JPH07500957A - 利得制御増幅器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 可変利得増幅器 発明の分野 本発明は可変あるいは制御可能な利得増幅器の分野に関丈るもので、特に、テレ ヒジョン受信機及びビデオカセットレコーダー（ＶＣＲ）等に一般的に用いら第 １、”ＰＩＸ　ＩＦ増幅器”と通用される複合ｆＪ号中間周波数（ＩＦ）増幅器 に関するものである。

発明の背景 テＬ７ヒシヨン（以下、“ＴＶ”という）受信機において、下方への周波数変換 は異なる伝送チャネルの受信される高周波数（ＲＦ）信壮を周波数の同調か可能 な発振器の発振とへテロダインすることで遂行され、中間周波数（ＩＦ）増幅器 で選択増幅される中間周波数（ＩＰ）帯域内で周波数かさらに低い高周波信号を 発生させる。

ＴＶ信号の映像部に対する中間周波数増幅器は通常”ＰＩＸ　ＩＦ増幅器”と呼 ばれる。ＴＶ信号の音声部に対する中間周波数増幅器はこのＰＩＸ　ＩＦ増幅器 から分離されたり、あるいはインタキャリヤ音声形態のＴＶ受信機での場合のよ うにＰｒＸ　ｌ増幅器を含めたりすることか可能である。典型的にＰＩＸ　ＩＦ 増幅器は約５０μＶから１００ｍＶＲＭＳまでの信号処理を要する。これは、約 ６６ｄＢのダイナミック領域を表わす。

本明細古内で、”ＲＦ（＃号”は下方周波数の変換、あるいは一番目の検波前に ＴＶ受信機の種類の処理過程における信号を言及するときに１・ｐ用さね、゛″ ＩＦＩＦ信号方周波数変換または一番目の検出後、及び映像信号の検波あるいは 二番目の検波前のＴＶ受信機の種類の処理過程における信号を言及するときに使 用される。しかし、後述する特許請求の範囲においての゛”ＲＦ倍信号はＴＶ受 信機でこれらすへての処理過程での信号を称するのに使用され、”ＲＦ増幅器” は他の形態のＲＦ増幅器たけてはなくＩＦ増幅器で構成されることを息味する。

自動利得制ｉ卸（ＡＧＣ）［能を提供することにおいて、各増幅段または各増幅 装置について所定の動作条件が充足されるのが望ましい。そこで、入力信号レベ ルは所定の要素により内部雑音を超過ず−・きてあり、装置に過負荷かかからな いようにして信号歪み及びバイアス移動を起こし−（はならない。また、ＡＣＣ 制御信号はそれ自体か望ましくないバイアス移動を起こさないようにして、装置 かその意図する動作点から移動しないよ・うにしなければならない。例えば、増 幅器及び混合器に対する動作点は低い歪みを有する出力信号を提供するように選 択され、混合器及び検波器に対する動作点は相対的に高い２次応答を提供するよ うに選択される。

］ｍＶ以上の次数にある相対的に強い信号レベルでは、所謂”雑音７／過負荷窓 “を考虜する方式で利得を制御することが特に重要である。一方、もし７多段増 幅器の前段の利得かほぼ減少しないと、歪みのある過負荷か望ましくないように 後段で発生できる。もし、前段での利得かあまりに低いと熱雑音か目立つように なる。実際に雑音かなく、かつ歪曲されない画像は、典型的なインピーダンスレ ベルで測定されるｌｏｍＶ程度に該当する入力信号レベルに対して実現可能なも のか望ましい。もし、増幅器か不適当な雑音／負荷窓を示すと、低い歪みと相対 的に雑音のない画像か可能てな？プればならない入力レベルで雑音あるいは過負 荷の歪みを示すこともてきる。

集積回路（ＩＣ）利得ブロックの開発は、ブロックフィルタリンクに対する必要 性を更に増大させるようになった。最近の傾向は利得ブロックＩｃ増幅器につな がるブロックフィルタの構成において、ＴＶ受信機でのＩＦフィルタリング及び 利得機能を遂行してきた。

表面弾性波（ＳＡＷ）フィルタはＴＶ受信機によって要求される全通過帯域形態 及び隣接チャネル減衰を提供できる。このＳＡＷフィルタとブロックフィルタリ ング及び増幅に対するその他の情報は、例えは編集長かに、ＢＩａｉｒ　Ｂｅｎ ５ｏｎであるニューヨークのＭｃＧｒａｗ−Ｈｉ　ｌ　Ｉという出版社で、１９ ８６年に発行した置ＥＶＩＳＩＯＮ　ＥＮＧＩＮＥＥＲＴＮＧ　ＨＡＮＤ　Ｂ０ ０Ｋ”の１３章を参照すれば得ることかできる。

ブロックフィルタリング及び増幅の到来がＴＶ受信機の技術において大体に望ま しく進んできたが、それにもかかわらず種々の理由で雑音／過負荷窓の問題を悪 化させてきた。ＩＦ増幅器の入力で集中フィルタとして使用される、市販されて いるＳＡＷフィルタは高い挿入損失及び高いインピーダンスを示され、相対的に 高いレベルの雑音源インピーダンスとして作用する。したがって、雑音／過負荷 窓の雑音マージン側は減少する。また、画像搬送波の＋／−４，５ＭＨｚ内で下 降する雑音信号は、“折り返し、た（ｆｏｌｄｅｄ）”雑音として０〜４．５Ｍ Ｈｚの映像帯域に復調される。

これは次のように行なわれる。すなわち、ＩＦ倍信号４１．２５〜４５、７５　 Ｍ　Ｈｚの帯域内にある。ＩＦ増幅器の入力において集中フィルタリングあるい はブロックフィルタリングの使用によりフィルタの次につながるＩＦ段の側波帯 雑音は、フィルタリングか段から段に分配される場合のように抑圧されることは ない。これは４５．７５ＭＨｚのＩＦ画像搬送波周波数を中心として＋／−４， ５ＭＨｚの帯域内にある雑音が増幅器より先に集中フィルタによりフィルタリン グされないためである。

ブロックフィルタリング及び増幅過程において、雑音／過負荷窓を悪化させやす いまた他の効果は、利用される典型的なバイポーラＩＣ増幅器か固定した過負荷 電工レベルを存している伝送特性を表し、雑音／過負荷窓の過負荷側を制限する ということである。また、最近の典型的な小さい幾何バイポーラトランジスタは 高いペースアクセス抵抗（ｒｂ）を示すので、低いｒｂを有している大きく最適 化した装置よりも恕い雑音数値をもちやすいので、この問題を悪化させる。

本発明者らは雑音／過負荷窓か異なる設計のトランジスタを用いて過負荷側に拡 張可能であり、ＳＡＷフィルタ出力インピーダンスを低い値に変形させて雑音側 に拡張できるので、雑音源としてその役割を縮小することが分かる。しかし、変 成器又は他の整合回路のようなインピーダンス整合配列は費用が多くかかり、か さが大きく、既に高い利得を有するシステム上で利得必要条件を上昇させる。

雑音／過負荷恋の問題は、従来技術の利得制御ＩＦ増幅器のうちいずれかのそれ ぞれが、利得制御関数としてその出方バイアス電圧の移動を示すという事実によ って一層複雑になる。一般に、これは典型的にＩＦ増幅器に直接接続される復調 器においてのバイアス電圧の変化をもたらす。動作点について既に上述したよう に、そのような変化は望ましくない。バイアス状態か変わることにより、十分な バイアス電圧かその変化を受容するように提供されなければならず、従って復調 器の設計を複雑にし、低い歪みに対して要求されるより高い供給電圧を必要とす る。

ＩＦ増幅器において常に使用される基本増幅段は、定電流発生器か接続されるエ ミッタ電極間の“ティル（ｔａｉｌ）”接続を有する二つのトランジスタを含む 長いティル対あるいはエミッタ結合差動増幅器である。この定電流発生器は、テ ィル接続と離れている直流電位間の高い抵抗値を存する抵抗により提供され得る が、受容できる範囲内で電力消耗を維持するためにより低い動作電位の使用が望 ましいＩＣにおいては、定電流発生器が定電流動作のためにバイアスされるまた 池のトランジスタの主要伝導路により一般的に提供される。長いティル対が通常 にエミッタ結合“差動“増幅器と呼ばれる反面、事実上この長いティル対は単一 端入方回路、単一端出方回路あるいはこれら全てを有し常に動作される。利得制 御がエミッタ結合差動増幅器の動作電流、あるいはティルミ流の直接的な減少に より影響を受けることかできるのか認識され、公知の方法てその相互伝導を減少 させる。しかし、この接近の単純な運用には次のような短所かある。第一番目に 、利得が減少するに従って雑音源抵抗か増加してさらに大きい信号に関連する向 上した信号対雑音比の拡張を無効とする。第二番目に、電力処理能力はそれがよ り大きい信号を処理するのか一番必要とするときに減少する。

ＩＣ形態で構成された商業的に成功したＴＶ受信機の設計において、ＴＶ受信機 ＩＦ増幅のためのブロックフィルタリングの次に使用される従来技術の同調され ない増幅器はそのサービスのため、約６６ｄＢのダイナミックレンジという必要 条件を充足させるために３個の連続する利得制御段を使用してきた。これら設計 は、増幅器トランジスタのトランスコンダクタンスが利得減少を達成するために 減少する逆ＡＧＣを使用してきている。非縮退（ｕｎｄｅｇｅｎｅｒａｔｅｄ） 共通エミノタトランンスタ増幅器の電圧利得はｇｍＲ＋、（ｇｍはトランジスタ のトランスコンダクタンス、Ｒ１はｌ−ランシスタを備え使用されるコレクタ負 荷の抵抗）である。増幅器トランジスタのトランスコンダクタンスの減少は、そ れらのコレクタ電極に存在する雑音源の抵抗を上昇させてトランジスタによって 発生される熱雑音を増加させ、商業的必要条件を満たすに十分な程低いＰｌ、Ｘ 　ＩＦ増幅器チェーンに対する全体の雑音数値を維持するため、３個の連続する 利得制御段を使用する必要があるようにする。

縦属接続される増幅段の利得を減らすためのまた他の接近はトランジスタを備え て使用されるコレクタ抵抗を減少させるもので、よく知られている順△ＧＣはこ のような接近方式の一例である。もし、１〜ラノノスタのトランスコンダクタン スが減少しないと、トランジスタにより発生される熱雑音の付随的な増加はなく 、トランジスタを備えて使用されるコレクタ抵抗の減少は、それら熱雑音によっ て発生さ第１る電流と関連した電圧を減少させる。

本発明者らは単位調節に対する必要性なしに、６６ｄＢダイナミツク領域にＴＶ 受信ｆｉｌＦ増幅を発生して提供できるＩＣ形態で構成される２段同調されない 増幅器を追求した。利得制御増幅段の数の減少は電圧増幅段間のフィルタリング を減結合させる電源を含んでいる電源必要条件を減少させ、電圧利得がまた相当 に大きい周波数での増幅器チェ一二ノを通しる過度な位相遷移による利得制御範 囲部の自己振動性傾向の可能性を減らし、まｔ：ＴＶ受信機のＩＦ及びＲ２部で の利得制御増幅段の中で自動利得側１ｌ（ＡＧＣ）追跡を簡単にするために追求 された。利得制御範囲部における自己振動性傾向を減少させるため、発明者らは 構造上非常に対称するので信号動作か特に増幅器チェーン上で追求されることが でき、増幅器チェーンかＩＣ上で対称的に配置され得る利得制御増幅器を有する のか望ましいと認識した。これら過程は、増幅器チェーンの後段から前段に漂遊 キャパシタンスを通しる正の帰還を減少させる。

