체 그룹중 보조 그룹에 할당되며, 각 보조 그룹에서의 전치 증폭기로부터 아날로그 출력 전압은 공유된 아날로그-대-디지탈(또는 A/D) 변환기의 입력 포트로 시-분할 멀티플렉스된다. 실제로, 역-투사를 실행하기 위해 변환기 출력 신호에서 해상도의 하이 비트(즉, 16-20비트) 필요성 때문에 여러가지의 보조그룹에 대해 A/D 변환기의 변환 특성을 매칭시키는 것은 어렵다. A/D 변환기의 변환 특성의 선형성은 가능하면 양호한게 좋다. 그러나 변환 특성의 차이는, 포토다이오드-전치 증폭기 결합체의 각 보조 그룹에서 포토다이오드가 검출기 소자의 스트립에서 상호 인접하여 위치된다면, 최종 토모그램에서 ″밴딩 아티팩트(banding artifact)″를 야기시킨다. 이러한 밴딩 아티팩트는 더 낮은 공간 주파수에서 고려할 수 있는 강렬한 변화로 나타내며, 그래서 시청자는 최종 토모그램에서 상기 밴딩 아티팩트를 감지할 수 있다. A/D 변환기 변환 특성에서 나타나는 차이에 따른 아티팩트를 감소시키기 위해, 포토다이오드-전치 증폭기 결합체의 각 보조 그룹에서 포토다이오드 검출기 소자의 스트립내 위치를 스크램블한다. 그리하여 토모그램에서 상기 아티팩트의 저-공간-주파수 성분은 감소하나, 고-공간-주파수 성분은 증가한다. 상기 아티팩트의 고-공간-주파수 성분은 필요하다면 공간적으로 저역-통과 필터될 수도 있다.
포토다이오드-전치 증폭기 결합체를 시-분할-멀티플렉스된 A/D 변환기에 접속시키는 실행예는, CT 시스템의 소자사이에서 불필요한 복잡한 전기적 상호 접속을 야기시키며, 고속 디지탈 버스를 통해 시-분할 멀티플렉싱을 사용하는 데이타 전송을 복잡하게 만든다.
포토다이오드-전치 증폭기 결합체를 시-분할 멀티플렉스된 A/D 변환기에 접속시키는 스크램블 실행은, 잡음으로써 초과 전기적 신호의 픽업을 최소화하기 위하여, 물리적으로 가능하다면 포토다이오드에 근접하게 전치 증폭기 및 A/D 변환기를 위치시키는 것을 방해한다. A/D 변환기 및 시-분할-멀티플렉스된 전치 증폭기는 일반적으로 단일 집적 회로(IC) 형태로 구성되며, 상기 IC에 포토다이오드를 저속하기 위해 광범위한 케이블을 요구하며, 상기 IC에서 포토다이오드 스크램블링 실행이 진행된다. 포토다이오드의 출력 임피던스 레벨이 30 메가옴일때, 케이블에서 초과 전기 신호의 픽업은 감지할 수 있다.
A/D 변환기 변환 특성의 차이에 따른 아티팩트의 저-공간-주파수 성분을 감소시키는 선택적인 방법은, 포토다이오드-전치 증폭기 결합체 각각에 A/D 변환기를 제공하는 것이다. 이러한 설계 방법은, 비-선형성이 아티팩트가 클램프된 베이시스( Clumped basis)상에서 발생한다 할지라도, 밴딩 아티팩트의 발생을 촉진시키는 A/D 변환기 변환 특성의 자체-상호관계를 제거한다. 약 70개의 CT 주사기로 구성된 제너럴 일렉트릭 캄파니는 주사기 어레이에서 300 포토다이오드 각각에 대해 이중-슬로프 A/D 변환기를 사용하는 7800개이 시스템을 판매했다. 더 높은 주사기 해상도가 요구되고 주사기 어레이에서 포토다이오드의 수가 증가함으로, 이러한 설계 방법은 유효하지 못하다.
고-해상도 A/D 변환기 신호 변환이, 디지탈 저역-통과 필터링 및 10진에 의해 따른 오버샘플 보간(또는 시그마-델타) 변조의 사용을 통해 서해상도 성분에 따라 달성되는 것은 공지되어 있다. 오버샘플링은 신호 나이퀴스트 비율위의 많은 비율에서 변조기의 동작에 관련하며, 10진은 나이퀴스트 비율로 샘플비율을 감소하기 위하여 서브샘플링에 관련한다. 오버샘플링 비율 대 신호 나이퀴스트 비율의 비율은 ″오버샘플링 비율″로 표시된다. 시그마-델타 변조기의 전체 피드백 루프에서 단일-비트 양자화를 갖는 시그마-델타 A/D 변환기는, David B. Ribner에 의해 1990년 4월 23일 출원되고 제너럴 일렉트릭 캄파니에 양도된 발명의 명칭이 ″PLURAL-ORDER SIGMA-DELTA ANALOG-TO-DIGITAL CONVERTERS USING BOTH SINGLE-BIT AND MULTIPLE-BIT QUANTIZATION″인 미합중국 특허출원 제 573,452 호에 기술된 바와 같은 선형 변환 특성을 가질 수 있다. 그러므로, 다수의 시그마-델타 A/D 변환기의 변환 특성 매칭은, 시그마-델타 변조기의 전체 피드백 루프에서 단일-비트 양자화를 갖도록 설계함으로써 쉽게 이루어질 수 있다.
시그마-델타 A/D 변환기에 관한 일반적인 상세한 정보는 다음과 같은 본원에 참조로 포함되는 기술 문헌으로부터 얻어질 수 있다.
1) ″A Use of Limit Cycle Oscillators to obtain Robust Analog to Digital Converters″, J. C. Candy, IEEE Transactions on Communications, Vol COM-22, No. 3, pp. 298-305, March 1974
2) ″Using Triangularly Weighted Interpolation to Get 13-Bit PCM from a Sigma-Delta Modulator″, J. C. Candy, et al., IEEE Transactions on Communications, Vol. COM-24, No. 11, pp. 1268-1275, November 1976
3) ″A Use of Double Integration in Sigma Delta Modulation″, J. C. candy, IEEE Transactions on communications, Vol. COM-33, No. 3, pp. 249-258, March 1985
시그마-델타 A/D 변환기에서, 해상도는 다음의 두 요소(10) 오버샘플링 비율 R, (2) 변조기의 ″오더(order)″에 의해 주어진다. CT 주사기에서, 더 높은 순서의 변조기를 사용하는 것이 유익하다. 왜냐하면, 오버샘플링 비율 R은 매우 클 필요가 없기 때문이며, 각각의 샘플의 지속 시간이 얼마나 짧은지 제공되며, 시그마-델타 A/D 변환으로부터 지정된 비트 해상도를 얻기 위하여 요구되는 샘플수를 감소하는 것은 완전한 뷰 데이타를 얻기 위해 얻어진 시간을 감소하는 것이다.
본원에서 ″오더″는 주파수 선택 필터의 오더와 유사하며 시그마-델타 변조기에 의해 제공되는 스펙트럼 형성의 상대도(relative degree)를 표시한다. 필터와 함께, 고도의 선택성은, 증가된 하드웨어 복잡성의 비용, 특히 변조기로부터 양자화 잡음을 억압하기 위해 필요한 10진 필터에서 더 높은 순서의 변조기로부터 얻어질 수 있다. 선택성 대 양자화 잡음을 제공하기 위하여 시그마-델타 변조기의 10진 필터에서 사용하기 적합한 FIR 디지탈 필터는 시간 도메인에서 sinc(L+1)(WT) 응답을 가진다. 여기서 W는 라디안 주파수 T는 변조 주기, L는 시그마-델타 변조기의 오더이다. 종래의 A/D 변환기에서, 둘이상의 오더를 갖는 시그마-델타 변조기는 명세서 및 첨부된 청구범위에서 ″하이-오더″로 기술한다.
시그마-델타 변조기의 ″오더″ 및 오버샘플링에 의해 좌우되는 시그마-델타 A/D 변환기의 해상도 인지에서, 최근에 고해상도로 이행되는 오버샘플 아날로그-대-디지탈 변환기는 큰 오버샘플링 비율과 하이-오더 시그마-델타 변조기를 사용한다. 그러나, 실제적으로 사용될때는 오버샘플링 비율 및 변조기 오더가 각각 증가될 수 있는 양을 제한한다. 예를 들면, 주어진 변조기 클럭 비율(도는, 오버샘클링 비율)에 있어서, 오버샘플링 비율 R은 서브 샘플링후 나이퀴스트 비율에 역을 비례하며, 그러므로 변환 비율을 희생시키는 것 없이 임의로 높게되지 않는다.
다른 문제점은 변조기 오더에 있다. 단지 하나의 단일양자만을 사용하는 둘이상의 큰 오더의 이행은 조건부로 안정화하며 그러므로 실질적으로 사용하기 양호하지 못하다. 이러한 것은 1990년 4월 23일 출원된 미합중국 출원번호 제 513,425 호에 기술되어 있다. 실질적으로 비동일성(즉, 성분 미스매칭, 증폭기 비-선형성, 한정이득, 초과 설정 시간 및 제한된 신호 동적 범위)은 종래 기술의 하이-오더 시그마-델타 아날로그-대-디지탈 변환기 회로망의 해상도를 제한한다. 1990년 7월 10일 출원된 발명의 명칭이 ″THIRD OREDER SIGMADELTA OVERSAMPLED ANALOG-TO-DIGITAL CONVERTER NETWORK WITH LOW COMPONENT SENSITIV ITY″인 미합중국 특허출원 제 550,763 호는 제너럴 일렉트릭 캄파니에 양도되었으며, 상기 명세서는 이러한 실질적인 비동일성에 대해 감소된 감도를 표시하는 제3의 오더 시그마-델타 아날로그 대-디지탈 변환기 회로망을 기술한다.
시그마-델타 A/D 변환기의 출력 회로망에 포함된 10진 필터는 단일 적분기로 동작하는 누산기일 수도 있으며, 도는, 보조 샘플러 다음에 위치한 샘플된-데이타, 저역-통과, 한정-임펄스-응답(FIR) 필터일 수도 있다. 양쪽의 경우, 10진 필터는 공통적으로 금속-산화-반도체 집적 회로 형태로 구성되는 전체 시그마-델타 변환기의 일부분이다. 십진 필터를 포함하는 것은 소형을 추구하는 관점에서 바람직한 시그마-델타 A/D 변환기를 형성하는 것은 아니다. 시그마-델타 A/D 변환기의 오더는 더 높고 십진 필터의 FIR 필터 부분의 커넬은 많은 샘플을 포함한다. 시그마-델타 A/D 변환기용 10진 필터의 복잡성은, 다른 형태의 A/D 변환기를 사용하도록 한다.
시그마-델타 A/D 변환기의 십진 필터에서 사용되는 샘플된-데이타, 저역통과, 한정-임펄스 응답 필터는, 검출기 응답이 영상 화소 또는 ″픽셀″의 그레이 스케일 값을 발생하도록 영상 공간에 역으로 투사되기 전에, 고-주파수 전치 증폭기 잡음을 억압하기 위해 요구되는 실질적인 필터링 부분을 제공함으로써 이중 기능을 수행할 수 있다. 도한, 고-주파수 전체 증폭기 잡음을 억압하기 위해 요구되는 디지탈 필터링은 하이-오더 시그마-델타 A/D 변환기의 양자화잡음을 억압하기 위해 요구되는 디지탈 필터링과 비교가능한 충분한 차단을 가진다. 그래서, 십진 필터에서 디지탈 저역-통과 필터링 회로망은, 시그마-델타 A/D 변환기의 선택적인 형태 및 시그마-델타 A/D 변환기에 대한 부가 회로망으로부터 제거될 수 있다.
이러한 시그마-델타 A/D 변환기는 증가된 영상 처리 시간의 코스트에서 동작자에게 증가된 비트 행상도를 제공하는 CT 주사기를 이행할 수 있다. 이러한 CT 주사기는 다른 오버샘플링 비율을 갖는 십진 필터를 변화함으로써 이행된다.
