JPH02292620A - データ取得システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、一般的にはデータ取得システム（ｄａｔａ　
ａｃｑｕｉｓｉｔｉｏｎ　ｓｙｓｔｅｍ　），より詳細
には複数の関連するアナログ情報信号を対応するデジタ
ル信号に同時的に変換するのに使用する改良されたデー
タ取得システムに関する。

（従来の技術） 様々な信号処理技術は、複数のアナログ情報信号をこれ
ら信号によって表わされるデータを得る目的で同時的に
検出するステップを含む。例えば、幾つかの市販のメデ
ィカル　イメージングシステム、例えばＣ．Ｔ．スキャ
ン　システムは、検査下の物体の内部構造をこの物体を
事前に選択された量及びタイプの放射線に露出すること
によってイメージ化するために使用される。検出器が物
体からの放射を検出し、この物体の内部構造を表わすア
ナログ信号を生成する。

Ｃ．Ｔ．スキャン　システムのこの例においては、Ｘ線
源及び検出器がこの物体に対する平面内で一連のあるい
はセットの視野あるいは読みを通じて回転され、これに
よって、システムは、このＸ線源及び検出器の回転の平
面内に横たわる物体の断面”スライス″の二次元空間情
報を表わすデータを得る．これらＣ．Ｔ．スキャン　シ
ステムは，各々Ｘ線光子のソースを使用する．これらソ
ースは、周期的Ｘ線パルスであっても、あるいは、別の
方法として，持続波（ＣＷ）Ｘ線であっても良い．これ
ら検出器は、通常、ガスあるいは固体検出器の形式を持
ち、ソースに対して、個々のセットの読みに対して対応
する複数のＸ線経路を定義するように位置される。物体
がＸ線ソースに露出されるとき、この物体を通過する様
々な経路に沿って吸収される光子の数は、個々の視野あ
るいは読みを定義する個々のサンプリング期間において
、個々の経路に沿っての物体のその部分の吸収特性の関
数である。検出器は、個々のサンプリング期間において
検出されたＸ線フラックスを表わす対応する複数のアナ
ログ信号を生成する． 一連の読みを通じて検出器によって生成された信号は二
次元イメージを生成するために要求されるデータを提供
するが、これらデータの処理は様々な設計上の問題を提
起する．例えば、個々のサンプリング期間において、十
分な分解能を持つ詳細なイメージを生成するために個々
のセットの読みを得るための多数の検出器を使用しなけ
ればならない（通常のＣ．Ｔ．スキャン　システムは５
００個のオーダーの検出器を含むが、但し、この数はシ
ステムによって異なる）。生成されるイメージの分解能
を向上させるためには、使用される検出器の数及び／あ
るいはセットの読みの数を増加することが必要である。

但し、使用される検出器の数及び／あるいはセットの読
みの数が多くなれば多くなるほど、得られるデータの量
及び処理されるべき信号情報の数が増加する。従って、
個々のセットの読みあるいは視野に対して得られたアナ
ログ信号をコンピュータ処理が高速度にて結果を与える
ことができるように迅速及び効率的にデジタル化しなけ
ればならない。

多数の同時的に生成されたアナログ信号、例えば、Ｃ．
Ｔ．スキャン　システム内において生成された多数のア
ナログ信号をデジタル的に変換するための現在のアナロ
グ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換技術は様々な問題を持つ．
例えば、一つのこのような技術は、それを通って対応す
るアナログ信号が伝送されるチャネルを複数のグループ
に分割し、個々のグループのチャネルがＡ／Ｄコンバー
タを時分割する。こうして，個々のグループと関連する
アナログ信号がシーケンス順に共通のＡ／Ｄコンバータ
に加えられ、一つのグループのチャネルを通じて伝送さ
れたアナログ信号の全てがこの共通のＡ／Ｄコンバータ
によって独立的に変換される。通常、この信号変換は、
個々のこれら信号に対して、大きなダイナミック　レン
ジ（ｌＱｌ４＋のオーダー）に対して要求される高分解
能を達成するために必要なほど同一ではない。

Ａ／Ｄコンバータ間のこの差異は、結果として不均一な
読みを与える。

これらデバイスが持続Ｘ線源とともに使用される場合は
、時間を通じてのＸ線源の変調はこれらチャネルが全て
が同時に変換されないためにエラーを与える．説明のア
プローチは、パルスＸ線源とともに使用されたときも問
題に遭遇する。

例えば、Ｘ線パルスの変化するリン光の読み（ｖａｒｉ
ａｂｌｅ　ａｆｔｅｒｇｌｏｗ　ｒｅａｄｉｎｇｓ　）
に起因する人為物（ａｒｔｉ　ｆａｃｔｓ）は，必ずし
も全てのチャネルに対して同一に扱われることはない．
これらパルス間値（ｉｎｔｅｒｐｕｌｓｅ　ｖａｌｕｅ
ｓ　）はソースからのＸ線のパルスに応答して検出され
たＸ線に対応する検出アナログ信号の値に全体的な影響
を与え、このため正確な読みを得るためにはこのパルス
間値を考慮に入れなければならない。これに加えて、時
的に情報を格納する個々のチャネル内に置かれた幾つか
の蓄積デバイスの電流の漏れが信号変換におけるエラー
を与えることがある。これら問題の幾つかは個々のチャ
ネルに対して別個のＡ／Ｄコン八一夕を使用することに
よって克服することができるが、このアプローチはコス
トが非常に高くなり過ぎて現実的でない．個々のチャネ
ル内にｌＱ６＃５１のオーダーのアナログ信号が提供さ
れると言うこのようなダイナミック　レンジでは線型勾
配Ａ／Ｄコン八一夕も現実的でない。多くの他のＡ／Ｄ
コンバータ技術、例えば連続近似Ａ／Ｄ変換等も知られ
ているが、但し個々が不十分な信号の分解能に加えて幾
つかの欠点を持ち、従って２０ビットあるいはそれ以上
のデジタル信号を達成する能力は持たない． （発明の目的） 従って、本発明の一般的目的は，上に記述の問題を克服
するあるいは大きく解消する改良されたデータ取得シス
テムを提供することにある。

本発明のより具体的な目的は、信号の情報内容を正レ〈
符号化するために要求される最少数のビットを使用し，
一方においてイメージ情報を表わすために要求されるダ
イナミー２ク　レンジを保存する適応デジタル化データ
取得システムを提供することにある． 本発明のもう一つのより具体的な目的は、複ａのＡ／Ｄ
コンバータが独立的に動作する多重Ａ／Ｄコンバータ　
システムの幾つかの均一性及び設計上の制約を解消する
ように個々の読みの期間に複数のアナログ信号をデジタ
ル信号に同時的及び同期的に変換するためのデータ取得
システムを提供することにある． 本発明のもう一つの具体的な目的は、持続波あるいはパ
ルスＸ線源から得られたアナログ信号を変換するための
改良されたデータ取得システムを提供することにある． 本発明のさらにもう一つの具体的な目的は，アナログ情
報信号を各々が２０ビットあるいはそれ以上のオーダー
のダイナミック　レンジを持つデジタル信号に変換する
ための改良されたデータ取得システムを提供することに
ある。

本発明のさらにもう一つの具体的な目的は、パルスＸ線
Ｃ　．　Ｔ　．スキャン　システム内で使用されるため
のあるタイプの人為物（ａｒｔｉｆａｃｔｓ）に対して
実質的にインセンシティブ（ｉｎｓｅｎｇｉｔｉｖｅ）
な均一な読みを得るために対応するチャネルのアナログ
信号の全てを同時的にデジタル　コードに変換するため
の改良されたＡ／Ｄコンバータ　システムを提供するこ
とにある。

