JPH0618032B2 - データ取得システム - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、一般的にはデータ取得システム（data acqu
isition system）、より詳細には複数の関連するアナ
ログ情報信号を対応するデジタル信号に同時的に変換す
るのに使用する改良されたデータ取得システムに関す
る。

（従来の技術） 様々な信号処理技術は、複数のアナログ情報信号をこれ
ら信号によって表わされるデータを得る目的で同時的に
検出するステップを含む。例えば、幾つかの市販のメデ
ィカル イメージング， システム、例えばＣ．Ｔ．ス
キャン システムは、検査下の物体の内部構造をこの物
体を事前に選択された量及びタイプの放射線に露出する
ことによってイメージ化するために使用される。検出器
が物体からの放射を検出し、この物体の内部構造を表わ
すアナログ信号を生成する。

Ｃ．Ｔ．スキャン システムのこの例においては、Ｘ線
源及び検出器がこの物体に対する平面内で一連のあるい
はセットの視野あるいは読みを通じて回転され、これに
よって、システムは、このＸ線源及び検出器の回転の平
面内に横たわる物体の断面”スライス”の二次元空間情
報を表わすデータを得る。これらＣ．Ｔ．スキャン シ
ステムは、各々Ｘ線光子のソースを使用する。これらソ
ースは、周期的Ｘ線パルスであっても、あるいは、別の
方法として、持続波（ＣＷ）Ｘ線であっても良い。これ
ら検出器は、通常、ガスあるいは固体検出器の形式を持
ち、ソースに対して、個々のセットの読みに対して対応
する複数のＸ線経路を定義するように位置される。物体
がＸ線ソースに露出されるとき、この物体を通過する様
々な経路に沿って吸収される光子の数は、個々の視野あ
るいは読みを定義する個々のサンプリング期間におい
て、個々の経路に沿っての物体のその部分の吸収特性の
関数である。検出器は、個々のサンプリング期間におい
て検出されたＸ線フラックスを表わす対応する複数のア
ナログ信号を生成する。

一連の読みを通じて検出器によって生成された信号は二
次元イメージを生成するために要求されるデータを提供
するが、これらデータの処理は様々な設計上の問題を提
起する。例えば、個々のサンプリング期間において、十
分な分解能を持つ詳細なイメージを生成するために個々
のセツトの読みを得るための多数の検出器を使用しなけ
ればならない（通常のＣ．Ｔ．スキャン システムは５
００個のオーダーの検出器を含むが、但し、この数はシ
ステムによって異なる）。生成されるイメージの分解能
を向上させるためには、使用される検出器の数及び／あ
るいはセットの読みの数を増加することが必要である。
但し、使用される検出器の数及び／あるいはセットの読
みの数が多くなれば多くなるほど、得られるデータの量
及び処理されるべき信号情報の数が増加する。従って、
個々のセットの読みあるいは視野に対して得られたアナ
ログ信号をコンピュータ処理が高速度にて結果を与える
ことができるように迅速及び効率的にデジタル化しなけ
ればならない。

多数の同時的に生成されたアナログ信号、例えば、Ｃ．
Ｔ．スキャン システム内において生成された多数のア
ナログ信号をデジタル的に変換するための現在のアナロ
グ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換技術は様々な問題を持つ。
例えば、一つのこのような技術は、それを通って対応す
るアナログ信号が伝送されるチャネルを複数のグループ
に分割し、個々のグループのチャネルがＡ／Ｄコンバー
タを時分割する。こうして、個々のグループと関連する
アナログ信号がシーケンス順に共通のＡ／Ｄコンバータ
に加えられ、一つのグループのチャネルを通じて伝送さ
れたアナログ信号の全てがこの共通のＡ／Ｄコンバータ
によって独立的に変換される。通常、この信号変換は、
個々のこれら信号に対して、大きなダイナミック レン
ジ（１０^６から１のオーダー）に対して要求される高分
解能を達成するために必要なほど同一ではない。Ａ／Ｄ
コンバータ間のこの差異は、結果として不均一な読みを
与える。

これらデバイスが持続Ｘ線源とともに使用される場合
は、時間を通じてのＸ線源の変調はこれらチャネルが全
てが同時に変換されないためにエラーを与える。説明の
アプローチは、パルスＸ線源とともに使用されたときも
問題に遭遇する。例えば、Ｘ線パルスの変化するリン光
の読み（variable afterglow readings）に起因する
人為物（artifacts）は、必ずしも全てのチャネルに対
して同一に扱われることはない。これらパルス間値（in
terpulse values）はソースからのＸ線のパルスに応答
して検出されたＸ線に対応する検出アナログ信号の値に
全体的な影響を与え、このため正確な読みを得るために
はこのパルス間値を考慮に入れなければならない。これ
に加えて、一時的に情報を格納する個々のチャネル内に
置かれた幾つかの蓄積デバイスの電流の漏れが信号変換
におけるエラーを与えることがある。これら問題の幾つ
かは個々のチャネルに対して別個のＡ／Ｄコンバータを
使用することによって克服することができるが、このア
プローチはコストが非常に高くなり過ぎて現実的でな
い。個々のチャネル内に１０^６から１のオーダーのアナ
ログ信号が提供されると言うこのようなダイナミック
レンジでは線型勾配Ａ／Ｄコンバータも現実的でない。
多くの他のＡ／Ｄコンバータ技術、例えば連続近似Ａ／
Ｄ変換等も知られているが、但し個々が不十分な信号の
分解能に加えて幾つかの欠点を持ち、従って２０ビット
あるいはそれ以上のデジタル信号を達成する能力は持た
ない。

（発明の目的） 従って、本発明の一般的目的は、上に記述の問題を克服
するあるいは大きく解消する改良されたデータ取得シス
テムを提供することにある。

本発明のより具体的な目的は、信号の情報内容を正しく
符号化するために要求される最少数のビットを使用し、
一方においてイメージ情報を表わすために要求されるダ
イナミック レンジを保存する適応デジタル化データ取
得システムを提供することにある。

本発明のもう一つのより具体的な目的は、複数のＡ／Ｄ
コンバータが独立的に動作する多重Ａ／Ｄコンバータ
システムの幾つかの均一性及び設計上の制約を解消する
ように個々の読みの期間に複数のアナログ信号をデジタ
ル信号に同時的及び同期的に変換するためのデータ取得
システムを提供することにある。

本発明のもう一つの具体的な目的は、持続波あるいはパ
ルスＸ線源から得られたアナログ信号を変換するための
改良されたデータ取得システムを提供することにある。

本発明のさらにもう一つの具体的な目的は、アナログ情
報信号を各々が２０ビットあるいはそれ以上のオーダー
のダイナミック レンジを持つデジタル信号に変換する
ための改良されたデータ取得システムを提供することに
ある。

本発明のさらにもう一つの具体的な目的は、パルスＸ線
Ｃ．Ｔ．スキャン システム内で使用されるためのある
タイプの人為物（artifacts）に対して実質的にインセ
ンシティブ（insensitive）な均一な読みを得るために
対応するチャネルのアナログ信号の全てを同時的にデジ
タル コードに変換するための改良されたＡ／Ｄコンバ
ータ システムを提供することにある。

本発明のさらにもう一つの目的は、システムの動作周波
数を減少させることによって一定の電子的ノイズを減少
させることが可能なＡ／Ｄコンバータ システムを提供
することにある。