십진 필터가 보조 샘플러 다음에 샘플된-데이타, 저역통과, 유한-임펄스 응답(FIR) 필터를 포함하는 형태의 하이-오더 시그마-델타 A/D 변환기는 A/D 변환기의 다른 형태를 사용하기 위해 CT 주사기에 전자 기기를 부착하는 문제점을 가진다. 이러한 시그마-델타 A/D 변환기로부터 디지탈 출력 신호의 연속 샘플은 그들 사이에서 고려할만한 혼선을 갖는 경향이 있다. 왜냐하면 하이-오더 양자화 잡음을 억압하기 위해 사용되는 디지탈 필터의 커넬은 연속 출력 샘플(서브 샘플된 비율로 발생하는) 사이에서 발생하는 것보다 더 많은 입력 샘플(샘플링 비율로 발생하는)을 통과시켜야 한다. 연속적인 뷰동안 발생되는 연속 출력샘플 사이에서 고려할만한 혼선은 X-선을 사용하는 CT 주사기 시스템에서 수용할 수 없는 검출기 개구의 확장에서 발생한다. 역-투사 재구성 계산은, 연속적인 뷰 샘플이 서로 별개인 것에 관계없이 X-선 소스웨빙을 사용하는 CT 주사기 시스템에서 수행되지 못한다(센서 데이타에 대한 시그마-델타 A/D 변환기로부터 디지탈 출력 신호의 연속 샘플 사이에서의 혼선은 전체 영상 주사 시스템에서는 없다. 예를 들면, X-선 소스 웨빙을 사용하지 않는 CT 주사기 시스템에서, 시그마 -델타 A/D 변환기로부터 디지탈 출력 신호의 연속 샘플 사이에서 혼선에 의해 야기된 검출기 개구의 확장은 공간 필터링에 의해 보정될 수 있다. 또 다른 예에서, 카메라 출력 신호로부터 발생되는 디스플레이에 시청자의 눈에서 픽셀-바이-픽셀에 따른 집적이 형성되기 때문에 몇몇 영상래그는 텔레비젼 카메라에서 양호하다).
발명자는 팩터 L+1 만큼 오버샘플링 비율을 증가시킴으로써 혼선 문제점을 해결하며, 시그마-델타 변조기의 오더가 L이며, 양자 잡음에 대해 선택성을 제공하기 위해 사용되는 시그마-델타 변조기의 십진 필터는 동일한 오버샘플링 비율 R을 유지하면서 sinc(L+1)(WT)를 가진다. A/D 변환이전에 각각의 연속적인 뷰 샘플의 샘플링 및 홀딩의 주기성은 변화되지 않는다. 이것은 시그마-델타 A/D 변환기에서 버려지는 L 디지탈 출력 샘플이 혼선을 가지며, 그때, 보유되는 다음 출력 샘플은 혼선이 없고, 버려지는 L디지탈 출력 샘플은 혼선을 가지며, 그때, 보유되는 다음 출력 샘플은 혼선이 없다. (L+1)th을 제외한 전체 출력 샘플을 버리는 이러한 처리의 문제점은, 인수 L+1만큼 오버샘플링 비율의 공통 증가가 십진 필터에서 저역 통과 FIR 디지탈 필터의 동일한 잡음 대역폭을 인수 L+1만큼 증가시키는 것이다.
인수(L+1)만큼 오버샘플링 비율을 증가시킴으로써, 시그마-델타 변조기의 오더가 L이며 양자 잡음에 대한 선택성을 제공하기 위해 사용되는 시그마-델타 변조기의 오더가 L이며 양자 잡음에 대한 선택성을 제공하기 위해 사용되는 시그마-델타 변조기의 십진 델타는 sinc(L+1)(WT) 주파수 응답을 가지며, 시그마-델타 A/D 변환기는 내부 샘플 혼선이 명백한 연속적인 L샘플의 그룹에 의해 인터스퍼스된 내부 샘플 혼선없이 연속적인 N샘플의 그룹을 발생한다. 가 그룹에서 내부 샘플 혼선이 없는 연속 N샘플을 평균 및 내부 샘플 혼선이 명백한 연속 L샘플을 버림으로써, 내부 샘플 혼선이 명백한 연속 L샘플을 버리는 것은 동일한 잡음 대역폭을 증가시키지 못한다.
발명자 Wn는 실제로 양호한 CT 주사기 설계는 연속적인 디지탈 출력 샘플사이에서 약간이 혼선을 수용하는 설계인 것을 발견한다.
발명자 Ribner는 집적 전치 증폭기가 트랜스 저항 전지 증폭기대신에 각 포토다이오드 다음에 사용될때 바람직하지 못한 잡음 얼라이징을 방지하는 방법을 발견한다. 집적 전치 증폭기로부터 램프 출력은 시그마-델타 A/D 변환기에 직접 인가되며, 그후, 미리 동기적으로 검출되며, 시그마-델타A/D 변환기의 십진 필터에 의해 제공된 저역-통과 디지탈 필터링은 오버샘플링 비율에서 얻어진 각 램프 출력의 샘플에 대해 평균 응답을 추출한다.
도면에서 굵은선은 데이타를 운반하며, 대시-선은 제어 신호를 운반한다. 시그마를 갖는 원형은 사인된 가산기(아날로그 가산기 또는 디지탈 가산기)를 표시하며, 델타를 갖는 구형은 유니트-샘플 지연(데이타(또는 D) 플립-플롭에 의해 제공된 클럭 디지탈 지연)을 표시한다.
소자(1 내지 8)에 연결된 제1도의 부분은 제1도 CT 주사기의 기계적 부분의 단면도이다. 갠트리 구조(gantry structure)(2)는 종이 평면에 수직인 포인트(3)을 통해 통과되는 회전축 둘레에서 회전하며 이러한 회전은 아치형으로 굽은 화살표이다. X-선의 부채꼴 빔에 의해 주사되는 물체(4)는 회전축 근처에 배열되며, 갠트리 구조(2)는 주사될 몸체(4) 둘레에서 회전한다. 이러한 회전 갠트리 구조(2)는 아치형 기판(7)으로부터 떨어져서 X-선의 부채꼴 빔(5)의 소스(6)를 지지하며, 이러한 소스(6) 및 기판(7)은 회전축에 단단히 고정되는 갠트리 구조(2)와 함께 회전한다. 이러한 아치형 기판(7)은 기판에 장착된 로우 감지 장치(8)를 가지며, 각각은 각 광선 합, 즉, 주사되는 물체(4)에 의해 투영되는 바와 같이 X-선의 부채꼴 빔(5)의 각 섹터에 의한 조사 밀도에 따라 디지탈 응답을 발생한다. 본 발명은 이러한 감지 장치에 관한 것으로 본 명세서에서 더욱 상세히 기술하기로 한다.
몇몇 CT 주사기에서, 소스(6)는 갠트리 구조(2) 및 활모양 기판(7)의 각 부분에 고정된 X-선의 부채꼴 빔(5)을 제공한다. 다른 CT 주사기에서 소스(6)는 아치형 기판(7)의 코드에 평행하게 전후로 병진하며, 연속적인 홀수번호 뷰동안 이동의 한 제한을 병진하며, 연속적인 짝수번호 뷰동안 이동의 다른 제한을 병진하는 X-선의 부채꼴 빔(5)을 제공하여, 이러한 처리는 ″소스 웨브링(source wobbling)″이라고 한다.
갠트리 구조(2)의 회전은 뷰 시간으로 언급되는 회전 스텝 사이에서 시간에 따라 스텝된 회전으로 고려될 수 있다. 연속 뷰 시간동안 감지 장치 로우(8)의 디지탈 응답은, 일반적으로 반도체 랜덤 액세스 메모리(RAM)인 뷰 데이타 기억 메모리(9)와 통신하며, 주사 처리가 종료될때까지 기억된다. 아치형 기판(7), 회전 갠트리 구조(2) 및 부채꼴-빔 소스(6)는 포인트(3)를 통과하는 회전축 둘레에서 종료된 하나의 완전한 회전 운동을 가진후, 상기 주사 처리는 종료된다.
뷰 데이타 기억 메모리(9)로부터 뷰 데이타는, 팬-빔 뷰 데이타를 내로우 펜슬 -빔(narrow pencil-beam) 뷰 데이타로 변환시키는 공간 필터링 회로망(10)에 제공된다. 공간 필터링은 큰 샘플 폭을 갖는 필터 커넬로 팬-빔 데이타를 감는다. 필터 커넬의 폭때문에, 공간 필터링은, 팬-빔 데이타의 DFT(Discrete Fourier Transform)를 계산함으로써, 필터 커넬의 DFT에 의해 상기 DFT를 승산함으로써, 그리고 회선 영향에 도달하도록 제품의 고속 역 DFT를 계산함으로써 수행된다. 의학 컴퓨터 토모그래피에서, 공간 필터링은 빔 경화 처리에 의해 이루어지며, 이것은 본 발명의 동작 환경을 이해하는데 중요하지 않다.
역-투사 컴퓨터(11)는 디지탈 형태로 영상 화소 또는 ″픽셀″의 그레이 스케일 값을 발생하도록 공간 필터링 회로망(10)에 의해 제공된 필터된 뷰 데이타에 응답한다. 디지탈 픽셀 정보는 디지탈 픽셀 정보를 주사기의 동작동안 디스플레이 컨슬로에 제공된 아날로그 텔레비젼 신호로 변환시키는 디스플레이 프로세서(12)에 제공된다. 상기 디스플레이 프로세서(12)는 주사기의 하드 카피를 형성하도록 디지탈 픽셀 정보를 신호로 변환시켜 장치(14)에 제공한다. 상기 디스플레이 프로세서(12)는 기록 저장 장치(15)에 대한 데이타를 준비한다.
제2도는 광자의 흐름(18)이 광감지 장치(20)의 앞쪽에 인접한 포토 다이오드( 19)로 흐르도록 섬광기(17)상에서 충돌하는 X-선 합(16)을 도시한다. 광감지 장치(2 0)는 포토다이오드(19)로 흐르는 광자의 흐름(18)을 측정하는 디지탈 응답을 발생하기 위해 사용된다. 포토다이오드(19)의 접합부 양단에서 역방향으로 발생된 광전류는 전치 증폭기(21)에서 증폭되고, 상기 전치 증폭기는 트랜스 저항 특성을 결정하는 피드백 저항기(212)와 연산 증폭기(211)를 구비하는 트랜스 저항 형태로 도시된 저-잡음 증폭기이다. 특히, 상기 전치 증폭기(21)는 트랜스 임피던스 형태일 수도 있으며, 피드백-저항기(212)가 하나 이상의 주파수-형성 캐패시터에 의해 형성되는 변화가 가능하다. 상기 전치 증폭기(21)는 포토다이오드(19)로부터 입력 포트로 흐르는 광전류를 측정하는 출력 전압을 전치 증폭기의 출력 포트로부터 제공한다. 상기 출력 전압은 비록 전치 증폭기가 저잡음 증폭기일지라도, 몇몇 광대역 잡음이 수반된다.