本発明のさらにもう一つの目的は、システムの動作周波
数を減少させることによって一定の電子的ノイズを減少
させることが可能なＡ／Ｄコンバータ　システムを提供
することにある。

本発明のさらにもう一つの目的は、パルス及びＣＷ　ｘ
線源の両方に使用できるように簡単に調節が可能な改良
されたＡ／Ｄコンバータ　システムを提供することにあ
る． 本発明のさらにもう一つの目的は、Ｃ．Ｔ．スキャン　
システム内においてパルスＸ線源とともに使用され、ア
ナログ信号のパルス間レベルを考慮に入れることが可能
な改良されたＡ／Ｄコンバータ　システムを提供するこ
とにある．（発明の構成） これら及びその他の目的は、複数のアナログ情報信号を
対応する複数の各々が（ａ）対応するアナログ情報信号
のダイナミック　レンジにマッチするｎビットのダイナ
ミック　レンジを持ち、（ｂ）複数の時間間隔の個々の
間の対応するアナログ情報信号を表わすデジタル出力信
号に変換するための改良されたデータ取得システムによ
って達成される． 本発明の一面によると、このシステムは、アナログ信号
の各々をこれら時間間隔の個々の間においてｍビットの
デジタル化コードに従って中間デジタル信号に同時的に
変換するための手段を含み、ここでｍはｎ以下であり、
このコードのデジタル化間隔がこのアナログ信号のダイ
ナミック　レンジを通じてこの中間デジタル信号のノイ
ズ　レベルとこのコードのデジタル化間隔の比が実質的
に一定となるように非線型的に増加し、さらに これら中間信号の各々をデジタル出力信号の対応する値
に変換するための手段を含むことを特徴とする． 本発明のもう一面によると、このシステムは、時間間隔
の各々の間においてアナログ信号の各々を平均し、これ
ら時間間隔の各々の間におけるアナログ信号の平均値を
表わす対応する平均信号を生成するための信号平均手段
、及びこれら時間間隔の個々の間の信号比較期間におい
て比較信号を生成するための信号生成手段を含み、ここ
で、この比較期間が所定のデジタル化コードの一意のデ
ジタル化間隔の数に等しい複数のクロッキング間隔を持
ち、この比較信号が個々の信号比較期間において時間と
ともに変化し、その結果比較信号の値が比較期間を通じ
て対応する比較間隔の終端において（ｉ）時間の非線型
関数として変化し、そして（ｉ　ｉ）このデジタル化コ
ードのデジタル化間隔の可能な数を表わし、システムが
さらに 信号平均手段の出力及び信号生成手段に結合された比較
期間の個々の比較間隔の終端において平均信号の各々を
比較信号と同期的に比較するための手段、及び この信号比較手段に応答して、その比較期間において個
々の積分された信号の値がこの比較信号を超えたクロッ
キング間隔の数を表わす複数の符号化デジタル信号を提
供するための手段を含みここで、この符号化されたデジ
タル信号の個々がこのデジタル化コードに従って積分さ
れた信号の対応する値をデジタル的に表わし、 この符号化デジタル信号のノイズ　レベルとこのデジタ
ル化間隔の比が、この符号化されたデジタル信号のダイ
ナミック　レンジを通じて実質的に一定であることを特
徴とする。

本発明のもう一面によると、時間の複数の所定の変換間
隔の各々の間においてアナログ信号をデジタル信号に変
換するためのアナログ／デジタルコンバータが提供され
る．このコンバータは、時間の個々の変換１』隔の間に
おいてアナログ信号を猜分レ，積分ざれた信号を提供す
るための積分手段、 時間の変換間隔の個々の間の比較期間において待間の二
乗の関数として変化する値を持つ比較信号を生成するた
めの信号生成手段、 積分手段の出力に結合された比較期間において積分され
た信号の値を複数のクロッキング間隔の個々に対する比
較信号の値と比較するための信号比較手段、及び 信号比較手段に応答して、個々の変換期間に対するデジ
タル信号を比較期間においてアナログ信号の値がこの比
較信号を超えた回数の関数として生成するための手段を
含むことを特徴とする。

本発明のその他の目的が一部明白であり、一部後に明ら
かになる。従って、本発明は以下の詳細な説明において
一例として説明される構造、要素の組合わせ及び部品の
配列を持つ装置からなり、本発明の応用の範囲は特許請
求の範囲に示される。

本発明の特徴及び目的のより詳細な理解は以下の詳細な
説明を付属の図面を参照にしながら読むことによって得
られるものである。

第１図において、データ取得システム１０は複数の情報
伝送チャネルを含むが、各々がこのシステムによって受
信されるアナログ情報信号の一つに対して使用ざれる。

本実施例においては、このシステムはＣ．Ｔ．スキャン
　システム内において，システムの対応する検出器（図
示無し）から受信される複数のアナログ電流を変換する
ために使用するように設計されるが、このアナログ電流
は対応する検出器によって検出される複数Ｘ一線写真を
表わす．個々の情報伝送チャネルはアナログ信号を受信
するためのペアの入力端子１２ａ及び１２ｂを含む．個
々のペアの人力端子１２ａ及び１２ｂは、定期的に入力
信号の平均をとり、こうして平均化された信号をその後
の処理のために一時的に保持するための信号間隔積分回
路ｌ４の入力を形成する。回路１４は、タイミング回路
又はシーケンサ（ｓｅｑｕｅｎｃｅｒ）　１　６によっ
て制御される。後者は、積分期間の開始を示すために提
供される入力信号に応答して、システムをその正しいシ
ーケンスにて動作するためのタイミング信号を提供する
。パルスＸ線Ｃ．Ｔ．スキャン　システムにおいては，
シーケンサへの入力信号は、例えば、Ｘ線の個々のパル
スに対してＸ線源に物体を露出する時間を計るために使
用されるための信号に応答して提供される．いずれにし
ても、シーケンサは入力信号が集められる個々の積分期
間を定義するために使用される．この積分期間に対する
平均信号の値が個々の回路１４の出力の所に提供され、
対応する比較器１８の一つの入力に加えられる６個々の
比較器のもう一つの入力はランプ発生器２０から提供さ
れる比較、つまり基準信号の出力を受信するように接続
される。

個々の比較器１８は、信号間隔回路からの振幅出力が基
準信号の振幅を超える間は論理“１′゛つまり高値の出
力を提供し、そして回路１，４かもの振幅出力が基準出
力以下のときは論理“０″つまり低値の出力を提供する
。

第４図との関係で後により詳細に説明される勾配（　ｒ
ａｍｐ）発生器２０は，以降゛比較期間′゜と呼ばれる
所定の期間を通じてゼロから最大値の間で勾配する振幅
を持つ基準信号を提供するように設計される。具体的な
最大値は、ゼロ及び最大値が人力信号の可能な最も小さ
な及び最も大きな振幅を表わすようにアナログ入力信号
の線型ダイナミック　レンジによって定義される。本発
明の一面によると、基準信号の振幅は時間とともに非線
型的に変化する．好ましくは、後に一層明らかになるよ
う理由によってこの比較期間の際、基準信号の振幅は以
下の式（１）によって示されるように、この比較期間の
際の経過時間の二乗に関数として変化する。

（１）　　　　　Ｖ＝ｋ，　　ｔ２ ここで、■は基準信号の電圧を表わし、ｋｌは定数であ
り、モしてｔは比較期間の際の経過時間（ｌａｐｓ８ｄ
　ｔｉｍｅ　）を表わす。