本発明のさらにもう一つの目的は、パルス及びＣＷ Ｘ
線源の両方に使用できるように簡単に調節が可能な改良
されたＡ／Ｄコンバータ システムを提供することにあ
る。

本発明のさらにもう一つの目的は、Ｃ．Ｔ．スキャン
システム内においてパルスＸ線源とともに使用され、ア
ナログ信号のパルス間レベルを考慮に入れることが可能
な改良されたＡ／Ｄコンバータ システムを提供するこ
とにある。

（発明の構成） これら及びその他の目的は、複数のアナログ情報信号を
対応する複数の各々が（ａ）対応するアナログ情報信号
のダイナミック レンジにマッチするｎビットのダイナ
ミック レンジを持ち、（ｂ）複数の時間間隔の個々の
間の対応するアナログ情報信号を表わすデジタル出力信
号に変換するための改良されたデータ取得システムによ
って達成される。

本発明の一面によると、このシステムは、 アナログ信号の各々をこれら時間間隔の個々の間におい
てｍビットのデジタル化コードに従って中間デジタル信
号に同時的に変換するための手段を含み、ここでｍはｎ
以下であり、このコードのデジタル化間隔がこのアナロ
グ信号のダイナミック レンジを通じてこの中間デジタ
ル信号のノイズ レベルとこのコードのデジタル化間隔
の比が実質的に一定となるように非線型的に増加し、さ
らに これら中間信号の各々をデジタル出力信号の対応する値
に変換するための手段を含むことを特徴とする。

本発明のもう一面によると、このシステムは、時間間隔
の各々の間においてアナログ信号の各々を平均し、これ
ら時間間隔の各々の間におけるアナログ信号の平均値を
わす対応する平均信号を生成するための信号平均手段、
及び これら時間間隔の個々の間の信号比較期間において比較
信号を生成するための信号生成手段を含み、ここで、こ
の比較期間が所定のデジタル化コードの一意のデジタル
化間隔の数に等しい複数のクロッキング間隔を持ち、こ
の比較信号が個々の信号比較期間において時間とともに
変化し、その結果比較信号の値が比較期間を通じて対応
する比較間隔の終端において（ｉ）時間の非線型関数と
して変化し、そして(ii)このデジタル化コードのデジタ
ル化間隔の可能な数を表わし、システムがさらに 信号平均手段の出力及び信号生成手段に結合された比較
期間の個々の比較間隔の終端において平均信号の各々を
比較信号と同期的に比較するための手段、及び この信号比較手段に応答して、その比較期間において個
々の積分された信号の値がこの比較信号を超えたクロッ
キング間隔の数を表わす複数の符号化デジタル信号を提
供するための手段を含み、ここで、この符号化されたデ
ジタル信号の個々がこのデジタル化コードに従って積分
された信号の対応する値をデジタル的に表わし、 この符号化デジタル信号のノイズ レベルとこのデジタ
ル化間隔の比が、この符号化されたデジタル信号のダイ
ナミック レンジを通じて実質的に一定であることを特
徴とする。

本発明のもう一面によると、時間の複数の所定の変換間
隔の各々の間においてアナログ信号をデジタル信号に変
換するためのアナログ／デジタルコンバータが提供され
る。このコンバータは、 時間の個々の変換間隔の間においてアナログ信号を積分
し、積分された信号を提供するための積分手段、 時間の変換間隔の個々の間の比較期間において時間の二
乗の関数として変化する値を持つ比較信号を生成するた
めの信号生成手段、 積分手段の出力に結合された比較期間において積分され
た信号の値を複数のクロッキング間隔の個々に対する比
較信号の値と比較するための信号比較手段、及び 信号比較手段に応答して、個々の変換期間に対するデジ
タル信号を比較期間においてアナログ信号の値がこの比
較信号を超えた回数の関数として生成するための手段を
含むことを特徴とする。

本発明のその他の目的が一部明白であり、一部後に明ら
かになる。従って、本発明は以下の詳細な説明において
一例として説される構造、要素の組合わせ及び部品の配
列を持つ装置からなり、本発明の応用の範囲は特許請求
の範囲に示される。

本発明の特徴及び目的のより詳細な理解は以下の詳細な
説明を付属の図面を参照にしながら読むことによって得
られるものである。

第１図において、データ取得システム１０は複数の情報
伝送チャネルを含むが、各々がこのシステムによって受
信されるアナログ情報信号の一つに対して使用される。
本実施例においては、このシステムはＣ．Ｔ．スキャン
システム内において、システムの対応する検出器（図
示無し）から受信される複数のアナログ電流を変換する
ために使用するように設計されるが、このアナログ電流
は対応する検出器によって検出される複数Ｘ−線写真を
表わす。個々の情報伝送チャネルはアナログ信号を受信
するためのペアの入力端子１２ａ及び１２ｂを含む。個
々のペアの入力端子１２ａ及び１２ｂは、定期的に入力
信号の平均をとり、こうして平均化された信号をその後
の処理のために一時的に保持するための信号間隔積分回
路１４の入力を形成する。回路１４は、タイミング回路
又はシーケンサ（sequencer）１６によって制御され
る。後者は、積分期間の開始を示すために提供される入
力信号に応答して、システムをその正しいシーケンスに
て動作するためのタイミング信号を提供する。パルスＸ
線Ｃ．Ｔ．スキャン システムにおいては、シーケンサ
への入力信号は、例えば、Ｘ線の個々のパルスに対して
Ｘ線源に物体を露出する時間を計るために使用されるた
めの信号に応答して提供される。いずれしても、シーケ
ンサは入力信号が集められる個々の積分期間を定義する
ために使用される。この積分期間に対する平均信号の値
が個々の回路１４の出力の所に提供され、対応する比較
器１８の一つの入力に加えられる。個々の比較器のもう
つの入力はランプ発生器２０から提供される比較、つま
り基準信号の出力を受信するように接続される。

個々の比較器１８は、信号間隔回路からの振幅出力が基
準信号の振幅を超える間は論理“１”、つまり高値の出
力を提供し、そして回路１４からの振幅出力が基準出力
以下のときは論理“０”、つまり低値の出力を提供す
る。

第４図との関係で後により詳細に説明される勾配（ram
p）発生器２０は、以降“比較期間”と呼ばれる所定の
期間を通じてゼロから最大値の間で勾配する振幅を持つ
基準信号を提供るように設計される。具体的な最大値
は、ゼロ及び最大値が入力信号の可能な最も小さな及び
最も大きな振幅を表わすようにアナログ入力信号の線型
ダイナミック レンジによって定義される。本発明の一
面によると、基準信号の振幅は時間とともに非線型的に
変化する。好ましくは、後に一層明らかになるよう理由
によってこの比較期間の際、基準信号の振幅は以下の式
（１）によって示されるように、この比較期間の際の経
過時間の二乗に関数として変化する。

（１） Ｖ＝ｋ_１ｔ^２ ここで、Ｖ基準信号の電圧をわし、ｋ_１定数であり、そ
してｔは比較期間の際の経過時間（lapsed time）を表
わす。

このシステムがパルスＸ線源とともに使用される場合
は、発生器２０はまた以下の式（２）によって定義され
るように、比較期間の際、時間の線型関数として変化す
る振幅を持つ勾配信号を提供する。

（２） Ｖ＝ｋ_２ｔ ここで、ｋ_２は定数であり、そしてｔは比較期間の際の
経過時間を表わす。後により詳細に説明されるように、
この線型的に変化する勾配信号は後に詳細に説明される
ようにＸ線パルス間に提供されるアナログ信号のパルス
間値（interpulse value）を表わすデジタル信号を生
成するために使用される。