포토다이오드가 수십 피코패럿 캐패시턴스를 가진다면, 슈트 잡음은 전치 증폭기의 출력 신호를 수반하는 광대역 잡음에 크게 영향을 미친다. 포토다이오드 캐패시턴스는 포토다이오드의 구조를 변경시키는 것 없이도 역동작으로 포토다이오드를 동작시킴으로써 얼마간 감소된다. 그러나, 포토다이오드 캐패시턴스는 포토다이오드에서 구조적 변경을 통해 감소될 수 있다. 포토다이오드 캐패시턴스가 더 작을때, 연산 증폭기의 입력단의 열 잡음 및 피드백 저항기의 열 잡음은 전치 증폭기(21)의 출력 신호를 수반하는 광대역 잡음의 중요한 소스가 된다. 연산 증폭기의 입력단에서 전계 효과 트랜지스터는 금속-산화물-반도체 형태이며, 플리커(또는 1/f) 잡음은 광대역 잡음을 수반하는 바람직하지 않은 경향이 있으며, 접합 전계-효과 트랜지스터는 없다. 현대의 포토다이오드는 N-형 기판상에 구성된 PIN 다이오드와 유사한 구조를 가지며, 포토다이오드의 캐패시턴스는 광캐리어가 유도되는 내부층의 두께 및 순수도에 의해 결정된다. 제로 바이어스 동작이 사용되는 경우(제2도 및 제3도에 도시된 바와 같이) 감소 접합 영역은 다크(dark) 전류를 감소시키며, 다이오드 열 잡음이 감소되는 경우, 다이오드 분로 저항을 증가시킨다. 광전하를 모으기 위해 사용된 접합의 감소된 영역에도 불구하고 효율적인 광 캐리어 수집을 위하여, 수집전에 표면 앞뒤에서 합성에 의해 가볍게 도프된 N-형 에피택셜 층(예를 들면, 내부층)에서 발생된 광 캐리어를 유지하도록 도핑 기울기가 도입된다(R. D. Baertsch, D. M. Brown & M. Garfinckel에 의해 1979년 3월 27일 출원된 발명이 명칭이 ″RADIATION DETECTOR″인 미합중국 특허 제 4,146,904 호 참조).
종래 기술에 따른 광감지 장치에서, 광감지 장치(20)의 디지탈 출력 신호를 발생하고, 전치 증폭기(21)로부터 아날로그 출력 전압을 필터하고 수반하는 광대역 잡음을 억제하도록 아날로그-대-디지탈 변환이 수행되기전에 샤프-컷오프 저역-통과 아날로그 필터가 사용된다. 샤프-컷오프 아날로그 필터는 복잡한 주파수 도메인에서 응답하는 다수의 폴(종종 제로)을 갖는 다중-섹션 필터이다. 저역-통과 아날로그 필터링은 전치 증폭기(21)로부터 광대역 잡음의 상부 대역 부분을 억제한다. 상기 부분은 기저대 부분보다 높은 주파수 스펙트럼 부분에 위치되며, 중요한 신호는 기저대에 잔류한다. 아날로그-대-디지탈 변환동안 상기 필터링은 광대역 잡음의 상부-대역 부분의 얼라이싱을 방지하며, 오버샘플링 A/D 변환기가 아닌 아날로그-대-디지탈 변환에서, 전치 증폭기(21) 출력 신호 전압 각각에 잡음 얼라이스와 감쇠가 없다.
제2도에서 전치 증폭기(21) 출력 전압의 아날로그-대-디지탈 변환은 R대 fv이 오버샘플링 비율(R은 정수)에서 출력 샘플을 발생하는 오버샘플링 시그마-델타 변조기(22)와 fv 비율로 리세트되며 시그마-델타 변조기(23)에 의해 제공된다. 변현 선형성을 보장하는 시점에서, 시그마-델타 변조기(23)는 출력 신호를 발생하기 위해 단일-비트 양자를 사용하는 형태이며, 여기에서, 시그마-델타 변조기(23)는 비트 직렬 출력 신호를 발생하며, 누산기(24)는 단순한 카운터이다. 누산기(24)는 시간 도메인에서 구형 임펄스 응답을 갖는 지역-통과 필터링 기능을 제공한다. 전치 증폭기(21) 출력 신호 전압에 대한 주파수 도메인에서, 누산기(24)는 R의 자승 루트와 동일한 요소에 인해 전치 증폭기(21)로부터 광대역 잡음의 상부-대역 부분을 감소시키며, 상기 광대역 잡음의 상부-대역 부분은 얼라이스로써 기저대상에 나타난다.
오버샘플링 아날로그-대-디지탈 변환기(22)는 광감지 장치(20)의 출력 신호로써 감쇠된 광대역 잡음을 갖는 전치 증폭기(21) 출력 전압으로의 디지탈 응답을 시팍서(25)에 제공한다. 상기 시팍서(25)는 다른 광감지 장치로부터 출력 신호대신에 광감지 장치(20)의 출력 신호를 위치시키며 뷰-데이타-저장 메모리(9)에 접속하는 디지탈 버스상에서 시-분할 멀티플렉싱한다. 상기 시팍서(25)는 광감지 장치로부터 출력 신호의 각 비트 슬라이스에 대한 병렬-인/직렬-아웃 레지스터 또는 ″사이드-로드 시프트 레지스터″를 구비한다. W-T. Lin에 의해 1989년 5월 30일 출원된 발명의 명칭이 ″PARALLEL COMPUTATION OF FAN-BEAM BACK-PROJECTION RECONSTRUCTION ALGORITHM IN COMPUTED TOMOGRAPHY″이며, 제너럴 일렉트릭 캄파니에 양도된 미합중국 특허출원 제 358,300 호에 상세히 기술된 바와 같이, 뷰-데이타 저장 메모리(9)는 소자 메모리로 세그먼트되며, 각각은 감지 장치 로우(8)의 특정 서브로우 부분으로부터 뷰 데이타를 기억한다. 이러한 경우, 각 소자 메모리는 한 서브 로우에서 전체 감지장치로부터만 디지탈 출력 신호를 수신하는 각각의 세팍서(25)를 구비한다. 뷰-데이타-저장 메모리(9)이 세그먼트에 병렬인 데이타 기록은 메모리에 보다 빨리 기록할 수 있으며, 소스 웨빙이 사용되지 않으면, 뷰-데이타-저장 메모리(9)의 세그먼트로부터 병렬인 데이타 판독은 공간 필터링 회로망(10) 및 역 투사 컴퓨터(11)에서 병렬 계산을 용이하게 한다.
누산기(24)는 구형 임펄스 응답 및 sinc(WT) 주파수 응답을 가지며, 시팍서(2 5)에 제공된 연속적인 서브 샘플 사이에서 혼선을 표시하지 않는다. 누산기(24)의 (WT)-1sin(WT) 또는 sinc(WT) 응답은 양자 잡음에 대한 선택 필터링으로 제공하지 않는다. 양자 잡음에 대한 선택성을 제공하도록 시그마-델타 변조기의 십진 필터에 사용하기 양호한 FIR 디지탈 필터 디자인은 시간 도메인에서 sinc(1.+1)(WT) 응답을 가진다. 여기서, W는 라디안 주파수, T는 변조 주기이며 1/Rfs와 동일, L는 시그마-델타 변조기의 오더이다. 그러나, 적절한 예방책이 관찰되지 않으면, 선택 필터는 시팍서(25)에 제공된 연속 서브 샘플 사이에서 혼선을 표시하는 경향이 있다. 제3도는 포토다이오드(19) 및 전치 증폭기(21)가 아날로그-저역-통과 필터(27)를 갖는 예비 필터링에 종속되며, 아날로그 필터(27)의 응답은 입력으로써 제3오더 시그마-델타 변조기(28)에 인가되며, 섬광기에 의해 발생된 증폭된 광음답을 제3a도에서 도시한다. E. F. Hogenauer는 An economucal class of digital filters for decimation and interp olation″, IEEE Trasactions on Acoustics, Speech and Signal Processing, Vol. ASSP-29, No. 2, April-1981. 보고서에서 최소 저장부를 사용하며 승산기는 없으며 매우 효율적으로 사용되는 디지탈 십진 필터의 종류를 기술한다. 제3b도는 변조기(28)의 양자 잡음에 대응하는 제3오더 시그마-델타 변조기(28) 출력 신호의 성분을 억제하도록 사용되며, sin4(WT) 응답을 갖는 상기 종류의 디지탈 필터를 도시한다. 시그마-델타 A/D 변환기용 십진 필터로써 상기 종류의 필터를 사용하는 것은 ″On The of Modulo Arithmetic Comb Filters in Sigma-delta Modulators″ in pages 2001-2004 of the Proceedings of the IEEE Conference on Acoustics, Speech and Signal Processing, 1988. E. Dijkstra, O. Nye, C. Piguet M. Degrsuwe에 대한 보고서에 기술된다. 편의를 위해, 상기 종류의 디지탈 필터는 이후 명세서에서 ″호게너(H ogenauer)″필터로 기술된다.
본 발명에 따라, 제3b도의 디지탈 저역-통과 필터의 sind4(WT) 응답은 아날로그 필터(27)를 갖는 필터링후에 전치 증폭기(21)로부터 광대역 잡음에 대응하는 제3오더 시그마-델타 변조기(28) 출력 신호의 성분을 억제하는데 사용된다. 제3오더 시그마-델타 변조기(28)는 D. B. Ribner에 의해 상세히 기술된 바와 같이, 상기 인용된 1990년 7월 10일 출원된 미합중국 특허 번호 제 550,763호에 의해 제11도 및 12도에 연관하여 양자 잡음을 취소하기 전에 제3b도의 디지탈 저역 통과 필터에서 디지트화된 아날로그 입력 신호를 집적시키는 형태이다. 제3b도의 디지탈 저역-통과 필터의 sinc4(WT) 응답에 의해 제공된 광대역 잡음에 대한 실질적인 선택성은 제3오더 시그마 -델타 변조기(30)에서 아날로그 입력 신호의 필터링 필요성을 감소시키며, 그래서, 아날로그-저역-통과필터(27)는 단일 또는 두 섹션의 저항-캐패시턴스(RC) 필터이다. 선택적으로, 전치 증폭기(21)는 수용할 수 없는 강한 잡음을 기저대에서 방지하도록 시그마-델타 변환이전에 요구되는 고주파수 응답의 롤-오프를 포함하도록 구성된다. 물론, 아날로그 대역-거절 필터는 아날로그 저역통과필터(27)를 사용하는 것 대신에 기저대에서 잡음 얼라이싱을 발생하는 광대역 잡음 스펙트럼의 부분을 변조기(28)입력 신호로부터 제거하는데 사용된다.
제3도의 제3오더 시그마-델타 변조기(28)는 성분 제2오더 변조기(30)와 성분 제1오더 변조기(40)를 포함한다. 제2오더 성분 시그마-델타 변조기(30)는, 피감수로써 아날로그 입력 신호를 수신하는 아날로그 감산기(31)와, 아날로그 영역에서 인수 k1a만큼 간산기(31)로부터 차이를 스케일하는 진폭-스케일링 소자(32)와, 상기 진폭 -스케일링 소자(32)의 응답용 적분기(33)와, 아놀로그 영역에서 인수 k1b만큼 적분기(33)로부터 차이를 스케일하는 진폭-스케일링 소자(34)와, 상기 진폭-스케일링 소자(34)의 응답을 피감수로써 수신하는 아날로그 감산기(35)와 감산기(35)에 의해 제공된 차이를 위한 적분기(36)와 상기 적분기(36)의 출력 신호로부터 제2오더 변조기용 디지탈 출력 신호를 발생하도록 양자 또는 아날로그-대-디지탈(A/D) 변환기( 37)와, 네거티브 피드백에서 사용하기 위해 제2오더 변조기(30)의 디지탈 출력 신호를 아날로그 형태로 역으로 변환시키는 디지탈-대-아날로그(D/A)변환기(38)를 포함한다. 진폭-스케일링소자(39)는, 제2오더 성분 시그마-델타 변조기(30)의 내부 피드백 루프에 근접하는 아날로그 감산기935)에 감수로 적응하기 이전에, 아날로그 영역에서 인수 2k1ak1b만큼 D/A 변환기(38)의 아날로그 출력 신호를 스케일한다. D/A 변환기(3 8)의 아날로그 출력 신호는 제2오더 성분 시그마-델타 변조기(30)의 외부 피드백 루프에 근접하는 감산기(35)에 감수로써 인가된다.