発明の要約 本発明の−の而によると、利得制御増幅段は、エミッタ電極、ベース電極、及び コレクタ電極をそれぞれ備えた第１及び第２トランンスタと、直流のベースバイ アス電圧か前記第１及び第２トランジスタのベース電極に印加され、入力信号電 圧がこの第１及び第２トランンスタのベース電極の間に印加され、前記第１及び 第２トランノスタのエミッタ電極は共に接続され、前記第１及び第２トランノス タを通しる類似した直流のエミッタ電流流れのある特性を有するエミッタ結合差 動増幅器の構成において、第１及び第２トランジスタを接続させる回路と、直流 のエミッタ電流流れに応答して第１トランジスタのコレクタ電極を通して流れる 全体の直流電流を伝導させるために接続された第１端子と、第２端子を備える第 １抵抗と、前記直流のエミッタ電流流れに応答して前記第２トランジスタのコし クタ電極を通して流れる全体の直流電流を伝導させるために接続された第１端子 と、第２端子を備える第２抵抗と、直流の動作電圧を前記′：Ｐ、Ｉ及び第２抵 抗の第２端子に印加する回路と、前記第１及び第２抵抗の第１端Ｐのうち少なく とも一つから出力信号電圧を取る回路と、前記第１抵抗の第１端子に接続され前 記第２抵抗の第１端子に接続される第１電極と、制御ノートて共に接続される第 ２電極とをそれぞれ備える単方向伝導形の第１及び第２ダイオードと、前記第１ 及び第２抵抗の第２端子とは異なる接続を通して印加される電気的制御信号に応 答して調整される値を有している直流制御電流を、前記第１及び第２ダーｒオー ドの単方向伝導を制御する前記制御ノートに供給する手段とを含む前記第１及び 第２抵抗の第１端子の間に制御可能なコンダクタンスを提供する回路を備えたこ とを特徴とする。

本発明の他の面によると、利得制御増幅段は、エミッタ電極、ベース電極、及び コレクタ電極をそれぞれ備える第１及び第２トランジスタと、直流ベースバイア ス電圧か前記第１及び第２トランジスタのベース電極に印加され、人力信号電圧 か前記第１及び第２トランジスタの／＼ベース極の間に印加され、前記第１及び 第２１”ランジスタのエミッタ電極は抜に接続され、前記第１及び第２１−ラン ジスタを通しる類似した直流のエミッタ電流流れのある特性を有するエミッタ結 合差動増幅器の構成において、第１及び第２トランジスタを接続させる回路と、 前記第１及び第２トランジスタのコレクタ電極にそれぞれ接続された第１端子と 、直流の動作電圧を受信する端１にそれぞれ接続された第２端子とを有する第１ 及び第２抵抗と、前記第１及び第２抵抗のインピーダンスと比較される値以上の 範囲内でソースインピーダンス値を表わす制ｔａｔ流のソースと、前記第１及び 第２抵抗の第１端子の間に前記制御電流に応答して制御されるように配列さねる 制１１１Ｊ能なコンダクタンスを提供し、前記第１及び第２抵抗の第１端子にそ れぞれ接続される第１端子と、前記制ｉａｌ］を流のソースから前記制１ｉｌｉ 流を受信するために共に接続される第２端子とをそれぞれ備える第１及び第２可 変コンダクタンス素子とから構成された回路を備えることを特徴とする。

本発明の史に他の而によると、利得制御増幅器は、エミッタ結合差動増幅器とし て接続さ、ｔ’１．ＲＦ倍信号応答し、それぞれの共通モート直ｌＡｔ成分及び 差動モート高周波成分を有するコレクタ電流を供給するコレクタＮｔ＋をそイ１ ぞれ有しＣいる第１及び第２トランジスタと、イ目及び第２ノートは第３及び第 ４ノートにえ！して平衡を取り、前記第１及び第２ノードは前記コレクタ電極の それぞれに接続されるように配列された第１．第２．第３．及び第４ノー１〜を 有し、前記第３及び第４ノートの１１３１の電流流れによって制御される値を有 する制御可能なインピーダンスを前記第１及び第２ノードの間に表わすブリッジ ダイオード負荷配列と、前記第３ノードに接続される電流源出力と前記第４ノー トに接続される電流放出出力とから構成され、前記電流源及び電流放出出力は同 じ大きさの電流を提供する可変制御電流回路を備えることを特徴とする。

本発明の更に他の面によると、利得制御増幅器は、ベース、エミッタ、及びコレ クタ電極をそれぞれ備える第１及び第２トランジスタと、第１エミツタ結合差動 増輻器の構成において、前記第１トランジスタと前記第２１−ランジスタを接続 さぜ、前記第１及び第２トランジスタによりベース電極間に受信されるＲＦ倍信 号応答して、それぞれの共通モート直流成分及び差動モート高周波成分を有する コレクタ電流を各コレクタ電極から供給されるようにする手段と、制御信号によ り決定される割合の第１及び第２部分に分割されるように直流の動作電流を受信 する入力と、前記直流の動作電流の第１及び第２部分を前記第１及び第２トラン ジスタのエミッタ電極にそれぞれ提供する第１及び第２出力を存する第１制御可 能な電流分割器と、前記第１トランジスタの前記コレクタ電極と動作電位の点と の間に接続された第１抵抗と、前記第２１−ラユノジスタの前記コレクタ電極と 動作電位の前記点との間に接続された第２抵抗と、前記第１トランンスタの前記 コレクタ電極が接続される第１！極と、第２電極を存する第１ダーｆオードと、 前記第２トランジスタの前記コレクタ電極か接続される第１電極と、第２電極を 有する第２ダイオ−）〜ど、ｉｉｉ＋記電流分電流分割器第２出力か接続される 前記第１及び第２ダイオ−川・の第２電極の間の相互接続て構成されることを特 徴とする。

本発明の更ｆ二池の面によると、利得制御増幅器は、ベース、エミッタ、及びコ レクタ電極をぞれそれ備える第１及び第２１−ランノスタと、エミッタ結合され た差動増幅器の構成において、前記第１及び第２トランンスタを接続させ、前記 第１及び第２トランジスタをしでそねそれのベース電極間に受信されるＲＦ倍信 号応答して、それそえ１の共通モード直流成分及び差動モート高周波成分を有す るコレクタ電流を各コレクタ電極から供給せしめる手段と、前記第１トランンス タからのコレクタ電極を伝導させる入力と、制御信号に従って決定される割合で 第１電流の第１及び第２部分をそ第１それ伝導させる第１及び第２出力を有する 第１制御可能な電流分割器と、ｉｉｆ記第２トランジスタからのコレクタ電流を 伝導させる入力と、前記制御信号に従って決定される割合で第２電流の第１及び 第２部分をそねそれ伝導させる第１及び？Ｉ￥２出力を有する第２制御可能な電 流分割器と、動作電位の前記点と前記第１電流分割器の第１出力か接続される第 １ノードとの間に接続された第１抵抗と、動作電位の前記点と前記第２？を流分 側器の第１出力か接続される第２ノードとの間に接続される第２抵抗と、前記第 １ノートに接続される第１電極と、第２電極を（ｆしている第１ダイオード手段 と、前記第２ノー１−にｔ＆続される第１電極と、第２電極を有する第２ダイオ ード手段と、＋ｉｉ前記第１及び第２ダイオード手段の前記第２電極で共に接続 し、前記哨１反び第２電流分割２ｇの第２出力かそれぞれ接続される第３ノー１ 〜を備えることを特徴どする。

本発明の土だ他の実施例によると、多数の利得制御増幅器のぞれそれは−上述し た利冑制１ａＩｌ増幅器のうちいずれか一つにっなかる縦属結りにおいて、利得 制御増幅器のうちの他の−って構成される。縦属接続の人力て利（ｑ制ｉ卸増幅 器に対する利得制ｉ卸信号は、縦属接続の出力で（τ１得制闘増幅器に対する利 得制ｉ１１信号の動作に比へてその動作か遅延される。

図面の簡単な説明 図１は、特に多段ＩＦ増幅器の人力段として使用するのに適合した本発明による 利得制御増幅段の概略図である。

図２は、特に多段Ｉ　Ｆ増幅器の出力段として使用するのに適合した本発明によ る利得制御増幅段の概略図である。

図３は、入力段及び出力段として図１及び図２の利得制御増幅器をぞ１＋ぞオ］ 使用する本発明による２段ＩＦ増幅器の概略図である。

図４は、特に多段ＩＦ増幅器の入力段として使用するのに適合した本発明による また池の利得制御増幅段の概略図である。

図５は、入力段及び出力段として図４及び図２の利得制御増幅器をそれぞれ使用 する本発明による２段ＩＦ増幅器の概略図である。

Ｕ；Ｊ６は、伝送されたＴＶ信号の音声４１号、画像信号、及び同期信号部分を 復するのに使用され、ビデオテープレコーダーあるいは図３又は図５に示した形 態の中間周波数増１＠器を使用するＴＶ受信機の各部の概略的なブロック図であ る。

図７は、本発明の他の実施例による図１の利得制御増幅段の変形を示す概略図で ある。

図８は、本発明のまた他の実施例による図４の利得制御増幅段の変形を示したＩ ！Ｉ略図である。

発明の詳細な説明 以下、本発明を添ｆτ１の図面を参照して詳細に説明する。

図１を参照するど、Ｑｌはエミッタとコレクタとの電極間の主伝導路を通しる伝 導を制御するベース電極を有するバイポーラトランジスタてあって、次の説明で 言及される他のバイポーラトランジスタの場合も同様である。トランジスタＱ】 はＮＰＮ伝導形て、ダイ士−１・接続モー）−で動作できるように伝導的に結合 されたベース及びコレクタ電極を有する。Ｑｌのエミッタ電極は接地の基準電源 に接続される。基Ｌ！！電流はＱｌの結合されたベース及びコレクタ電極に接続 された一端及び端子Ｔ１で印加される自動利得制御油（ＡＧＣ）信号の電位を受 信するために、接続された他端を有する抵抗Ｒ１を通して結合されたベース及び コレクタ電極に供給される。発生器ＧＣＩから発生されるこのＡＧＣ信号の電位 は端子Ｔ１で印加される。

ＮＰＮ　トランジスタＱ２及びＱ３は、Ｒ１を通じて供給される基準電流に対し て電流ミラー配列を形成できるように、Ｑｌのエミッタを極ど同一の基準電位に 接続されるエミッタ電極及びＱｌのへ一スを極に接続されるベース電極をそれぞ れ有する。ＮＰＮ）ランジスタＱ４及びＱ５のエミッタ電極は、直列抵抗Ｒ７を 通じて接地基Ｔ＄電位の点に共に接続された一端を存する抵抗Ｒ５及びＲ６の他 端にそれぞれ接続され、トランジスタＱ４及びＱ５は動作電流あるいはティルミ 流を供給する抵抗Ｒ７を有する差動対を形成する。