個々の比較器１８の力はカウンタ２２の入力に接続され
る。個々のカウンタはシーケンサ１６から、比較期間の
際に周期的間隔にてクロッキング信号を受信する。比較
期間の際にクロッキング信号の個々のパルスが受信され
ると、このカウンタはその瞬間に対応する比較器の出力
が高値である時は１だけ増分され、そして対応する比較
器の出力がその瞬間に低値である時は前に決定されたカ
ウントを保持する。このカウンタは、従って比較期間の
際、クロッキング信号のパルスがカウンタに加えられた
とき対応する比較器の出力が高値であったときの回数の
カウントを累算する。従って、比較期間の終端において
個々のカウンタ内のカウントは比較期間において比較器
の出力が基準信号を越えた回数を表わし、従ってこの比
較期間の開始の直前に対応する回路１４から提供された
変換期間の際に提供されたアナログ信号の平均信号のデ
ジタル値を表わす。

クロッキング信号の速度は、比較期間においてクロック
される個々のカウントの回数がアナログ信号の線型ダイ
ナミック レンジ全体を表すために使用されるコードの
数（つまり可能なデジタル値）に等しくなるようにされ
る。本実施例においては、アナログ信号を表わすために
１６３８４（２^１４）個の異なるコードが使用され、こ
のためカウンタは個々の比較期間において１６３８４回
クロックされる。個々の比較期間は、好ましくは約１ミ
リ秒であり、従ってクロックキング信号の速度は約２０
ＭＨｚにセツトされる。

勾配発生器２０からの基準信号が上の式（１）に定義さ
れるように非線型的に増加すると、デジタル化間隔は比
較期間の際、個々のクロッキング パルスとともに非線
型的に基準信号の振幅の平方根に比例する速度にて増加
する。一般的に、Ｘ線フラツクス（flux）のノイズ レ
ベルは、存在する光子の数の平方根に比例することが知
られている。比較期間を通じて式（１）に従って基準信
号を変化させることによって、デジタル信号のノイズ
レベルとデジタル化間隔との比は、実質的にこのデジタ
ル信号のダイナミック レンジを通じて一定となり、こ
れは、エンリコ ド ラザ（Enrico Dolazza）、バー
ナードＭ．ゴードン（Bernard Ｍ．Gordon）及びハン
スＪ．ウィードン（Hans Ｊ．Weedon）らによる本出願
人と同一人のアメリカ合衆国特許第４，５６９，０２８
号の数示との一貫性を持つ。この結果として、個々のア
ナログ信号の情報内容を正しくコード化するために要求
されるビット数が消減され、一方においてイメージ情報
を表わすために要求されるダイナミック レンジがこの
特許に開示されるように保存される。

個々のカウンタはまたシーケンサ１６から選択信号を受
信するため、これらカウンタはこの比較期間の後にシー
ケンス的に読み出すことができる。個々のカウンタ２２
の出力は個々のカウンタの出力カウントを線型化するた
めの線型化器２４の入力に接続される。線型化器２４
は、個々のコードに対する早見テーブル（look-up tab
le）を含むが、ここに個々の可能なカウントに対応する
線型値がリストされ、線型化器の出力の所に提供できる
ようにされる。但し、デジタル期間がアナログ信号の振
幅の平方根に比例する本実施例においては、この線型化
器は、この代わりに、信号シーケンサ（つまり、入力信
号に入力信号自体が掛けられる信号掛け算器）を含む。

前述のように、システム１０は、パルスＸ線Ｃ．Ｔ．ス
キャン システム内においてデータの取得のために使用
されるように設計される。従って、システム１０は、好
ましくは線型化器２４の出力から一連のＸ−線パルス間
の時間間隔における漏れ電流の量を表わすＸ−線パルス
間のアナログ信号の値（好ましくは、平均累積値）を引
くためのオフセット手段２６を含む。オフセット手段２
６は、後に説明されるように、システムが連続Ｘ−線ソ
ースとともに使用されるときは排除される（つまり、効
果を持たないようにされる）。オフセット手段２６の出
力は、その後の検索及び／あるいは処理のためにデータ
を格納するためにメモリ２８に加えられる。メモリ２８
の出力は出力３０に直接印加される。

示されるように、線型化器２４，オフセット手段２６及
びメモリ２８の動作はシーケンサ１６によって提供され
る対応する制御信号によって制御される。

動作において、第１図に示されるように、イメージ化さ
れる物体がＸ−線のソースからのＸ線の個々の周期パル
スに露出されると、シーケンサ１６は、同時的に信号Ｔ
_１及びＴ_２を信号間隔積分回路１４の全てに提供するよ
うにプログラム化される。これによって、個々の回路は
個々の積分間隔の際に入力端末１２に加えられる入力電
流を積分し、個々のこれら期間において、対応する入力
端末１２の所に提供される個々のアナログ信号の平均値
を表わす信号を提供する。この有限期間において集めら
れた積分あるいは平均信号は、比較器１８の入力に加え
られる。この比較期間はＴ_３信号によって開始され、基
準信号は上の式（１）に従ってゼロからその最大値に勾
配することを開始する。基準信号が増加すると、カウン
タがシーケンサ１６からのクロッキング信号によってク
ロックされ、比較器の出力が個々のクロッキング間隔に
てカウントされる。この比較期間において１６３８４個
のクロッキング パルスが提供される上の例において
は、比較期間の終端においてカウンタはその比較期間に
おいて全部で１６３８４回カウンタがクロックされたわ
けであるが、比較器の出力が高値であった回数を表わす
信号を含む。この数は、従ってこの比較期間において回
路１４によって提され、基準信号の非線型関数として符
号化されたこの平均値に対応するデジタル的に符号化さ
れた値を表わす。この比較期間の終端において、カウン
タの個々の出力は非線型化されたデジタル信号でありシ
ーケンス順に線型化器に提供され、ここで個々の信号が
線型化される。オフセット値が個々の信号値から引か
れ、データが格納されるか、あるいは出力３０のところ
で読み出される。

オフセット値がＸ−線パルス間の前の期間において決定
されるが、これは好ましくは平均の累積値である。後に
明らかになるように、このパルス間期間において、検出
されたパルス間値を表わす個々のアナログ信号は、この
積分期間を通じて平均化される。こうして積分された信
号は、次に対応する比較１８の入力に加えられる。勾配
発生器２０が、次に上の式（２）とともに線型的に変化
巣る信号を生成する。こうして線型的に変化する勾配信
号が好ましいが、これはパルス間値のダイナミック レ
ンジが常にこれらの値のパルスよりも非常に小さく、ゼ
ロと期待される最大のパルス間値との間の線型勾配信号
がこのパルス間期間内において簡単に生成できるためで
ある。この方法によって、二つの連続するパルス間のパ
ルス間値のデジタル化は一層正確となり、またより高い
分解能にて変換することが可能となる。この信号のパル
ス間部分のデジタル値が、次に、好ましくは前に得られ
た値と平均化され、そしてオフセット手段２６によって
次のパルスに対して生成された次のデジタル信号から引
かれる。各々のパルス間期間に対してデジタル値を派生
し、累積された値を平均化し、次のパルスから平均化さ
れたパルス間値を引くことによって、この信号レベルが
このパルス間期間において時間とともにドリフトする傾
向がある場合でも、個々のパルスの正確な真の値が派生
される。前述の如く、このシステムはその入力の所に出
現する信号がその出力の所に出現し、従ってこのオフセ
ット手段を無効にするようにオフセット手段をセットす
ることによって、簡単にＣＷ Ｃ．Ｔ．スキャン シス
テムとともに使用できるように変更することができる。
本発明の長所は本実施例の以下のより詳細な説明におい
て一層明らかになるものである。