제1오더 성분 시그마-델터 변조기(40)는 아날로그 영역에서 인수 j1만큼 적분기(36)의 아날로그 출력신호를 스케일하는 진폭-스케일링 소자(41)와, 상기 진폭-스케일링 소자(41)의 응답을 피감수로써 수신하는 아날로그 감산기(42)와, 인수 k2만큼 감산기(42)로부터 차이를 스케일하는 진폭-스케일링 소자(43)와, 상기 진폭-스케일링 소자(43)의 응답을 위한 적분기(44)와, 상기 적분기(44)의 출력 신호용 양자 또는 아날로그-대-디지탈(A/D) 변환기(45), 디지탈 영역에서 인수 g1=1/j1k1ak1b만큼 양자기(45)의 디지탈 출력 신호를 스케일하는 진폭-스케일링 소자(46)와, 제1오더 성분 시그마-델타 변조기(40)에 대해 피드백 루프를 근접시키며 감수로써 감산기(42)에 인가하도록 제1오더 변조기(40)의 디지탈 출력 신호를 아날로그 형태로 역으로 변환시키는 디지탈-대-아날로그(D/A) 변환기(47)를 포함한다.
스케일링 소자(46)로부터 스케일된 디지탈 출력 신호는 피감수로써 디지탈 감산기(48)에 제공된다. 감산기(48)에는 클럭된 디지탈 지연 소자(49)에서 한 샘플 시간이 지연된 후에 성분 제2오더 변조기(30)의 디지탈 출력 신호를 감수로써 제공된다. 감산기(48)는 제2오더 성분 시그마-델타 변조기(30)의 두배로 집적된 양자 잡음의 네거티브를 차 클럭 신호로 제공한다. 감산기(48) 차 출력 신호는 제3b도에 위치된 디지탈 가산기(50)에 피가산수를 제공한다.
클럭된 디지탈 지연소자(49)에서 한 샘플 시간이 지연될때, 제3a도의 성분 제2오더 변조기(30)의 디지탈 출력 신호는 변조기(28)에 의해 수신된 디지트화된 아날로그 입력 신호이다. 제3b도에서, 지연된 변조기(30) 디지탈 출력 신호는 디지탈 가산기( 50)를 위한 피가산수를 발생하도록 종속된 적분기(51,52) 각 시간에 두배로 집적된다. 성분 제2오더 변조기(30)에 의해 발생된 제2오더 양자는 디지탈 가산기(50)로부터 디지탈 합 신호에서 취소된다. 제3 시그마-델타 변환기(28)의 변화 및 상기 취소의 응답은 1990년 7월 10일 출원된 미합중국 특허출원 제 550,763 호에 상세히 기술되어 있다.
M차-파워 호게너 필터는 감소된 출력 비율에 따라 클럭된 M 미분기 단 다음에서 입력 샘플링 비율에 따라 클럭된 다수의 종속 M 적분기로 구성된다. 입력 비율 대 출력 비율의 비는 비율 변화 인수 또는 오버 샘플링 비율, R로 불려진다.
이러한 필터에 대한 전송 함수는 다음과 같다.
[수학식 1]
이러한 필터의 오더는 [(R-1)M]th이며, Z에서 다항식의 오더는 전송 함수를 한정한다. 이러한 필터의 임펄스 응답은 입력 비율에서 RM 샘플 길이이며, 도는 감소된 출력 비율에서 M 샘플 길이이다. 일반적으로, 필터 응답은 종속된 M 미분기 단 다음에 또는 RM로 분배함으로써 진폭에서 정상화된다.
제3b도는 M이 4개가 사용되는 호게너 필터를 도시한다. 이전의 일반적인 규칙에 따라, 제4-파워 호게너 필터는 감소된 출력 비율에 따라 클럭된 4개의 미분기 단 다음에 입력 샘플링 비율로 클럭된 종속된 4개의 적분기로 구성된다. 제3b도에서, 입력 샘플링 비율로 클럭된 4개의 종속 접속된 적분기 단은 디지탈 가산기(50)에 선행하는 종속된 적분기(51,52)뿐만 아니라 디지탈 간산기(50) 다음에 오는 종속된 적분기(53 ,54)를 포함한다. 적분기(54)에서 제공된 4배로 적분되여 디지트화된 응답 대 아날로그-필터된 선-증폭된 광전류는 서브 샘플러(55)에서 R : 1로 서브 샘플된다. 출력 샘플 비율에서의 응답은 종속된 미분기(56,57,58,59)에서 4개로 미분되여, 정상화된 진폭을 갖는 호게너 필터 출력 응답을 발생한다.
M차-파워 호게너 필터 구조는 십진된 샘플 비율에서 M샘플 길이의 임펄스 응답을 갖는 필터이다. 하나보다 큰 필터 오더에 있어서, 이것은 한 출력 샘플로부터 다음 출력 샘플까지 많은 혼선을 일으킨다. 기본적인 M-차 파워 호게너 필터는 호게너 구조의 효율적인 사용을 유지하면서 상기 혼선을 감소 또는 제거하기 위해 사용되는 보충 필터로 사용될 수도 있다.
제3c도에서 기본적인 M차-파워 호게너 필터는 보충필터(60)로 사용될 수도 있다. 상기 보출 필터(60)는 필터 제어 회로망(63)의 제어하에서 프로그램가능한 감쇠기(61)와 설정가능한 누산기(62)를 구비하며, 십진된 유한-임펄스 응답을 제공한다. 데이타 비율은 충분히 낮아, 서브 샘플러 다음에 트랩된 지연 라인 및 디지탈 가산기를 사용하도록 형성되며, 클럭-가중된 또는 입력-가중된 유한-임펄스-응답(FIR) 디지탈 필터의 기본적인 한 형태를 사용한다. 제3c도에 도시된 보출 필터(60)는 서브샘플링 조직에서남 가중된 합을 발생하고, 프로그램 가능한 감쇠기(61)는 하나 또는 제로에 의해서만 가중한다. 더욱 복잡한 필터 응답은 프로그램가능한 감쇠기(61)에서 얻어지며, 필터 커넬에 연결된 가중치를 기억하는 메모리와 함께 디지탈 승산기를 구비한다. 또한, 보출 필터(60)는 제3b도의 호게너 필터에서 비-일관성 이득을 보상하도록 RM감쇠를 제공하며, 누산기(62)의 비-일관성 이득을 보상하도록 다른 감쇠를 제공하는 진폭-정상화 회로망(64)을 포함한다. 전체 감쇠가 두 조건에 의해 발생한다면, 진폭-정상화 회로망(64)은 누산기(62) 출력의 라이트 시프트이다. 필터 제어 회로망(63)의 제어하에서 디지탈 데이타 래치(65)는, 누산기(62)가 시팍서(25)의 결과를 리세트하고 홀드하기 전에 발생하는 회로망(64)으로부터 최종 진폭-정상화 누산 결과를 래치하는데 사용된다. 보충 필터(60)는 호게너 필터로부터 연속 출력을 평균한다. 다른 것을 무시하면서 몇몇 출력을 선택적으로 평균함으로써, 전체 필터 임펄스 응답은 수정된다.
제3b도의 제4파워 호게너 필터의 경우를 고려하면, 그로부터 임의의 특정 출력 샘플은 임펄스 응답에 의해 가중된 입력의 이전 4R 샘플의 합으로써 고려되며, 각 출력 샘플에서 3개의 선형 출력 샘플의 각각이 임의의 정보를 공유한다. 샘플링 주기가 4R 입력 샘플 길이로 한정되며(종래의 호게너 필터에서 R샘플 길이에 반대)제3b도의 필터 출력 신호가 4 : 1로 서브 샘플되며, 단지 제4출력 샘플만이 보유되고, 보유된 각 출력 샘플은 임의의 다른 보유된 출력 샘플과 함께 정보를 공유하지 않는다. 그때 샘플-대-샘플 사이에서 혼선이 생기지 않는다. 이러한 처리는 제로로 삽입 샘플을 가중하며 제3b도의 호게너 필터로부터 출력 샘플중 1/4을 일정하게 가중하는 프로그램 가능한 감쇠기(61)를 프로그램하도록 필터 제어 회로망(63)을 사용함으로써 보충 필터(60)에 의해 수행될 수 있다. 상기 필터 제어 회로망(60)은 제3b도의 호게너 필터로부터 출력 샘플중 1/4 전에 누산기를 리세트한다. 4인수로 출력 샘플당 입력 샘플의 수를 증가하면서 동일한 출력 데이타 비율을 유지하기 위하여, 퍼폴드(fourfold)는 입력 샘플링 비율에서 증가한다. 상기 보충 필터링 방법은 4배의 필터 동기잡음 대역폭을 야기시킨다.
보충 필터(60)를 동작하는 선택적인 방법은 감지 장치의 등가 잡음 대역폭에서 매우 큰 증가를 방지한다. 출력 샘플당 입력 샘플의 수는 NR=4R로부터 (M+N-1)R=(N+3)R까지 증가된다. 여기서, N은 1보다 큰 정수이다. 혼선이 없는 연속적인 호게너 필터 출력 샘플의 N 그룹은 필터 제어 회로망(63)의 제어하에서 감쇠기(61)를 사용하는 유니티에 의해 가중되며, 그때, 혼선이 나타나는 다음의 (M-1)=3 연속적인 호게너 필터 출력 샘플은 필터 제어 회로망(63)의 제어하에서 감쇠기(61)를 사용하는 제로에 의해 가중된다. 전술한 처리는 주기적으로 반복되고, 누산기(62)는 (M+N-1)=(N+3) 출력 샘플의 각 싸이클을 걸쳐 가중된 출력 샘플을 누산한다. 또한 진폭 정상화 회로망(64)은 인수 RN에 의해 누산기(62) 결과를 감쇠시키면서 평균 처리를 종료하기 위해 인수 N에 의한 누산기(62) 결과를 감쇠시킨다. 그리고, 최종 평균은 (M+N -1)th또는 (N+3)th출력 샘플 후 출력 데이타 래치(65)로 래치된다. 혼선이 없는 N 연속 호게너 필터 출력 샘플의 평균 처리는 신호-대-잡음을 개선시키며, 잡음 대역폭을 감소시킨다. 그러나, N 평균 신호의 성분은 상호 관계가 없기 때문에, 쉽게 사용가능한 형태에서 상기 개선된 분석 표현은 가능하지 못하다. 발견자에 의해 얻어진 디자인은 전체 필터 구성의 시뮬레이션을 계산한다.
제4도의 표 1은 N의 여러가지 값에 대한 등가 잡음 대역폭을 도시한다. 필요한 출력 비율은 2312Hz이며, R은 256으로 세트된다. 필요한 입력 샘플링 비율은 다음 관계식에 따라 필요한 뷰 비율 fv에 비례한다.
[수학식 2]
비율 변화 인수 또는 오버샘플링 비율 R을 갖는 호게너 필터 다음에 보출 필터(60)를 사용하는 것은 보출 필터(60)를 포함하는 시그마-델타 아날로그-대-디지탈 변환기를 위해 새로운 전체 비율 변화 인수 또는 오버샘플링 비율 R'을 야기시킨다. 새로운 오버샘플링 비율 R1은 인수(N+J)에 의해 구(old) 오버샘플링 비율 R보다 크다. 여기서, J는 1보다 작은 호게너 필터의 파워 N과 같다. 시그마-델타 아날로그-대 -디지탈 변환기(28)에서의 오버샘플링 비율은 뷰 데이타 fv에 R'배이다.
상기 방법은 제로 샘플-대-샘플 혼선을 유지하면서 잡음 대역폭의 감소를 허용한다. 그러나, 몇몇 응용에서, 잡음 대역폭은 아직도 너무 높다. 이러한 경우, 잡음 대역폭의 감소를 위해 작은양의 혼선을 교환하는 평균 시팍스를 수정하는 것은 가능하다.
1보다 큰 M 호게너 필터 파워에서, N 연속 호게너 응답을 평균하는 합성 필터의 임펄스 응답은, 가중되고 합산된 (M+N-1)R 입력 샘플의 중앙부가 다른 부분보다 훨씬 더 가중되도록 한다. (M-N-1)R 입력 샘플의 양쪽끝에서 입력 샘플수 R은 입력 가중의 후미로 호출된다. 특정 뷰의 후미만이 인접한 뷰를 오버랩하면 비교적 적은 양의 혼선이 가능하다. 즉, 각 샘플링 주기의 중심은 특정 뷰에 대한 임펄스 응답의 중심과 일치한다.
