KR101907329B1 - 아날로그 신호를 디지털화하는 디바이스 - Google Patents

Abstract

본 발명은 아날로그 신호를 디지털화하는 디바이스에 관련되는데, 왜곡 신호 생성기의 왜곡 신호 출구는 패시브 컴포넌트들에 의해 오직 아날로그 디지털 컨버터에만 커플링된다.

Description

아날로그 신호를 디지털화하는 디바이스{DEVICE FOR DIGITIZING AN ANALOGUE SIGNAL}

본 발명은 아날로그 신호를 디지털화하는 장치에 관한 것이다. 그 장치는 신호에 대한 신호 입력을 갖는 아날로그-디지털 변환기를 가진다. 그 장치는 추가로 왜곡 신호 출력을 갖는 왜곡 신호 생성기를 가지며, 왜곡 신호 생성기는 왜곡 신호 출력에서 왜곡 신호를 전달하도록 설계된다.

해당 유형의 장치들이, 특히, 아날로그 신호들을 디지털 신호들로 변환하기 위하여, 예를 들어 센서에 의해 전달되는 신호들을 마이크로제어기 또는 다른 제어 유닛에서의 전자 데이터 프로세싱에 의하여 평가하고 추가로 프로세싱할 수 있기 위하여 사용된다. 왜곡 신호 생성기는 이 경우 특히 아날로그-디지털 변환기의 분해능을 증가시키기 위해 사용된다. 이러한 왜곡 신호 생성기의 사용에 대한 배경은, 비록 많은 아날로그-디지털 변환기들이 특정 목적을 위해 요구된 것보다 훨씬 더 빠른 샘플링 주파수를 갖더라도, 그것들의 분해능, 다시 말해서 최소 구별가능 신호 레벨은, 동일한 시간에 그들 변환기들이 신호의 지나치게 대략적인 캡처만을 허용한다는 사실이다. 아날로그-디지털 변환기들의 경우, 분해능은 보통 비트들로 표시된다.

예로서, 아날로그-디지털 변환기들은 100 kHz 내지 200 kHz의 샘플링 레이트를 가질 수 있는 반면, 특히 자동차 분야에서의, 접속된 센서로부터의 측정된 변수들의 대역폭은, 예를 들어, 1 kHz 미만일 수도 있다. 이 경우, 분해능은 흔히 대략 10 비트의 자릿수인 반면, 13 비트 또는 14 비트의 분해능들이, 예를 들어, 수많은 애플리케이션들에서 바람직할 것이다.

왜곡 신호 생성기는 그러므로 시간적 분해능의 더 높은 샘플링 정확도로의 변환을 수행하는데 사용된다. 이 방법은 디더링 (dithering) 이라고 또한 지칭된다. 이는, 통상적으로 수 개의 최소 유효 비트들 (LSB) 의 자릿수의, 낮은 RMS 값이 부가된 잡음을 가지는 디지털화될 신호를 수반한다. 아날로그-디지털 변환기에 의해 그 다음에 디지털화되는 결과적인 신호는 왜곡 신호의 순시 값을 갖는 디지털화될 신호에 대응하는 값에 의해 변동된다. 왜곡 신호가, 예를 들어, 평균 값 영 (zero) 을 갖는다면, 아날로그-디지털 변환기로부터의 많은 출력 값들의 평균 값은 디지털화될 상수 신호의 올바른 출력 값에 대응할 수 있다. 이 평균 값은, 그러나, 더 높은 분해능을 갖는다. 그 이유는 평균 값 형성이 1보다 더 낮은 값의 LSB를 갖는 자리들이 생기게 하기 때문이다. 원칙적으로, 랜덤 잡음 및 의사 잡음 둘 다의 왜곡 신호로서의 사용은 이 목적을 위해 이용 가능하다. 랜덤 잡음의 경우, 예로서, 50 개의 연속하는 잡음 값들의 그룹에 대한 평균 값이 실제로 또한 영이라는 것은 절대 확실한 것이 아니다. 이 종류의 랜덤 잡음은, 예를 들어 방사성 붕괴와 같은 자연 현상의 관찰에 기초하는 예를 들어, 난수 발생기에 의해 발생될 수 있다. 랜덤 잡음의 사용은 출력 값을 기초로 의사 난수들을 발생시키는 수학적 함수의 사용을 통상적으로 수반한다. 이들 의사 난수들은 정의된 성질들을 가지며; 특히, 영의 평균 값을 성취하기 위하여 얼마나 많은 의사 난수들이 그룹화될 필요가 있는지를 계산하는 것이 가능하다. 심지어 이러한 그룹의 평균 값이 영이 아니면, 의사 잡음은 여전히 사용될 수 있는데, 평균 값이 알려지고 계산적으로 간단히 보상될 수 있어서이다.