第２図において、この好ましいデータ取得システム１０
は、一般に少なくとも一つ、好ましくは複数のハイブリ
ッド回路４０を含むが、幾つかの要素は比較的低コスト
にて製造することができる。個々のハイブリッド回路４
０は、好ましくは複数の情報伝送チャネルを含む。例え
ば、示されている如く、個々のハイブリッド回路は１６
個の検出器要素から１６個の異なるアナログ信号を受信
するための１６個の情報伝送チャネルを含む。ハイブリ
ッド回路からの信号のシーケンシャル伝送は、シーケン
サ１６によって選択信号にて制御される。個々のハイブ
リッド回路は、個々の情報伝送チャネルに対して信号間
隔集積回路１４を含む。

第３図に示されるように、個々のチャネルの好ましい回
路１４は、チャネルの入力端子１２に加えられる信号の
値の関数としてチャネルを集めるためのチャージ コレ
クション回路（charge collection circuit）５０，
及び回路５０によって提供されるチャージを伝送し、こ
のチャージをこのチャージに比例する電圧に変換するた
めのチャージ コレクション回路５０を含むチャージ／
電圧（Ｑ／Ｖ）コンバータを含む。より詳細には、個々
の回路５０は一端において端末１２ａに接続され、他端
がチャージ コンデンサ５６のプレート及び信号によっ
て制御可能なスイッチ５８に接続されたレジスタ５４を
含む。スイッチ５８は、一方、回路５２の演算増幅器６
０の反転入力に接続される。チャージ コンデンサ５６
の反対のプレートは、端子１２ｂ及び増幅器６０の非反
転入力に接続され、こうしてシステム グラウンド（sy
stem ground）を形成する。スイッチ５８はシーケンサ
１６（第２図に示される）によって提供されるタイミン
グ信号Ｔ_１に応答し、コンデンサ５６の放電を制御する
ために使用される。スイッチ５８は、例えば電解効界形
トランジスタ（ＦＥＴ）等である。スイッチ５８が開か
れると、コンデンサ５６上のチャージは、積分期間にお
いて入力端子１２ａ及び１２ｂを通って流れる入力電流
の関数である。スイッチが閉じられると、コンデンサ５
６上のチャージは演算増幅器６０の反転入力に伝送され
る。

回路５２の増幅器６０の反転入力は、フィードバック抵
抗体６２を通ってチャージング コンデンサ６４の一つ
のプレートに接続され、コンデンサのもう一方のプレー
トは増幅器の出力に接続される。第二の信号にて制御可
能なスイッチ６６が抵抗体６２とコンデンサ６４と並列
に接続され、シーケンサ１６によって供給されるタイミ
ング信号Ｔ_２によって制御される。スイッチ６６が閉じ
るとコンデンサ６４の前のチャージが抵抗体６２を通じ
て放電され、増幅器６０がリセットされる。増幅器６０
の出力が比較器１８の一つの入力に接続され、比較器の
他方の入力が、第二図に示されまた第４図との関連でよ
り詳細に説明されるように、勾配発生器２０から基準信
号を受信するように接続される。

第４図に移り、好ましい勾配発生器２０は電圧発生器７
０及び抵抗体７２を含む入力電流ソースを含む。抵抗体
７２は信号によって制御可能なスイッチ７４に接続され
る。スイッチ７４の動作モードは、シーケンサ１６から
提供される制御信号Ｔ_３の逆数によって制御される。結
果として、インバータ７６はシーケンサ１６から制御信
号Ｔ_３を受信するように接続され、そしてＴ_３の逆数で
ある一つの信号をスイッチの制御入力に提供する。スイ
ッチ７４は、演算積分器７８の反転入力に接続される。
演算積分器７８は反転増幅器８０を含むが、この非反転
入力はシステム グラウンドに接続され、そして反転入
力はスイッチ７４及びフィードバック抵抗体８２に接続
される。後者は、一方、フィードバック コンデンサ８
４の一つのプレートに接続される。信号によって制御可
能なスイッチ８６が抵抗体８２とコンデンサ８４と並列
にこの増幅器の反転入力と出力との間に接続される。ス
イッチ８６は制御信号Ｔ_３によって制御され、閉じられ
た場合、増幅器８０をリセットする助けをする。

増幅器８０の出力は、抵抗体８８を通じて第二の演算積
分器９０の反転入力に接続される。増幅器９２の反転入
力は、フィードバック抵抗体９４に接続され、一方、こ
れはフィードバック コンデンサ９６の一つのプレート
に接続される。コンデンサ９６の他方のプレートは、１
００の所に示されるように、増幅器９２の出力に接続さ
れる。第三の制御可能なスイッチ９８が抵抗体９４とコ
ンデンサ９６と並列に接続される。スイッチ９８はまた
シーケンサ１６によって提供される制御信号Ｔ_３によっ
て制御され、閉じられたとき、演算積分器９０はリセッ
トする。スイッチ９８、並びにスイッチ７６及び８６
は、それぞれ任意のタイプの信号によって制御可能なス
イッチ、例えばＦＥＴであり得る。一般的に、信号Ｔ_３
が加えられるとスイッチ７４は閉じ、スイッチ８６及び
９８は開く。逆に、信号Ｔ_３が勾配発生器をオフにする
ために除去されるとスイッチ７４が開き、増幅器８０の
入力への入力が除去され、そしてスイッチ８６及び９８
が閉じ、増幅器８０及び９２の個々のフィードバック経
路を迂回する短絡が提供される。増幅器９２の出力は、
式（１）の関数として変化する電圧である。増幅器９２
の出力は、マルチプレクサ１００の一つの入力に加えら
れる。

勾配発生器２０はまた、上の式（２）に従って線型的に
変化する信号を生成するための手段を含む。示される如
く、積分器７８の出力は入力抵抗体１０２を通じて反転
増幅器１０４の入力に加えられる。後者はフィードバッ
ク抵抗体１０６を持ち、パルス間期間において、式
（２）に従って信号を提供する。反転増幅器１０４の出
力はマルチプレクサ１００のもう一つの入力に接続され
る。マルチプレクサの出力の所に提供されるべき勾配信
号を選択するためのアドレス制御入力に、第２図に一般
的に示されるシーケンサ１６によって提供される勾配選
択信号（ramp select signal）が提供される。

勾配発生器２０は、またスイッチ７４が開き、スイッチ
８６及び９８が閉じる各々の比較期間の間における増幅
器８０への入力オフセット電圧及び入力電流を補償する
ための自動ゼロ回路（autozero circuit）１０８を含
む。この自動ゼロ回路は周知である。これに関しては、
例えば１９７９年８月７目付のハンスＪ．ウィードン
（Hans Ｊ．Weedon）らによる本出願人と同一人のアメ
リカ合衆国特許第４，１６３，９４７号を参照するこ
と。後者の特許において説明されているように、演算増
幅器７８及び９０は比較信号が生成されている間従来の
方法によって積分を行ない、そしてフィードバック コ
ンデンサ８４及び９６の個々の上に電圧が蓄積される。
演算増幅器は、個々の一連の比較期間の間に新たな積分
に備えるためにコンデンサ８４及び９６を放電するよう
にリセットされる。このリセット モードの際に、演算
積分器７８及び９０はオフセット電圧を格納することに
よって増幅器８０及び９２内の入力オフセット電圧エラ
ーを自動的に修正する。自動ゼロ モードの際に、チャ
ージが一つのコンデンサ（図示無し）上に格納される
が、これは緩衝増幅器（図示無し）を介して、増幅器８
０の入力内に流れる電流を補償する電流を提供する。