このシステムがパルスＸ線源とともに使用される場合は
、発生器２０はまた以下の式（２）によって定義される
ように、比較期間の際、時間の線型関数として変化する
振幅を持つ勾配信号を提供する。

（２）　　　Ｖ＝ｋ２　　ｔ ここで、ｋ２は定数であり、モしてｔは比較期間の際の
経過時間を表わす。後により詳細に説明されるように、
この線型的に変化する勾配信号は後に詳細に説明される
ようにＸ線パルス間に提供されるアナログ信号のパルス
間値（　ｉｎｔｅｒｐｕｌｓｅ▼ａｌｕｅ）を表わすデ
ジタル信号を生成するために使用される． 個々の比較器１８の出力はカウンタ２２の入力に接続さ
れる．個々のカウンタはシーケンサ１６から、比較期間
の際に周期的間隔にてクロッキング信号を受信する．比
較期間の際にクロッキング信号の個々のパルスが受信さ
れると、このカウンタはその瞬間に対応する比較器の出
力が高値である時はｌだけ増分され、そして対応する比
較器の出力がその瞬間に低値である時は前に決定された
カウントを保持する。このカウンタは、従って比較期間
の際、クロッキング信号のパルスがカウンタに加えられ
たとき対応する比較器の出力が高値であったときの回数
のカウントを累算する．従って、比較期間の終端におい
て個々のカウンタ内のカウントは比較期間において比較
器の出力が基進信号を越えた回数を表わし、従ってこの
比較期間の開始の直前に対応する回路１４から提供され
た変換期間の際に提供されたアナログ信号の平均信号の
デジタル値を表わす． クロッキング信号の速度は、比較期間においてクロック
される個々のカウントの回数がアナログ信号の線型ダイ
ナミンク　レンジ全体を表すために使用されるコードの
数（つまり可能なデジタル値）に等しくなるようにされ
る．本実施例においては、アナログ信号を表わすために
１６３８４（２ｍ４）個の異なるコードが使用され、こ
のためカウンタは個々の比較期間において１６３８４回
クロックされる。個々の比較期間は、好ましくは約１ミ
リ秒であり、従ってクロー，キング信号の速度は約２０
ＭＨｚにセットされる。

勾配発生器２０からの基準信号が上の式（１）に定義さ
れるように非線型的に増加すると、デジタル化間隔は比
較期間の際、個々のクロッキングパルスとともに非線型
的に基準信号の振幅の平方根に比例する速度にて増加す
る。一般的に、Ｘ線フラックス（ｆｌｕｘ）のノイズ　
レベルは、存在する光子の数の平方根に比例することが
知られている。比較期間を通じて式（１）に従って基準
信号を変化させることによって、デジタル信号のノイズ
　レベルとテジタル化間隔との比は、実質的ニコのデジ
タル信号のダイナミック　レ　ンジを通じて一定となり
、これは、エンリコ　ド　ラザ（Ｅｎｒｉｃｏ　Ｄｏｌ
ａｚｚａ）　．バーナードＭ．ゴードン（Ｂｅｒｎａｒ
ｄ　Ｍ．Ｇａｒｄｏｎ）及びハンスＪ．ウィードン（Ｈ
ａｎｓ　Ｊ．　Ｗｅｅｄｏｎ）らによる本出願人と同一
人のアメリカ合衆国特許第４，５６９，０２８号の教示
との一貫性を持つ。この結果として、個々のアナログ信
号の情報内容を正しくコード化するために要求されるビ
ット数が削減され、一方においてイメージ情報を表わす
ために要求されるダイナミック　レンジがこの特許に開
示されるように保存される。

個々のカウンタはまたシーケンサ１６から選択信号を受
信するため、これらカウンタはこの比較期間の後にシー
ケンス的に読み出すことができる。個々のカウンタ２２
の出力は個々のカウンタの出力カウントを線型化するた
めの線型化器２４の入力に接続される。線型化器２４は
、個々のコードに対する早見テーブル（ｌｏｏｋ−ｕｐ
　ｔａｂｌｅ）を含むが、ここに個々の可能なカウント
に対応する線型値がリストされ、線型化器の出力の所に
提供できるようにされる．但し、デジタル期間がアナロ
グ信号の振幅の平方根に比例する本実施例においては，
この線型化器は、この代わりに、信号シーケンサ（つま
り、入力信号に入力信号自体が掛けられる信号掛け算器
）を含む。

前述のように、システム１０は、パルスｘ線Ｃ．Ｔ．ス
キャン　システム内においてデータの取得のために使用
されるように設計される。従って、システム１０は、好
ましくは線型化器２４の出力から一連のＸ−線パルス間
の時間間隔における漏れ電流の量を表わすＸ一線パルス
間のアナログ信号の値（好ましくは、平均累積値）を引
くためのオフセット手段２６を含む。オフセット手段２
６は、後に説明されるように、システムが連続Ｘ一線ソ
ースとともに使用されときは排除される（つまり、効果
を持たないようにされる）。オフセット千段２６の出力
は、その後の検索及び／あるいは処理のためにデータを
格納するためにメモリ２８に加えられる。メモリ２８の
出力は出力３０に直接印加される。

示されるように、線型化器２４，オフセット手段２６及
びメモリ２８の動作はシーケンサｌ６によって提供され
る対応する制御信号によって制御される。

動作において、第１図に示されるように、イメージ化さ
れる物体がＸ一線のソースからのＸ線の個々の周期パル
スに露出されると、シーケンサ１６は、同時的に信号Ｔ
，及びＴ２を信号間隔精分回路１４の全てに提供するよ
うにプログラム化される。これによって、個々の回路は
個々の積分間隔の際に入力端末ｌ２に加えられる入力電
流を積分し、個々のこれら期間において、対応する入力
端末ｌ２の所に提供される個々のアナログ信号の平均値
を表わす信号を提供する。この有限期間において集めら
れた積分あるいは平均信号は、比較器ｌ８の入力に加え
られる。この比較期間はＴ３信号によって開始され、基
準信号は上の式（１）に従ってゼロからその最大値に勾
配することを開始する。基準信号が増加すると、カウン
タかシーケンサ１６からのクロッキング信号によってク
ロックされ、比較器の出力が側々のクロッキング間隔に
てカウントされる。この比較期間において１６３８４個
のクロッキング　パルスが提供される上の例においては
、比較期間の終端においてカウンタはその比較期間にお
いて全部で１　６３８４回カウンタがクロツクされたわ
けであるが、比較塁の出力か高値てあった回数を表わす
信号を含む。この数は、従ってこの比較期間において回
路１４によって提供され、基準信号の非線型関数として
符号化されたこの平均値に対応するデジタル的に符号化
された値を表わす。この比較期間の終端において，カウ
ンタの個々の出力は非線型化されたデジタル信号であり
シーケンス順に線型化器に提供され、ここで個々の信号
が線型化される。オフセット値が個々の信号値から引か
れ、データが格納されるか、あるいは出力３０のところ
で読み出される。