랜덤 잡음을 사용하는 경우, 특히 "랜덤 디더링 (random dithering)"이 또한 참고될 수 있는 반면, "결정론적 디더링"이 의사 난수들을 사용하는 경우 또한 참고된다. 의사 난수들이 사용되는 경우, 예를 들어, 삼각 파형 신호 또는 톱니파 신호와 같은 간단히 정의된 신호를 사용하는 것이 또한 가능하다는 것이 발견되었다. 영의 평균 값이 이 경우에 성취될 것이 의도된다면, 이는 사용되는 값들이 나오는 기간에 의하여 통상적으로 성취될 수 있는데, 그 사용되는 값들은, 관련 있는 왜곡 신호의 정수 수의 기간들을 포함하는, 어떤 값을 형성하기 위해 평균된다. 그러나, 원칙적으로, 그것은 평균 값이 일정하고 알려져 있다면 심지어 충분한데, 계산 보상의 가능성이 있어서이다.

해당 유형의 장치들의 경우, 결정론적 디더링의 구현예는 왜곡 신호 생성기, 가산기, 아날로그-디지털 변환기 및 마이크로제어기의 사용을 통상적으로 수반한다. 이 경우, 가산기는 디지털화될 아날로그 신호에 대한 왜곡 신호의 중첩을 통상적으로 제공하며, 그래서 상기 신호는 아날로그-디지털 변환기에 의해 디지털화되고 디지털화된 형태로 마이크로제어기에게 포워딩된다. 마이크로제어기는 그 뒤에 왜곡 신호 생성기로부터의 정보에 의지하여, 다수의 측정된 값들에 대한 평균 값을 형성한다. 가산기들이 연산 증폭기들과 같은 액티브 컴포넌트들을 사용하여 통상적으로 설계된다. 비록 이 종류의 실시형태들이 높은 분해능을 성취하고 수많은 목적들에 적합할 수 있지만, 그들 실시형태들은 또한, 다른 한편으로는, 생산하는데 복잡하고 비싸다는 것이 발견되었다.

그러므로 본 발명의 목적은 종래 기술에 따른 장치들과 비교하여 더욱 단순하게 구체화되는 아날로그 신호를 디지털화하는 장치를 제공하는 것이다. 이는 본 발명에 따라 제 1 항에 따른 장치에 의해 성취된다. 이로운 구성들이, 예를 들어 하위 청구항들로부터 취득될 수 있다. 청구항들의 내용은 분명한 참조에 의하여 상세한 설명의 내용에 대해 이루어진다.

본 발명은 아날로그 신호를 디지털화하는 장치에 관한 것이다. 그 장치는 신호에 대한 신호 입력을 갖는 아날로그-디지털 변환기를 가진다. 그 장치는 추가로 왜곡 신호 출력을 갖는 왜곡 신호 생성기를 가지며, 왜곡 신호 생성기는 왜곡 신호 출력에서 왜곡 신호를 전달하도록 설계된다.

본 발명에 따르면, 왜곡 신호 출력은 패시브 컴포넌트들에 의해 독점적으로 아날로그-디지털 변환기에 커플링된다.

본 발명은 연산 증폭기들과 같은 액티브 컴포넌트들에 의하여 구체화되는 기존의 가산기의 사용이 많은 애플리케이션들에 대하여 충분한 정확도를 성취하기 위하여 절대적으로 필요하지 않다는 통찰에 기초한다. 대신, 패시브 컴포넌트들, 특히 저항기들 (R) 및/또는 커패시터들 (C) 과 또한 아마도 인덕턴스들 (L) 이, 이 목적에 적합하다.

왜곡 신호의 자릿수는 이 경우 통상적으로 수 개의 최소 유효 비트들 (LSB), 예를 들어 1, 2 또는 3 LSB이다. 특히, 왜곡 신호의 자릿수는 디지털화될 신호의 자릿수보다 통상적으로 훨씬 더 작으며, 예를 들어 왜곡 신호는 디지털화될 아날로그 신호의 최대 절대 값의 10% 미만 또는 5% 미만인 최대 절대 값을 가질 수 있다. 이 경우, 왜곡 신호는 바람직하게는 결정론적이며, 예를 들어 삼각 파형 신호 또는 톱니파 신호 또는 다른 의사 난수 신호이다. 바람직하게는, 왜곡 신호는 영의 평균 값을 갖지만, 이는 절대로 필요하지 않은데, 영과는 상이한 평균 값이 어떠한 문제 없이 계산적으로 보상될 수 있어서이다. 아날로그-디지털 변환기는 바람직하게는 왜곡 신호 생성기와 동기적이다. 아날로그-디지털 변환기 대신, 예로서, 아날로그-디지털 변환기에 의해 전달되는 신호를 수신 및/또는 평가하는 마이크로제어기가 왜곡 신호 생성기와는 대응하여 동기적이 되는 것이 또한 가능하다. 동기화가 특히 송신되고 있는 왜곡 신호에 관한 정보를 수반할 수 있다.

바람직한 실시형태에 따르면, 왜곡 신호 출력은 액티브 컴포넌트들 없이, 특히 연산 증폭기 없이 아날로그-디지털 변환기에 커플링된다. 이는 복잡도에서 그래서 비용에서 특히 이로운 감소를 허용한다. 본 출원의 발명자는 많고 다양한 애플리케이션들에 대해 충분한 정확도 및 품질을 성취하는 것이 여전히 가능하다는 것을 발견하였다.