第３図に再び戻り、個々の比較器１８の出力は対応する
カウンタ２２の入力に接続される。後者は第２図に全般
的に示されるシーケンサ１６からクロッキング信号を受
信する。復号器１１０が個々のハイブリッド４０（第２
図に一般的に示される）とともに使用され、これに個々
のハイブリッドを同定する一意のアドレスが提供され
る。復号器はハイブリッド選択信号と呼ばれるアドレス
信号をシーケンサ１６から受信する。シーケンサはハイ
ブリッドがハイブリッドの出力が順番に読み出されるよ
うにシーケンス順に起動されるようにハイブリッド選択
信号を提供する。チャネル選択信号がまた復号器１１０
によってシーケンサ１６から受信されるが、これによっ
て復号器はシーケンス順に対応するハイブリッドの個々
のカウンタ２２を起動し個々のハイブリッドのカウンタ
の出力がシーケンス順に個々のカウンタから読み出され
る。

こうして、カウンタの出力が、シーケンス順に、個々の
ハイブリッド回路４０の出力の所に一連の信号を提供す
るように読み出される。個々の回路４０の出力は、シー
ケンス順に、線型化器（linearizer）２４の入力に加え
られるが、後者は第１図に一般的に示され、第２図によ
り詳細に示される。

第２図に移り、線型化器２４は、好ましくはペアのマル
チプレクサ１２０ａ及び１２０ｂを含み、個々は個々の
ハイブリッド回路の出力を受信するように接続された一
つの入力を持つ。個々のハイブリド回路の出力は、また
信号減算器１２４のプラス入力に接続され、減算器１２
４の出力はマルチプレクサ１２０ｂの第二の入力に接続
される。マルチプレクサ１２０ａの第二の入力及び減算
器１２４の減算入力は、メモリ２８からの対応する出力
信号を受信するように接続される。個々のマルチプレク
サに対するアドレス制御信号がシーケンサ１６によって
提供され、個々のマルチプレクサの出力がシーケンサに
よって提供されるアドレス制御信号に依存するその入力
の一つに接続される。個々のマルチプレクサの出力は、
デジタル信号マルチプレクサ１２２の入力に接続され
る。後者は、シーケンサ１６からの適当な信号が提供さ
れたとき、その入力の所に加えられるこれら二つの信号
の値を掛け、これら二つの値の積を表わす信号を提供す
る。マルチプレクサの出力は、好ましくはデジタル信号
加算器及び減算器の形式のオフセット手段２６の一つの
入力に加えられる。この信号加算器及び減算器は掛け算
器１２２によって提供される値から、あらかじめ決定さ
れメモリ内に提供されているＸ線パルス間に提供される
平均パルス間値を表わすメモリ２８から提供される信号
を引く。オフセット手段として示される信号加算器及び
減算器はシーケンサ１６によって起動される。

好ましいシステム１０の動作が、第６図のタイミング図
と第５図に提供されるグラフを使用して説明される。個
々の検出器がパルスＸ−線を検出したときに入力端子１
２ａ及び１２ｂに提供される典型的な信号は、第６Ａ図
に示される信号に類似する。示される如く、この信号は
パルス間に所定のパルス間値（Ｉ_０）を持つ、周期パル
スＩを含む。個々のパルスの規模は、このパルス期間に
おいて対応する検出器によって検出されたＸ−線フラッ
クスの量に比例する。こうして、第６Ａ図に示されるよ
うに、パルスＩ（Ｊ＋１）は、前のパルスＩ（Ｊ）と異
なる規模を持つ。示される如く、個々のパルスの周期は
約３ミリ秒である。但し、このパルスの幅はそれととも
にシステム１０が使用されるＣ．Ｔ．スキャン システ
ムに依存する。図解の目的上パルスＩ（Ｊ）に対して第
６Ｂ図の所に示されるパルス コレクション時間は、時
間ｔ_０の所から開始され時間ｔ_２の所で終端するものと
想定される。示される如く、パルスＩ（Ｊ）はこの時間
内において上昇し、そして実質的にパルス間レベルまで
落ちる。

時間ｔ_１において、第６Ａ図に示される波形のパルスＩ
（Ｊ）が開始される直前のｔ_０において、第３図のスイ
ッチ５８及び６６の両方の各々にパルスが与えられ、両
方のスイッチが閉じられ、各々の回路５０及び５２がク
リアされる。同様に、発生器のスイッチ２０のスイッチ
７４が開いている間、発生器のスイッチ８６及び９８は
閉じ、このため演算積分器７８及び９０は時間ｔ_１まで
にはクリアされる。時間ｔ_１までには、スイッチ５８が
開き、コンデンサ５６は個々のチャネルの入力端子１２
の所の入力信号に応答してチャージする。スイッチ６６
は、同様に、後に説明されるようにｔ_２においてチャー
ジ伝送時間が開始される前に開かれる。最後に、スイッ
チ８６及び９８は時間ｔ_３においてパルス変換時間が開
始する前に開かれる。ｔ_０とｔ_２との間のパルス コレ
クション時間との間に、個々の回路５０のコンデンサ５
６は対応する入力端子１２ａ及び１２ｂの所に加えられ
る入力信号によってチャージされる。第６Ｂ図に示され
る如く、このパルス コレクション時間は約３ミリ秒を
費やす。但し、このパルスを表わすチャージを集めるた
めに必要な時間はＣ．Ｔ．スキャン システムの速度に
依存する。

ｔ_２の終端において、全てのチャージがｔ_０とｔ_２の間
のパルス コレクション期間を通じて対応するコンデン
サ５６上に集められる。従って、コンデンサ上のチャー
ジは時間ｔ_２とｔ_３との間の第６Ｄ図に示されるチャー
ジ伝送時間の際に回路５２に伝送される。このチャージ
伝送時間の際に、個々のスイッチ５８は閉じ、コンデン
サ５６上のチャージは対応する回路５２の入力に加えら
れる。スイッチ６６はｔ_２の前に開かれるため、個々の
回路５２は対応する入力信号を積分し、その出力の所に
その入力の所に現われる信号値を表わす電圧を提供す
る。第６Ｄ図に示されるパルスＰ（Ｊ）のパルス幅は回
路５２のスルー レート（slew rate）、つまり１００
ミリ秒より長く（ｔ_４とｔ_５との間）、従って回路５２
の出力はその正しい出力値に落ち着く。

回路５２の出力の値がｔ_３において落ち着くと、第６Ｅ
図の信号波形として示される変換時間が開始されｔ_４ま
で続く。ｔ_３においてマルチプレクサ１００がアドレス
され、勾配発生器２０の出力が上の式（１）に従って電
圧基準信号を生成する。これに加えて、スイッチ７４が
閉じ、勾配発生器２０が非線型の基準信号の生成を開始
する。スイッチ８６と９８が開くと、二つの演算積分器
７８及び９０は、発生器２０によって提供される信号を
二重に積分し、上の式（１）によって表わされる電圧
が、比較期間の際にマルチプレクサ１００を通じて個々
の比較器１８に加えられる。この時間内に個々の比較器
１８の二つの入力に加えられた二つの信号間で比較が遂
行される。