オフセット値がＸ一線パルス間の前の期間において決定
されるが，これは好ましくは平均の累精値である。後に
明らかになるように、このパルス間期間において、検出
されたパルス間値を表わす個々のアナログ信号は、この
積分期間を通じて平均化される。こうして積分された信
号は、次に対応する比較器ｌ８の入力に加えられる。勾
配発生器２０か、次に上の式（２０）とともに線型的に
変化する信号を生成する。こうして線型的に変化する勾
配信号か好ましいが、これはパルス間値のダイナミック
　レンジが常にこれら値のパルスよりも非常に小さく、
ゼロと期待される最大のパルス間値との間の線型勾配信
号がこのパルス間期間内において簡単に生成できるため
である。この方法によって，二つの連続するパルス間の
パルス間値のデジタル化は一層正確となり、またより高
い分解能にて変換することが可能となる。この信号のパ
ルス間部分のテジタル値が、次に、好ましくは前に得ら
れた値と平均化され、そしてオフセット手段２６によっ
て次のパルスに対して生成された次のデジタル信号から
引かれる。各々のパルス間期間に対してデジタル値を派
生し、累積された値を平均化し、次のパルスから平均化
されたパルス間値を引くことによって、この信号レベル
かこのパルス間期間において時間とともにトリフトする
傾向がある場合でも、個々のパルスの正確な真の値が派
生される。前述の如く、このシステムはその入力の所に
出現する信号がその出力の所に出現し，従ってこのオフ
セット手段を無効にするようにオフセット手段をセット
することによって、簡単にＣＷ　　Ｃ．Ｔ．スキャン　
システムとともに使用できるように変更することかでき
る。本発明の長所は本実施例の以下のより詳細な説明に
おいて一層明らかになるものである。

第２図において、この好ましいデータ取得システム１０
は、一般に少なくとも一つ、好ましくは複数のハイブリ
ッド回路４０を含むが，幾つかの要素は比較的低コスト
にて製造することができる。個々のハイブリッド回路４
０は、好ましくは複数の情報伝送チャネルを含む。例え
ば、示されている如く、個々のハイブリッド回路は１６
個の検出器要素から１６個の異なるアナログ信号を受信
するための１６個の情報伝送チャネルを含む。

ハイブリッド回路からの信号のシーケンシャル伝送は、
シーケンサｌ６によって選択信号にて制御される。個々
のハイブリッド回路は、個々の情報伝送チャネルに対し
て信号間隔集績回路１４を含む． 第３図に示されるように、個々のチャネルの好ましい回
路ｌ４は、チャネルの入力端子１２に加えられる信号の
値の関数としてチャネルを集めるためのチャージ　コレ
クション回路（ｃｈａｒｇｅｃｏｌｌｅｃｔｉｏｎ　ｃ
ｉｒｃｕｉｔ）　５　０　，及び回路５０によって提供
されるチャージを伝送し、このチャージをこのチャージ
に比例する電圧に変換するためのチャージ　コレクショ
ン回路５０を含むチャージ／電圧（Ｑ／Ｖ）コンバータ
を含む。より詳細には，個々の回路５０は一端にあいて
端末１２ａに接続され、他端がチャージ　コンデンサ５
６のプレート及び信号によって制御可能なスイッチ５８
に接続されたレジスタ５４を含む。スイッチ５８は、一
方，回路５２の演算増幅器６０の反転入力に接続される
。チャージ　コンデンサ５６の反対のプレートは、端子
１２ｂ及び増幅器６０の非反転入力に接続され、こうし
てシステム　グラウンド（ｓｙｓｔｅｍ　ｇｒｏｕｎｄ
）を形成する。スイッチ５８はシーケンサ１６（第２図
に示される）によって提供されるタイミング信号ＴＩに
応答し、コンデンサ５６の放電を制御するために使用さ
れる。スイッチ５８は，例えば電解効果形トランジスタ
（ＦＥＴ）等である。スイッチ５８が開かれると、コン
デンサ５６上のチャージは、積分期間において入力端子
１２ａ及び１２ｂを通って流れる入力電流の関数である
。スイッチが閉じられると、コンデンサ５６−Ｈのチャ
ージは演算増幅器６０の反転入力に伝送される。

回路５２の増幅器６０の反転入力は、フィードバック抵
抗体６２を通ってチャージンタ　コンデンサ６４の一つ
のプレートに接続され、コンデンサのもう一方のプレー
トは増幅器の出力に接続される。第二の信号にて制御可
爺なスイッチ６６が抵抗体６２とコンデンサ６４と並列
に接続され、シーケンサ１６によって供給されるタイミ
ンク信号Ｔ２によって制御される。スイッチ６６か閉じ
るとコンデンサ６４の前のチャージが抵抗体６２を通じ
て放電され、増幅器６０がリセットされる。増幅器６０
の出力が比較器１８の一つの入力に接続され、比較器の
他方の入力が、第二図に示されまた第４図との関連でよ
り詳細に説明されるように、勾配発生器２０から基準信
号を受信するように接続される。

Ｓ４図に移り、好ましい勾配発生器２０は電圧発生器７
０及び抵抗体７２を含む入力電流ソースを含む。抵抗体
７２は信号によって制御可能なスイッチ７４に接続され
る。スイッチ７４の動作モードは、シーケンサｌ６から
提供される制御信号Ｔ３の逆数によって制御される。結
果として、インバータ７６はシーケンサ１６から制御信
号Ｔ３を受信するように接続され、モしてＴ３の逆数で
ある一つの信号をスイッチの制御入力に提供する．スイ
ッチ７４は，演算積分器７８の反転入力に接続される．
演算積分器７８は反転増幅器８０を含むが、この非反転
入力はシステム　クラウンドに接続され、そして反転入
力はスイッチ７４及びフィードバック抵抗体８２に接続
される。後者は、一方、フィートバ，ツク　コンデンサ
８４の一つのプレートに接続される。信号によって制御
可能なスイッチ８６が抵抗体８２とコンデンサ８４と並
列にこの増幅塁の反転入力と出力との間に接続される。

スイッチ８６は制御信号Ｔ３によって制御され、閉じら
れた場合、増幅器８０をリセットする助けをする。

増幅器８０の出力は、抵抗体８８を通じて第二の演算植
分器９０の反転入力に接続される。増幅器９２の反転入
力は、フィートハック抵抗体９４に接続され、一方、こ
れはフィードバック　コンデンサ９６の一つのプレート
に接続される。コンデンサ９６の他方のプレートは、１
００の所に示されるように、増幅器９２の出力に接続さ
れる。

第三の制御可能なスイッチ９８が抵抗体９４とコンデン
サ９６と並列に接続される。スイッチ９８はまたシーケ
ンサ１６によって提供される制御信号Ｔ３によって制御
され、閉じられたとき、演算積分器９０はリセットする
。スイッチ９８，並びにスイッチ７６及び８６は、それ
ぞれ任意のタイプの信号によって制御可鮨なスイッチ、
例えばＦＥＴであり得る。一般的に、信号Ｔ３が加えら
れるとスイッチ７４は閉じ、スイッチ８６及び９８は開
く。逆に、信号Ｔ３が勾配発生器をオフにするために除
去されるとスイッチ７４が開き、増幅器８０の入力への
入力か除去され、そしてスイッチ８６及び９８が閉じ、
増幅器８０及び９２の個々のフィートバック経路を迂回
する短絡か提供される。増幅器９２の出力は、式（１）
の関数として変化する電圧である。増幅器９２の出力は
、マルチブレクサ１００の一つの入力に加えられる。

勾配発生器２０はまた、上の式（２）に従って線型的に
変化する信号を生成するための手段を含む．示される如
く、積分器７８の出力は入力抵抗体１０２を通して反転
増幅器１０４の入力に加えられる。後者はフィードバッ
ク抵抗体１０６を持ち、パルス間期間において，式（２
）に従って信号を提供する。反転増幅器１０４の出力は
マルチプレクサ１００のもう一つの入力に接続される。

マルチプレクサの出力の所に提供されるべき勾配信号を
選択するためのアドレス制御入力に、第２図に一般的に
示されるシーケンサ１６によワて提供される勾配選択信
号（ｒａｍｐ　ｓｅｌｅｃｔ　ｓｉｇｎａｌ）が提供さ
れる。

