JPH0769355B2 - ピーク検波回路 - Google Patents

ピーク検波回路

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JPH0769355B2
JPH0769355B2 JP1183980A JP18398089A JPH0769355B2 JP H0769355 B2 JPH0769355 B2 JP H0769355B2 JP 1183980 A JP1183980 A JP 1183980A JP 18398089 A JP18398089 A JP 18398089A JP H0769355 B2 JPH0769355 B2 JP H0769355B2
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JP
Japan
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current
transistor
circuit
peak detection
output
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JP1183980A
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福治 安斉
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Sanyo Electric Co Ltd
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Sanyo Electric Co Ltd
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Description

【発明の詳細な説明】 (イ)産業上の利用分野 本発明は、放電特性が良好なピーク検波回路に関するも
ので、特に家庭用VTRのDOC(ドロップアウト補償)回路
に用いて好適なピーク検波回路に関する。
(ロ)従来の技術 VTRのDOC回路において、該DOC回路が長時間(例えば20H
以上)働くと、画面がむしろ見苦しくなる為、ノイズバ
ー期間などでDOC回路が長時間、動作するのを制限して
いるものが提案されている。第2図は、その様なDOC回
路に用いるドロップアウト検出回路を示すもので、入力
端子(1)に第3図(イ)の如き再生FM信号が印加され
ると、エンベロープ検波回路(2)の出力には第3図
(ロ)の信号が得られる。第3図(ロ)の信号は、コン
パレータ(3)の負入力端子(−)に印加されるととも
に、ピーク検波回路(4)に印加され、ピーク検波が行
なわれる。前記ピーク検波回路(4)のピーク検波出力
が、第3図(ハ)の如くなると、コンパレータ(3)の
出力端には第3図(ニ)の信号が得られ、該信号がドロ
ップアウト検出パルスとなる。ここで、前記ピーク検波
回路(4)の放電電流を小さく設定すれば、第3図
(ハ)の信号の傾きは、点線の如くなりドロップアウト
検出パルスとしては、第3図(ホ)の如きものが得られ
る。
従って、第2図の回路に依れば、ピーク検波回路(4)
の放電電流を変えることでDOC回路の動作時間を設定す
ることが出来る。
(ハ)発明が解決しようとする課題 さて、第2図のピーク検波回路(4)は、第4図の如き
構成のものが考えられる。第4図において、入力端子
(5)に被検波信号が印加されると、該信号に応じてコ
ンデンサ(6)の充電が行なわれ、充電電圧が出力トラ
ンジスタ(7)を介して出力端子(8)に導出される。
前記コンデンサ(6)の放電電流は、出力トランジスタ
(7)のベースに流れるので、前記出力トランジスタ
(7)のベース電流によって、時定数を変えることが出
来る。従って、第4図の回路を用いれば、ドロップアウ
ト検出パルスのパルス幅を可変出来る。
ところで、一般にトランジスタのhfe(電流増幅率)
は、製造工程などに起因してバラツキを持つが、特にIC
化した場合などはそれが顕著であり、倍以上変動する場
合がある。第4図において、出力トランジスタ(7)の
hfeが変動すると、それに応じてベース電流の値が変動
してしまい、放電時間が変動してしまうという問題があ
る。
(ニ)課題を解決するための手段 本発明は、上述の点に鑑み成されたもので、ピーク検波
電流が供給されるコンデンサと、該コンデンサの放電電
流がベースに供給される第1トランジスタと、定電流源
からの定電流がベースに供給される第2トランジスタ
と、入力が前記第2トランジスタのコレクタに接続さ
れ、出力が前記第1トランジスタのエミッタに接続され
た電流ミラー回路と、から成り、前記第1トランジスタ
のエミッタよりピーク検波出力を得るようにしたことを
特徴とする。
(ホ)作用 本発明に依れば、コンデンサの放電電流がベースに供給
される第1トランジスタに流れる電流を該第1トランジ
スタの電流増幅率の変動に応じて変化させているので、
前記第1トランジスタのベース電流を常に一定にするこ
とが出来る。その為、ピーク検波電流が供給されるコン
デンサの放電電流を一定にすることが出来る。
(ヘ)実施例 第1図は、本発明の一実施例を示す回路図で、(9)は
入力端子(10)からの被検波信号が印加される検波用ト
ランジスタ、(11)は検波用のコンデンサ、(12)は前
記コンデンサ(11)の放電電流がベースに印加される第
1トランジスタ、(13)は検波信号が得られる出力端
子、(14)は電流ミラー回路で構成される定電流源、
(15)は前記定電流源(14)からの電流がベースに供給
される第2トランジスタ、(16)は入力が前記第2トラ
ンジスタ(15)のコレクタに接続され、入力側と出力側
の電流比が10:1に設定される第1電流ミラー回路、及び
17)は入力が前記第1電流ミラー回路(16)の出力に
接続されると共に、出力が前記第1トランジスタ(12)
のエミッタに接続され、入力側と出力側の電流比が10:1
に設定される第2電流ミラー回路である。
次に動作を説明する。定電流源(14)のトランジスタ
(18)に流れる電流を100IBに設定したとすると、該電
流100IBと等しい電流がトランジスタ(19)に流れ第2
トランジスタ(15)のベースに供給される。すると、前
記第2トランジスタ(15)のコレクタ電流は100hfeIB
なり、該コレクタ電流は第1電流ミラー回路(16)で反
転されて10hfeIBとなり第2電流ミラー回路(17)の入
力に供給される。ここでも、前記10hfeIBの電流が、反
転されてhfeIBとなり該電流hfeIBが出力に流れる。この
時の、第1トランジスタ(12)のベース電流は、第1ト
ランジスタ(12)のエミッタ電流(hfeIB)を第1トラ
ンジスタ(12)のhfeで割った値であるからIBとなる。
従って、第1トランジスタ(12)のベース電流は、トラ
ンジスタのhfeの影響を受けなくなり、定電流源(14)
の電流値に応じて定めることが出来る。これは、第1ト
ランジスタ(12)のhfeの変動率と等しい変動率を有す
る第2トランジスタの出力電流を前記第1トランジスタ
(12)のエミッタ電流とすることで、第1トランジスタ
のhfeが変動しても、そのエミッタ電流が同じ方向に変
化しベース電流を一定値にすることが可能となる。一般
にIC化に際して、同一のチップ内に形成されるトランジ
スタは、hfeに変動率がほぼ等しくなる。その為、第1
図の回路はIC化に特に好適である。
次の第1図の回路をDOC回路に適用する場合について説
明する。DOC回路では最長の動作時間が20H(Hは1水平
周期)程度に設定されているので、時間に直して約1.27
msecである。第1図において、IC化を考慮して出力端子
(13)の最大電圧を2〔V〕、コンデンサ(11)の容量
を50P〔F〕とすると放電電流Iは I=CV/T=50×10-12×2/1.27×10-3≒80nA となる。これを、第1図の回路で実現するには定電流源
(14)に流れる電流を8μ〔A〕に設定すれば良い。
(ト)発明の効果 以上、述べた如く本発明に依れば、充電されたコンデン
サの放電電流としてトランジスタのベース電流を利用す
るのに際し、該ベース電流の値を前記トランジスタのhf
eの変動に拘わらず、一定にすることが出来る。その
為、本発明のピーク検波回路をVTRのDOC回路に用いれ
ば、該DOC回路をIC化しても最適なDOCの動作時間を設定
することが出来る。
【図面の簡単な説明】
第1図は、本発明の一実施例を示す回路図、第2図はDO
C回路を示す回路図、第3図(イ)乃至(ホ)は第2図
の説明に供する為の波形図、及び第4図は第2図のDOC
回路のピーク検波回路の具体例を示す回路図である。 (12)…第1トランジスタ、(14)…定電流源、(15)
…第2トランジスタ、(16)…第1電流ミラー回路、
17)…第2電流ミター回路。