この基準信号が０と個々の回路５０の出力の所に与えら
れるアナログ信号の可能な最大値との間で勾配すると、
カウンタ２２がカウンタがこの比較期間に所定の数のパ
ルスを受信するような速度にてクロックされる。このパ
ルスの所定の数は、アナログ信号のダイナミック レン
ジ全体を表わすために使用されるコードの数（つまり、
可能なデジタル値）に等しい。好ましい実施態様におい
ては、１６３８４（２^１４）個の異なるコードがアナロ
グ信号を表わすために使用され、このためカウンタは個
々の比較期間を通じて１６３８４回クロックされる。示
されるように、個々の比較期間は約１ミリ秒間続く。個
々のパルスが個々のカウンタ２２に加えられる時の基準
信号の値は、基準信号が対応するパルスがカウンタの個
々に加えられたとき、コードのデジタル間隔の全てを通
じて勾配するような値である。

勾配信号が一つの入力の所で変化したとき、比較器の他
方の入力は実質的に一定に留まり、論理的にこの比較器
の出力は勾配信号が対応する回路５２の増幅器６０から
受信される入力よりも低い限り一つの二進レベル、例え
ば０の二進状態に留まり、そして勾配信号が回路５２か
ら受信される入力信号に等しくなるかこれを超えるとも
う一方の二進レベル、例えば１の二進状態に留まる。但
し、比較器の出力がカウンタに加えられ、このカウンタ
がこの比較期間の際にカウンタに加えられるクロッキン
グ パルスの数がこの比較期間を通じてデジタル変換に
対して可能な数のコードと等しくなるようにクロックさ
れるため、電子ノイズに帰属される不確か性は平均化さ
れる傾向を持つ。

上の説明は、第５図に一層明白に示されるが、曲線Ａは
典型的な比較器出力を示すが、ここで、出力は個々のク
ロッキング期間を通じて、勾配信号が比較器の他方の入
力のレベルに接近するまでゼロの状態である。基準信号
が比較器の他方の入力の所の信号レベルに接近するレベ
ルに向けて勾配して行くと、比較器の信号出力は、曲線
Ａの部分ａによって示されるように数回二進１と０の状
態の間で変化し、最終的に二進１の状態に落ち着く。曲
線Ａにて与えられる例においては、対応するカウンタ２
２に提供される累積カウントは曲線Ｂに等しく曲線Ｃに
類似する。示される如く、曲線Ｂ及びＣは終極的には併
合し、この技術は比較器によって与えられる不確か性の
平均を提供する。

第６Ｆ図に移り、ｔ_４において比較期間が終端し、シー
ケンサ１６は個々のカウンタ２２内に格納された累積値
の読み出しを開始し、これら信号が第６Ｇ図内に示され
るように線型化器２４によって処理される。第２図に示
されるように、マルチプレクサ１２０ａ及び１２０ｂ
が、ハイブリッド回路のカウンタの出力の各々がマルチ
プレクサ１２０の個々の入力を通じて伝送され、この信
号が信号掛け算器１２２によって二乗されるようにアド
レスされる。このコード化された値は元の値の平方根を
表わすため、掛け算器の出力は線型化された信号の値と
なる。（後に説明されるように）前のパルス間期間にお
いて決定され、従って第６Ａ図のＩ_０の平均値を表わす
前に測定されたパルス間値に起因するオフセットがこの
線型化された信号から引かれ、この差がメモリ２８に伝
送され、そして次の伝送のために格納され及び／あるい
はメモリ２８から外に伝送される。この処理時間はｔ_５
において終端し（第６Ｇ図を参照）、このシステムは、
次にパルス間値Ｉ_０の平均値を更新する。平均パルス間
値の決定において、線型化器はＩ_０の平均値を以下の周
知の平均式（３）に従って決定する機能を果たす。

（３） （ｘ_ｊ＋１−Ａ_ｊ）／ｋ＋Ａ_ｊ＝Ａ_ｊ＋１ ここで、ｘ_ｊ＋１は平均されるべきＩ_０の新しいパルス
間値であり、Ａ_ｊはパルス間値の平均の最後に決定され
た値であり、ｋは取られたパルス間値の総数であり、そ
して、Ａ_ｊ＋１は新しい平均値である。

各々の一連のパルス間、例えばＩ（Ｊ）とＩ（Ｊ＋１）
との間のＩ_０の値を測定するために個々の回路５０のス
イッチ５８が時間ｔ_３において開く。第６Ｃ図に示され
る如く、コンデンサ５６は時間ｔ_３とｔ_６との間に入力
端子１２に加えられた信号に応答してチャージしてパル
ス間信号Ｉ_０を生成する。パルスＩ（Ｊ）に対する比較
期間は、ｔ_５において終端するため、コンデンサ６４
（第３図）及び８４は第１図のシーケンサ１６によって
提供されるパルスにて対応するスイッチ６６及び８６を
閉じることによってクリアできる。時間ｔ_６までにスイ
ッチ６６及び８６が開かれ、ｔ_３とｔ_６との間の時間に
よって定義される期間に集められたパルス間信号が処理
される。第６Ｃ図に示されるように、このパルス間コレ
クション時間は、パルス間信号のレベルが通常各々のパ
ルスのピーク レベルよりも非常に小さなために、第６
Ｂ図に示されるパルス コレクション時間、例えば２ミ
リ秒よりも小さい。ｔ_６とｔ_７との間でスイッチ５８は
閉じ、個々のチャネルのコンデンサ５６上に与えられる
チャージが対応する回路５２の入力に送られる。後者
は、このチャージを電圧に変換しこの電圧が対応する比
較器１８の入力に加えられる。時間ｔ_７において個々の
回路５２の信号出力が、次にデジタル信号に変換され
る。この変換はｔ_７とｔ_８との間の変換期間において遂
行される。この信号処理期間において、マルチプレクサ
１００の出力が（上記の式（２）に従って）マルチプレ
クサの出力の所に提供されるようにアドレスされる。こ
の線型的に変化する信号は、比較期間の間に、パルス間
値のダイナミック レンジがこれらパルスのダイナミッ
ク レンジよりも非常に低いため個々の比較器１８の他
方の入力の所に加えられる。時間ｔ_７において、個々の
回路５２の所の出力信号がこの変換時間における基準信
号の線型変動の関数としてデジタル化される。この信号
は、例えば２^１４個の異なるコードにて符号化される
が、但しこの数は変えることができる。

パルス間処理期間にカウンタ１６の出力が線型化器２４
にシーケンス順に加えられたとき、後者は、式（３）に
従って信号平均器の関数として働き、オフセット値が生
成されるようにプログラム化される。より具体的には、
第一のパルス間値が読み出されたとき、メモリー２８内
のオフセット テーブルのＡ_ｊの値がゼロに、そしてｋ
＝１にセットされる。この第一のパルス間値が提供され
るこの処理時間期間において、パルス間値Ｉ_０の第一の
値は上の式（３）のｘ_ｊの部分であり、減算器１２４の
正の入力への個々のカウンタの出力の所に加えられる。
Ａ_ｊの電流値を表わす減算器１２４の負の入力へのメモ
リ２８の出力は最初はゼロである。マルチプレクサ１２
０ａの入力に加えられるメモリの出力は１／ｋに等し
く、従って初期出力は１に等しい。この処理期間におい
て、マルチプレクサ１２０ａが１／ｋ信号がマルチプレ
クサ１２２の一つの入力に加えられるようにアドレスさ
れ、そしてマルチプレクサ１２０ｂが減算器１２４の出
力がマルチプレクサ１２２のもう一方の入力に加えられ
るようにアドレスされる。この結果としての値が加算器
２６によってＡ_ｊ（ゼロ）に加えられる。Ａ_ｊ＋１の値
はｘ_ｊ、つまり個々のチャネル内の第一のパルス間信号
の部分を表わす個々のカウンタ１６の出力に等しい。こ
の値が現在のオフセット値として格納され、信号処理期
間、例えば時間ｔ_４とｔ_５との間によって表わされる期
間に提供されるパルスの第一の値、例えばＩ（Ｊ）から
引かれる。