바람직하게는, 아날로그-디지털 변환기는 마이크로제어기의 일부이다. 이는 아날로그-디지털 변환기에 의해 생성되는 신호들의 직접적인 추가의 프로세싱, 특히, 평균 값 형성과 또한 추가의 컴퓨테이션들에서의 사용을 허용한다.

추가의 선호로서, 왜곡 신호 생성기는 비슷하게 마이크로제어기의 일부이다. 이는 설계의 특히 이로운 단순화를 허용하는데, 아날로그-디지털 변환기를 포함하는 마이크로제어기가 동일한 시간에 왜곡 신호를 또한 생성할 수 있어서이다. 이 경우, 왜곡 신호 생성기는 예를 들어, 왜곡 신호 출력을 형성하는 마이크로제어기의 디지털 출력에 의해 구현될 수도 있다. 이 종류의 디지털 출력들은, 예를 들어 제어 기능들을 수행하기 위하여, 마이크로제어기들에서 흔히 제시된다. 그것들은, 그 회로가 소프트웨어에 의해 제어되고 있는 내부 레지스터들 또는 카운터들을 통해 정의된 방식으로 통상적으로 스위치 가능하다. 이는 마이크로제어기의 디지털 출력의 적절한 작동 (actuation) 에 의하여 왜곡 신호의 소프트웨어 구현예를 허용한다.

하나의 실시형태에 따르면, 아날로그-디지털 변환기는 차동 입력을 갖는데, 왜곡 신호 출력은 그 차동 입력의 접속에 커플링된다. 이러한 실시형태는 디지털화될 신호가 기준 접지인 경우 특히 유리하다. 차동 입력은 통상적으로, 디지털화될 신호가 양의 신호 입력과 음의 신호 입력 간에 아날로그-디지털 변환기에 의해 확인되는 입력이다. 디지털화될 신호는 이 경우 특히 양의 신호 입력에 접속될 수 있는 반면, 왜곡 신호 출력은 아날로그-디지털 변환기의 음의 입력에 커플링된다. 그러나, 반대의 실시형태가 또한 가능하다. 차동 입력을 갖는 아날로그-디지털 변환기를 사용하는 경우, 중첩을 생성하기 위해 종래 기술에 따라 제공되는 가산기는, 아날로그-디지털 변환기의 입력에 단순한 방식으로 커플링되어 있는 왜곡 신호 출력에 의하여 대체될 수 있다. 이는 특히 간단하고 그럼에도 불구하고 꼭 맞는 기능적 실시형태를 허용한다.

바람직하게는, 왜곡 신호 출력과 기준 전위, 바람직하게는 접지는, 이 경우 그들 간에 접속되는 전압 분배기를 가질 수 있는데, 차동 입력의 접속은 전압 분배기의 출력에 접속된다. 이는 왜곡 신호 출력에 인가되는 그리고 통상적으로 필요한 것보다 훨씬 더 높은 전압이, 통상적으로 마이크로제어기를 위한 공급 전압이므로, 원하는 훨씬 더 낮은 값으로 감소될 수 있다는 것을 의미한다. 이 훨씬 더 낮은 전압은 그러면 아날로그-디지털 변환기의 측정을 왜곡시키는데 사용된다. 차동 입력과 기준 전위의 접속은 이 경우에 그들 간에 접속되는 커패시터를 바람직하게는 추가로 가질 것이며, 이 커패시터는 더욱 바람직하게는 전압 분배기의 적어도 하나의 저항기에 걸쳐 있다. 이는 왜곡 신호 출력이, 예를 들어 펄스 폭 변조에 의해 차동 입력의 접속에 인가되는 각각의 전압을 설정하는데 사용될 수 있다는 것을 의미한다. 커패시터는 이 경우에, 예로서, 그것이 원하는 전압을 가질 바로 그때까지 충전된다.

간단히 실현되는 실시형태에 따르면, 대칭적 구형파 전압이 왜곡 신호 출력에서 출력되며, 그 결과 충전 및 방전 곡선들은 통상적으로 각각이 지수 함수를 추종하는 커패시터에서 생성된다. 이것들은 전술한 삼각 파형 또는 톱니파 전압들의 방식으로 사용될 수 있다.

대체 실시형태에 따르면, 아날로그-디지털 변환기는 신호 입력 외에도 기준 입력을 가진다. 왜곡 신호 출력은 이 경우에 기준 입력에 커플링된다. 이는, 차동 입력을 갖지 않는 아날로그-디지털 변환기들의 경우, 왜곡 신호 출력의 아날로그-디지털 변환기에의 직접 커플링을 성취하는 것이 여전히 가능하며, 이는, 전형적인 아날로그-디지털 변환기들의 경우에, 특히 마이크로제어기들에서, 제조업자 사양에 따라, 공급 전압들 중 하나의 공급 전압의 접속에 연결되는 것이 통상적으로 의도되지만, 발명자가 인식했던 바와 같이, 왜곡 신호 출력에 또한 커플링될 수 있는 기준 입력의 사용을 수반한다는 것을 의미한다. 이 경우, 분할 동작이 아날로그-디지털 변환기에서 기준 입력에 대해 통상적으로 수행된다. 이는 따라서 통상적으로는 가산 또는 감산에 의한 것이 아니라, 컴퓨테이션의 일부로서 추가의 프로세싱을 위해 쉽사리 고려될 수 있는 제산 (division) 에 의한 디지털화될 신호에 대한 왜곡 신호의 중첩이다. 가산 또는 감산 대신 제산의 결과로서, 더 이상 디더링으로서 지칭되고 있지 않는 프로세스에 대해 이야기하는 것이 또한 가능하다. 그 효과는 그러나 매우 유사하다.