ＮＰＮ　ｌ〜ランンスタＱ６及びＱｌのベース電極は差動入力信号と、その信号 での隋伴する直流バイアス電位を受信する信号入力端子Ｔ５及びＴ６にそれぞれ 接続される。図１は発生器Ｓｌ及びＳ２によりＱ６及びＱｌのベース電極に供給 される平衡入力信号に対して、基準となる正の端子での正直流バイアス電位Ｖを 供給する接地基準電位の一つの点に接続された負の端子を有するバッテリー８１ を示す。トランジスタＱ６及びＱｌは共通コレクタ増幅器として接続さね、エミ ッタフォロワ形態の電圧フォロワを提供する。Ｑ６及びＱｌのエミッタ電極はそ れぞれＱ４及びＱ５のベース電極に接続され、そして抵抗Ｒ２及びＲ３の一端に それぞれ接続される。Ｒ２及びＲ３の一端は、他端か接地に接続されている抵抗 Ｒ４の他端に共に接続さ第１る。トランジスタＱ６及びＱｌは基準接地電位での 一つの点に接続される負の端子を有するハラ１リーＢ２の正の端子から電源端子 Ｔ２に印＋ＪＤされる正の動作電位ｖｌ＋２を受信可能に接続されたコレクタ電 極を有する。

Ｑ４及びＱ５のコレクタ電極は、それぞれ直列抵抗Ｒ８及びＲ９を通して電源端 子Ｔ２に接続さ才］る。また、Ｑ４のコレクタ電極は、コレクタ電極かＴ２に接 続さイ］るＮＰＮＩ−ランシスタＱ８のベース電極に接続される。Ｑ８のエミッ タ？ｔｔｌは出力端子Ｔ３に接続され、直列抵抗ＲＩＯを通じて接地基準電位に 接続される。トランジスタＱ５のコレクタ電極は、コレクタ電極がＴ２に接続さ れるＮＰＮトランンスタＱ９のベースＭＬｍに接続される。Ｑ９のエミッタ電極 は出力端子Ｔ４に接続され、直列抵抗Ｒ１１を介して接地基準電位に接続される 。

また、トランジスタＱ４のコレクタ電極はＮＰＮ）ランジスタＱ１０の結合され たコレクタ及びベース電極に接続され、ＮＰＮトランノスタＱｌｌのエミッタ電 極にも接続される。トランジスタＱ５のコレクタ電極はＮＰＮ）ランジスタＱＩ ２の結合されたコレクタ及びベース電極に接続され、ＮＰＮｈランジスタＱＩ３ のエミッタ電極にも接続される。トランジスタＱＩＯ及びＱｌ２の結合されたエ ミッタ電極は直列抵抗ＲＩ２を通してトランジスタＱ３のコレクタ電極に接続さ れる。トランジスタＱ１１及びＱｌ３の結合されたコレクタ及びベース電極は、 エミッタ電極か直列抵抗Ｒ１，３を通じて電源端子Ｔ２に接続されるＰＮＰ　ト ランジスタＱ１４のコレクタ電極に接続される。トランジスタＱ１４のベース電 極はＱ２のコレクタ電極に接続され、そして直列抵抗ＲＩ４を通してＰＮＰトラ ンノスタＱＩ５のベース及びコレクタ電極に接続される。ダイオード接続のトラ ンジスタＱＩ５のエミッタ電極は電源端子Ｔ２に接続される。

動作を説明すると、抵抗Ｒ８及びＲ９と連結されるダイオード接続されたトラン ジスタＱＩ　Ｏ，ＱＩ　Ｉ、　Ｑｌ　２．及びＱｌ３はエミッタ結合差動増幅器 トランジスタＱ４及びＱ５のコレクタ７１Ｊ、ｔｊｔに対する可変負荷を形成す る。出力信号は、エミッタフォロワ形態の電圧フォロワとして動作するＱ８及び Ｑ９によってバッファリングされる。ダイオード接続されたトランジスタＱＩＯ ，Ｑｌｌ、Ｑ１２、及びＱｌ３を通して流第１る直流（ＤＣ）はＰＮＰＩ−ラン ンスタＱ１４とＱｌ５によって形成さオ］る電流ミラーによりミラーされた後、 Ｑ３のコレクタ電極及びＱ２の同一のコレクタ電流を通して流ねる電流ミラー出 力電流によって決定される。抵抗Ｒ１ての電流か０てあれはこれら電流か０とな り、ダイオ−１〜接続されたトランジスタＱＩＯ，Ｑｌ　１．Ｑｌ２．及びＱｌ ３は高インピーダンスで存在する。つまり、差動増幅器の利得によって決定され るもので、コレクタ抵抗によって定められる増幅器利得は最大状態にある。

電流か、端子Ｔｌての正電位の増加に応答してダイオード接続されたトランジス タＱＩＯ，Ｑ１１．Ｑ１２．及びＱｌ３に流れると、これらトランジスタのイン ピーダンスは相対的に低くなり、Ｑ４及びＱ５からなるエミッタ結合差動増幅器 の利得は減少する。）・ランノスタＱ１４及びＱ３のコレクタ電極は、同一の電 流かダイオード接続されたトランジスタＱｌ　Ｏ，Ｑｌ　＋、　Ｑｌ　２．及び Ｑｌ３を含む部分に出入りするようにほぼ同一の電流を供給（ｓｏｕｒｃｅ）し たり取り入れ（ｓｉｎｋ）たりする。この状態ては、どのような電流もＱ４及び Ｑ５のコレクタ電極ノートに加えられるとか、あるいはそねから除去されたりす ることはない。そこで、もしダイオ−（・接続されたトランジスタＱＩＯ，Ｑｌ ｌ、Ｑ１２．及びＱｌ３と電流をこれら１ヘランノスタに供給する１〜ランシス タかよく整合されると、利ｉ！ｔか変化するに従って増幅器動作の直流状態の何 らの妨害もな（、？ｉｆｉっで従来技術の配列と関連して言及された問題も避け ることかでき、段の縦属接続も容易になる。こうした整合はモノリノ、りＩＣ上 で容易に遂行される。また、ダイオード接続されたトランジスタＱｌ（１，ＱＩ 　１．Ｑｌ２．及びＱｌ３て１成された回路網はプリツノ形態なので、電流かそ の回路網に供給されるノー１〜は交流接地状態においてＲＦ電流流対する゛仮想 接地′°を形成する。

この結果、ＰＮＰＩ−ランノスタＱＩ４は直流のみを伝送し、そのコレクタキャ パシタンスは増幅器の周波数応答に影響しない。他の効果としては、ダイオ−１ 〜接続されたｌ−ランノスタＱＩＯ，ＱＩＩ。

Ｑｌ２．及びＱｌ３を通して接地に復する何らの信号もないということである。

利得制ｉ卸可変素子は差動対増幅器のコレクタ回路（二存在して、大信号処理能 力に対するエミッタ回路をバイアソングすることにおいて、設計の自由を許し、 過負荷特性を拡張させることか注目される。

また、利得制御を達成するために必要な電力か制限される。

Ｆ述した本発明の実施例（及び次に説明さオ］る本発明の実施例）において、エ ミッタ結合差動増幅器のコレクタ負荷は、それを配分するのに使用されるダイオ ードかこの状態では非伝導性であるので、最大利得て抵抗性負荷である。コレク タ負荷として抵抗を使用すると、次のような利へかある。すなわち、ＩＣにおけ る利得制御用増幅器の構成にしかかわらず、各段の最大電圧利得か予測可能であ り、これは本発明による利得制御増幅段か最大電圧利得に対して各増幅段の個別 的調整を必要とせずにＩＣＣ形態大量生産を可能にする。

各増幅段の最大電圧利得はエミッタ結合差動増幅器トランジスタのトランスコン ダクタンスｇｍと、そのコレクタ負荷の抵抗値Ｒ＋、の漬である。トランジスタ のｇｍはエミッタ電流流れによって決定され、この電流流れは抵抗性負荷を有す るＩＣ上に含まれ、抵抗性負荷と同一の形態で配列さねる抵抗値ＲＩＩＬＡｓを 有する抵抗素子にかかる（典型的に、半導体接合オフセット電圧ｖＢＥかけ小さ い）バイアス電圧Ｖ。い、に比例する。すなわち、エミッタ結合差動増幅器トラ ンジスタのエミッタ電流流れはバイアス電流ＩＲい、＝　（Ｖ、、Ａ、−Ｖ、、 ）／Ｒ１１，い、を追跡するようにつくられ、その最大電圧利得ｇｍＲ５はＣ（ Ｖｑｊ、ｓ　ＶＩＩＦ）　／Ｒ１］ｃｚｓ）　Ｒ１＝　（Ｖ［１１，ＡＳ　Ｖａ ｔ）　（Ｒ＋／Ｒ１１Ｌ、ｓ〕に比例する。（Ｒ１，／　Ｒ−ＬＡＮ）かオンチ ップ抵抗素子の７；１１合なので、この割合の値は非花によく定められ正確な予 測か可能になる。温度によるＶ　ｅ　Ｅの幾ｍＶの変動は、通常にオフチップか ら印加されるバイアス電圧Ｖ　Ｒ１，Ａ　Ｓに依存する電圧（ＶＩｌ、Ａ８−ｖ ｌｌＥ）に比−＼て弧視てきるし、よく予測される値を有するように配列され得 る。

正常的にＲ，の値は、利（ｒｆ制御増幅段に対して約２０倍の最大電圧利得を提 供するように選択される。

ＰＴＸ　ＩＦ増幅器の一番目の段は差動ＩＦ入力電位信号の全ダイナミックレン ジを受容てきなければならず、ＰＩＸ　ＩＦ増幅器の後段に供給されるＩＦ倍信 号振幅はその−・番目の段によって提供される利得制御により、人力信号レベル のより狭いダイナミックレンジを有することになる。ＰＩＸ　ＩＦ増幅器の一番 目の段は、以前のＲＦ増幅器の利得制御か範囲を外れるとき、強い信号の受信時 に入力される一番大きい差動ＩＦ入力信号のピーク値で過負荷を避けることかで きなければならない。図１の利得制御増幅器は、エミッタ電極間に実質的な差動 モー　ド抵抗を有する１ミッタ結合された差動増幅器トランジスタＱ４及びＱ５ を備えているＰＩＸ　ＩＦ増幅器の一番目の段として使用するのに適当である。

抵抗Ｒ５及びＲ６によって提供される線形差動モード抵抗は、ベース電極間の差 動ＩＦ入力信号電位を信号ピーク値で遮断されるいかなるトランジスタなしも約 １００ｍＶのＲＭＳ程度に高く至るようにする。トランジスタＱ４及びＱ５のエ ミッタ電極間の差動モート抵抗は他の公知の方法、例えば図１の抵抗Ｒ５，Ｒ６ ，及びＲ７のＴ回路網を代替する図７のπ回路網で抵抗Ｒ６１の抵抗値と、定電 流源動作についてバイアスされる他のπ回路網トランジスタか抵抗Ｒ６２及びＲ ６３を代替する図７のπ回路網の変形であるまた他のπ回路網で抵抗Ｒ６１に該 当する抵抗の抵抗値と、定電流源動作についてバイアスさイするトランジスタか 抵抗Ｒ７を代替する図１の抵抗Ｒ５，Ｒ６゜及びＲ７のＴ回路網接続の変形て抵 抗Ｒ５及びＲ６の組合わせた抵抗値により提供可能になる。