勾配発生器２０は、またスイッチ７４が開き、スイッチ
８６及び９８が閉じる各々の比較期間の間における増幅
器８０への入力オフセット電圧及び入力電流を補償する
ための自動ゼロ回路（ａｕｔｏｚｅｒｏ　ｃｉｒｃｕｉ
ｔ）　１　０　Ｂを含む。この自動ゼロ回路は周知であ
る。これに関しては、例えば１　９　７　９４８月７日
付のハンスＪ．ウィートン（Ｈａｎｓ　Ｊ．　Ｗｅｅｄ
ｏｎ）らによる本出願人と同一人のアメリカ合衆国特許
第４，１６３，９４７号を参照すること。後者の特許に
おいて説明されているように、演算増幅ｇｉ７Ｂ及び９
０は比較信号が生成されている間従来の方法によって積
分を行ない，そしてフィードバック　コンデンサ８４及
び９６の個々の上に電圧が蓄積される。演算増幅器は、
個々の一連の比較期間の間に新たな積分に備えるために
コンデンサ８４及び９６を放電するようにリセットされ
る。このリセット　モードの際に、演算積分器７８及び
９０はオフセット電圧を格納することによウて増幅器８
０及び９２内の入カオフセット電圧エラーを自動的に修
正する。自動ゼロ　モードの際に、チャージか一つのコ
ンデンサ（図示無し）上に格納されるか、これは緩衝増
幅器（図示無し）を介して、増幅器８０の入力内に流れ
る電流を補償する電流を提供する。

第３図に再び戻り、個々の比較器１８の出力は対応する
カウンタ２２の入力に接続される。後者は第２図に全般
的に示されるシーケンサ１６からクロッキング信号を受
信する。復号器１１０が個々のハイブリッド４０（第２
図に一般的に示される）とともに使用され、これに個々
のハイブリッドを同定する一意のアドレスが提供される
。

復号器はハイブリッド選択信号と呼ばれるアドレス信号
をシーケンサ１６から受信する。シーケンサはハイブリ
ッドかハイブリッドの出力が順番に読み出されるように
シーケンス順に起動されるようにハイブリッド選択信号
を提供する。チャネル選択信号がまた復号器１１０によ
ってシーケンサｌ６から受信されるが、これによって復
号塁はシーケンス順に対応するハイブリットの個々のカ
ウンタ２２を起動し個々の八イブリッドのカウン夕の出
力かシーケンス順に個々のカウンタから読み出される。

こうして、カウンタの出力か、シーケンス順に、個々の
ハイブリッド回路４０の出力の所に一連の信号を提供す
るように読み出される。個々の回路４０の出力は、シー
ケンス順に、線型化器（Ｉｉｎｅａｒｉｚｅｒ）　２　
４の入力に加えられるか、後者は第１図に一般的に示さ
れ、第２図により詳細に示される。

第２図に移り、線型化器２４は、好ましくはベアのマル
チプレクサ１２０ａ及び１２０ｂを含み、個々は個々の
ハイブリッド回路の出力を受信するように接続された一
つの入力を持つ。個々のハイブリド回路の出力は、また
信号減算器１２４のプラス入力に接続され、減算器１２
４の出力はマルチプレクサ１２０ｂの第二の入力に接続
される。マルチブレクサ１２０ａの第二の入力及び減算
器１２４の減算入力は、メモリ２８からの対応する出力
信号を受信するように接続される。個々のマルチブレク
サに対するアドレス制御信号かシーケンサ１６によって
提供され、個々のマルチブレクサの出力かシーケンサに
よって提供されるアドレス制御信号に依存するその入力
の一つに接続される。個々のマルチプレクサの出力は、
デジタル信号マルチプレクサ１２２の入力に接続される
。後者は、シーケンサｌ６からの適当な信号が提供され
たとき、その入力の所に加えられるこれ６二つの信号の
値を掛け、これら二つの値の蹟を表わす信号を提供する
。マルチブレクサの出力は、好ましくはデシタル信号加
算器及び減算塁の形式のオフセット手段２６の一つの入
力に加えられる。この信号加算器及び減算器は掛け算器
１２２によって提供される値から、あらかじめ決定され
メモリ内に提供されているＸ線パルス間に提供される平
均パルス間値を表わすメモリ２８から提供される信号を
引く。オフセット手段として示される信号加算器及び減
算器はシーケンサ１６によって起動される。

好ましいシステム１０の動作が、ｍ６図のタイミング図
と第５図に提供されるグラフを使用して説明される。個
々の検出器かパルスＸ一線を検出したときに入力端子１
２ａ及び１２ｂに提供される典型的な信号は、第６Ａ図
に示される信号に類似する。示される如く、この信号は
パルス間に所定のパルス間値（ＩＱ　）を持つ、周期バ
ルスＩを含む。個々のパルスの規模は、このパルス期間
において対応する検出器によって検出されたＸ一線フラ
ックスの量に比例する。こうして、第６Ａ図に示される
ように、パルスＩ　（Ｊ＋１）は、前のバルスＩ　（Ｊ
）と異なる規模を持つ。示される如く、個々のパルスの
周期は約３ミリ秒である。但し、このパルスの幅はそれ
とともにシステム１０か使用されるＣ．Ｔ．スキャン　
システムに依存する。図解の目的上パルスＩ　（Ｊ）に
対して第６Ｂ図の所に示されるパルス　コレクション時
間は，時間七〇の所から開始され時間ｔ２の所で終端す
るものと想定される。示される如く、バルスＩ　（Ｊ）
はこの時間内において上昇し、そして実質的にパルス間
レベルまて落ちる。

時間ｔ１において、第６Ａ図に示される波形のバルスＩ
　（Ｊ）か開始される直前のｔ。において、第３図のス
イッチ５８及び６６の両方の各々にパルスが与えられ、
両方のスイッチが閉じられ、各々の回路５０及び５２が
クリアされる。同様に、発生器のスイッチ２０のスイッ
チ７４が開いている間、発生器のスイッチ８６及び９８
は閉じ、このため演算精分器７８及び９０は時間ｔ１ま
でにはクリアされる。時間ｔ１までには，スイッチ５８
か開き、コンデンサ５６は個々のチャネルの入力端子ｌ
２の所の入力信号に応答してチャージする。スイッチ６
６は、同様に、後に説明されるようにｔ２においてチャ
ージ伝送時間か開始される前に開かれる。最後に、スイ
ッチ８６及び９８は時間ｔ３においてパルス変換時間か
開始する前に開かれる。ｔｏとｔ２との間のパルス　コ
レクション時間との間に、個々の回路５０のコンデンサ
５６は対応する入力端子１２ａ及び１２ｂの所に加えら
れる入力信号によってチャージされる。第６Ｂ図に示さ
れる如く、このパルスコレクション時間は約３ミリ秒を
費やす。但し、このパルスを表わすチャーシを集めるた
めに必要な時間はＣ．Ｔ．スキャン　システムの速度に
依存する。

ｔ２の終端において、全てのチャージかｔ。とｔ２の間
のパルス　コレクション期間を通じて対応するコンデン
サ５６上に集められる。従って，コンデンサ上のチャー
ジは時間ｔ２とｔ３との間の第６Ｄ図に示されるチャー
ジ伝送時間の際に回路５２に伝送される。このチャージ
伝送時間の際に、個々のスイッチ５８は閉じ、コンデン
サ５６上のチャージは対応する回路５２の入力に加えら
れる。スイッチ６６はｔ２の前に開かれるため、個々の
回路５２は対応する入力信号を積分し，その出力の所に
その入力の所に現われる信号値を表わす電圧を提供する
。第６Ｄ図に示されるバルスＰ　（Ｊ）のパルス幅は回
路５２のスルー　レート（ｓｌｅｗ　ｒａｔｅ　）　，
　ツまりｉｏｏミリ秒より長く（１４とｔ５との間）、
従って回路５２の出力はその正しい出力値に落ち着く。