바람직하게는, 왜곡 신호 출력과 기준 전위, 바람직하게는 양의 전위는 이 경우에 그들 간에 접속되는 전압 분배기를 가지는데, 기준 입력은 전압 분배기의 출력에 접속된다. 이는 신호가 위에서 이미 설명된 것과 유사한 방식으로 원하는 자릿수에 매칭되는 것이 가능하다는 것을 의미한다.

기준 입력과 기준 전위는 바람직하게는 이 경우에 그들 간에 접속되는 커패시터를 가지며, 그 커패시터는 추가로 바람직하게는 전압 분배기의 적어도 하나의 저항기에 걸쳐 있다. 이는 원하는 전압이 특히, 위에서 추가로 이미 설명된 것과 동일한 방식으로 위에서 추가로 이미 설명된 펄스 폭 변조 또는 구형파 전압에 의해 설정될 수 있다는 것을 의미한다.

하나의 실시형태에 따르면, 왜곡 신호 출력과 그 신호를 전달하는 신호 접속은 신호 입력에 커플링된다. 이는 신호 접속에 의해 제공되는 디지털화될 신호와, 왜곡 신호의 중첩을 허용한다. 이 경우, 중첩은 따라서, 이미 설명된 두 개의 실시형태들의 경우에서처럼 아날로그-디지털 변환기 내부가 아니라, 외부에서 영향을 받는다. 이 경우에도, 본 출원의 발명자가 인식한 바와 같이, 독점적으로 패시브 컴포넌트들에 의지하는 것이 가능하며, 이는 상당한 복잡도 및 비용을 절약한다. 대부분의 목적들에 대한 충분한 품질이 여전히 획득된다.

왜곡 신호 출력은 이 경우에 DC 전압에 의해 신호 입력에 바람직하게 커플링되며, 그 커플링은 이 경우에 특히 도전성으로 이루어진다. 신호 접속은 이 경우에 AC 전압에 의해 신호 입력에, 구체적으로는 더욱 선호하는 바대로 용량성으로 바람직하게 커플링된다. 왜곡 신호 출력의 DC 전압 커플링은 아날로그-디지털 변환기 내으로의 왜곡 신호의 직접 도입을 성취한다. 신호 접속의 용량성 커플링은 신호 접속으로부터의 왜곡 신호 출력의 DC 전압 디커플링을 성취한다. 본원에서 설명되는 실시형태는 특히, 신호 접속에 인가되는 신호가 최소 주파수를 갖는 경우, 적어도 관련 주파수 성분들에 대해, 이 최소 주파수 미만의 주파수 성분들은 관련이 없는 것이 이롭다는 것이 언급되어야 한다. 특히, 신호는 관련 있는 DC 전압 성분이 없어야 한다.

대안적으로, 반대의 실시형태가 또한 사용될 수 있으며, 즉, 왜곡 신호 출력은 AC 전압에 의해 신호 입력에 커플링될 수도 있는 반면, 신호 접속은 DC 전압에 의해 커플링된다. 이는 특히 신호가 관련 있는 DC 전압 성분 또는 특히 낮은 주파수들을 갖는 경우 유리할 수도 있다.

바람직하게는 왜곡 신호 출력과 기준 전위, 바람직하게는 접지는, 그들 간에 접속되는 전압 분배기를 가지는데, 신호 입력은 전압 분배기의 출력에 접속된다. 위에서 추가로 이미 설명된 바와 같이, 이는 왜곡 신호의 자릿수에 대한 매칭을 성취한다. 디지털화를 뒤따라, 신호 복조가, 예를 들어 마이크로제어기에서, 하나의 실시형태에 따라, 아날로그-디지털 변환기에 의해 전달되는 신호에 대해 수행된다. 이는 AC 전압 신호들의 성분들이 유리하게 식별될 수 있다는 것을 의미한다. 이는 알려진 알고리즘들에 의지함으로써 달성될 수 있다.

전압 분배기를 갖는 실시형태들의 경우, 특히 위에서 추가로 설명된 것들의 경우, 왜곡 신호 출력과 전압 분배기의 출력 간에 접속되는 전압 분배기의 저항기가 전압 분배기의 출력과 기준 전위 간에 접속되는 저항기보다 바람직하게는 더 크다. 이는 통상적으로 마이크로제어기에 대한 공급 전압이고 그래서 절대 값의 측면에서 너무 큰, 왜곡 신호 출력에 인가되는 신호의 크기에서의 이로운 감소를 성취한다.