図２の利得制御増幅器において、トランジスタＱ２１はＮＰＮ低Ｎ伝導形ダイオ ード接続モートて動作てきるように伝導的に結合されたベース及びコレクタを有 する。Ｑ２１のエミッタ電極は抵抗Ｒ２１を介して接地の基準電源に接続される 。基準電流は、Ｑ２＋の結合さねたベース及びコレクタに接続された一端及び端 子Ｔ２１に印加される正の直流バイアス電位Ｖ１１２を受信するために接続され る他端を有する抵抗Ｒ２２を通して結合されたベース及びコレクタ電極に接続さ れる。ＶＩｌ、ｌはバッテリーＢ３から供給される。

ＮＰＮｈランノスタＱ２２は、Ｒ２２を通じて供給される基準電流に対して力し ントミラー配列を形成できるように、直列抵抗Ｒ２３を通して接地に接続される エミッタ電極、及びトランジスタＱ２１のベース電極に接続されるベース電極を 有する。）・ランジスタＱ２２のコレクタ電極に接続されるエミッタ電極をそれ ぞれ有しているＮＰＮＩ−ランジスタＱ２３及びＱ２４は差動増幅器対を形成す る。

トランジスタＱ２３のベース電極は発生器ＧＣ２によって供給される利得制御和 信号を受信する端子Ｔ２２に接続され、トランジスタＱ２４のベース電極はバッ チＩＪ−Ｂ４から供給される正の直流バイアス電位Ｖ、４を受信する端子Ｔ２３ に接続される。

トランジスタＱ２４のコレクタ電極に接続されたエミッタ電極をそれぞれをした ＮＰＮ　トランジスタＱ２５及びＱ２６は差動増幅器対を形成する。Ｑ２５及び Ｑ２６のベース電極は、直流バイアス電位に関連した平衡入力信号を受信する入 力端子Ｔ２５及びＴ２６にそれぞれ接続される。図２には、発生器Ｓ３及びＳ４ により端子Ｔ２５とＴ２６に供給される平衡入力信号に関連した正の端子での直 流バイアス電位ｖｌｌｓを供給する接地基準電位の一つの点に接続される負の端 子を有するバッテリーＢ５を示す。トランジスタＱ２５及びＱ２６のコレクタ電 流は、それぞれ抵抗Ｒ２４及びＲ２５を通じてバッテリーＢ２から供給される正 の動作電位ｖｌ１２を受信する供給端子Ｔ２７に接続される。なお、トランジス タＱ２５のコレクタ電極はＮＰＮＩ−ランジスタＱ２７の結合されたコレクタ及 びベースに接続され、１−ランノスタＱ２６のコレクタ電極はＮＰＮＩ−ランジ スタＱ２８の結合されたコレクタ及びベース電極に接続される。Ｑ２７及びＱ２ ８の結合されたエミッタ電極はトランジスタＱ２３のコレクタ電極に接続され、 抵抗Ｒ２６を介して端子Ｔ２７にも接続される。ＮＰＮトランジスタＱ２９及び Ｑ３０は、出力ハッファ段の役割をするエミッタフォロワ形管の電圧フォロワで 配列される。Ｑ２９及びＱ３０のベース電極はそれぞれＱ２６及びＱ２５のコレ クタ電極に接続され、Ｑ２９及びＱ３０のコレクタ電極は電源端子Ｔ２７に接続 される。トランジスタＱ２９のエミッタ電極は出力信号端子７２８に接続され、 一端か接地されている抵抗Ｒ２７の他端にも接続される。ｌ・ランノスタＱ３０ のエミッタ電極は出力信号端子Ｔ２９に接続され、一端か接地されている抵抗Ｒ ２８の他端にも接続される。

動作において、電流ミラー出力からトランジスタＱ２２のコレクタ電極に印加さ れる電流は、一方では差動増幅器トランジスタＱ２５及びＱ２６に対するティル ミ流を提供し、他方ではダイオード接続されたトランジスタＱ２７及び０２８に 対するバイアス電流を提供するうちに、トランジスタ対Ｑ２３及びＱ２４を通し て流れるようになる。ダイオード接続されたトランジスタＱ２７及びＱ２８か如 何なる電流も伝送しないとき、最大ティルミ流及びコレクタ負荷抵抗Ｒ２４及び Ｒ２５によって決定される利得は最大値となる。Ａｒ　Ｃ９位ＧＣ２かトランジ スタＱ２３を伝導させるに十分な程度の正てあオ］は、ダイオ−１・接続された トランジスタＱ２７及びＱ２８か伝導され、トランジスタＱ２５及びＱ２６のコ レクタ抵抗Ｒ２４及びＲ２５を配分してその利得を減少させる。且つトランジス タＱ２３の伝導はＱ　２４を介して、そしてトランジスタＱ２５及び０２６に対 するティルミ流として流れる可能性のある電流を減少させ、この減少したティル ミ流は減少したトランスコンダクタ〉・スてこれらｌ〜ランノスタを動作させ、 その利得を減少させる。とにかく、抵抗Ｒ２・４及びＲ２５のそ第１ぞれを通し る直流はネＩＩ　？Ｑ制御卸の動作によって妨害されない。しかし、差動増幅器 対に対する゛１′−分以上の動作ティルミ流かダイオ−１・接続されたトランジ スタＱ２７及び０２８に流れると、雑音性能か悪化し始める。これは、内部エミ ッタ抵抗かトランジスタＱ２４の主要伝導路によって減少した電流伝導に応答し て増加することによるトランジスタＱ２５及びＱ２６の一層悪化された雑音数値 のためである。したかって、ダイオード接続されたトランジスタＱ２７及びＱ２ ８によるコレクタ負荷抵抗Ｒ２４及びＲ２５の分配による利得の減少は、Ｑ２５ 及びＱ２６のティルミ流かないときのそれらのトランスコンダクタンスの減少に 主に依存する利得減少に対するメカニズムである。利得制御の正常範囲は約Ｏｄ Ｂから上に２６ｄＢ程度迄である。

図２の利得制御油増幅器は過大入力４ｇ号上で速く過負荷がかかるため、多段Ｉ Ｆ増幅器の最初の段としての使用には特に適当てない。

図２の利得制御ｎ増幅器かエミッタ結合トランジスタＱ２５及びＱ２６のティル ミ流かないときのそれらのトランスコンダクタンスの減少よりはＱ２５及びＱ２ ６のコレクタ負荷のダイオード分配にさらに依存するので、この欠屯はエミッタ 結合トランジスタＱ２５及びＱ２６に対するエミッタ縮退抵抗を含むことによっ て相当に克服され得る。利得かＯｄＢ以下になるとき、悪化する雑音数値の上述 した問題のため、変形された段は図１又は図４の利得制御増幅器の遂行のように 、ＩＦ増幅器の一番目の段としてよく遂行しない。しかし、段としての入力信号 のダイナミック１／ンソか減少するＩＦ増幅器の後段において、図２の利得制御 油増幅器のより簡単な傷成は、図１あるいは図４の利得制御増幅器に対する有利 な選択を提供する。

図３は、図１及び図２の利得制御増幅器の縦属接続を示す。

同図の動作において、西型的に増幅器ザーヒスにおいて入力Ｔ１及びＴ２２での 二つの利１ｑ制ｉ卸信号か、利得減少か印加され始めるとき、第１増幅器の利ｉ ｆを減少させなくても、第２増幅器の利得か減少するようにそれそ才］配列され る。第２増幅器の利得か所定の量だけ減少すると、次の利得減少の爪は所定の関 係て第１及び第２増幅器の利得を減少させる。そこで、少ない量の利得減少に対 して第１増幅段は、全体的な利得減′Ｊりか第２増幅器の利得を減少させること によって実現さ第１、−づｆ、その全体の利得て動作を続ける。公知のように、 遅延された利得制ｉａ′ＩＩで知られているそのような動作モードは、第２増幅 器か増幅器雑音が依然として意味のあるより小さい信号に対して小さく維持され るので、全体的な雑音性能に有利である。実際にそのような遅延は各種手段、例 えばここに示されていないか、信号に対する電圧遅延を第１増幅器に印加するよ うなことにより容易に実施できる。

図１及び図２の増幅器は単一の正動作電源からの動作に適合し、したかって図３ は供給端子Ｔ２から接続される供給端子Ｔ２７を示している。実際に、バッテリ ー８３及びＢ４は第１及び第２利得制御増幅器と同一のＩＣ内の回路網に替オ） す、この回路網は供給端子Ｔ２を通して供給される動作電源電位からバイアス電 位を取り出す公知の形態である。

図４にはＴＶ　ＩＦ増幅器において、一番目の段として使用するに適合したまた 他の利得制御増幅器を示す。ＮＰＮ伝導形のｌ・ランシフタＱ４１は、ダイオー ド接続モートて動作できるように伝導的に結合されたベース及びコレクタ電極を 有する。Ｂ４１のエミッタ７４極は直列抵抗Ｒ４１を通して同図に接地で示され た基準電源のソースに接続される。基準電流は結合されたベース及びコレクタ電 極に接続された一端及び端子Ｔ４１に印加される正の動作電位Ｖ。

を受信するため、接続された他端を有する抵抗Ｒ４２を通じて結合されたベース 及びコレクタ電極に供給される。

ＮＰＮトランノスタＱ４２はＲ４２により供給される基準電流に対してカレント ミラー配列を形成できるように、直列抵抗Ｒ４３を通して接地に接続されるエミ ッタ電極及びトランジスタＱ４＋の／＼−ス電極に接続されるベース電極を有す る。直列抵抗Ｒ４４及びＲ４５を通してトランシフタＱ４２のコレクタ電極に接 続されるエミッタ電極ど適切な直流バイアスレベルての入力信号を受信する入力 端子Ｔ４２及びＴ４３に接続されるベース電極どをそれぞれ有するＮ　Ｐ　Ｎ　 ｌ−ランシフタＱ４３及びＢ４４は差動増幅器対を形成する。

信号源Ｓ１及びＳ２は、バッチＩＪ−Ｂｌから提供される正の直流バイアス電位 ＶＩ１１に関連する平衡入力信号を入力端子Ｔ４２及びＴ４３に印加する。

ｌ・ランシフタＱ４３のコレクタ電極に接続されるエミッタ電極をそれぞれ有す るＮＰＮｈランジスタＱ４５及びＢ４６は、トランジスタＱ４３のコレクタ電流 に対する電流分割器として接続される。

１−ランシフタＱ４４のコレクタ電極に接続させるエミッタ電極をそれぞれ有す るＮＰＮＩ−ランシフタＱ４８及び及びＢ４９は、ト・ランシフタＱ４４のコレ クタ電流に対する電流分割器として接続される。

トラ７ノスタＱ４５及びＢ４８のベース電極は、端子Ｔ４５に印加される正の直 流バイアス電位Ｖ□を受信する。図４はバッテリーＢ６によるＶｌｌＩの電源を 示す。トランジスタＱ４６とＢ４９のべ・−スｔｉは、制１１１ｔ圧源ＧＣ４か ら供給される利得制１ａｌＩ！電圧を受信する端子Ｔ４４に接続される。トラン ジスタＱ４５及びＢ４８のコレクタ電極は、それぞれ直列抵抗Ｒ４６とＲ４′７ を通じて電源端子Ｔ４６に接続される。正の動作電位Ｖ　Ｂ１１かバッテリーＢ ２からこの電源端子Ｔ４６に印加される。