一連のパルス間のその後の処理間隔において、Ａ_ｊ＋１
の値が更新され、メモリ２８内に格納される。例えばｔ
_８とｔ_９との間に示される処理時間がオフセット値が更
新される５番目の時間を表わす、つまりｋ＝５とする
と、マルチプレクサ１２０ａの入力にメモリ２８によっ
て提供される値は１／５である。オフセットを計算する
ための前の処理間隔（ｋ＝４）に続いてメモリ内に格納
されたＡ_ｊの値が減算器１２４の負の入力の所に提供さ
れ、メモリ２８によって提供され減算器１２４の負の入
力の所に提供されたペデスタルの現在の値を表わす信号
から引かれる。マルチプレクサ１２２の出力は、減算器
１２４の正の入力の所に提供される新しいパルス間値
（ｘ_ｊ＋１）から平均ペデスタル（pedestal）値の最後
の値（Ａ_ｊ）を引いたものに等しい。減算器の出力の所
に提供される項にメモリ２８によってメモリ２８の入力
に提供される係数１／ｋが掛けられる。マルチプレクサ
１２２の出力は、従ってｋ＝５であるため、項（ｘ
_ｊ＋１−Ａ_ｊ）／５に等しい。Ａ_ｊの値もオフセット手
段２６に加えられ、ここでこれが式（３）との一貫性を
持つ項から引かれＡ_ｊ＋１の新しい値が生成される。こ
の新しい値がメモリ２８に提供され、ここでオフセット
テーブルがＩ_０の新しい平均値にて更新される。

本システムは、パルスＸ線源との使用に関して説明され
たが、このデバイスはＣＷ Ｘ線源を使用するシステム
のために修正することもできる。このシステムは、オフ
セット手段２６が必要とされない点を除いて同一の構造
を持つ。従って、後者を省くことも、あるいはアナログ
信号の処理された値からオフセット値が引かれるときに
ゼロのオフセット値を提供することによってこれを無効
にすることも考えられる。こうして、マルチプレクサ１
２２の出力が、結果としてメモリ２８に直接に接続され
る。第７図のタイミング図に示されるように、個々のス
イッチ５８が開かれると個々のコンデンサ５６のチャー
ジが入力信号の値を表わすレベルにチャージすることが
許される（第７Ｂ図を参照すること）。スイッチ５８が
次に閉じられ、個々のコンデンサ５６内に格納されたチ
ャージが第７Ｃ図に示されるように回路５２に送られ
る。回路５２はこのチャージを電圧に変換し、この電圧
を対応する比較器１８の片方の入力に保持する。上の式
（１）によって定義される非線型の勾配信号が、次に第
７Ｄ図に示されるように、個々の比較期間の際に個々の
比較器の他方の入力に加えられ、対応するカウンタ２２
に適当なカウントが提供される。このデータはその後マ
ルチプレクサ１２２によって処理され、第７Ｅ図に示さ
れるようにメモリ２８内に格納される。

説明の本システムは幾つかの長所を持つデータ取得シス
テムを提供する。好ましい実施態様に時間の二乗の関数
として入力信号の最小と可能な最大値との間で変動する
勾配信号を使用することによって、このシステムはアメ
リカ合衆国特許第４，５６９，０２８号の教示との一貫
性を持つ。結果として、こうして提供されるシステムは
適応デジタル化データ取得システムであり、このシステ
ムは信号の情報内容を正しく符号化するために最少のビ
ット数を使用し、またイメージ情報を表わすために要求
される線型ダイナミック レンジを保存する。このた
め、このシステムはアナログ情報信号を各々が２０ビッ
トあるいはそれ以上のオーダーの線型ダイナミック レ
ンジを持つデジタル信号に変換することができる。これ
に加えて、このシステムは個々の読み出しの際に、複数
のアナログ信号を同時的に及び同期的にデジタル信号に
変換し、こうして幾つかの多重Ａ／Ｄコンバータ シス
テムの均一性及び設計上の制約を解消する。このデータ
取得システムは、簡単に、パルスＸ線源のためにも、あ
るいは持続波Ｘ線源のためにも調節することができる。

この結果として、パルスＸ線源を含むＣ．Ｔ．スキャン
システム内で使用するための改良されたＡ／Ｄコンバ
ータ システムが提供されるが、このシステムは、検出
されたＸ線放射を表わす複数のアナログ信号を同時に生
成し、またこれら検出器の全ての出力を同期的に読み出
し、Ｘ線パルスの変動するリン光読み値に起因する人為
結果を回避することができる。このＡ／Ｄコンバータ
システムはＣ．Ｔ．スキャン システム内で使用できる
ように簡単に設計でき、チャネルの数と無関係に５００
ビュー／秒（views/second）以上を提供できる能力を持
つ。最後に、カウンタ２２を使用することによってこの
システムは、比較器１８の出力の所のドリフトに起因す
る電子ノイズを平均化する能力を持つ。

本発明の範囲から逸脱することなく幾つかの変更が可能
であり、従って上の説明あるいは付属の図面内の全ての
事項は、説明のためのものであり限定の意味は持たない
と解釈されるべきである。

【図面の簡単な説明】

第１図はパルスＸ線Ｃ．Ｔ．スキャン システム内で使
用されるように設計された本発明の好ましい実施態様の
ブロック図であり、 第２図は本発明の好ましい実施態様のより詳細なブロッ
ク図であり、 第３図は複数のアナログ信号を同時的にデジタル形式に
変換するための第２図に示される実施態様の好ましいハ
イブリッド部分の部分略ブロック図であり、 第４図は本発明の好ましい実施態様内に使用される勾配
発生器の部分略ブロック図であり、 第５図は比較器の不確か性、従って、あるタイプの電子
ノイズを消減するための平均技術を図解するグラフであ
り、 第６図は、第１から４図に示される好ましい実施態様の
動作を図解するタイミング図であり、そして、 第７図はＣＷ Ｃ．Ｔ．スキャン システムとともに使
用されるように修正された好ましい実施態様の動作を図
解するタイミング図である。 図面中、同一の番号は同一のあるいは類似する要素を示
す。類似する要素は同一の番号及び付属する小文字によ
って同定される。 ＜主要部分の符号の説明＞ １４……信号間隔積分回路 １８……比較器 ２０……勾配発生器 ２２……カウンタ ２４……線型化器 ２６……オフセット手段

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭54−122950（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−256218（ＪＰ，Ａ) 実開 昭58−73648（ＪＰ，Ｕ)

