JP2016187080A - 利得可変差動増幅回路 - Google Patents

Abstract

【課題】回路の小型化及び低消費電力化を図りつつ直流出力電位を安定化させる。【解決手段】利得可変差動増幅回路１は、増幅段１Ａ及び調整段１Ｂを備え、増幅段１Ａは、差動回路３，４，５と電流源６とを有し、調整段１Ｂは、トランジスタＱ７，Ｑ８を含む差動回路１１、トランジスタＱ７，Ｑ８のエミッタに接続された電流源１２、及び電流源６，１２の生成する電流を制御する帰還制御回路１３を有し、一方の制御信号がトランジスタＱ７のベースに入力され、他方の制御信号がトランジスタＱ８のベースに入力され、トランジスタＱ７のコレクタが電源線１０に直接接続されており、トランジスタＱ８のコレクタが負荷抵抗１４を介して電源線１０に接続されており、帰還制御回路１３は、トランジスタＱ８のコレクタに接続され、該コレクタの電位をモニタし、その電位を基に電流源６，１２の生成する電流を制御する。【選択図】図１

Description

本発明は、利得可変差動増幅回路に関するものである。

従来から、通信用途で利得可変増幅器が使用されている。これまで、利得可変増幅器の出力電位を一定に制御する仕組みが様々検討されてきた。例えば、そのような仕組みを有する増幅器としては、下記特許文献１〜３に記載のものがある。下記特許文献１の利得可変増幅器は、差動対トランジスタのうちの１組のトランジスタのコレクタ電流を加算した後、これを等配分して他の１組のトランジスタのコレクタ電流に加算する構成を有する。また、下記特許文献２の利得可変増幅器は、負荷抵抗に出力されない差動対増幅回路からの定電流を入力とする定電流分流回路を設け、この回路で入力する定電流を２つの出力に分流し、それぞれの出力を負荷抵抗に流す構成を有する。また、下記特許文献３の利得可変差動増幅回路は、２つの差動回路と２つの電流源とが調整段が追加された構成を有することで、利得を変化させた場合に出力電圧に含まれる直流成分の変動を抑えることができる。

特開昭６１−２１９２０８号公報 特開昭６２−２４５８１０号公報 特開２０１２−２８８５９号公報

しかしながら、上述した従来の利得可変増幅器においては、出力を一定に制御する仕組みが複雑化し、回路が大型化する傾向にある。また、消費電力も増加する傾向にもある。

そこで、本発明は、かかる課題に鑑みて為されたものであり、回路の小型化及び低消費電力化を図りつつ、直流出力電位を安定化させることが可能な利得可変差動増幅回路を提供することを目的とする。

上記課題を解決するため、本発明の一側面に係る利得可変差動増幅回路は、差動入力信号を増幅して差動出力信号として出力する利得可変増幅回路であって、利得調整信号に応じた利得で増幅を行う増幅段と、差動出力信号の直流電位を調整する調整段とを備え、増幅段は、第１の電流源と、第１の定電流端子、第１の出力端子、及び第２の出力端子を含み、第１の定電流端子は第１の電流源の一端に接続され、第１の定電流端子を流れる電流を差動入力信号に応じて第１の出力端子を流れる電流と第２の出力端子を流れる電流とに配分する第１の差動回路と、第２の定電流端子、第３の出力端子、及び第４の出力端子を含み、第２の定電流端子は第１の出力端子に接続され、第２の定電流端子を流れる電流を利得調整信号に応じて第３の出力端子を流れる電流と第４の出力端子を流れる電流とに配分する第２の差動回路と、第３の定電流端子、第５の出力端子、及び第６の出力端子を含み、第３の定電流端子は第２の出力端子に接続され、第３の定電流端子を流れる電流を利得調整信号に応じて第５の出力端子を流れる電流と第６の出力端子を流れる電流とに配分する第３の差動回路と、第４の出力端子と第１の電源との間に接続された第１の抵抗と、第５の出力端子と第１の電源との間に接続された第２の抵抗と、を有し、第３の出力端子を流れる電流に対する第４の出力端子を流れる電流の比を、第６の出力端子を流れる電流に対する第５の出力端子を流れる電流の比と等しく保ち、差動出力信号を、第４の出力端子の電位と第５の出力端子の電位との差として出力し、調整段は、第１の電流源と異なる第２の電流源と、第４の定電流端子、第７の出力端子、及び第８の出力端子を含み、第４の定電流端子は第２の電流源の一端に接続され、第４の定電流端子を流れる電流を利得調整信号に応じて第７の出力端子を流れる電流と第８の出力端子を流れる電流とに配分する第４の差動回路と、第８の出力端子と第１の電源との間に接続される第３の抵抗と、を有し、第７の出力端子を流れる電流に対する第８の出力端子を流れる電流の比を、第３の出力端子を流れる電流に対する第４の出力端子を流れる電流の比、および第６の出力端子を流れる電流に対する第５の出力端子を流れる電流の比と等しく保ち、第８の出力端子の電位に応じて、第１の電流源を流れる電流と第２の電流源を流れる電流と、を調整する。