回路５２の出力の値がｔ３において落ち着くと、第６Ｅ
図の信号波形として示される変換時間が開始されｔ４ま
で続く。ｔ３においてマルチプレクサ１００がアドレス
され、勾配発生器２０の出力が上の式（１）に従って電
圧基準信号を生成する。これに加えて、スイッチ７４が
閉じ、勾配信号発生器２０が非線型の基準信号の生成を
開始する。スイッチ８６と９８が開くと、二つの演算積
分器７８及び９０は、発生器２０によって提供される信
号を二重に績分し、上の式（１）によって表わされる電
圧が、比較期間の際にマルチフレクサ１００を通じて個
々の比較器１８に加えられる。この時間内に個々の比較
器１８の二つの入力に加えられた二つの信号間で比較か
遂行される。

この基準信号が０と個々の回路５０の出力の所に与えら
れるアナログ信号の可悌な最大値との間で勾配すると、
カウンタ２２がカウンタがこの比較期間に所定の数のパ
ルスを受信するような速度にてクロツクされる。このパ
ルスの所定の数は、アナログ信号のダイナミック　レン
ジ全体を表わすために使用されるコードの数（つまり，
可鮨なデジタル値）に等しい。好ましい実施態様におい
ては、１６３８４（２”）個の異なるコードがアナログ
信号を表わすために使用され、このためカウンタは個々
の比較期間を通じて１６３８４回クロツクされる。示さ
れるように、個々の比較期間は約１ミリ秒間続く。個々
のパルスか個々のカウンタ２２に加えられる時の基準信
号の値は、基準信号が対応するパルスがカウンタの個々
に加えられたとき、コードのデシタル間隔の全．てを通
じて勾配するような値である。

勾配信号が一つの入力の所て変化したとき、比較器の他
方の入力は実質的に一定に留まり、論理的にこの比較器
の出力は勾配信号か対応する回路５２の増幅器６０から
受信される入力よりも低い限り一つの二進レベル、例え
ば０の二進状態に留まり、そして勾配信号が回路５２か
ら受信される入力信号に等しくなるかこれを超えるとも
う一方の二進レベル、例えば１の二進状態に留まる。但
し、比較器の出力がカウンタに加えられ、このカウンタ
がこの比較期間の際にカウンタに加えられるクロッキン
グ　パルスの数がこの比較期間を通じてデジタル変換に
対して可能な数のコードと等しくなるようにクロツクさ
れるため、電子ノイズに帰属される不確か性は平均化さ
れる傾向を持つ。

上の説明は，第５図に一層明白に示されるが、曲線Ａは
典型的な比較器出力を示すか、ここで、出力は個々のク
ロッキング期間を通じて、勾配信号が比較器の他方の入
力のレベルに接近するまでゼロの状態である。基準信号
が比較器の他方の入力の所の信号レベルに接近するレベ
ルに向けて勾配して行くと、比較器の信号出力は、曲線
Ａの部分ａによって示されるように数回二進１と０の状
態の間で変化し、最終的に二進１の状態に落ち着く。曲
線Ａにて与えられる例においては、対応するカウンタ２
２に提供される累精カウントは曲線Ｂに等しく曲線Ｃに
類似する。示される如く、曲！ａＢ及びＣは終極的には
併合し、この技術は比較器によって与えられる不確か性
の平均を提供する。

第６Ｆ図に移り、ｔ４において比較期間が終端し、シー
ケンサ１６は個々のカウンタ２２内に格納された累積値
の読み出しを開始し、これら信号か第６Ｇ図内に示され
るように線型化器２４によって処理される。第２図に示
されるように、マルチプレクサ１２０ａ及び１２０ｂか
、ハイブリッド回路のカウンタの出力の各々がマルチプ
レクサ１２０の個々の入力を通して伝送され、この信号
が信号掛け算器１２２によって二乗されるようにアドレ
スされる。このコード化された値は元の値の平方根を表
わすため、掛け算器の出力は線型化された信号の値とな
る。（後に説明されるように）前のパルス間期間におい
て決定され，従って第６Ａ図の１０の平均値を表わす前
に測定されたパルス間値に起因するオフセットがこのｔ
ｈ！型化された信号から引かれ、この差かメモリ２８に
伝送され、そして次の伝送のために格納され及び／ある
いはメモリ２８から外に伝送される。この処理時間はｔ
５において終端し（第６Ｇ図を参照）、このシステムは
、次にパルス間値Ｉ。の平均値を更新する。平均パルス
間値の決定において、線型化器はＩ。の平均値を以下の
周知の平均式（３）に従って決定する機能を果たす。

（３）　　　（ｘＪ＋＋　　−ＡＪ　）／ｋ＋Ａ．＝Ａ
，．．？こで、Ｘ　ｊ，．は平均されるべき■。の新し
いパルス間値であり、ＡＪはパルス間値の平均の最後に
決定された値であり，ｋは取られたパルス間値の総数で
あり，そして、ＡＪ＋■は新しい平均値である。

各々の一連のパルス間、例えばＩ　．（　Ｊ　）とＩ（
Ｊ＋１）との間のＩ。の値を測定するために個々の回路
５０のスイッチ５８が時間ｔ３において開く。第６Ｃ図
に示される如く、コンデンサ５６は時間ｔ，とｔ６との
間に入力端子１２に加えられた信号に応答してチャージ
してパルス間信号Ｉｏを生成する。パルスＩ　（Ｊ）に
対する比較期間は、ｔ５において終端するため、コンデ
ンサ６４（第３図）及び８４は第１図のシーケンサ１６
によ９て提供されるパルスにて対応するスイッチ６６及
び８６を閉じることによってクリアできる。時間ｔ６ま
でにスイッチ６６及び８６が開かれ、ｔ３と七〇との間
の時間によって定義される期間に集められたパルス間信
号が処理される。第６Ｃ図に示されるように、このパル
ス間コレクション時間は，パルス間信号のレベルか通常
各々のパルスのピーク　レベルよりも非常に小さなため
に、第６Ｂ図に示されるパルス　コレクション時間、例
えば２ミリ秒よりも小さい。ｔ６とｔ７との間でスイッ
チ５８は閉じ、個々のチャネルのコンデンサ５６上に与
えられるチャージが対応する回路５２の入力に送られる
。後者は、このチャージを電圧に変換しこの電圧が対応
する比較器１８の入力に加えられる。時間ｔ７において
個々の回路５２の信号出力が、次にデジタル信号に変換
される。この変換はｔアと七〇との間の変換期間におい
て遂行される。この信号処理期間において、マルチブレ
クサ１００の出力が（上記の式（２）に従って）マルチ
ブレクサの出力の所に提供されるようにアドレスされる
。このＡｌｆｆｉ的に変化する信号は、比較期間の間に
、パルス間値のダイナミック　レンジがこれらパルスの
ダイナミック　レンジよりも非常に低いため個々の比較
器ｌ８の他方の入力の所に加えられる。時間ｔ７におい
て、個々の回路５２の所の出力信号がこの変換時間にお
ける基準信号の線型変動の関数としてデジタル化される
。この信号は、例えば２ｍ４個の異なるコードにて符号
化されるが、但しこの数は変えることができる。