端子Ｔ４６から離れている抵抗Ｒ４６とＲ４７の端子間に電気的に制御可能なコ ンダクタ：ノスか提供される。ＮＰＮ）ランシフタＱ４７の結合されたコレクタ 及びベース電極と１ヘランジスタＱ４５のコレクタ電極は、端子Ｔ４６から離れ ている抵抗Ｒ４６の端子に接続される。ＮＰＮ　トランシフタＱ５０の結合され たコ［／フタ及びパ＼−ス電極どトランジスタＱ４８のコレクタ電極は、端子゛ ｒ４６がら能才１ている抵抗Ｒ４７の端子に接続される。ＮＰＮＩ−ランシフタ Ｑ４７の結合されたコレクタ及びベース電極は、トランジスタＱ４５のコし・フ タ電極と接続される。トランジスタＱ４７とＢ５０のエミッタ電極とトランシフ タＱ４６とＢ４９のコレクタ電極は全て伝導的に結合され、直列抵抗Ｒ４８を通 して端子Ｔ４６に接続される。

端子Ｔ４６から離れている抵抗Ｒ４６の端子で現われる利得制御しコ、答は、エ ミッタ電極と接地基準電位−人との間にエミッタ負荷抵抗Ｒ４９を有するＮＰＮ 共通コレクタ増幅器トランソスタＱ５１の電圧）１０ワ作用により出力端子Ｔ４ ７に印加される。端子′ｒ４６から離れている抵抗Ｒ４７の端子で現われる利得 制御応答は、エミッタ１ｌｆｉと接地基準電位占との間にエミッタ負荷抵抗Ｒ５ ０を有するＮ　Ｉ）　Ｎ共通コ（／フタ増幅器トランシフタＱ５２の電圧フォロ ワ作用により出力端７−Ｔ４８に印＋１１１さ第１る。

動作を説明すると、差動増幅器）・ランシフタＱ４３のコレクタ出力電流は電流 分割器の段別をする差動対トラ７ノスタＱ４５及び０４Ｇのティルミ流を構成す る。端子Ｔ４４ての制御信号レベルにより、差動付増幅器トランシフタＱ４３の コレクタ出力電流トランシフタＱ４５又はトランシフタＱ４６とダイオ−１〜接 続されたトランジスタＱ４７を通して、或いは部分的にトランシフタＱ４５とＢ ４６をぞれぞれ通して流れることかできる。同様に、差動対増幅器トラ７ノスタ Ｑ４４のコレクタ出力電流は、ｌ・ランシフタＱ４８又はｉ−ランシフタＱ４９ とダイオード接続されたトランジスタＱ５０を通して、或いは部分的にトランジ スタＱ４８とＢ４９をそれぞれ通して流オ］得る。

）・ランシフタＱ４６及びＢ４９のみを通して流れる電流は、差動変動を含む１ 〜ランノスタＱ４３とＢ４４の全体のコレクタ電流をダイ十−　１・接続された ト・→ンノスタＱ４７及びＢ５０間のノートを通して印加させ、ここて差動信号 変動は交流に対する゛仮想接地”て相段される。Ｂ４５どＢ４８のコレクタ電流 成分かないとき、トラ〉−ノスクＱ４６どＢ４９を通して流ねる電流の差動変動 は、そ第１それ負荷抵抗Ｒ４６どＲ４７に流れる可能性かあって、そこにかかる 該当信号電圧を発生させる。トランシフタＱ４３及びＢ４４のコレクタ電流の共 通モー）−直流成分は結合されてダイオード接続されたトランシフタＱ４７と０ ５０を通して流イ］、それらのコンダクタンスを負荷抵抗Ｒ４６及びＲ４７にそ れぞれ相対的に小さくする。ダイオード接続さオ］たトランジスタＱ４７どＢ５ ０の低い分配抵抗は抵抗Ｒ４ＢとＲ４７に対する比であって、図４の増幅器の電 圧利得を決定する。１−ランシフタＱ４３及びＢ４４の結合されたコレクタ電流 は、ダイオ−川・接続されたトランシフタＱ４７及びＢ５０を通して流れ、１１ １　ｉ！）　＋！最少１ノベルにあることになる。

）・ランシフタＱ４５及びＢ４８のみを通して流れる電流は、差動変動を含むｌ −ラ〉シフタＱ４３どＢ４４の全体のコレクタ電流を負荷抵抗Ｒ４６とＲ４７を 通して印加させる。、二の場合、ダイオード接続された］・ランシフタＱ４７及 びＢ５０を通じて進まれる如何なる電流もなくなる結果を招来して、それらのコ ンダクタンスか非常に低く、負荷抵抗Ｒ４６どＲ４７をほぼ分配させない。した がって、図４の利得制御増幅器の利得は最大レベルにあるようになる。

部分的にｌ・ランシフタＱ４５と０４．８を通しるエミッタ結合差動増幅器トラ ンシフタＱ４３及びＢ４４のコレクタ電流の進行は、コレクタ電流の少量の差動 変動のみを負荷抵抗Ｒ４６とＲ４７に印加することによって、利得を減少させで ある程度は利得制ｆａｌｌｉｔ位ＧＣ４により制御されるそれらの間にかかる該 当信号の電圧を減少させる。部分的に）・ランシフタＱ４６とＢ４９を通しるエ ミッタ結合差動増幅器１〜ランソスタＱ４３とＢ４４のコレクタ電流の進行は、 コレクタ電、流の共通モート成分をダイオード・接続されたトランジスタＱ４７ 及びＢ５０を通して流イ］るようにして、同時に利得を一層減少させてそれらの コンダクタンスはある程度は利得制御電位ＧＣ４によ−２、て制御用される負荷 抵抗Ｒ４６及びＲ４７を分配させる。

つまり、抵抗Ｒ’４６での全体電流１４利得制御過程の間に変わらなかったまま であり、トラ７ノスタＱ４３のコレクタ出力電流と常に同一である。同様に、抵 抗Ｒ４７ての全体電流は利得制御過程の間に変わらなかったままであり、トラン シフタＱ４４のコレクタ出力電流と常に同一である。このように、もし１〜ラン ソスタがよく整合されると利得か変わる時、増幅器動作の直流状態に９１１何な る妨害もなくなる。

図１の利得制御増幅器を参照して説明したことに類似した利点が、図４の利得制 御増幅器から得られる。図４の利得制御増幅器は、期待されるＩＦ増幅器入力信 号レベルで過負荷歪みを避けるためにエミッタ電極間に実質的な差動モード抵抗 を備え、エミ・ツタ接続される差動増幅器トランジスタＱ４３とＱ４４を有する ＰＩＸ　ＩＦ増幅器の一番目の段として使用するのに適当である。抵抗Ｒ４４と Ｒ４５によって提供される線形差動モート抵抗値はＱ４３とＱ４４のベース電極 間の差動ＩＦ入力信号電位を信号ピーク値上で遮断される何らの１〜ランジスタ なしも、約１００ｍＶのＲＭＳ程度に高く至るようにする。本発明のまた他の実 施例において、差動増幅器トランジスタＱ４と０５に対して上述した各種エミ・ ツタ結合回路網が差動増幅器ｌ・ランジスタＱ４３とＱ４４として使用され得る 。

図５は図４及び図２の利得制御増幅器の縦属接続を示す。抵抗Ｒ４９とＲ５０を それぞれ備えたＮＰＮ　トランジスタＱ５１とＱ５２は、第１増幅器の出力に対 するエミ・ソタフオロワノ＜・ソファ段を形成する。人力信号は端子Ｔ２とＴ３ て印加され、二つの利得制御信号か端子Ｔ４４及びＴ２２てそれぞれ印加される 。図３の実施例（二類似した事項か遅延された利得制御又は遅延された自動利得 制御（＝ついて適用可能である。

図４及び図２の増幅器は単一の正動作電源からの動作に適合し、したかって図５ は電源端子Ｔ４６から接続される電源端子Ｔ２７を示す。図５の変形として、ト ランジスタＱ４２かそのベース電位をＱ２＋の結合されたコレクタ及びベース電 極から受信し、抵抗Ｒ４１、Ｒ４２，及びＱ４１は除去され得る。

図６は伝送されるＴＶ（；ｉ号の音声信号、映像信号、及び同期信号部を復元す るのに使用されるＴＶ受信機あるいはビデオテープレコーダー　（以下、＼ＩＴ Ｒ”という）の各部を示しており、このＴＶ受信機は図３又は図５に示す形態の 中間周波数増幅器を使用する。

同図は遅延された自動利得制御か図３あるいは図５に示された形態の中間周波数 増幅器にとのように印加されることかできるかを理解するのに任用である。

アンテナＩＯによって捕捉されるＴＶ信号はＲＦ増幅器１２に印加される。ＴＶ 信号帯域での周波数以上の周波数で振動する一つ以−トの同調可能な発振器を含 む第１下方周波数変換器１４は、ＲＦ増幅器１２から供給される増幅されたＴＶ 信号に応答して、４１．２５ＭＨｚでの音声搬送波と４５．７５　Ｍ　Ｈｚでの 画像搬送波とを有するＩＦ倍信号発生させる。このＩＦ倍信号画像搬送波だけで はなく、音声搬送波とそのＦＭ側波帯を分離させるブロックフィルタ１６を介し て縦属接続された第１音声ＩＦ増幅器Ｉ８及び第２音声ＩＦ増幅器２０に印加さ れる。また、このＩＦ倍信号残留画像搬送波及びそのＡＭ側波帯を分離させる相 対的に広い帯域幅のブロックフィルタ２２を通して、第１音声ＩＦ増幅器２４及 び第２画像ＩＦ増幅器２６に印加される。

インタキャリヤ形態の第２下方周波数変換器２８は第２音声ＩＦ増幅器２０から 増幅されたＩＦ倍信号受信し、４．５ＭＨｚが中心になる通過帯域を有する帯域 通過フィルタ３０によって選択される周波数変調された４、５ＭＨｚのインタキ ャリヤ音声中間周波数を発生させる。帯域通過フィルタ３０は抑圧させないと、 リミッタ３２に印加される時に周波数変調された４、５ＭＨｚのインタキャリヤ 音声中間周波数を伴う映像周波数を抑圧させる。リミッタ３２はＦＭ音声弁別器 ３４への音声中間周波数応答としてリミッタか提供する周波数変調された毛５Ｍ Ｈｚキャリヤの望ましくない振幅変調を抑圧させ、この弁別器３４は４．５ＭＨ ｚキャリヤの周波数変調を検出してＴＶ受信機あるいはＶＴＲの残りの部分に供 給されるように音声信号を発生させる。音声中間周波数応答の周波数変調に含ま れている音声表現情報を検出するための他の公知の手段かあり、この手段はよく 知らねている圧検波器のように、音声表現情報を音声中間周波数応答の振幅での 変動どして検出する前記手段の応答を抑圧するための手段を含む。

音声過負荷検波器３６は、第２下方周波数変換器２８への入力信号として受容で きるレベルを超過する第２音声ＩＦ増幅器２０からの増幅されたＩＦ倍信号応答 し、補助自動利得制御（ＡＧＣ）信号を第１音声ＩＦ段Ｉ８に提供して、非正常 的な状態の間にＰＩＸＩＦ信号に応答して発生される正常的な自動利得制御（Ａ ＧＣ）信号を増加させる。しかし、正常状態の下て音声ＩＦとＰＩＸ　ＩＦチェ ーンは、ＰＩＸ　ＩＦ倍信号応答して発生される正常的な自動利得制１ａＴＩ（ ＡＧＣ）信号に金的に応答して利得か制御される。音声ＩＦとＰＩＸ　ＴＦチェ ーンとの間の自動利ｆｌｌｉａ’ｌｌ　（Ａ　Ｇ　Ｃ）追跡を容易にするため、 第１及び第２音声ＩＦ増幅器１８と２０は第１及び第２ＰＩＸ　ＩＦ増幅器２４ ．２６と同一のＩＣの領域内に設計される。下方周波数変換器２８．過負荷検波 器３６１画像検波器３８、ＡＧＣ検波器４０．及びＡＧＣ遅延回路４２と４４も 同様に同一のＩＣ内に有利に含まれる。