다시, 제4파워 필터의 경우를 생각하기로 하자. 호게너 필터로부터 출력 샘플당 입력 샘플의 수는 (M-N-1)=(N+3)R로 유지되고, 인접한 샘플의 가중 후미가 오버랩하도록 평균 시팍스는 N 호게너 출력을 평균하며, 그때, (M-2)=2 출력(제로 혼선의 경우(M-1)=3에 반대)을 무시한다. 즉, 인수(N-J)에 의해 구 오버샘플링 비율 R보다 큰 새로운 오버샘플링 비율 R'이 얻어진다. 그러나, J는 호게너 필터의 파워 (L+1)보다 두개가 적도록 선택된다. 필요한 입력 샘플 비율은 다음과 같다.
[수학식 3]
N은 1이며, 혼선은 호게너 필터 출력 샘플의 각각에서 나타나며, 이것은 보충 필터(60)를 사용하여 평균되지 않는다. N이 1을 초과하고 보충 필터(60)가 사용될때, 혼선은 호게너 필터 출력 샘플중 초기와 마지막 샘플에서만 나타난다. 그러므로, 보충 필터(60)에서 뷰 샘플을 발생할때, 연속 뷰에서 감지하는 것보다 단지 하나의 뷰에서 얻어지는 연속 샘플때문에 혼선이 나타나지 않은 중간 호게너 필터 출력 샘플을 포함하는 평균에 기인하여 혼선은 평균 처리에서 약해진다. N이 커질때 혼선은 없어진다.
N이 크게 되면, 수용가능한 낮은 혼선은 연속 뷰동안 합성 필터 임펄스 응답이 크게 오버랩하는 곳에서 얻어진다. 제4파워 필터의 경우에서, 출력 샘플당 입력 샘플의 수는 (N+3)R로부터 (N+1)R로 감소되고, 인접한 샘플의 가중 후미가 오버랩하는 평균 시팍스는 N 호게너 출력을 평균하며, 제로 혼선의 경우 (M-1)=3출력에 반대일때 (M-3)=1출력만 무시한다. 즉, 인수(N+J)에 의해 구 오버샘플링 비율보다 큰 새로운 오버샘플링 비율 R'이 얻어진다. 그러나, J는 호게너 필터의 파워 M=(L+1)보다 셋이 적도록 선택한다. 제1R입력 샘플 후 및 최종 R입력 샘플 전에 샘플 주기가 시작하도록 한정된다. 필요한 입력 샘플 비율은 다음과 같다.
[수학식 4]
합성 필터 응답에서 나타나는 뷰의 임펄스 응답의 중심부에서 (M+N-3)R 입력 샘플은 선행 뷰로부터 R 샘플의 후미와 연속 뷰로부터 R 샘플의 후미에 의해 오버랩된다.
제5도의 표 2는 고립된 호게너 필터 출력 샘플이 보충 필터(60)에서 감쇠기(61 )에 의해 무시되고 또는 제로로 가중되는 N의 여러값에 대한 잡음 대역폭 및 입력 샘플링 비율을 도시한다. 필요한 출력 비율은 2312Hz이다. 표 2는 각 경우에 대한 혼선을 표시한다. 이러한 혼선은 뷰의 임펄스 응답 중심부에서 (M+N-3)R 입력 샘플의 합산에 의해 분배되는 선행 뷰 및 연속 뷰로부터 임펄스 응답내 R 샘플의 후미 합산으로 한정된다.
호게너 필터에 대해 상기 기술된 보충 필터링 기술은, 임펄스 응답이 다수의 출력 샘플에 연장하는 다른 십진 필터에 대해 적용 가능하다. 이러한 보충 필터링 기술은 호게너 필터가 관여하는 한 특히 중요하다. 왜냐하면 비교가능한 선택성을 제공하는 호게너 필터는 구조상 소형이 되지 않기 때문이다. 합성된 비율 감소 인수 R'을 갖는 분리가능한 예비 및 보충 십진 필터는 본 발명의 다른 실시예에서 대신 사용될 수 있다.
제3도와 관련하여 기술된 것과 유사한 감지 장치에서 시그마-델타 변조기, 호게너 필터 및 보충 필터의 소형성은 시그마-델타 변조기, 호게너 필터 또는 보충 필터의 시-분할 멀티플렉스된 사용보다 각 광감지 다이오드에 사용되는 결합에 따른다. 십진 필터는 뷰 메모리를 기록할때 사용되는 시팍서에 적용하도록 더 적은 디지탈 형태로 시그마-델타 변조기에 의해 발생되는 ONE 및 ZERO의 스트링을 코드한다. 공유된 십진 필터로 다른 시그마-델타 변조기에 의해 발생되는 ONE 및 ZERO의 스트링을 시분할 멀티플렉싱하는 장치는 소형이 아니다. 광전류 전치 증폭기로부터 아날로그 신호의 시-분할-멀티플렉싱은, 시스템의 임펄스 응답에 멀티플렉싱하는 영향때문에, 이러한 멀티플렉싱동안 잡음이 도입하기 때문에, 아날로그 신호의 시-분할 멀티플렉싱에서 생기는 선형성 문제점 때문에 양호하지 못하다. 상기 명세서에 첨부된 청구범위는 시-분할 멀티플렉싱을 하는 감지 장치를 지지한다.
제6도는 제3도의 감지 장치를 사용하는 제1도의 컴퓨터화된 토모그래피 주사기의 시간 회로망을 도시한다. a-c 파워 메인 주파수로 로크되는 또는 발진 주파수의 수정 제어를 갖는 마스타 클럭 발진기(70)는 뷰-데이타 저장 메모리(9)를 판독하는 클럭 신호를 발생한다. 마스타 클럭 발진기(70)의 발진 주파수는 CT 주사기 동작자가 총 주사 시간을 조정하는 것을 허용하며 비율 명령 주사에 응답하여 다른값으로 조정할 때 도시된다. 상기 클럭킹 신호는 뷰 비율 fv의 정상값에서 클럭킹 신호를 발생하도록 고정된 정수 인수 P에 의해 분주되는 주파수 분주기(71)에 제공된다.
(인수 P는 뷰-데이타 저장 메모리(9)에 병렬-비트 검출기 데이타가 직렬로 기록되면, 뷰 당 검출기 응답수와 동일하며, 뷰-데이타 저장 메모리(9)가 병렬-비트 검출기 데이타로 각각 직렬로 기록된 S 세그먼트로 세그먼트되면, 정수 S로 나누어진 뷰 당 검출기 응답수이다. 뷰-데이타 저장 메모리(9)에 병렬-비트 검출기 데이타보다 직렬 비트로 검출되면, P는 검출기 데이타 당 비트수와 동일한 인수만큼 크다)
뷰 비율 클럭킹 신호는, 모터 속도 제어 회로망(73)에 제공된 AFPC 신호를 발생하는 자동 위상 및 주파수 제어(AFPC) 검출기(72)에 제공된다. 상기 AFPC 신호에 응답하여, 모터 속도 제어 회로망(73)는, 모터(74)의 회전속도를 제어하며, 기계적 접속을 통해 모터(74)에 의해 구동되는 갠트리 구조(2)이 회전속도(구조에 부착된 팬-빔 소스(6) 및 아치형 기판(7))를 제어하는 전기 모터(74)에 전기 신호를 제공한다. 회전에 의한 갠트리 구조(2)는 위치 검출기(75)가 감지 장치의 로우(8)내 한 위치의 각 회전 표시를 발생하도록 하며, 상기 표시는 뷰 비율 fv의 실제 값을 표시한다. 위치 검출기(75)는 감지 장치의 로우(8)에 인접하는 광감지기와 다른 로우중 램프 주사 연속 로오로부터 광접속을 이행하며, 광감지기의 다른 로우의 광응답은 OR 기능에 따라 합성된다. 위치 검출기(75)에 의해 실제 뷰 비율 fv에서 발생되는 위치 인덱싱 정보는, 마스터 클럭 발진기(70)로부터 클럭킹 신호의 주파수에 의해 규정된 값에 가까운 갠트리 구조(2)의 회전속도를 유지하는 피드백 루프를 종결하도록 AFPC 검출기(72)에 역으로 제공된다.
그러나, 규정된 값으로부터 갠트리 구조(2)의 회전 속도의 불필요한 최소 변화가 약간 존재한다. 뷰-데이타 저장 메모리(9)내로 검출기 데이타를 기록할때 회전변화 속도를 수용하기 위하여, 메모리(9)에 기록하는 전체 클럭킹 신호의 발생은, 규정된 회전 비율보다 갠트리 구조(2)의 실제 회전 비율에 동기한다.
이러한 목적을 위해, 종속으로 각각 결합된 프로그램가능한 주파수 분주기(77, 78)에서 인수 R 및 (N-J)에 의해 연속적으로 주파수 다운될때, 시그마-델타 변조기(28)에 대한 오버샘플링 비율로 fs 클럭을 발생하는 제어된 발진기(76)의 발진은, 입력 신호로써 AFPC 검출기(79)에 제공된다. AFPC 검출기(79)는 위치 검출기(7 5)로부터 실제 뷰 비율 fv 출력 신호인 또다른 입력 신호를 수신하며, 발진기의 발진 주파수를 제어하는데 사용되는 출력 신호를 발생한다. 이것은 실제 뷰 비율 fv에 동일하도록 프로그램가능한 주파수 분주기(78)로부터 출력 신호로 제공될때, 누산기(62)용 리세트 신호를 조정하는 피드백 루프를 완성한다.
동일한 피드백 루프는 프로그램가능한 주파수 분주기(78)내로 프로그램된 (N+J)값에 의해 결정되는 바와 같이, 실제 뷰 비율 fv에 (N+J)배 하는 fo 클럭 주파수를 조정한다. fo 클럭 주파수는 누산기 클럭킹 신호로써 R : 1 서브 샘플러(55), 호게너 필터의 미분기(56-59), 누산기(62)에 제공된다.
또한, 동일한 피드백 루프는 프로그램가능한 주파수 분주기(77,78)내로 각각 프로그램된 R 및 (N+J)에 의해 결정되는 바와 같이, 실제 뷰 비율 fv에 R(N+J)배인, 즉, 프로그램가능한 주파수 분주기(77)내로 프로그램된 R에 의해 결정하는 바와 같이 fo 클럭 주파수에 R배인 fs 클럭 주파수를 조정한다. fs 클럭 주파수는 시그마-델타 변조기(30,40)와, 호게너 필터의 적분기(51-54)와 프로그램가능한 주파수 분주기(78)에 제공된다.
뷰-데이타 저장 메모리(9)내로 검출기 데이타를 기록할때 갠트리 구조(2)의 회전 변화 속도를 수용하기 위하여, 메모리(9)에 기록하는 클럭 신호의 발생은, 규정된 값보다 뷰 비율 fv의 실제 값의 P배에서 일어난다. 이것을 하기 위하여, 주파수 분주기( 711)에서 정수 P에 의해 분배되는 바와 같이, 메모리(9)의 기록을 위한 클럭킹 신호를 발생하는 제어된 발진기(710)의 발진은 입력 신호로써 AFPC 검출기(712)에 제공되며 상기 검출기는 또다른 입력 신호를 위치 검출기(75)로부터 실제 뷰 비율 fv 출력 신호를 수신하며, 발진기(710)의 발진 주파수를 제어하는데 사용되는 출력 신호를 발생한다. 제어된 발진기(710)로부터의 클럭킹 신호는, 기록 입력 신호로써 메모리(9)에 제공되는 바와 같이 각 시팍서(25)에 제공되며, 그래서, 시팍서(25) 판독은 메모리(9) 기록과 동시에 일어난다.