パルス間処理期間にカウンタ１６の出力か線型化器２４
にシーケンス順に加えられたとき、後者は、式（３）に
従って信号平均器の関数として働き、オフセット値が生
成されるようにプログラム化される。より具体的には，
第一のパルス間値か読み出されたとき，メモリー２８内
のオフセットテーブルのＡＪの値がゼロに、そしてｋ＝
１にセットされる。この第一のパルス間値が提供される
この処理時間期間において、パルス間値Ｉ。の第一の値
は上の式（３）のＸｊの部分であり、減算器１２４の正
の入力への個々のカウンタの出力の所に加えられる。Ａ
，の電流値を表わす減算器１２４の負の入力へのメモリ
２８の出力は最初はゼロてある。マルチブレクサ１２０
ａの入力に加えられるメモリの出力は１７ｋに等しく、
従って初期出力はｌに等しい。この処理期間において、
マルチブレクサ１２０ａか１７ｋ信号がマルチフレクサ
１２２の一つの入力に加えられるようにアトレスされ、
そしてマルチプレクサ１２０ｂか減算器１２４の出力か
マルチブレクサ１２２のもう一方の入力に加えられるよ
うにアトレスされる。この結果としての値か加算塁２６
によってＡ，（ゼロ）に加えられる。ＡＪ＋１の値はＸ
ｊ、つまり個々のチャネル内の第一のパルス間信号の部
分を表わす個々のカウンタｌ６の出力に等しい。この値
か現在のオフセット値として格納され、信号処理期間、
例えば時間ｔ４とｔ５との間によって表わされる期間に
提供されるパルスの第一の値、例えばＩ　（Ｊ）から引
かれる。

一連のパルス間のその後の処理間隔において、Ａ　Ｊ　
＋　１の値か更新され、メモリ２８内に格納される。例
えば七〇とｔ９との間に示される処理時間がオフセット
値か更新される５番目の時間を表わす、つまりｋ＝５と
すると、マルチブレクサ１　２０ａの入力にメモリ２日
によって提供される値はｌ／５である。オフセットを計
算するための前の処理間隔（ｋ＝４）に続いてメモリ内
に格納されたＡＪの値が減算ｉｆ　２４の負の入力の所
に提供され、メモリ２８によって提供され減算器１２４
の負の入力の所に提供されたべデスタルの現在の値を表
わす信号から引かれる。マルチプレクサ１２２の出力は
、減算器１２４の正の入力の所に提供される新しいパル
ス間値（ＸＪ．Ｉ）から平均ベデスタル（ｐｅｄｅｓｔ
ａｌ）値の最後の値（Ａｊ　）を引いたものに等しい。

減算器の出力の所に提供される項にメモリ２８によって
メモリ２８の入力に提供される係数１／ｋか掛けられる
。マルチブレクサ１２２の出力は、従ってｋ＝５てある
ため、項（Ｘｊ＋＋−ＡＪ）／ｓに等−しい。Ａｊの値
もオフセット手段２６に加えられ，ここてこれか式（３
）との一貫性を持つ項から引かれＡ　ｊ　＋　１の新し
い値か生成される。この新しい値かメモリ２８に提供さ
れ、ここでオフセット　テーブルが工。の新しい平均値
にて更新される。

本システムは，パルスＸｉａ源との使用に関して説明さ
れたか，このデバイスはＣＷ　Ｘ線源を使用するシステ
ムのために修正することもできる。

このシステムは，オフセット手段２６が必要とされない
点を除いて同一の構造を持つ。従って、後者を省くこと
も、あるいはアナログ信号の処理された値からオフセッ
ト値か引かれるときにゼロのオフセット値を提供するこ
とによってこれを無効にすることも考えられる。こうし
て、マルチプレクサ１２２の出力か、結果としてメモリ
２８に直接に接続される。第７図のタイミング図に示さ
れるように、個々のスイッチ５８が開かれると個々のコ
ンデンサ５６のチャージが入力信号の値を表わすレベル
にチャージすることが許される（第７Ｂ図を参照するこ
と）。スイッチ５８か次に閉しられ、個々のコンデンサ
５６内に格納されたチャーシか第７Ｃ図に示されるよう
に回路５２に送られる。回路５２はこのチャーシを電圧
に変換し、この電圧を対応する比較器ｌ８の片方の入力
に保持する。上の式（１）によって定義される非線型の
勾配信号か，次に第７Ｄ図に示されるように、個々の比
較期間の際に個々の比較器の他方の人力に加えられ、対
応するカウンタ２２に適当なカウントか提供される。こ
のデータはその後マルチプレクサ１２２によって処理さ
れ、第７Ｅ図に示されるようにメモリ２８内に格納され
る。

説明の本システムは幾つかの長所を持つデータ取得シス
テムを提供する。好ましい実施態様に蒔間の二乗の関数
として入力信号の最小と町山な最大値との間で変動する
勾配信号を使用することによって、このシステムはアメ
リカ合衆国特？：′Ｆ第４，５６９，０２８号の教示と
の一貫性を持つ。

結果として，こうして提供されるシステムは適応デジタ
ル化データ取得システムであり、このシステムは信号の
情報内容を正しく符号化するために最少力ビット数を使
用し，またイメージ情報な表わすために要求される線型
ダイナミック　レンジを保存する。このため，このシス
テムはアナログ情報信号を各々か２０ビットあるいはそ
れ以上のオーダーの線型ダイナミック　レンジを持つデ
ジタル信号に変換することができる。これに加えて、こ
のシステムは個々の読み出しの際に、複数のアナログ信
号を同時的に及び同期的にデジタル信号に変換し、こう
して幾つかの多重Ａ／Ｄコンバータ　システムの均一性
及び設計上の制約を解消する。このデータ取得システム
は，簡単に、パルスＸ線源のためにも、あるいは持続波
Ｘ線源のためにも調節することかできる。

この結果として，パルスＸｉｌ源を含むＣ．Ｔ．スキャ
ン　システム内で使用するための改良されたＡ／Ｄコン
バータ　システムか提供されるか、このシステムは、検
出されたＸ線放射を表わす複数のアナログ信号を同時に
生成し、またこれら検出器の全ての出力を同期的に読み
出し、Ｘ線パルスの変動するリン光読み値に起因する人
為結果を回避することかてきる。このＡ／Ｄコンハータ
システムはＣ．Ｔ．スキャン　システム内で使用できる
ように簡単に設計でき、チャネルの数と無関係に５００
ビュー／秒（ｖｉｅｗｓ／ｓｅｃｏｎｄ）以上を提供で
きる能力を持つ。最後に、カウンタ２２を使用すること
によってこのシステムは、比較器１８の出力の所のドリ
フトに起因する電子ノイズを平均化する能力を持つ。

本発明の範囲から逸脱することなく幾つかの変更が可能
であり、従って上の説明あるいは付属の図面内の全ての
事項は、説明のためのものであり限定の意味は持たない
と解釈されるべきである。

【図面の簡単な説明】

第１図はパルスＸ線Ｃ．Ｔ．スキャン　システム内で使
用されるように設計された本発明の好ましい実施態様の
ブロック図であり、 第２図は本発明の好ましい実施態様のより詳細なブロッ
ク図てあり、 第３図は複数のアナログ信号を同時的にデジタル形式に
変換するための第２図に示される実施態様の好ましいハ
イブリッド部分の部分略ブロック図であり、 第４図は本発明の好ましい実施態様内に使用される勾配
発生器の部分略ブロック図であり、第５図は比較器の不
確か性、従って、あるタイプの電子ノイズを削減するた
めの平均技術を図解するクラフであり、 第６図は、第１から４図に示される好ましい実施態様の
動作を図解するタイミング図であり、そして 第７図はＣＷＣ．Ｔ．スキャン　システムとともに使用
されるように修正された好ましい実施態様の動作を図解
するタイミング図である。 図面中，同一の番号は同一のあるいは類似する要素を示
す．類似する要素は同一の番号及び付属する小文字によ
って同定される。 カウンタ 線型化器 オフセット手段 〈主要部分の符号の説明〉 １４　　　・・・　　　　信号間隔積分回路ｌ８　　　
・・・　　　　比較器 ２０　　　・・・　　　　勾配発生器