Claims (2)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項1】ピーク検波電流が供給されるコンデンサ
    と、 該コンデンサの放電電流がベースに供給される第1トラ
    ンジスタと、 該第1トランジスタと同一の電流増幅率を有し定電流源
    からの定電流がベースに供給される第2トランジスタ
    と、 入力が前記第2トランジスタのコレクタに接続され、出
    力が前記第1トランジスタのエミッタに接続された電流
    ミラー回路と、 から成り、前記第1トランジスタのエミッタよりピーク
    検波出力を得るようにしたことを特徴とするピーク検波
    回路。
  2. 【請求項2】前記コンデンサ及び前記第1及び第2トラ
    ンジスタを同一の集積回路に内蔵することを特徴とする
    請求項1記載のピーク検波回路。
JP1183980A 1989-05-19 1989-07-17 ピーク検波回路 Expired - Lifetime JPH0769355B2 (ja)

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JP1183980A JPH0769355B2 (ja) 1989-07-17 1989-07-17 ピーク検波回路
EP90109498A EP0398372B1 (en) 1989-05-19 1990-05-18 Drop out compensation circuit
CA002017179A CA2017179C (en) 1989-05-19 1990-05-18 Video signal drop out compensation circuit
DE69021265T DE69021265T2 (de) 1989-05-19 1990-05-18 Schaltung zur Kompensation eines Aussetzfehlers.
KR1019900007111A KR970011511B1 (ko) 1989-05-19 1990-05-18 드롭 아웃 보상회로
US08/000,569 US5317414A (en) 1989-05-19 1993-01-04 Drop out compensation circuit

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