추가의 특징들 및 장점들은 첨부 도면들을 참조하여 아래에서 설명되는 예시적인 실시형태로부터 본 기술분야의 통상의 기술자에 의해 판단될 것인데, 도면들 중에서:
도 1은 제 1 예시적인 실시형태에 따른 회로망을 갖는 마이크로제어기를 도시하며,
도 2는 제 2 예시적인 실시형태에 따른 회로망을 갖는 마이크로제어기를 도시하고,
도 3은 제 3 예시적인 실시형태에 따른 회로망을 갖는 마이크로제어기를 도시한다.

도 1은 통합된 아날로그-디지털 변환기 (ADC) 를 가지는 마이크로제어기 (μC) 를 도시한다. 후자는 차동 입력을 가지는데, 차동 입력은 양극 접속 (ADC+) 과 음극 접속 (ADC-) 을 가진다. 두 개의 접속들 (ADC+, ADC-) 간에 인가되는 전압 차이가 아날로그-디지털 변환기 (ADC) 에 의해 디지털화된다.

마이크로제어기 (μC) 는 현재의 경우에 왜곡 신호 출력으로서 사용되는 디지털 출력 (D) 을 갖는다. 마이크로제어기 (μC) 는 그러므로 동일한 시간에 왜곡 신호 생성기로서 또한 사용된다. 마이크로제어기는 디지털 출력 (D) 이 펄스 폭 변조된 방식으로 또는 구형파 신호로, 예를 들어 위에서 추가로 이미 설명된 바와 같은 방식으로 작동될 수 있는 것을 보장하는, 그것 내에 구현되는 소프트웨어를 가져서, 아래에서 설명되는 회로는 정의된 왜곡 신호를 생성하는데 사용된다. 구형파 신호의 또는 다른 신호의 주파수가 이 경우에 특히 소프트웨어에 의해 결정될 수 있다.

디지털 출력 (D) 은 전압 분배기 (S) 를 통해 접지에 접속되는데, 전압 분배기 (S) 는 제 1 저항기 (R1) 와 제 2 저항기 (R2) 를 갖는다. 제 1 저항기 (R1) 는 이 경우에 제 2 저항기 (R2) 보다 훨씬 더 높은 저항 값을 갖는다. 그래서, 접지와 마이크로제어기 (μC) 에 대한 공급 전압 사이에서 교번할 수 있는, 디지털 출력 (D) 에 의해 전달되는 신호는, 현재의 경우, 전압의 측면에서 아날로그-디지털 변환기 (ADC) 의 세 개의 최소 유효 비트들 (LSB) 에 대응하는 실질적으로 더 작은 값으로 분할된다. 제 2 저항기 (R2) 는 더구나 자신 전체에 걸쳐 상호접속되어 전압 분배기 (S) 에 의해 충전될 수 있는 커패시터 (C1) 를 가진다. 커패시터 (C1) 는 이 경우에 두 개의 저항기들 (R1, R2) 간에 위치해 있는 전압 분배기 (S) 의 출력에 접속된다. 디지털 출력 (D) 이 양의 전위를 띠는 경우, 커패시터 (C1) 는 이 방식으로 충전된다. 디지털 출력 (D) 이 음의 전위를 띠는 경우, 커패시터 (C1) 는 방전된다. 이는 커패시터 (C1) 의 전압의 정확한 설정을 허용한다. 예로서, 왜곡 신호는 디지털 출력 (D) 에서 상이한 펄스 폭 변조 설정들의 시퀀스로서 생성될 수 있다. 그러나, 특히 전압 분배기 (S) 의 출력이 왜곡 신호 출력에서 하이 및 로우 전위를 띄는 값들 간에, 중간 값들이 커패시터 (C1) 를 사용하여 전압 분배기 (S) 의 출력에서 생성되는 것이 또한 가능하다. 이 경우, 측정값들은 특히, 그 컴포턴트들의 설계가 바람직하게는 전압이 균일하게 상승하고 하강하도록 조화되어 있는, 전압 분배기 (S) 의 출력에서의 전압이 상승하고 하강하는 동안 취해진다.

전압 분배기 (S) 의 출력과 그것에 접속되는 커패시터 (C1) 의 해당 접속은 더욱이 아날로그-디지털 변환기 (ADC) 의 음극 접속 (ADC-) 에 접속된다. 그래서, 양극 접속 (ADC+) 에 인가되는 신호는 디지털 출력 (D) 에 의하여 조정 가능한 전압 값을 기준으로 디지털화된다. 이는, 종래 기술에서 관례적인 바와 같이, 업스트림 가산기에 의하여 왜곡 신호의 중첩이 일어날 경우에 발생하는 방식과 유사한 방식으로 디지털 출력 (D) 에 의한 조정 가능한 왜곡 신호의 중첩을 허용한다. 종래 기술에 따른 이 목적을 위해 필요한 액티브 컴포넌트들의 사용은, 그러나, 필요 없게 될 수 있다.

양극 접속 (ADC+) 은 자신에게 인가되는, 디지털화될 것이 의도되는 신호 (VS) 를 가진다. 현재의 경우, 마이크로제어기 (μC) 는 기준 전압 (VR) 에 접속되는 기준 접속 (Ref) 을 더 가진다. 후자는 마이크로제어기 (μC) 에서 내부적으로 사용되지만, 도 1에 도시된 상호접속과는 추가의 관련이 없다.