시그마-델타 변조기(30,40)의 오버샘플링 비율 fs 및 제3b도의 호게너 필터의 출력 샘플 비율 fo는, 보충 필터(60)가 동작되는 방법에 따라 변화하며, 사용되는 오버샘플링 비율 R에 따라 변화한다. 주파수 분주기(77)는 적분 인수 R에 의해 분주되며, 상기 인수는 뷰 비율이 마스터 클럭 발생기(70)에 프로그램되는 주사 비율에 응답하는 것보다 더 작을때 크게된다. 주파수 분주기(78)는 적분 인수(N+J)에 의해 분주하도록 프로그램되며, 상기 인수는 혼선이 십진 필터의 출력 신호에서 허용되지 않으면 (N+L)과 동일하며 허용되면 (N+L)보다 더 적다. 주파수 분주기(77,78)의 프로그래밍은 CT 주사기 동작자에 의해 수동 제어하에서 이루어지며, CT 주사기 동작자에 의한 총 주사 시간의 선택에 따라 자동적으로 제어된다.
물론, 제6도의 타이밍 회로망의 변화는 종래 기술에 숙달된 사람과 전술한 설명으로부터 공지된다.
제2도 및 제3도에 도시된 전치 증폭기(21)는 트랜스 저항 증폭기이며 감지가능한 캐패시턴스를 갖는 포토다이오드는 포토다이오드 슈트 잡음보다 더 적은 잡음을 가진다. 상기 기술된 바와 같은 디바이스 설계 기술을 사용하는 포토다이오드의 캐패시턴스가 감소될때, 전치 증폭기 출력 신호를 수반하는 광대역 잡음의 일차 원인은 전치 증폭기 자체내에 있다. 또한 광대역 잡음의 감소는 전치 증폭기 자체의 설계 변형을 요구한다. 포토다이오드의 캐패시턴스가 충분히 감소될때, 광대역 잡음 감소 시점에서, 트랜스 저항 증폭기보다 나은 밀러 적분기가 포토다이오드 다음에 전치 증폭기로 사용되는 장점이 있다.
연산 증폭기는 각각의 피드백 접속에서 밀러-피드백 캐패시터를 구비함으로써 밀러 적분기로 접속된다. 밀러-피드백 캐패시터를 갖는 트랜스 저항 전치 증폭기의 피드백 저항은 전치 증폭기 출력 신호를 수반하는 광대역 잡음의 성분으로써 피드백 저항의 열 저항을 제거한다.
밀러 적분기가 CT 주사의 각 뷰동안 발생된 광전하의 ″구형″펄스를 갖는 리만 적분 응답은 톱니 또는 램프 전압이며, 밀러 적분기는 각 뷰 초기에서 리세트된다. 밀러 적분기가, 아날로그-대-디지탈 변환이 수행되기 전에, 선증폭을 위해 사용될때, 상기 톱니 또는 램프 전압은 피크 근처에서 샘플되고 샘플은 동기 피크-검출 처리에서 다음 샘플링에 홀드된다.
피크-검출 결과는 검출기 응답동안 메모리에 저장을 용이하게 하기 위해 A/D 변환기에 의해 디지트화된다. 디자이너는 동기 피크-검출 처리를 수행할때 램프 전압의 상호 연관된 이중 샘플링을 사용하는 것을 선호한다. 상호연관된 샘플중 초기 샘플은, 광전하의 ″구형″ 펄스가 적분되기 시작하기 전에 리세트된 후 적분 주기의 아웃 세트에서 얻어지며, 상호 연관된 샘플중 최종 샘플은 밀러 적분기가 다시 리세트된 후 적분 주기의 아웃 세트에서 얻어지며, 상호 연관된 샘플중 최종 샘플은 밀러 적분기가 다시 리세트되기 전에 램프 저압의 피크 근처에서 얻어진다. 그때, 최종 샘플로부터 초기 샘플의 감산은 피크-검출 결과에서 리세트 잡음의 효과를 제거한다.
종래 기술에 따른 동기 피크-검출 처리는 연산 증폭기의 입력단에서 전계 효과 트랜지스터로부터 불필요한 광대역 얼라이싱을 야기시키며, 동기 피크-검출 처리를 위한 캐리 주파수인 출력 샘플 주파수 fv에 접하는 스펙트럼으로부터 광대역 잡음을 발생시킨다. 오버샘플링 형태의 A/D 변환기에 연결된 필터링은 동기 피크 검출 처리를 방지한다. 적분 전치 증폭기로부터 램프 출력은 시그마-델타 A/D 변환기에 직접 인가되며, 시그마-델타 A/D 변환기의 십진 필터에 의해 제공된 저역-통과 디지탈 필터링은 각 램프 출력의 오버 샘플링 비율에서 얻어진 샘플로 평균된 응답을 추출한다. 평균 검출 처리는 피크 검출을 대신하며, 적분동안 램핑의 선형성을 보장함으로써, 평균 검출 결과와 피크 검출 결과 사이에서 감지가능한 관P는 피크 검출 결과가 평균 검출 결과로부터 선행하여 계산되도록 결정된다. 적분 전치 증폭기를 갖는 본 발명을 이행할때, 종래 기술에 따른 동기 피크-검출 처리는 밀러 적분기가 전치 증폭기로 사용될때 적합하지 않으며, 상호관계된 이중 샘플링 처리는 종래 기술의 처리와 다르다.
제7도는 상기 처리를 이행하기 위해 단일-단부형 적분 전치 증폭기(80)를 도시한다. 전치 증폭기(80)는 제3도의 감지 장치의 변조기(28) 또는 제2도의 감지 장치의 오버샘플링 시그마-델타 변조기(22)와 포토다이오드(19) 사이에서 트랜스 저항 전치 증폭기(21)를 대신한다.
단일-단부형 적분 전치 증폭기(80)는 David B. Ribner 의해 출원된 발명의 명칭이 ″NOISE-CANCELLING PHOTODETECTOR PREAMPLIFIER, AS FOR COMPUTERIZED TOMOGRAPHY″; 인 명세서에 기술된 단일-단부형 적분 전치 증폭기와 유사하며, 단일-단부형 적분 전치 증폭기(80)의 평형 호모로그스는 상기 명세서에 기술된 바와 같이 본 발명을 이행하는 다른 감지 장치에서 단일 단부형 적분 전치 증폭기(80) 대신에 사용된다.
단일-단부형 적분 전치 증폭기(80)는 동기 검출 처리를 삽입하는 것 없이도 출력 접속으로부터 램프신호를 시그마-델타 A/D 변조기(22 또는 28)에 직접 인가한다. 전치 증폭기(80)는 그들사이에서 dc-블럭킹 캐패시터(81)와 종속 접속에서 미분-입력/미분-출력 상호 컨덕턴스 증폭기(82)와 미분-입력 전압 증폭기(83)를 포함한다. 정상 동작동안, 제1위상 이진-값 제어 전압Φ1이 하이일때, 캐패시터(84)는 미분-입력 전압 증폭기(83)의 출력 접속으로부터 미분-입력/미분-출력 상호 컨덕턴스는 증폭기(82)까지 변성 전압 피드백을 제공하도록 선택적으로 접속된다. 즉, 캐패시터(84)는 밀러 적분기로써 종속된 증폭기(82,83)의 접속을 종결하는 밀러 피드백 캐패시터를 제공한다. 전계-효과 트랜지스터 스위치(90)가 정상 동작동안, 하이인 제1위상 이진-값 제어 전압 Φ1에 응답하여 도통하고 전계-효과-트랜지스터 스위치(92)는 로우인 제2위상 이진-값 제어 전압 Φ2에 응답하여 비-도통하며, 전계 효과 트랜지스터 스위치 (91,93)는 로우인 또다른 위상 이진-값 제어 Φ23에 응답하여 비-도통한다. 캐패시터 (85)는 폴-스피리팅 위상 보상 구조에서 고 주파수에 대해 동작하는 전압 증폭기(83) 근처에서 로컬 변성 전압 피드백 루프를 종료시킨다.
집적 전치 증폭기(80)의 리세팅 처리는 매우 중요하다. 상기 전치 증폭기는 전압 증폭기의 아웃세트내 전압 증폭기(81) 입력단에서, 전치 증폭기(80)의 금속-산화물 반도체 전계-효과 트랜지스터에 발생하며, 전치 증폭기(80) 출력 신호의 저주파수 스펙트럼에서 나타나는 플리커(또는 1 f) 잡음 및 kT/C 잡음을 억제하는 상호관련된 이중 샘플링을 포함한다. 재설정을 통해 제1-위상 이진-값 제어 전압 Φ1은 로우이고 FET 스위치(90)는 비-도통하여 밀러 적분을 방해한다. 재설정을 통해, FET 스위치( 91)는 하이인 이진-값 제어 전압 Φ23에 응답하여 도통하며, 캐패시터(84)의 오른쪽 기판을 접지로 클램프한다.
재설정 동작의 초기 부분동안, FET 스위치(92)는 하이인 제2-위상 이진-값 제어 전압 Φ2에 응답하여 도통한다. 이것은 오토-제로링을 위해 미분-입력/미분-출력 상호 컨덕턴스 증폭기(82)를 접속시키며, FET 스위치(92)를 통해 변성 피드백은 증폭기(82)의 잡음 전압 및 오프세트로 언급된 입력과 동일한 전압으로 캐패시터(84)의 충전을 야기시키며, 1보다 큰 인수에 의해 증폭된 증폭기(82)의 출력 접속에 나타나는 응답을 방지한다. 증폭기(82)의 오토-제로잉(auto-zeroing)은 증폭기(82)의 잡음 전압 및 오프세트로 언급된 입력에 동일한 전압에서 +출력 접속을 위치시키며, 증폭기(82)의 잡음 전압 및 오프세트로 언급된 입력의 네거티브에 동일한 전압에서-출력 저속은 dc-블럭킹 캐패시터(87)의 좌측 기판에 인가된다. FET 스위치(93)의 도통은 오토-제로링을 위해 미분-입력 전압 증폭기(83)를 접속시키며, FET 스위치(93)를 통해 변성 피드백은 우측 기판상에서 증폭기(83)의 잡음 전압 및 오프세트로 언급된 입력을 위치시키도록 캐패시터(81)의 충전을 야기시키며, 1보다 큰 인수에 의해 증폭되는 증폭기(83)의 출력 접속에 나타나는 응답을 방지한다.
재설정 동작의 초기 부분동안, FET 스위치(92)는 로우인 제2위상 이진-값 제어 전압 Φ2에 응답하여 비-도통한다(재설정 동작의 최종 부분은 제3-위상 이진-값 제어 Φ3이 하이일때 동작의 제3위상에서 고려되고 제어 전압 Φ23은 제어 전압 Φ2및 Φ2으로 OR 응답한다). FET 스위치(92)이 개구로부터 캐패시터(84)내로의 충전은 제3위상 동작동안 dc-블럭킹 캐패시터(8)의 우측 기판에 인가된 전압을 변경시킨다. 증폭기(83)의 오트 제로잉은 상기 변경을 보상하도록 캐패시터(81)를 충전한다. FET 스위치(91,93)가 재설정 동작의 근처에서 비-도통될때 나머지 오프세트 에러는 로우인 제어 전압 Φ2에 응답하여 FET 스위치(93)의 개구로부터 캐패시터(81)내로 충전된다. 그러나, 상호 컨덕턴스 증폭기(82)의 입력 포트에서, 상기 에러는 전압 증폭기(83) 입력 포트에 의해 로드되는 바와 같이 상호 컨덕턴스 증폭기(82)의 전압 이득에 의해 감소된다. 재설정 후, 정상 동작은 다시 시작하며, FET 스위치(90)는 하이인 제1위상 이진-값 제어 전압 Φ1에 응답하여 도통으로 리턴되며, 밀러 적분기에 대해 피드백 루프를 종료하도록 캐패시터(84)를 재접속한다.