Claims (12)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】複数のアナログ情報信号を対応する複数の
   ディジタル出力信号に変換するためのデータ取得システ
   ム(10)において、該ディジタル出力信号の各々が(a)対
   応するアナログ情報信号のダイナミックレンジにマッチ
   するようｎ−ビットのダイナミックレンジを持ち、そし
   て(b)複数の時間間隔の個々の間の対応するアナログ情
   報信号を表わし、該システムが 該アナログ信号の各々を該時間間隔の個々の間にディジ
   タル化コードに従って同時に中間ディジタル信号に変換
   する手段（14,18及び22）を含み、該コードのディジタ
   ル化間隔が、該中間ディジタル信号のノイズレベルと該
   コードのディジタル化間隔の比が該アナログ信号の該ダ
   イナミックレンジを通じて実質的に一定となるように非
   線形的に増加し、該システムが更に 該中間信号の各々を該ディジタル出力信号の対応する値
   に変換する手段(24)を含むことを特徴とするデータ取得
   システム。
2. 【請求項２】該時間間隔の各々が２^ｍに等しい所定数の
   比較間隔を含み、該アナログ信号の各々を中間ディジタ
   ル信号に同時に変換する該手段が時間の非線形的な関数
   として基準信号を生成する手段(16)を含み、ここで該基
   準信号の振幅は該複数の比較間隔の対応する終端におい
   て該ディジタル化間隔の個々に等しく、そして該アナロ
   グ信号を中間ディジタル信号に同時に変換する該手段が
   該比較間隔の個々の該終端において該アナログ信号の個
   々を比較する手段(18)を更に含むことを特徴とする請求
   項１に記載のデータ取得システム。
3. 【請求項３】該アナログ情報信号がＸ線フラックス（fl
   ux）の規模を表わし、そして該基準信号を生成する手段
   (16)が該基準信号を時間の２乗の関数として生成し、そ
   れにより該基準信号の振幅が該比較間隔の個々の終端に
   おける振幅の平方根の関数によって増加することを特徴
   とする請求項２に記載のデータ取得システム。
4. 【請求項４】該アナログ情報信号各々がパルスＸ線フラ
   ックスの規模を表わし、該アナログ信号の各々が夫々対
   応する時間間隔の間に起こる周期パルス及び個々のペア
   の連続するパルス間のパルス間値を含み、 該システムが更に、該パルス間値の各々を該アナログ信
   号のパルス間値を表わすディジタル信号に変換する手段
   及び該アナログ信号の該パルス間値の前のパルス間値の
   平均値を該アナログ信号の次の連続する対応パルス値か
   ら引く手段(26)を含むことを特徴とする請求項３に記載
   のデータ取得システム。
5. 【請求項５】該アナログ信号の各々を中間ディジタル信
   号に同時に変換する手段が、該時間間隔の各々の間に該
   アナログ信号を積分して該時間間隔の各々の間の該アナ
   ログ信号の各々の値を表わす平均信号を提供する手段(1
   4)、及び該平均信号に応答して該平均信号を該比較間隔
   の個々の終端において該基準信号と比較する手段(18)を
   含むことを特徴とする請求項２に記載のデータ取得シス
   テム。
6. 【請求項６】該アナログ信号の各々を中間ディジタル信
   号に同時に変換する手段が該平均信号の各々を伝送し保
   持するスイッチング手段（50,52）を含むことを特徴と
   する請求項５に記載のデータ取得システム。
7. 【請求項７】該時間間隔の間において、該比較間隔の個
   々の終端において該基準信号が該アナログ信号を超える
   回数のカウントを累積して該中間ディジタル信号のディ
   ジタル値を表わすカウンタ手段(22)を更に含むことを特
   徴とする請求項２に記載のデータ取得システム。
8. 【請求項８】複数のアナログ情報信号を該アナログ情報
   信号を表わす複数のディジタル信号に複数の時間間隔の
   個々の間において変換するデータ取得システム(10)にお
   いて、該システムが 該時間間隔の個々の間において該アナログ信号の個々の
   平均を計算して個々の該時間間隔の間の該アナログ信号
   の平均値を表わす対応する平均信号を生成する信号平均
   手段(14)、及び 該時間間隔の個々の間の信号比較期間において比較信号
   を生成する信号生成手段（勾配生成器）(16)を含み、該
   比較期間が所定のディジタル化コードの複数の特有のデ
   ィジタル間隔の数に等しい複数のクロッキング間隔を含
   み、そして該比較信号が個々の信号比較期間の間に時間
   と共に変動して該比較期間を通じて該対応する比較間隔
   の終端において該比較信号の値が(i)時間の非線形関数
   として変動し、更に(ii)該ディジタル化コードのディジ
   タル化間隔のあり得る数を表わし、該システムが更に 該信号平均手段の出力及び該信号生成手段に結合され
   た、該比較期間の該比較間隔の個々の終端において該平
   均信号の個々を該比較信号と同期的に比較する信号比較
   手段(18)、及び 該信号比較手段に応答して、該比較期間において個々の
   平均信号の値が該比較信号を超えるクロッキング間隔の
   数を夫々表わす複数の符号化されたディジタル信号を提
   供する手段(24)を含み、該符号化されたディジタル信号
   の個々が該ディジタル化コードに従って平均信号の対応
   する値をディジタル的に表わし、 該符号化されたディジタル信号のノイズレベルとディジ
   タル化間隔との比が該符号化されたディジタル信号のダ
   イナミックレンジを通じて実質的に一定であることを特
   徴とするデータ取得システム。
9. 【請求項９】該アナログ信号の個々を平均する信号平均
   手段(14)が、該時間間隔の個々において該アナログ信号
   の個々を積分して該対応する平均信号を生成する信号積
   分器を含むことを特徴とする請求項８に記載のデータ取
   得システム。
10. 【請求項１０】該信号生成手段(16)が、ｋ_１ｔ^２の関数
    として変動する勾配信号を生成する勾配発生器を含み、
    ここでｋ_１が定数でありｔが該比較期間の経過時間を表
    わすことを特徴とする請求項８に記載のデータ取得シス
    テム。
11. 【請求項１１】該アナログ信号の個々が複数の一連のパ
    ルス値及び一連のパルス値の個々のペアの間のパルス間
    値を含み、該信号平均手段(14)が夫々の時間間隔におい
    て該アナログ信号の個々の該パルス値の個々及び該パル
    ス間値の個々の平均を計算して該パルス値及びパルス間
    値の個々平均値を表わす対応する平均信号を生成し、そ
    して該勾配生成器(16)がまたｋ_２ｔの関数として変化す
    る勾配信号を生成し、ここでｋ_２が定数でありｔが該パ
    ルス間値が該比較信号と比較される該比較期間の経過時
    間を表わすことを特徴とする請求項９に記載のデータ取
    得システム。
12. 【請求項１２】時間の複数の所定変換間隔の個々の間に
    おいてアナログ信号をディジタル信号に変換するアナロ
    グ／ディジタルコンバータ(10)において、該コンバータ
    が、 時間の個々の変換間隔の間において該アナログ信号を積
    分して積分された信号を提供する積分手段(14)、 該時間の変換間隔の個々に対する比較期間において時間
    の２乗の関数として変動する値を有する比較信号を生成
    する信号生成手段(16)、 該積分手段の出力に結合され、該積分された信号の値を
    該比較期間において複数のクロッキング間隔の個々に対
    して該比較信号の値と比較する信号比較手段(18)、及び 該信号比較手段に応答して、個々の該変換間隔に対する
    該ディジタル信号を該比較期間において該アナログ信号
    の値が該比較信号を超えるクロッキング間隔の数の関数
    として生成する手段(22)を含むことを特徴とするコンバ
    ータ。