마이크로제어기 (μC) 는 더욱이 음극 접속 (ADC-) 에서, 정의된 신호 트레인을, 현재의 경우 톱니파 신호의 형태로 생성하도록 설계된다. 이를 위해, 디지털 출력 (D) 은 적절한 대로 작동되어서, 커패시터 (C1) 는 필요한 전압들을 가지게 된다. 마이크로제어기 (μC) 가 이들 값들 자체를 생성하므로, 마이크로제어기는 그 값들 역시 알고 아날로그-디지털 변환기 (ADC) 에 의해 전달되는 신호들을 적절한 대로 평가할 수 있다. 특히, 연속적으로 수행되는 다수의 측정들은 평균 값을 형성하는데 사용되며, 이 평균 값은 아날로그-디지털 변환기 (ADC) 의 분해능보다 더욱 정확하다. 아날로그-디지털 변환기 (ADC) 의 가능한 샘플링 주파수는, 그러나, 신호 (VS) 를 샘플링하기 위해 요구될 것보다 실질적으로 더 높다. 단지 왜곡 신호를 사용하여 설명되는 평균 값 형성은 더 높지만 즉시 필요하지는 않은 시간적 분해능을 더 나은 샘플링 분해능으로 결과적으로 변환시킬 수 있다. 이는 수많은 애플리케이션들에 대해 장점들을 제공하는데, 더 높은 품질의, 아마도 외부 아날로그-디지털 변환기의 사용을 필요 없게 할 가능성이 있어서이다.

왜곡 신호로서의 톱니파 신호의 사용은 많은 애플리케이션들에서 유리하다는 것이 언급되어야 한다. 상기 신호는, 예를 들어, 펄스 폭 변조 신호들의 시퀀스에 의하여 디지털 출력 (D) 에서 생성될 수 있다. 그러나, 삼각 함수의 양호한 근사가, 특히 커패시터 (C1) 의 충전 및 방전 동안 지수 함수의 섹션들로부터 또한 가능하다. 이는 커패시터 (C1) 를 가로지르는 전압에서의 상승이 충전 및 방전에 대해 동일하다는 통찰에 특히 기초한다.

도 2는 제 2 예시적인 실시형태에 따른 회로망을 갖는 마이크로제어기를 도시한다.

왜곡 신호의 사용의 근본적인 동작은 제 1 예시적인 실시형태와 유사하게 구체화되는 것이 이해되어야 한다. 그러므로, 제 1 예시적인 실시형태와 비교하여 제 2 예시적인 실시형태에서의 차이들만이 아래에서 논의된다.

제 1 예시적인 실시형태의 아날로그-디지털 변환기 (ADC) 와는 대조적으로, 제 2 예시적인 실시형태의 아날로그-디지털 변환기 (ADC) 는 차동 입력을 갖지 않는다. 그것은 단지 디지털화될 신호 (VS) 가 접속되는 양극 접속 (ADC+) 을 가진다. 측정값들은 접지에 하드와이어드되고 불변인 순수 내부 음극 접속 (ADC-) 에 상대적으로 취해진다.

마이크로제어기 (μC) 는 제 1 예시적인 실시형태와 동일한 방식으로 디지털 출력 (D) 을 갖는다. 상기 출력은 두 개의 저항기들 (R1, R2) 을 갖는 전압 분배기 (S) 에 비슷하게 커플링되어, 커패시터 (C1) 는 제 2 저항기 (R2) 전체에 걸쳐 상호접속된다. 그러나, 제 1 예시적인 실시형태와는 대조적으로, 전압 분배기 (S) 는 접지가 아니라 공급 전압 (VDD) 에 접속되는 디지털 접속 (D) 에 대향하는 자신의 단부를 가진다. 원칙적으로, 이는 제 1 예시적인 실시형태를 참조하여 설명된 것과 매우 유사한 방식으로 왜곡 신호가 생성되는 것을 허용한다.

추가의 차이로서, 커패시터 (C1) 가 또한 접속되는 전압 분배기 (S) 의 출력은, 음극 접속 (ADC-) 이 아니라 기준 접속에 접속된다. 이 기준 접속은 아날로그-디지털 변환기 (ADC) 에서 사용되는 그리고 양극 접속 (ADC+) 에 인가되는 신호를 그것이 디지털화되기 전에 분할하는 기준 전위에 대한 입력이다. 현재의 경우, 중첩은 따라서 합산 또는 감산에 의해서가 아니라, 분할에 의하여 영향을 받는다. 제 2 예시적인 실시형태의 경우, 마이크로제어기 (μC) 는 그것이 평균 값들을 비슷하게 형성하지만, 상이하게 중첩된 왜곡 신호를 고려하도록 프로그래밍된다. 이는 시간적 분해능으로부터 더 나은 샘플링 분해능으로의 변환이 동일한 방식으로 수행되는 것을 허용한다.