상기 기술된 바와 같이 재설정 처리는 이전의 뷰로부터 혼선때문에 시그마-델타 변조기(28)가 어느곳에서나 무시되는 출력 샘플을 발생하는 시간동안 여러 광검출기에 각각 연결된 밀러 적분기의 각 뷰 초기에서 수행된다. 입력에 연관되는 바와 같이 전치 증폭기(80)에서 발생된 잡음의 표준 편차는 적분 시간동안 변화하지 않는다. 시그마-델타 변조기(28)는 캐패시터(84)의 캐패시턴스 대 포토다이오드(19)의 캐패시턴스 비율에 의해, 즉, 포토다이오드(19)의 캐패시턴스 리액턴스 대 캐패시터(84)의 캐패시턴스 리액턴스 비율에 의해 전치 증폭기(80)에서 증폭되는 잡음을 수신한다. 그러므로 포토다이오드(19)의 캐패시턴스는 캐패시터(84)의 캐패시턴스보다 더 적다. 시그마-델타 변조기(28)에서 발생된 양자 잡음의 표준편차는 적분 시간을 변화시키지 않는다. 뷰동안 시그마-델타 변조기(28)로부터 변환된 신호를 수반하는 잡음 적분은 없다. 포토다이오드(19)로부터 광전류는 늘어진 적분 시간동안 신호-대-잡음 비율을 개선시키기 위해 뷰동안 전치 증폭기에 의해 적분되며, 밀러 적분기는 호게너 필터로부터 출력 샘플 비율보다 큰 뷰에서 리세트된다.
제7도에서 수정된 제3도의 감지 장치내 시그마-델타 변조기(8)의 ″구형 펄스″보다 큰 램프 전압의 적용은, 진폭 정상화 회로망(63)(제3c도)에서 사용되는 스케일링 인수에서의 변화를 요구한다. 전치(N+J)출력 샘플의 평균 N이, 상기 샘플수를 초과하는 인수(N+J-L+1)에 의한 램프동안 (N+J)th샘플을 통해 (J+1)th의 합을 분배함으로써 제3c도의 보충 필터(60)에서 이루어질때, 램프의 최종값 VR(nT)에 동일한 값을 발생한다. 예를 들면 이러한 보정 인수는 제3c도에 도시된 보충 필터(60)의 회로망(6 4)에서 십진 필터 응답에 인가된 진폭 정상화 인수로 구성된다.
제7도의 밀러 적분기 전치 증폭기(80)를 포함하는 수정된 제3도의 감지 장치의 필터된 잡음 대역폭은 대략 (N+J)/2T 헤르쯔이며, 여기서 T는 초당 램프 주기이며, 전치 증폭기(80)으로부터 광대역 잡음은 [(N+J)R]0.5인수에 의해 감쇠된다.
본 발명은 양호한 다양한 다른 실시예와 관련하여 설명하였지만, 이상에서 설명된 바와 같은 발명의 사상 및 범위를 벗어남이 없이 다른 수정 및 변형은 본 기술에 숙달된 사람에 의해 쉽게 이루어질 수 있다. 그러한 모든 변형과 수정 및 실시예는 첨부된 청구범위내에 포함된다.

Claims (31)

  1. 광전류를 발생하도록 역 뷰 비율인 최소한 규정된 시간 주기동안 라디안-에너지의 각 소자에 응답하는 광감지기와, 상기 광감지기로부터 광전류를 수신하도록 접속된 입력 포트를 가지며, 입력 포트가 수신하는 광전류에 응답하여 아날로그 출력 신호-상기 출력 신호는 바람직하지 않게 전치 증폭기내 실질적인 부분에서 발생하는 광대역 잡음을 동반하며-를 제공하는 출력 포트를 갖는 전치 증폭기와, 아날로그 입력 신호를 수신하도록 접속된 입력 포트와, 오버샘플링 비율로 상기 아날로그 입력 신호에 대해 디지탈 응답-상기 응답은 시그마-델타 변조기내에서 발생된 양자화 잡음을 수반하며-을 제공하는 출력 포트를 가지며, L은 제로보다 큰 정수, 오버샘플링 비율은 상기 뷰 비율에 R'배이며, R'은 1보다 큰 정수인 오더 L의 시그마-델타 변조기와, 상기 대역 성분은 상기 수반한 광대역 잡음의 최소한 일부분으로 구성되며, 상기 시그마-델타 변조기의 디지탈 응답은 상기 시그마-델타 변조기내에서 발생된 양자화 잡음뿐만 아니라 상기 대역 성분에 바람직하지 않은 응답을 수반하며, 상기 전치 증폭기의 출력 포트로부터 아날로그 출력 신호를 상기 수신된 입력 신호로써 상기 시그마-델타 변조기의 입력 포트에 인가하는 수단과, 상기 대역 성분에 대응하는 성분은 전치 증폭기아날로그 출력 신호에 대응하는 성분 각각에 감쇠하는 상기 시그마-델타 변조기내에서 발생되는 양자화 잡음뿐만 아니라 전치 증폭기 아날로그 출력 신호에 대응하는 성분 각각에 감쇠되며, 상기 시그마-델타 변조기의 출력 포트로부터 접속된 입력 포트와, 상기 뷰 비율로 십진 필터 응답을 제공하는 출력 포트를 갖는 십진 필터를 구비하는 것을 특징으로 하는 감지 장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 전치 증폭기의 출력 포트로부터의 아날로그 출력 신호를 상기 시그마-델타 변조기의 입력 포트에 인가하는 수단을 구비하며, 상기 전치 증폭기내 실질적인 부분에서 발생하는 수반한 광대역 잡음의 최소한 일 부분은 상기 전치 증폭기의 출력 포트로부터 상기 시그마-델타 변조기의 입력 포트에 직접 연결되는 것을 특징으로 하는 감지 장치.
  3. 제1항에 있어서, 상기 전치 증폭기는 트랜스 임피던스 증폭기인 것을 특징으로 하는 감지 장치.
  4. 제1항에 있어서, 상기 십진 필터는 상기 시그마-델타 변조기의 디지탈 응답에 대한 누산기를 구비하며, 상기 누산기는 상기 뷰 비율에서 주기적으로 리세트되는 것을 특징으로 하는 감지 장치.
  5. 제1항에 있어서, 상기 시그마-델타 변조기는 디지탈 응답을 비트 직렬 포맷으로 비트 직렬 포맷으로 상기 적분된 에러 신호로 제공하는 형태이며, 상기 십진 필터는 상기 시그마-델타 변조기의 디지탈 응답에서 ONE를 카운팅하는 카운터를 구비하는 것을 특징으로 하는 감지 장치.
  6. 제1항에 있어서, 상기 전치 증폭기의 출력 포트로부터의 아날로그 출력 신호를 상기 시그마-델타 변조기의 입력 포트에 인가하는 수단을 구비하며, 상기 전치 증폭기내 실질적인 부분에서 발생하는 수반한 광대역 잡음의 최소한 일부분은 저역-통과 아날로그 필터인 것을 특징으로 하는 감지 장치.
  7. 제1항에 있어서, 상기 십진 필터는, 상기 시그마-델타 변조기 디지탈 응답이 제공되는 입력 포트와, 출력 샘플 비율로 제공되며 상기 양자화 잡음에 무관하며 상기 출력 샘플 비율위에서 사이 광대역 잡음에 무관한 디지탈 필터 응답을 제공하는 출력 포트를 가지며, 상기 디지탈 필터는 R 샘플의 폭을 갖는 커넬형태이며, R은 R'보다 크지 않은 유한-임펄스-응답 저역-통과 디지탈 필터와, 상기 십진 필터 응답을 발생하도록 상기 뷰 비율로 상기 디지탈 필터 응답을 샘플링하는 수단을 구비하는 것을 특징으로 하는 감지장치.
  8. 제7항에 있어서, 상기 유한-임펄스-응답 저역-통과 디지탈 필터는 sinc(L+1)(ωT) 전송 특성을 갖는 형태이며, R은 R'/(L+1)보다 크지 않은 정수인 것을 특징으로 하는 감지 장치.
  9. 제8항에 있어서, 상기 유한-임펄스-응답 저역-통과 디지탈 필터는 호게너 필터인 것을 특징으로 하는 감지 장치.
  10. 제8항에 있어서, R은 R'/(L+1)이며, 상기 출력 샘플 비율은 상기 오버샘플링 비율에 1/(L+1)배이며, 상기 뷰 비율로 상기 디지탈 필터 응답을 샘플링하는 수단은 상기 디지탈 필터 응답의 현샘플과 선행하는 L 샘플이 동일한 주기동안만 발생될때 상기 디지탈 필터 응답을 샘플하는 것을 특징으로 하는 감지 장치.
  11. 제8항에 있어서, R은 R'/(N+L+1)과 동일하며(N은 양의 정수), 상기 출력 샘플 비율은 상기 오버샘플링 비율에 1/(N+L+1)배이며, 상기 뷰 비율로 상기 디지탈 필터 응답을 샘플링하는 수단은, 상기 디지탈 필터 응답의 현샘플 및 선행하는 L 샘플의 소정의 시간 주기동안 발생할때 상기 출력 샘플 비율에서 발생하여 N 연속 기간동안 발생하는 N 디지탈 필터 응답의 각 그룹을 평균하는 보충 필터인 것을 특징으로 하는 감지 장치.
  12. 제8항에 있어서, R은 R'(N+J)와 동일하며(N은 양의 정수, J는 (L+1)보다 작은 양의 정수), 상기 출력 샘플 비율은 상기 오버샘플링 비율에 1/(N+J)배이며, 상기 뷰 비율에서 상기 디지탈 필터 응답을 샘플링하는 수단은, 상기 디지탈 필터 응답의 현샘플 및 선행하는 L 샘플이 소정의 시간 주기동안 발생할 때, N 연속 기간을 포함하는 상기 출력 샘플 비율로 발생하여 N+J-(L+1) 연속 기간동안 발생하는 N+J-(L+1) 디지탈 필터 응답의 각 그룹을 평균하는 보충 필터인 것을 특징으로 하는 감지 장치.
  13. 제10,11 또는 12항에 있어서, 상기 전치 증폭기는 상기 출력 샘플 비율로 주기적으로 리세트되는 밀러 적분기인 것을 특징으로 하는 감지 장치.
  14. 제10,11 또는 12항에 있어서, R'을 조정가능하게 결정하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 감지장치.
  15. 각 광감지기를 위한 각 섬광기와 다른 감지 장치와 함께 컴퓨터화된 토모그래피 주사기를 포함하는 제14항에 청구된 바와 같은 감지 장치에 있어서, 상기 토모그래피 주사기는 연속 뷰 시간동안 각 섬광기에 마주하는 연속 부분을 통해 X-선 빔을 이동하는 수단을 가지며, 상기 섬광기로 하여금 각 연속 뷰 시간동안 각 소자의 라디안-에너지 영상을 발생하도록 하는 것을 특징으로 하는 감지 장치.
  16. 제14항에 있어서, 상기 시그마-델타 변조기는 디지탈 응답을 비트 직렬 포맷으로 적분된 에러 신호로 제공하는 형태이며, 상기 감지 장치는 각 광감지기를 위한 섬광기의 감지 장치와 함께 컴퓨터화된 토모그래피 주사기를 포함하고 상기 토모그래피 주사기는 연속 뷰 시간동안 각 섬광기에 마주하는 연속 부분을 통해 X-선 빔을 이동하는 수단을 가지며, 상기 섬광기로 하여금 각 연속 뷰 시간동안 각 소자의 라디안-에너지 영상을 발생하도록 하는 것을 특징으로 하는 감지 장치.
  17. 제1,7,10,11 또는 12항에 있어서, 상기 전치 증폭기의 출력 포트로부터의 아날로그 출력 신호를 상기 시그마-델타 변조기의 입력 포트에 인가하는 수단을 포함하며, 상기 전치 증폭기내 실질적인 부분에서 발생하는 수반한 광대역 잡음의 최소한 일부분은 상기 전치 증폭기의 출력 포트로부터 상기 시그마-델타 변조기의 입력 포트에 직접 연결되며, 상기 전치 증폭기는 상기 출력 샘플 비율 아래의 주파수로 상기 시그마-델타 변조기의 광대역 잡음의 얼라이싱을 방지하여 상기 출력 샘플 비율위의 주파수에서 상기 전치 증폭기내 실질적인 부분에서 발생하는 광대역 잡음의 주파수 스펙트럼을 롤링하는 수단을 구비하는 형태인 것을 특징으로 하는 감지 장치.