第２画像ＩＦ増幅器２６から増幅されたＩＦ倍信号受信する画像検波器３８は複 合映像信号を検出する。自動利得制１ａＴＩ（ＡＧＣ）検波器４０は複合映像信 号に含まれている。同期パルスのピークを検出することで、自動利得制御卸（Ａ ＧＣ）信号を出力する。もし、映像検波器３８かエンベロープ検波器てあオ］ば 、ＡＧＣ検波器４０はＡＧＣ免除（ｉｒｎｍｕｎ　ｉ　ｔ　ｙ）をインパルス雑 音に与えるために通常キー１”　Ａ　Ｇ　Ｃ検波器である。もし、映像検波器３ ８かＴＶ受信機の設計において最近一般的な同期検波器であわは、ＡＧＣ検波器 ４０は望ましくはその入力信号のフィルタリングを含まねて応答映像検波器３８ によって検波される複合映像信号の２ＭＨｚ程度の成分てＩＩｎ圧させ、この成 分はその中間帯域の固有周波数でブロックフィルタ２２のリンギングから発生す る。ＡＧＣ検波器４０の入力信号のフィルタリンクは約５００ｋＨｚまでの周波 数を通過しなければならない。これは等化パルスかピーク検出されることかてき 、ビデオ映像の最上部はビデオ映像の残りの部分に対して明るさが増加するため である。ここで、ＡＧＣ検波器４０は４００Ｈｚ程度の雑音帯域幅にその出力信 号のフィルタリングを含む。

映像検波器３８によって検出される複合映像信号から出るＡＧＣ検波器４０によ って出力されるＡＧＣ信号は、ＲＦ増幅器１２ての利得たけてはなく、ＰＩＸＩ Ｆ及び音声ＩＰ増幅器での利得を制御するのに使用される。複合映像信号から発 生するＡＧＣ出力は、ＡＭ側波帯を線形的に増幅しなければならないＰＩＸ　Ｉ Ｆ増幅器の正確な利得制御を許す。音声ＩＦ増幅器は下方周波数変換器２８を過 負荷させる程度の多い利得を必要とせずにＦＭ側波帯を増幅させることにのみ必 要であり、この過多な過負荷は全部音声過負荷検波器３６によって阻止される。

帯域通過フィルタ３０とリミッタ３２は音声ＩＦ増幅器チェーンと下方周波数変 換器でのいずれかの利得エラーの効果を抑圧させる。したがって音声ＴＦ増幅器 Ｉ８及び２０か受容てきるＡＧＣ追跡をＰＩＸ　ＩＦ増幅器２４及び２６でめる のか容易になる。検波器４０によって出力される△ＧＣ信号は遅延され／ｉく、 平行に第２音声及びＰＩＸ　ＩＦ増幅器２０及び２６に印加される。また、ＡＧ Ｃ検波器４０によって出力されるＡＧＣ信号は遅延され、平行に第１音声及びＰ ＩＸ　ＩＦ増幅器１８及び２４に印加される。図６に示すように、望ましくは第 １音声及びＰＩＸ　ＩＦ増幅器１８及び２４はそれぞれのＡＧＣ遅延回路４２及 び４４を経て印加される遅延された八〇Ｃを備え、単一のＡＧＣ線のみかその内 部に位置したＰＩＸ　ＩＦを有するＩＣ部及び内部に位置した音声ＩＦを有する ＩＣ部から駆動されなければならない。

ＡＧＣ検波器４０によって出力されるへ〇Ｃ信号は、通常、ＩＰ増幅器集積回路 チップ上に位置する同調器利得制御遅延回路４６によって遅延さね、ＲＦ増幅器 １２にも印ＩＩＩ］される。弱い信号の受信状襲において、ＲＦ及びＩＦ増幅器 チェーンを通じる利得の減少は第２音声及びＰＩＸ　ＩＦ増幅器２０及び２６で 発生する。ＲＦ増輻器１２と第１音声及びＰＩＸ　ＩＦ増幅器１８と２４は全利 得で動作して、第２音声及びＰＩＸ　ＩＦ増幅器２０及び２６に供給される信号 での最上の信号対雑音比を確保する。第２音声及びＰＩＸＩＦ増幅器２０及び２ ６かアンテナ１０からのＲＦ信号レベルの増加にしたがって有利な信号に到達す るとき、ＡＧＣ遅延回路４２と４４は遅延されたＡＧＣ信号を第１音声及びＰＩ Ｘ　ＩＦ増幅器１８及び２４に印加してその利得を減少させる。強い信号の受信 状態において、同調器利得１ｉ１１１１１遅延回路４６はＡＧＣ信号をＲＦ増幅 器１２に印加し、その利得を低下させて下方周波数変換器１４と第１音声及びＰ ＩＸ　ＩＦ増幅器１８及び２４の過負荷を避ける。

ＰＩＸ　ＩＦチェーンは、ＰＩＸ　ＩＦ利得制１ａＩｌ範囲のより高い利得部で の自己発振性向を低下させるためにＰＩＸ　ＩＦブロックフィルタ２２からの第 １ＰＩＸ　ＩＦ増幅器２４に印加される入力信号から映像検波器３８への第２Ｐ ＩＸ　ＩＦ増輻器２６からの出力にかけて平衡の信号をもって動作する。音声Ｉ Ｆは、音声ＩＦ利得制御範囲の更に高い利ｉ等部での自己発振性向を減少させる ため、音声ＩＦブロックフィルタ１６から第１音声ＩＦ増幅器１８に印加される 単一端の入力信号を有し動作して、そのブロックフィルタ１６の単純化を提供す るか、音声ＩＦチェーンの残りの部分は平衡信号をもって動作する。

図２及び図４の利得制御増幅器は、まずまず正になるＡＧＣ！圧ではなく、ます ます負になるＡＧＣ電圧により利得減少の程度を増加させるように容易に変更可 能である。すなオ）ち、図２において端子Ｔ２３の代わりに端子Ｔ２２か直流バ イアス電位ＶＢ４と接続され、端子Ｔ２３は利得減少の程度を増加させるように 徐々に負になるへ〇Ｃπ圧を受信することか可能である。図４においては端子Ｔ ４６の代わりに端子Ｔ４４か直流バイアス電位Ｖ□と接続され、端子Ｔ４６は利 ｉ！Ｉ減少の程度を増加させるようにますます負となるＡＧＣ電圧を受信するこ とも可能である。また、図１の利得制御増幅器も、徐々に負になるＡＧＣ電圧に より利得減少の程度を増加させるように変更できる。そのような一つの方法どし ては、Ｒ１，Ｑ２．　Ｑ３゜Ｒ１３，Ｒ１４，Ｑ１４．及びＱ１０で構成された 電流供給源及び放出源を、抵抗Ｒ１２を通してＱＩＯとＱ１０の結合されたエミ ッタ電流を放出させる単一の出力カレントミラーと、電位Ｖｌｌｔｈに関係した 入力接続と単−人力カレントミラーの入力電流を供給する第１出力接続と、電流 供給源として単一の入力カレントミラーの出力電流と同一の電流をＱｌｌ及びＱ １０の結合されたベース及びコレクタに提供する第２出力接続を存する二重出力 カレントミラーと、端子Ｔ１と二重出力カレントミラーの入力接続との間に接続 され端子ＴＩに印加されるＡＧＣ電位と直接関係したカレントミラーに入力電流 を出力する抵抗に代替可能である。

図７は図１の利得制御増幅器の変形を示すもので、抵抗Ｒ５，Ｒ６、及びＲ７の Ｔ接続は抵抗Ｒ６１，Ｒ６２，及びＲ６３で形成された等価のπ接続に代替した ものである。Ｒ５１の抵抗値はＲ５とＲ６の抵抗値の和と同して、Ｒ６２の抵抗 値はＲ５とＲ７の抵抗値の和と同して、Ｒ６３の抵抗値はＲ６とＲ７の抵抗値の 和と同じである。

図８は図１の利得制御増幅器の変形を示すもので、抵抗Ｒ４４゜Ｒ４５とトラン ジスタＱ４２と抵抗Ｒ４３によって形成される定電流源のＴ接続は抵抗Ｒ６４と 二つの定電流源、すなわちトランジスタＱ６１と抵抗Ｒ６５て形成されたものと 、トランジスタＱ６２と抵抗Ｒ６６で形成されたものとの等価のπ接続によって 代替される。

ずなわぢ、Ｑ４１．　Ｒ４１，Ｑ４２．及びＲ４３で構成された単一出力カレン トミラーは、Ｑ４１．Ｒ４１，Ｑ６１．Ｒ６５，Ｑ６２゜及びＲ６６て構成され た二重出力力］ノントミラーに代替したものである。

上述したように、本発明を図面に沿って示し、実施例にしたがって説明したか、 本発明はこれに限定されず本発明の基本定義をはずれない範囲内で各種変化ど変 形か可能であるのは、この分野で通常の知識を有する者なら明白に分ることであ る。例えば、本発明の実施例において、ＮＰＮ増幅トランンスタを使用したが、 ＰＮＰトランソスタか適切な回路変更に代替されることができ、電界効果トラン ジスタか適切な回路変更によりバイポーラトランジスタの代わりに使用され得る 。また、他の形態の電流ミラーか本発明の説明に使用さねた特別な形態を代替す ることも可能である。電流駆動は、従来の差動的に結合された対か簡便だという 利点があるにしても、必ずしもそれによって遂行される必要はなく、可変割合を 有する二つの構成成分に入力電流を分割できる他の回路により遂行されることも ６丁能である。上述した実施例はＰＩＸ　ＴＦ増幅器に関するものであるか、基 底帯域周波数のような他の周波数に対しても適用可能である。

Ｆｉｇ、　７ Ｆｉｇ、　８ フロントページの続き （７２）発明者　リ−，ヘウン　バエ 大韓民国　４４１−３８０　キュンキード、スウォン、クウエオンスンーク、ウ オンチェオンードン、ウオンチェオン　アパート

Claims (28)