도 3은 제 3 예시적인 실시형태에 따른 회로망을 갖는 마이크로제어기 (μC) 를 도시한다. 이 경우, 제 1 및 제 2 예시적인 실시형태들과는 대조적으로, 왜곡 신호가 마이크로제어기 (μC) 에 직접적으로 커플링되는 것이 아니라, 대신 왜곡 신호가 디지털화될 신호 (VS) 상에 중첩된다. 이 경우, 디지털화될 신호 (VS) 는 커패시터 (C1) 에 의하여 커플링되어서, AC 전압에 의해 커플링된다. 신호 (VS) 의 DC 전압 성분은 그러므로 제외된다. 마이크로제어기 (μC) 의 디지털 출력 (D) 은 전압 분배기 (S) 에 도 1에서와 동일한 방식으로 접속되며, 상기 전압 분배기는 두 개의 저항기들 (R1, R2) 을 가지고 접지에 접속된 디지털 출력 (D) 에 대향하는 자신의 단부를 가진다. 저항기들 (R1, R2) 간에 위치해 있는, 전압 분배기 (S) 의 출력은, 커패시터 (C1) 에 접속된다. 동일한 접속은 양극 접속 (ADC+) 에 또한 접속된다. 더구나, 그것은 제 3 저항기 (R3) 에 접속되는데, 제 3 저항기는 공급 전압 (VDD) 에 결국 연결되는 자신의 대향 접속을 가진다. 마이크로제어기 (μC) 의 기준 입력 (Ref) 은 현재의 경우 기준 전위 (VR) 에 단단히 접속된다.

도 3에서 도시되고 설명되는 회로망은, 절대 값이 위에서 추가로 이미 설명된 바와 같이 전압 분배기 (S) 에 의하여 매칭되는 왜곡 신호를, 디지털화될 신호 (VS) 상에, 전압 분배기가 아날로그-디지털 변환기 (ADC) 에 커플링되기 전에 직접적으로 중첩시킨다. 비록 도 3에 도시된 회로망이, 예를 들어 연산 증폭기들과 같은 액티브 컴포넌트들로 구현된 가산기와는 다소 상이한 전송 특성을 가지지만, 이 전송 특성은 전형적인 애플리케이션들에 대해 충분하다. 특히, 그것은 마이크로제어기 (μC) 에 의해 수행되는 컴퓨테이션들에서 보상될 수 있다. 액티브 컴포넌트들을 필요 없게 하는 것은 복잡도 및 비용에서의 현저한 감소를 성취한다.

본 출원의 일부인 청구항들은 추가의 보호를 획득하는 것을 필요 없게 하지는 않는다.

절차 중에, 특징 또는 특징들의 그룹이 절대로 필요한 것은 아니라는 것이 발견된다면, 출원인은 그 특징 또는 특징들의 그룹을 더 이상 갖지 않는 적어도 하나의 독립 청구항을 위한 단어선택을 지금 바로 하고자 한다. 이는, 예로서, 출원일에 이용 가능한 청구항의 서브컴비네이션 또는 추가의 특징들에 의해 제한되는 출원일에 이용 가능한 청구항의 서브컴비네이션일 수도 있다. 단어선택될 이러한 청구항들 또는 특징들의 조합들은 본 출원의 개시물에 의해 또한 커버되는 것으로서 이해되도록 의도된다.

상이한 실시형태들 또는 예시적인 실시형태들에서 설명되는 그리고/또는 도면들에서 도시되는 본 발명의 구성들, 특징들 및 변형들은 임의적으로 서로 조합 가능하다는 것이 추가로 지적되어야 한다. 단일 또는 다수의 특징들이 임의적으로 서로 교환 가능하다. 이로부터 초래되는 특징들의 조합들은 본 출원의 개시물에 의해 또한 커버되는 것으로서 이해되도록 의도된다.

종속 청구항들에서의 이전의 참조는 이전을 참조하는 하위 청구항들의 특징에 대한 독립적인 실질적 보호를 획득하는 것을 필요 없게 하는 것으로서 이해되도록 의도되지 않는다. 이들 특징들은 임의적으로 다른 특징들과 또한 조합될 수 있다.

상세한 설명에서 단지 개시되는 특징들 또는 상세한 설명에서 또는 다른 특징들에 연계하여서만 청구항에서 개시되는 특징들은 본질적으로 본 발명에 필수적인 별도의 중요성이 있는 것일 수도 있다. 그것들은 그러므로 종래 기술과는 구별하기 위하여 청구항들에서 개별적으로 또한 포함될 수 있다.