  18. 다른 감지 장치를 갖는 조립체에 포함되는 제17항에 청구된 바와 같은 감지 장치에 있어서, 상기 조립체는 디지탈 버스와, 각각의 응답을 위한 조립체에서 감지 장치의 각 광감지기에 각 소자의 동일한 라디안-에너지 영상을 인가하는 수단과, 상기 조립체에서 감지 장치의 각 시그마-델타 변조기의 디지탈 응답을 상기 디지탈 버스에 인가하도록 시-분할-멀티플렉싱 하는 수단을 구비하는 것을 특징으로 하는 감지 장치.
  19. 제1,7,10,11 또는 12항에 있어서, 상기 전치 증폭기내 실질적인 부분에서 발생하는 수반한 광대역 잡음의 최소한 일부분과 상기 전치 증폭기의 출력 포트로부터의 아날로그 출력 신호를 상기 시그마-델타 변조기의 입력 포트에 인가하는 수단은 상기 출력 샘플 비율위 그러나 상기 오버샘플링 비율 아래인 코너 주파수를 갖는 저역-통과 아날로그 필터를 포함하는 것을 특징으로 하는 감지 장치.
  20. 다른 감지 장치를 갖는 조립체에 포함되는 제19하에 청구된 바와 같은 감지 장치에 있어서, 상기 조립체는, 디지탈 버스와, 각각의 응답을 위한 조립체에서 감지 장치의 각 광감지기에 각 소자의 동일한 라디안-에너지 영상을 인가하는 수단과, 상기 조립체에서 감지 장치의 각 시그마-델타 변조기의 디지탈 응답을 상기 디지탈 버스에 인가하도록 시-분할-멀티플렉싱 하는 수단을 구비하는 것을 특징으로 하는 감지 장치.
  21. 제1,7,10,11 또는 12항에 있어서, 상기 시그마-델타 변조기는 L이 최고한 2인 항-오더 시그마-델타 변조기인 것을 특징으로 하는 감지 장치.
  22. 각 광감지기를 위한 각 섬광기와 다른 감지 장치와 함께 컴퓨터화된 토모그래피 주사기를 포함하는 제21항에 청구된 바와 같은 감지 장치에 있어서, 상기 토모그래피 주사기는 연속 뷰 시간동안 각 섬광기에 마주하는 연속 부분을 통해 X-선 빔을 이동하는 수단을 가지며, 상기 섬광기로 하여금 각 연속 뷰 시간동안 각 소자의 라디안-에너지 영상을 발생하도록 하는 것을 특징으로 하는 감지 장치.
  23. 제21항에 있어서, 상기 시그마-델타 변조기는, L이 3인 제3-오더 시그마-델타 변조기이며, 상기 제3-오더 시그마-델타 변조기는, 제1에러 신호 수신용 입력 포트와, 적분된 제1에러 신호를 제공하는 출력 포트를 갖는 제1적분기와, 제2에러 신호 수신용 입력 포트와, 적분된 제2에러 신호를 제공하는 출력 포트를 갖는 제2적분기와, 제3에러 신호 수신용 입력 포트와, 적분된 제3에러 신호를 제공하는 출력 포트를 갖는 제3적분기와, 상기 제2적분기의 출력 포트로부터 접속된 입력 포트와, 제1디지탈 출력 신호를 제공하는 출력 포트를 갖는 제1양자기와, 상기 제3적분기의 출력 포트로부터 접속된 입력 포트와, 제2디지탈 출력 신호를 제공하는 출력 포트를 갖는 제2양자기와, 제1에러 신호를 발생하도록 시그마-델타 변조기로의 상기 아날로그 입력 신호와 아날로그 형태로 위치된 상기 제1디지탈 출력 신호를 지정된 비율로 감산하여 결합하여 제1피드백 루프를 완성시키는 수단과, 제2에러 신호를 발생하도록 적분된 제1에러 신호와 아날로그 형태로 위치된 제1디지탈 출력 신호를 지정된 비율로 감산하여 결합하여 제2피드백 루프를 완성시키는 수단과, 제3에러 신호를 발생하도록 적분된 제2에러 신호와 아날로그 형태로 위치된 제2디지탈 출력 신호를 지정된 비율로 감산하여 결합하여 상기 제2디지탈 출력 신호로 하여금 제3-오더 미분양자화 잡음 성분에 제2-오더 미분 양자화 잡음 성분을 플러스한 네거티브에 대응하여 작동하는 제3피드백을 완성시키는 수단과, 제2-오더 양자와 주파수에 관계없이 상기 아날로그 입력 신호에 대응하는 시그마-델타 변조기의 디지탈 응답을 발생하도록 상기 제1 및 제2디지탈 출력 신호를 결합하는 수단을 구비하며, 상기 제1 및 제2피드백 루프는 상기 제1디지탈 출력 신호로 하여금 제2-오더 미분 양자화 잡음 성분에 플러스한 시그마-델타 변조기의 아날로그 입력 신호에 대응하며, 상기 적분된 제2에러 신호를 제2-오더 미분 양자화 잡음 성분보다 적은 제1디지탈 출력 신호에 대응하여 함께 동작하는 것을 특징으로 하는 감지 장치.
  24. 각 광감지기를 위한 각 성광기와 다른 감지 장치와 함께 컴퓨터화된 토모그래피 주사기를 포함하는 제23항에 청구된 바와 같은 감지 장치에 있어서, 상기 토모그래피 주사기는 연속 뷰 시간동안 각 섬광기에 마주하는 연속 부분을 통해 X-선 빔을 이동하는 수단을 가지며, 상기 섬광기로 하여금 각 연속 뷰 시간동안 각 소자의 라디안-에너지 영상을 발생하도록 하는 것을 특징으로 하는 감지 장치.
  25. 각 광감지기를 위한 각 섬광기와 다른 감지 장치와 함께 컴퓨터화된 토모그래피 주사기를 포함하는 제1,7,10,11 또는 12항에 청구된 바와 같은 감지 장치에 있어서, 상기 토모그래피 주사기는 연속 뷰 시간동안 각 섬광기에 마주하는 연속 부분을 통해 X-선 빔을 이동하는 수단을 가지며, 상기 섬광기로 하여금 각 연속 뷰 시간 동안 각 소자의 라디안-에너지 영상을 발생하도록 하는 것을 특징으로 하는 감지 장치.
  26. 제1,7,10,11 또는 12항에 이어서, 상기 시그마-델타 변조기는 디지탈 응답을 비트 직렬 포맷으로 적분된 에러 신홀 제공하는 형태이며, 상기 감지 장치는 각 광감지기를 위한 섬광기의 감지 장치와 함께 컴퓨터화된 토모그래피 주사기를 포함하고 상기 토모그래피 주사기는 연속 뷰 시간동안 각 섬광기에 마주하는 연속 부분을 통해 X-선 빔을 이동하는 수단을 가지며, 상기 섬광기로 하여금 각 연속 뷰 시간동안 각 소자의 라디안-에너지 영상을 발생하도록 하는 것을 특징으로 하는 감지 장치.
  27. 제1,7,10,11 또는 12항에 있어서, 상기 시그마-델타 변조기는 디지탈 응답을 비트 직렬 포맷으로 적분된 에러 신호를 제공하는 형태인 것을 특징으로 하는 감지 장치.
  28. 각 광감지기를 위한 각 섬광기와 다른 감지 장치와 함께 컴퓨터화된 토모그래피 주사기를 포함하는 제27항에 청구된 바와 같은 감지 장치에 있어서, 상기 토모그래피 주사기는 연속 뷰 시간동안 각 섬광기에 마주하는 연속 부분을 통해 X-선 빔을 이동하는 수단을 가지며, 상기 섬광기로 하여금 각 연속 뷰 시간동안 각 소자의 라디안-에너지 영상을 발생하도록 하는 것을 특징으로 하는 감지 장치.
  29. 제1항에 있어서, 상기 전치 증폭기는 다수의 뷰 비율로 주기적으로 리세트되는 밀러 적분기인 것을 특징으로 하는 감지 장치.
  30. 광전류를 발생하도록 최소한 규정된 시간 주기동안 각 소자 라디안-에너지 영상에 응답하는 광감지기와, 상기 광감지기로부터 광전류를 수신하도록 접속된 입력 포트를 가지며, 입력 포트가 수신하는 광전류에 응답하여 아날로그 출력 신호-상기 출력 신호는 바람직하지 않게 전치 증폭기내 실질적인 부분에서 발생하는 광대역 잡음을 동반하며-를 제공하는 출력 포트를 갖는 전치 증폭기와, 아날로그 입력 신호를 수신하도록 접속된 입력 포트와, 오버샘플링 비율로 상기 아날로그 입력 신호에 대해 디지탈 응답-상기 응답은 시그마-델타 변조기내에서 발생된 양자화 잡음을 수반하며-을 제공하는 출력 포트를 갖는, (L은 제로보다 큰 정수)오더 L인 시그마-델타 변조기와, 상기 대역 성분은 상기 수반한 광대역 잡음의 최소한 일부분으로 구성되며, 상기 시그마-델타 변조기의 디지탈 응답은 상기 시그마-델타 변조기내에서 발생된 양자화 잡음뿐만 아니라 상기 대역 성분에 바람직하지 않은 응답을 수반하며, 상기 전치 증폭기의 출력 포트로부터 아날로그 출력 신호를 상기 수신된 입력 신호로써 상기 시그마-델타 변조기의 입력 포트에 인가하는 수단과, 상기 대역 성분에 대응하는 성분은 전치 증폭기 아날로그 출력 신호에 대응하는 성분 각각에 감쇠하는 상기 시그마-델타 변조기내에서 발생되는 양자화 잡음뿐만 아니라 전치 증폭기 아날로그 출력 신호에 대응하는 성분 각각에 감쇠되며, 상기 시그마-델타 변조기의 출력 포트로부터 접속된 입력 포트와, 상기 오버샘플링 비율(오버샘플링 비율은 출력 샘플 비율에 R'배이며, R'는 1보다 큰 정수) 십진 필터 응답을 제공하는 출력 포트를 갖는 십진 필터를 구비하는 것을 특징으로 하는 감지 장치.
  31. 광전류를 발생하도록 최소한 규정된 시간 주기동안 각 소자의 라디안-에너지 영상에 응답하는 광감지기와, 전치 증폭기내 실질적인 부분에서 발생하는 광대역 잡음이 출력 신호와 동반하는 광감지기의 광전류에 응답하여 아날로그 출력 신호를 발생하는 전치 증폭기와, 차단 주파수위의 광대역 잡음이 억제되는 응답을 낮은 전치 증폭기의 출력 신호에 응답하는 아날로그 필터와, 아날로그 입력 신호를 수신하도록 접속된 입력 포트와, 오버샘플링 비율로 상기 아날로그 입력 신호에 대해 디지탈 응답-상기 응답은 시그마-델타 변조기내에서 발생된 양자화 잡음을 수반하며-을 제공하는 출력 포트를 가지며, L은 제로보다 큰 정수, 오더 L인 시그마-델타 변조기와, 감지 장치의 출력 신호가 얻어지며 오버샘플링 비율 주파수의 약수이며 차단 주파수 아래인 출력 샘플 비율로 샘플하는 서브 샘플러와, 상기 시그마-델타 변조기 디지탈 응답을 위해 상기 출력 샘플 비율위인 광대역 잡음에 무관하며 상기 양자화 잡음에 무관한 상기 시그마-델타 변조기 디지탈 응답을 상기 서브 샘플러에 제공하는 유한-임펄스-응답 저역-통과 디지탈 필터를 구비하는 것을 특징으로 하는 감지 장치.
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