【特許請求の範囲】
1. １．利得制御増幅段において、 エミッタ電極、ベース電極及びコレクタ電極をそれぞれ備える第１及び第２トラ ンジスタと、 直流ベースバイアス電圧を前記第１トランジスタのベース電極に印加する手段と 、前記直流ベースバイアス電圧を前記第２トランジスタのベース電極に印加する 手段と、前記第１及び第２トランジスタのベース電極の間に入力信号電圧を印加 する手段と、前記第１及び第２トランジスタのエミッタ電極を共に結合させる手 段と、前記第１及び第２トランジスタを通じて類似した直流エミッタ電流流れを 発生させる手段とを含むエミッタ結合差動増幅器の構成において、前記第１及び 第２トランジスタを接続させる手段と、前記直流エミッタ電流流れに応答して、 前記第１トランジスタのコレクタ電極を通じて流れる全体の直流電流を伝導させ るために接続された第１端子と第２端子を備える第１抵抗と、前記直流エミッタ 電流流れに応答して、前記第２トランジスタのコレクタ電極を通じて流れる全体 の直流電流を伝導させるためこ接続された第１端子と、第２端子を備える第２抵 抗と、直流の動作電圧を受信して前記第１及び第２抵抗の第２端子こ印加させる 手段と、 前記第１及び第２抵抗の第１端子のうち少なくとも一つから出力信号電圧を取る 手段と、 前記第１抵抗の第１端子に接続し、前記第２抵抗の第１端子こ接続する第１電極 と制御ノードで共に接続する第２電極をそれぞれ備える単方向伝導形の第１及び 第２ダイオードと、前記第１及び第２抵抗の第２端子とは異なる接続を通じて印 加される電気的制御信号に応答して調整される値を有する直流制御電流を前記第 １及び第２ダイオードの単方向伝導を制御する前記制御ノードに供給する手段と を含む、前記第１及び第２低抗の第１端子間に制御可能なコンダクタンスを提供 する手段とを備えてなることを特徴とする利得制御増幅段。
2. ２．前記第１及び第２トランジスタのエミッタ電極を共に結合させる前記手段が 、 前記第１トランジスタのエミッタ電極で接続される第１端子と、第２端子を有す る第３抵抗と、 前記第２トランジスタのエミッタ電極で接続される第１端子と、前記第３抵抗の 第２端子に接続された第２端子を有する第４抵抗と、 前記第３及び第４低抗の第２端子の相互接続点と、直流基準電位を受信する端子 との間に伝導路を提供する手段とを備えることを特徴とする請求項１記載の利得 制御増幅段。
3. ３．前記第１及び第２トランジスタのエミッタ電極を共に結合させる前記手段が 、 前記第１トランジスタのエミッタ電極と前記第２トランジスタのエミッタ電極と の間に接続された低抗と、前記第１トランジスタのエミッタ電極及び前記第２ト ランジスタのエミッタ電極から直流基準電位を受信する端子に類似した伝導路を 提供する手段とを備えることを特徴とする請求項１記載の利得制御増幅段。
4. ４．前記第１及び第２トランジスタのエミッタ電極を共に結合させる前記手段が 、 実質的に介在されたインピーダンスなしに、各エミッタ電極が接続される前記第 １及び第２トランジスタのエミッタ電極間の相互接続と、 前記相互接続と直流基準電位を受信する端子との間に伝導路を提供する手段とを 備えることを特徴とする請求項１記載の利得制御増幅段。
5. ５．前記第１及び第２トランジスタのベース電極の間に入力信号電圧を印加する 前記手段は、平衡駆動状態の前記入力信号電圧を前記第１及び第２トランジスタ のベース電極に印加する形態であることを特徴とする請求項１記載の利得制御増 幅段。
6. ６．前記第１及び第２トランジスタのベース電極の間に入力信号電圧を印加する 前記手段は、単一端の駆動として前記入力信号電圧を前記第１及び第２トランジ スタのベースに印加する形態であることを特徴とする請求項１記載の利得制御増 幅段。
7. ７．前記第１及び第２低抗の第１端子の間に制御可能なコンダクタンスを提供す る前記手段が、 実質的に介在されたインピーダンスなしに、前記第１及び第２低抗の第１端子が それぞれ接続される第１及び第２ノードと、第３及び第４ノードと、 前記電気的制御信号にしたがって決定される値を有する電気的に制御された電流 を前記第３ノードに供給する手段と、前記電気制御信号によって決定される値を 有し、実質的に前記第３ノードに供給される電流と同じ電気的に制御された電流 を前記第４ノードから取り出す手段と、 相互に類似した単方向性伝導特性を有し、前記第３ノードで陽極がそれぞれ接続 され、前記第１ノードと前記第２ノードで陰極がそれぞれ接続される第１及び第 ２ダイオードと、相互に類似した単方向性伝導特性を有し、前記第４ノードで陰 極がそれぞれ接続され、前記第１ノードと前記第２ノードで陽極がそれぞれ接続 される第３及び第４ダイオードとを備えることを特徴とする請求項１記載の利得 制御増幅段。
8. ８．前記第１，第２，第３，及び第４ダイオードは各ダイオードの陰極を提供す るエミッタ電極と、各ダイオードの陽極を提供する相互接続されたコレクタ及び ベース電極を有するトランジスタでそれぞれ構成されることを特徴とする請求項 ７記載の利得制御増幅段。
9. ９．前記第１トランジスタのコレクタ電極は介在された何らの素子なしに前記第 １抵抗の第１端子に直接接続され、前記第２トランジスタのコレクタ電極は介在 された何らの素子なしに、前記第２抵抗の第１端子に直接接続されることを特徴 とする請求項７記載の利得制御増幅段。
10. １０．供給される直流バイアス電流を前記電気的制御信号に応答して電気的に制 御される割合で第１及び第２部分に分け、前記直流バイアス電流の第１部分を前 記第１及び第２トランジスタのエミッタ電極間の相互接続を通じて流れるように する電流分割器を含むことを特徴とする請求項１記載の利得制御増幅段。
11. １１．前記第１及び第２抵抗の第１端子の間に制御可能なコンダクタンスを提供 する前記手段が、 実質的なインピーダンスなしに前記第１抵抗の第１端子が接続され、前記第１ト ランジスタのコレクタ電極が接続される第１ノードと、 実質的なインピーダンスなしに前記第２抵抗の第１端子が接続され、前記第２ト ランジスタのコレクタ電極が接続される第２ノードと、 前記電流分割器が接続され、前記直流バイアス電流の第２部分を通じて流れるよ うにする第３ノードと、前記第３ノードで接続される第１電極と、前記第１ノー ド及び第２ノードでそれぞれ接続される第２電極とをそれぞれ備え、相互に類似 した単方向伝導特性を有することによって、前記直流バイアス電流の第２部分の 一部の容易な伝導を提供する第１及び第２ダイオードから構成されることを特徴 とする請求項１０記載の利得制御増幅段。
12. １２．前記第１トランジスタのコレクタ電流は、前記第１トランジスタのコレク タ電流を前記電気制御信号に応答して、電気的に制御される割合で第１及び第２ 部分に分ける第１電流分割器により第１及び第２部分に分けられ、 前記第２トランジスタのコレクタ電流は、前記第２トランジスタのコレクタ電流 を前記電気制御信号に応答して、電気的に制御される割合で第１及び第２部分に 分ける第２電流分割器により第１及び第２部分に分けられ、 前記第１及び第２抵抗の第１端子間の制御可能なコンダクタンスを提供する前記 手段は、 実質的に介在されたインピーダンスなしに前記第１抵抗の第１端子が接続し、前 記第１電流分割器が接続して前記第１トランジスタのコレクタ電流の第１部分が 流れるようにする第１ノードと、実質的に介在されたインピーダンスなしに前記 第２抵抗の第１端子が接続し、前記第２電流分割器が接続して前記第２トランジ スタのコレクタ電流の第１部分が流れるようにする第２ノードと、前記第１及び 第２電流分割器が接続して前記第１及び第２トランジスタのコレクタ電流の第２ 部分が流れるようにする第３ノードと、 前記第３ノードで接続される第１電極と前記第１ノード及び第２ノードでそれぞ れ接続される第２電極をそれぞれ備え、相互に類似した単方向伝導特性を有する ことによって、前記第１及び第２トランジスタのコレクタ電流の第２部分の容易 な伝導を提供する第１及び第２ダイオードとを備えることを特徴とする請求項１ 記載の利得制御増幅段。
13. １３．前記第１電流分割器は、前記第１トランジスタのコレクタ電極に共に接続 されたエミッタ電極と、前記第１ノードと前記第３ノードにそれぞれ接続された コレクタ電極と、ベース電極とをそれぞれ有する第３及び第４トランジスタで構 成され、前記第２電流分割器は、前記第２トランジスタのコレクタ電極に共に接 続されたエミッタ電極と、前記第２ノードと前記第３ノードにそれぞれ接続され たコレクタ電極と、前記第３トランジスタのベース電極及び前記第４トランジス タのベース電極にそれぞれ接続されたベース電極をそれぞれ有する第５及び第６ トランジスタで構成されることを特徴とする請求項１２記載の利得制御増幅段。
14. １４．エミッタ電極、ベース電極、及びコレクタ電極をそれぞれ備える第１及び 第２トランジスタと、直流ベースバイアス電圧を前記第１トランジスタのベース 電極に印加する手段と、前記直流ベースバイアス電圧を前記第２トランジスタの ベース電極に印加する手段と、前記第１及び第２トランジスタのベース電極間に 入力信号電圧を印加する手段と、前記第１及び第２トランジスタのエミッタ電極 を共に結合させる手段と、前記第１及び第２トランジスタを通じて類似した直流 エミッタ電流流れを発生させる手段とを含むエミッタ結合差動増幅器の構成にお いて、前記第１及び第２トランジスタを接続させる手段と、前記第１及び第２ト ランジスタのコレクタ電極にそれぞれ接続された第１端子と、直流動作電圧を受 信する端子にそれぞれ接続された第２端子とを有する第１及び第２抵抗と、前記 第１及び第２低抗のインピーダンスと比較される値以上の範囲内でソースインピ ーダンス値を表わす第１制御電流のソースと、 前記第１及び第２抵抗の第１端子間に前記制御電流に応答して制御されるように 配列される前記第１及び第２抵抗の第１端子にそれぞれ接続される第１端子と、 前記制御電流のソースから前記第１制御電流を受信するために共に接続される第 ２端子とをそれぞれ備える第１及び第２可変コンダクタンスからなる制御可能な コンダクタンスを提供する手段とから構成されることを特徴とする利得制御増幅 段。
15. １５．前記第１及び第２抵抗のインピーダンスと比較される第１値からそれより 高い第２値に至る範囲内でソースインピーダンス値を表わし、前記制御電流と同 一の大きさを有するが、反対極性の第２制御電流のソースと、 前記第１及び第２低抗の第１端子にそれぞれ接続される第１端子と、前記制御電 流源からの前記第２制御電流を受信するために共に接続される第２端子とをそれ ぞれ備え、前記制御電流に応答するまた他の制御可能なコンダクタンスを提供す る第３及び第４可変コンダクタンス手段とを更に備えることを特徴とする請求項 １４記載の利得制御増幅段。
16. １６．前記制御電流は利得制御信号に依存する大きさを有することを特徴とする 請求項１５記載の利得制御増幅段。
17. １７．入力電流を受信する電流入力と、前記入力電流を制御可能な割合て分割す る第１及び第２出力を有する電流分割手段を含み、前記第１出力は前記第１及び 第２トランジスタのエミッタ電極に接続されてテイル接続を通じる前記直流テイ ル電流を流れるようにし、前記第２出力は前記第１及び第２可変コンダクタンス 手段の第２端子に接続され前記第１制御電流を提供することを特徴とする請求項 １４記載の利得制御増幅段。
18. １８．前記制御電流は利得制御信号に依存する大きさを有することを特徴とする 請求項１７記載の利得制御増幅段。