Claims (15)

1. 아날로그 신호 (VS) 를 디지털화하는 장치로서,
   - 상기 신호 (VS) 에 대한 신호 입력 (ADC+) 을 갖는 아날로그-디지털 변환기 (ADC), 및
   - 왜곡 신호 출력 (D) 을 갖는 왜곡 신호 생성기로서, 상기 왜곡 신호 생성기는 상기 왜곡 신호 출력 (D) 에서 왜곡 신호를 전달하도록 설계되는, 상기 왜곡 신호 생성기를 포함하며,
   - 상기 왜곡 신호 출력 (D) 은 패시브 컴포넌트들에 의해 독점적으로 상기 아날로그-디지털 변환기 (ADC) 에 커플링되고,
   - 상기 아날로그-디지털 변환기 (ADC) 는 마이크로제어기 (C) 의 일부이며,
   - 상기 왜곡 신호 생성기는 상기 마이크로제어기 (C) 의 일부인 것을 특징으로 하는 아날로그 신호 (VS) 를 디지털화하는 장치.
2. 제 1 항에 있어서,
   - 상기 왜곡 신호 출력 (D) 은 액티브 컴포넌트들 없이 상기 아날로그-디지털 변환기 (ADC) 에 커플링되는 것을 특징으로 하는 아날로그 신호 (VS) 를 디지털화하는 장치.
3. 삭제
4. 삭제
5. 제 1 항에 있어서,
   - 상기 왜곡 신호 생성기는 상기 왜곡 신호 출력 (D) 을 형성하는 상기 마이크로제어기 (C) 의 디지털 출력 (D) 에 의해 구현되는 것을 특징으로 하는 아날로그 신호 (VS) 를 디지털화하는 장치.
6. 제 1 항에 있어서,
   - 상기 아날로그-디지털 변환기는 차동 입력을 가지며,
   - 상기 왜곡 신호 출력 (D) 은 상기 차동 입력의 접속 (ADC-) 에 커플링되는 것을 특징으로 하는 아날로그 신호 (VS) 를 디지털화하는 장치.
7. 제 6 항에 있어서,
   - 상기 왜곡 신호 출력 (D) 과 기준 전위는, 그들 간에 접속되는 전압 분배기 (S) 를 가지며,
   - 상기 차동 입력의 접속 (ADC-) 은 상기 전압 분배기의 출력 (D) 에 접속되는 것을 특징으로 하는 아날로그 신호 (VS) 를 디지털화하는 장치.
8. 제 7 항에 있어서,
   - 상기 차동 입력의 접속 (ADC-) 과 상기 기준 전위는 그들 간에 접속되는 커패시터 (C1) 를 가지며,
   - 상기 커패시터 (C1) 는 상기 전압 분배기 (S) 의 적어도 하나의 저항기 (R2) 에 걸쳐 있는 것을 특징으로 하는 아날로그 신호 (VS) 를 디지털화하는 장치.
9. 제 1 항에 있어서,
   - 상기 아날로그-디지털 변환기는 상기 신호 입력 (ADC+) 외에도 기준 입력 (Ref) 을 가지며,
   - 상기 왜곡 신호 출력 (D) 은 상기 기준 입력 (Ref) 에 커플링되는 것을 특징으로 하는 아날로그 신호 (VS) 를 디지털화하는 장치.
10. 제 9 항에 있어서,
    - 상기 왜곡 신호 출력 (D) 과 기준 전위는, 그들 간에 접속되는 전압 분배기 (S) 를 가지며,
    - 상기 기준 입력 (Ref) 은 상기 전압 분배기 (S) 의 출력 (D) 에 접속되는 것을 특징으로 하는 아날로그 신호 (VS) 를 디지털화하는 장치.
11. 제 10 항에 있어서,
    - 상기 기준 입력 (Ref) 과 상기 기준 전위는 그들 간에 접속되는 커패시터 (C1) 를 가지며,
    - 상기 커패시터 (C1) 는 상기 전압 분배기 (S) 의 적어도 하나의 저항기 (R2) 에 걸쳐 있는 것을 특징으로 하는 아날로그 신호 (VS) 를 디지털화하는 장치.
12. 제 1 항에 있어서,
    - 상기 왜곡 신호 출력 (D) 과 상기 신호 (VS) 를 전달하는 신호 접속이 상기 신호 입력 (ADC+) 에 커플링되는 것을 특징으로 하는 아날로그 신호 (VS) 를 디지털화하는 장치.
13. 제 12 항에 있어서,
    - 상기 왜곡 신호 출력 (D) 은 상기 신호 입력 (ADC+) 에, DC 전압에 의해 커플링되고,
    - 상기 신호 접속은 상기 신호 입력 (ADC+) 에, AC 전압에 의해 커플링되는 것을 특징으로 하는 아날로그 신호 (VS) 를 디지털화하는 장치.
14. 제 12 항에 있어서,
    - 상기 왜곡 신호 출력 (D) 과 기준 전위는, 그들 간에 접속되는 전압 분배기 (S) 를 가지며,
    - 상기 신호 입력 (ADC+) 은 상기 전압 분배기 (S) 의 출력에 접속되는 것을 특징으로 하는 아날로그 신호 (VS) 를 디지털화하는 장치.
15. 제 7 항, 제 8 항, 제 10 항, 제 11 항 및 제 14 항 중 어느 한 항에 있어서,
    - 상기 왜곡 신호 출력 (D) 과 상기 전압 분배기의 출력 간에 접속되는 상기 전압 분배기의 저항기 (R1) 는 상기 전압 분배기 (S) 의 출력과 상기 기준 전위 간에 접속되는 저항기 (R2) 보다 더 큰 것을 특징으로 하는 아날로그 신호 (VS) 를 디지털화하는 장치.

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