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、複数のアナログ情報信号を対応する複数のデジタル
   出力信号に変換するためのデータ取得システムにおいて
   、該デジタル出力信号の各々が（ａ）対応するアナログ
   情報信号のダイナミックレンジにマッチするｎ−ビット
   のダイナ ミックレンジを持ち、そして（ｂ）複数の時間間隔の個
   々の間の対応するアナログ情報信号を表わし、該システ
   ムが 該アナログ信号の各々を該時間間隔の個々の間にｍビッ
   トのデジタル化コードに従って中間デジタル信号に変換
   するための手段を含み、ここでｍはｎよりも小さく、該
   コードのデジタル間隔が非線型的に増加し、該中間信号
   のノイズレベルと該コードのデジタル化間隔の比が該ア
   ナログ信号の該ダイナミックレンジを通じて実質的に一
   定であり、該システムがさらに 該中間信号の各々を該デジタル出力信号の対応する値に
   変換するための手段を含むことを特徴とするシステム。 ２、該時間間隔の各々が２＾ｍに等しい所定の数の比較
   間隔を含み、該アナログ信号を中間デジタル信号に同時
   的に変換するための手段が時間の非線型的な関数として
   基準信号を生成するための手段を含み、該基準信号の振
   幅が該複数の比較間隔の対応する終端の所の該デジタル
   化間隔の個々に等しく、更に該比較間隔の個々の該終端
   の所で該アナログ信号の個々を比較するための手段がさ
   らに含まれることを特徴とする請求項１に記載のデータ
   取得システム。 ３、該アナログ情報信号がＸ線フラックスの規模を表わ
   し、該基準信号を生成するための手段が該基準信号を時
   間の二乗の関数として生成し、該基準信号の振幅が該比
   較間隔の個々の終端の所の振幅の平方根の関数にて増加
   することを特徴とする請求項２に記載のデータ取得シス
   テム。 ４、該アナログ情報信号が各々パルスＸ線フラックスの
   規模を表わし、該アナログ信号の各々が対応する時間間
   隔の間に起こる周期パルス及び個々のペアの連続するパ
   ルス間のパルス間値を含み、該システムが更に該パルス
   間値の各々を該アナログ信号のパルス間値を表わすデジ
   タル信号に変換するための手段及び該アナログ信号の該
   パルス間値の前のパルス間値の平均値を該アナログ信号
   の次の対応するパルス値から引くための手段を含むこと
   を特徴とする請求項３に記載のデータ取得システム。 ５、該アナログ信号の各々を中間デジタル信号に同時的
   に変換するための手段が該時間間隔の各々の間に該アナ
   ログ信号を積分し、該時間間隔の各々の間の該アナログ
   信号の各々の値を表わす平均信号を提供するための手段
   、及び該平均信号に応答して該平均信号を該比較間隔の
   個々の終端において該基準信号と比較するための手段を
   含むことを特徴とする請求項２に記載のデータ取得シス
   テム。 ６、該アナログ信号の各々を中間デジタル信号に同時的
   に変換するための手段が該平均信号の各々を伝送及び保
   持するためのスイッチング手段を含むことを特徴とする
   請求項５に記載のデータ取得システム。 ７、該時間間隔の間において、該比較間隔の個々の終端
   において該基準信号が該アナログ信号を越える回数のカ
   ウントを累積し、該中間デジタル信号のデジタル値を表
   わすためのカウンタ手段をさらに含むことを特徴とする
   請求項２に記載のデータ取得システム。 ８、複数のアナログ情報信号を該アナログ情報信号を表
   わす複数のデジタル信号に複数の時間間隔の個々の間に
   おいて変換するためのデータ取得システムにおいて、該
   システムが、 該時間間隔の個々の間において該アナログ信号の個々の
   平均を計算し個々の該時間間隔の間の該アナログ信号の
   平均値を表わす対応する平均信号を生成するための信号
   平均器手段、及び 該時間間隔の個々の間の信号比較期間において比較信号
   を生成するための信号生成手段を含み、該比較期間が所
   定のデジタル化コードの複数の一意のデジタル間隔の数
   に等しい複数のクロッキング間隔を含み、該比較信号が
   個々の信号比較期間の間に時間とともに変動し、該比較
   期間を通じて該対応する比較間隔の終端において該比較
   信号の値が（ｉ）時間の非線型関数として変動し、そし
   て（ｉｉ）該デジタル化コードの可能なデジタル化間隔
   の数を表わし、該システムがさらに 該信号平均器手段の出力及び該信号生成手段に結合され
   た該比較期間の該比較間隔の個々の終端において該平均
   信号の個々を該比較信号と同期的に比較するための信号
   比較手段、及び該信号比較手段に応答して、該比較期間
   において側々の平均信号の値が該比較信号を超えるクロ
   ッキング期間の数をそれぞれ表わす複数の符号化デジタ
   ル信号を提供するための手段を含み、該符号化デジタル
   信号の各々が該デジタル化コードに従って平均信号の対
   応する値をデジタル的に表わし、 該符号化デジタル信号のノイズレベルとデ ジタル化間隔の比が該符号化デジタル信号のダイナミッ
   クレンジを通じて実質的に一定であることを特徴とする
   データ取得システム。 ９、該アナログ信号の個々を平均するための信号平均手
   段が該時間間隔の個々において該アナログ信号の個々を
   積分し、該対応する平均信号を生成するための信号積分
   器を含むことを特徴とする請求項８に記載のデータ取得
   システム。 １０、該信号生成手段がｋ＿１ｔ＾２の関数として変動
   する勾配信号を生成するための勾配発生器を含み、ｋ＿
   １が定数であり、ｔが該比較期間の経過時間を表わすこ
   とを特徴とする請求項８に記載のデータ取得システム。 １１、該アナログ信号の個々が複数の一連のパルス値及
   び個々のペアの一連のパルス値の間のパルス間値を含み
   、該信号平均手段が対応する時間間隔において該アナロ
   グ信号の個々の該パルス値の個々及び該パルス間値の個
   々の平均を計算し、該パルス値及び該パルス間値の個々
   の平均値を表わす対応する平均信号を生成し、該勾配生
   成器がまたｋ＿２ｔの関数として変化する勾配信号を生
   成し、ここで、ｋ＿２が一定であり、ｔが該パルス間値
   が該比較信号と比較される該比較期間の経過時間を表わ
   すことを特徴とする請求項９に記載のデータ取得システ
   ム。 １２、時間の複数の所定の変換間隔の間においてアナロ
   グ信号をデジタル信号に変換するためのアナログ／デジ
   タルコンバータにおいて、該コンバータが、 時間の個々の変換間隔の間において該アナログ信号を積
   分し積分された信号を提供するための積分手段、 該時間の変換間隔の個々に対する比較期間において時間
   の二乗の関数として変動する値を持つ比較信号を生成す
   るための信号生成手段、該積分手段の出力に結合された
   該積分された信号の値を該比較期間においてクロッキン
   グ期間の個々に対して該比較信号の値と比較するための
   信号比較手段、及び 該信号比較手段に応答して、個々の該変換間隔に対する
   該デジタル信号を該比較期間において該アナログ信号の
   値が該比較信号を超えたクロッキング間隔の数の関数と
   して生成するための手段を含むことを特徴とするコンバ
   ータ。