19. １９．各入力電流を受信する電流入力と、前記各入力電流を制御可能な割合で分 割する第１及び第２出力をそれぞれ有する第１及び第２制御可能な電流分割手段 を備え、前記第１及び第２トランジスタのそれぞれのコレクタ電極は前記第１及 び第２電流分割手段の電流入力を分割させるために接続され、前記第１及び第２ 電流分割手段の前記各第１出力は前記第１及び第２低抗の前記第１端子にそれぞ れ接続され、前記第１及び第２電流分割手段の前記それぞれの第２出力は前記第 １及び第２可変コンダクタンス手段の第２端子に接続されて前記第１制御電流を 提供することを特徴とする請求項１４記載の利得制御増幅段。
20. ２０．前記制御電流は利得制御信号に依存する大きさを有することを特徴とする 請求項１９記載の利得制御増幅段。
21. ２１．エミッタ結合差動増幅器として接続され高周波（ＲＦ）信号に応答し、そ れぞれの共通モード直流成分及び差動モード高周波成分を有するコレクタ電流を 供給するコレクタ電極をそれぞれ有する第１及び第２トランジスタと、 第１及び第２ノードは第３及び第４ノードに対して平衡をとり、前記第１及び第 ２ノードは前記コレクタ電極のそれぞれに接続されるように配列された第１，第 ２，第３，及び第４ノードを有し、前記第３及び第４ノード間の電流流れによっ て制御される値を有する制御可能なインピーダンスを前記第１及び第２ノード間 に表わすブリッジダイオード負荷手段と、 前記第３ノードに接続される電流源出力と、前記第４ノードに接続される電流放 出出力で構成され、前記電流源及び電流放出出力は同じ大きさの電流を提供する 可変制御電流手段とを備えることを特徴とする利得制御増幅器。
22. ２２．前記ブリッジダイオード負荷手段は、前記第３ノードに接続された陽極と 、前記第１及び第２ノードにそれぞれ接続された陰極をそれぞれ備える第１ダイ オード対と、前記第４ノードに接続された陰極と、前記第１及び第２ノードにそ れぞれ接続された陽極をそれぞれ備える第２ダイオード対とから構成されること を特徴とする請求項２１記載の利得制御増幅器。
23. ２３．ベース、エミッタ、及びコレクタ電極をそれぞれ備える第１及び第２トラ ンジスタと、 第１エミッタ結合差動増幅器の構成において、前記第１トランジスタと前記第２ トランジスタを接続させ、前記第１及び第２トランジスタをしてベース電極間に 受信される高周波（ＲＦ）信号に応答してそれぞれの共通モード直流成分及び差 動モード高周波成分を有するコレクタ電流をそれぞれのコレクタ電極から供給せ しめる手段と、 直流の動作電流を伝導させる入力と、第１制御信号にしたがって決定される割合 の第１及び第２部分に分割されるように、前記直流動作電流の第１及び第２部分 を前記第１及び第２トランジスタのエミッタ電極にそれぞれ提供するために接続 された第１及び第２出力を有する第１制御可能な電流分割器と、前記第１トラン ジスタの前記コレクタ電極と動作電位の一つの点との間に接続された第１抵抗と 、 前記第２トランジスタの前記コレクタ電極と動作電位の前記点との間に接続され た第２抵抗と、 前記第１トランジスタのコレクタ電極が接続される第１電極と、第２電極とを有 する第１ダイオード手段と、前記第２トランジスタのコレクタ電極が接続される 第１電極と、第２電極とを有する第２ダイオード手段と、前記第１電流分割器の 前記第２出力が接続される前記第１及び第２ダイオード手段の前記第２電極間の 相互接続で構成されることを特徴とする利得制御増幅器。
24. ２４．ベース、エミッタ、コレクタ電極をそれぞれ備える第３及び第４トランジ スタと、第２エミッタ結合差動増幅器の構成において、前記第３及び第４トラン ジスタを接続させて前記第３及び第４トランジスタをしてベース電極間に受信さ れる高周波（ＲＦ）信号に応答してそれぞれの共通モード直流成分及び差動モー ド高周波成分とを有するコレクタ電流をそれぞれのコレクタ電極から供給せしめ る手段と、 第１及び第２ノードは第３及び第４ノードに対して平衡をとり、前記第１ノード はそこに接続される前記第３トランジスタの前記コレクタ電極を有し、前記第２ ノードはそこに接続される前記第４トランジスタの前記コレクタ電極を有するよ うに配列された第１，第２，第３，及び第４ノードを有し、前記第３及び第４ノ ード間の電流流れによって制御される値を有する制御可能なインピーダンスを前 記第１及び第２ノード間に表わすブリッジダイオード負荷手段と、 前記第３ノードに接続される電流源出力と前記第４ノードに接続される電流放出 出力で構成され、前記電流源及び電流放出出力は第２制御信号によって制御され る同じ大きさの電流を提供する可変制御電流手段と、 前記第１ノードでの電位をフォローする前記第１トランジスタベース電極に電位 を印加する第１電圧フォロワと、前記第２ノードでの電位をフォローする前記第 ２トランジスタベース電極に電位を印加する第２電圧フォロワを備えることを特 徴とする他の利得制御増幅器が縦属接続で前に連結される請求項２３記載の利得 制御増幅器。
25. ２５．前記また他の利得制御増幅器は、前記第３トランジスタの前記コレクタ電 極と動作電位の前記点との間に接続された第３抵抗と、 前記第４トランジスタの前記コレクタ電極と動作電位の前記点との間に接続され た第４抵抗を更に備えたことを特徴とする請求項２４記載の利得制御増幅器。
26. ２６．ベース、エミッタ、及びコレクタ電極をそれぞれ備える第３及び第４トラ ンジスタと、 第２エミッタ結合差動増幅器の構成において、前記第３及び第４トランジスタを 接続させて前記第３及び第４トランジスタをしてベース電極間に受信される高周 波（ＲＦ）信号に応答してそれぞれの共通モード直流成分及び差動モード高周波 成分を有するコレクタ電流をそれぞれのコレクタ電極から供給せしめる手段と、 前記第３トランジスタからのコレクタ電流を伝導させるために接続された入力と 、前記第３トランジスタからのコレクタ電流の第１及び第２部分を第２制御信号 にしたがって決定される割合でそれぞれ伝導させるための第１及び第２出力を有 する第２制御可能な電流分割器と、 前記第４トランジスタからのコレクタ電流を伝導させるために接続された入力と 、前記第４トランジスタからのコレクタ電流の第１及び第２部分を前記第２制御 信号にしたがって決定される割合でそれぞれ伝導させるための第１及び第２出力 を有する第３制御可能な電流分割器と、 動作電位の前記点と前記第２電流分割器の第１出力が接続される第１ノードとの 間に接続された第３抵抗と、動作電位の前記点と前記第３電流分割器の第１出力 が接続される第２ノードとの間に接続された第４低抗と、前記第１ノードに接続 される第１電極と、第２電極とを有する第３ダイオード手段と、 前記第２ノードに接続される第１電極と、第２電極とを有する第４ダイオード手 段と、 前記第３及び第４ダイオード手段の前記第２電極で共に接続し、前記第２及び第 ３電流分割器の第２出力がそれぞれ接続される第３ノードと、 前記第１ノードでの電位をフォローする前記第１トランジスタベース電極に電位 を印加する第１電圧フォロワと、前記第２ノードでの電位をフォローする前記第 ２トランジスタベース電極に職位を印加する第２電圧フォロワとを備えたことを 特徴とするまた他の利得制御増幅器が縦属接続で前に連結される請求項２３記載 の利得制御増幅器。
27. ２７．ベース、エミッタ、及びコレクタ電極をそれぞれ備える第１及び第２トラ ンジスタと、 エミッタ結合された差動増幅器の構成において、前記第１及び第２トランジスタ を接続させて前記第１及び第２トランジスタをしてそれぞれのベース電極間に受 信される高周波（ＲＦ）信号に応答してそれぞれの共通モード直流成分及び差動 モード高周波成分を有するコレクタ電流をそれぞれのコレクタ電極から供給せし める手段と、 前記第１トランジスタからのコレクタ電流を伝導させる入力と、制御信号により 決定される割合で第１電流の第１及び第２部分をそれぞれ伝導させる第１及び第 ２出力を有する第１制御可能な電流分割器と、 前記第２トランジスタからのコレクタ電流を伝導させる入力と、前記制御信号に よって決定される割合で第２電流の第１及び第２部分をそれぞれ伝導させる第１ 及び第２出力を有する第２制御可能な電流分割器と、 動作電位の前記点と前記第１電流分割器の第１出力が接続される第１ノードとの 間に接続された第１抵抗と、動作電位の前記点と前記第２電流分割器の第１出力 が接続される第２ノードとの間に接続された第２抵抗と、前記第１ノードに接続 される第１電極と、第２電極とを有する第１ダイオード手段と、 前記第２ノードに接続される第１電極と、第２電極とを有する第２ダイオード手 段と、 前記第１及び第２ダイオード手段の前記第２電極で共に接続し、前記第１及び第 ２電流分割器の第２出力がそれぞれ接続される第３ノードとを備えることを特徴 とする利得制御増幅器。
28. ２８．ＴＶ受信機において、 振幅変調側波帯を存する高周波画像搬送波と唐波数変調側波帯を存する高周波音 声搬送波を備えているＴＶ信号を受信し、それぞれの制御信号に応答して利得が 制御される高周波増幅器と、前記ＴＶ信号に応答して中間周波数信号を発生させ る下方周波数変換器と、 それぞれの制御信号に応答して調節可能なそれぞれの電圧利得を示し、第３利得 増幅器はその構成及び利得制御特性が第１利得制御増幅器に類似しており、第４ 利得制御増幅器はその構成及び利得制御特性が第２利得制御増幅器に類似してい る特徴を有する第１，第２，第３，及び第４利得制御増幅器と、中間周波数信号 をフィルタリングして中間周波数信号を音声搬送波とその周波数変調側波帯で構 成された前記ＴＶ信号の一部に分離させる手段と、 音声搬送波とその周波数変調側波帯とからなる前記ＴＶ信号の一部に分離された 中間周波数信号によって増幅された信号を出力し、前記第２利得制御増幅器によ って縦属接続で連結される前記第１利得制御増幅器で構成される第１中間周波数 増幅器チェーンと、中間周波数信号をフィルタリングして中間周波数信号を画像 搬送波と、その振幅変調側波帯で構成された前記ＴＶ信号の一部に分離させる手 段と、 画像搬送波とその振幅変調側波帯とからなる前記ＴＶ信号の一部に分離された中 間周波数信号によって増幅された信号を出力し、前記第４利得制御増幅器により 縦属接続で連結される前記第３利得制御増幅器で構成される第２中間周波数増幅 器と、実質的に音声搬送波とその周波数変調側波帯とからなる前記ＴＶ信号の一 部に増幅された中間周波数信号を下方周波数変換させ、音声中間周波数応答を発 生させる手段と、音声表現情報を検出する手段の応答を音声中間周波数応答の振 幅での変動によって抑圧させる手段を含む音声中間周波数応答の周波数変調に含 まれた音再表現情報を検出する手段と、実質的に前記画像搬送波とその振幅変調 側波帯とから構成されている前記ＴＶ信号の一部に増幅された中間周波数信号を 検出して、同期パルスを含む映像信号を発生させる映像検出器と、前記映像信号 に含まれている同期パルスのピークを検出して自動利得制御信号を出力させる自 動利得制御検波器と、前記自動利得制御信号をそれぞれの制御信号として前記第 ２及び第４利得制御増幅器に印加させる手段と、それぞれの制御信号として前記 第１及び第３利得制御増幅器に印加される前記自動利得制御信号を類似した量に 遅延させる手段と、 前記自動利得制御信号を遅延し、前記それぞれの制御信号として前記高周波増幅 器に印加させる手段とよりなる組合わせ。