本発明によれば、回路の小型化及び低消費電力化を図りつつ、直流出力電位を安定化させることができる。

本発明の好適な一実施形態に係る利得可変差動増幅回路の回路構成を示す図である。 図１の帰還制御回路の具体的な回路構成を示す図である。 本実施形態における出力の直流成分の電圧の電圧利得依存性を示すグラフである。 本実施形態における電流源の電流値の電圧利得依存性を示すグラフである。 比較例に係る利得可変差動増幅回路の回路構成を示す図である。 図５に示された利得可変差動増幅回路の入出力特性を示すグラフである。 別の比較例に係る利得可変差動増幅回路の回路構成を示す図である。

本発明の一側面に係る利得可変差動増幅回路は、差動入力信号を増幅して差動出力信号として出力する利得可変増幅回路であって、利得調整信号に応じた利得で増幅を行う増幅段と、差動出力信号の直流電位を調整する調整段とを備え、増幅段は、第１の電流源と、第１の定電流端子、第１の出力端子、及び第２の出力端子を含み、第１の定電流端子は第１の電流源の一端に接続され、第１の定電流端子を流れる電流を差動入力信号に応じて第１の出力端子を流れる電流と第２の出力端子を流れる電流とに配分する第１の差動回路と、第２の定電流端子、第３の出力端子、及び第４の出力端子を含み、第２の定電流端子は第１の出力端子に接続され、第２の定電流端子を流れる電流を利得調整信号に応じて第３の出力端子を流れる電流と第４の出力端子を流れる電流とに配分する第２の差動回路と、第３の定電流端子、第５の出力端子、及び第６の出力端子を含み、第３の定電流端子は第２の出力端子に接続され、第３の定電流端子を流れる電流を利得調整信号に応じて第５の出力端子を流れる電流と第６の出力端子を流れる電流とに配分する第３の差動回路と、第４の出力端子と第１の電源との間に接続された第１の抵抗と、第５の出力端子と第１の電源との間に接続された第２の抵抗と、を有し、第３の出力端子を流れる電流に対する第４の出力端子を流れる電流の比を、第６の出力端子を流れる電流に対する第５の出力端子を流れる電流の比と等しく保ち、差動出力信号を、第４の出力端子の電位と第５の出力端子の電位との差として出力し、調整段は、第１の電流源と異なる第２の電流源と、第４の定電流端子、第７の出力端子、及び第８の出力端子を含み、第４の定電流端子は第２の電流源の一端に接続され、第４の定電流端子を流れる電流を利得調整信号に応じて第７の出力端子を流れる電流と第８の出力端子を流れる電流とに配分する第４の差動回路と、第８の出力端子と第１の電源との間に接続される第３の抵抗と、を有し、第７の出力端子を流れる電流に対する第８の出力端子を流れる電流の比を、第３の出力端子を流れる電流に対する第４の出力端子を流れる電流の比、および第６の出力端子を流れる電流に対する第５の出力端子を流れる電流の比と等しく保ち、第８の出力端子の電位に応じて、第１の電流源を流れる電流と第２の電流源を流れる電流と、を調整する。

上記利得可変差動増幅回路においては、第１の差動回路は、一対の第１のバイポーラトランジスタを含み、一対の第１のバイポーラトランジスタのエミッタがともに第１の定電流端子に接続され、一対の第１のバイポーラトランジスタの一方のコレクタが第１の出力端子に接続され、一対の第１のバイボーラトランジスタの他方のコレクタが第２の出力端子に接続され、一対の第１のバイポーラトランジスタのそれぞれのベースに差動入力信号が入力されて構成され、第２の差動回路は、一対の第２のバイポーラトランジスタを含み、一対の第２のバイポーラトランジスタのエミッタがともに第２の定電流端子に接続され、一対の第２のバイポーラトランジスタの一方のコレクタが第３の出力端子に接続され、一対の第２のバイボーラトランジスタの他方のコレクタが第４の出力端子に接続され、一対の第２のバイポーラトランジスタのそれぞれのベースに利得調整信号が入力されて構成され、第３の差動回路は、一対の第３のバイポーラトランジスタを含み、一対の第３のバイポーラトランジスタのエミッタがともに第３の定電流端子に接続され、一対の第３のバイポーラトランジスタの一方のコレクタが第５の出力端子に接続され、一対の第３のバイボーラトランジスタの他方のコレクタが第６の出力端子に接続され、一対の第３のバイポーラトランジスタのそれぞれのベースに利得調整信号が入力されて構成され、第４の差動回路は、一対の第４のバイポーラトランジスタを含み、一対の第４のバイポーラトランジスタのエミッタがともに第４の定電流端子に接続され、一対の第４のバイポーラトランジスタの一方のコレクタが第７の出力端子に接続され、一対の第４のバイボーラトランジスタの他方のコレクタが第８の出力端子に接続され、一対の第４のバイポーラトランジスタのそれぞれのベースに利得調整信号が入力されて構成される、ことでもよい。

かかる構成の利得可変差動増幅回路によれば、第２の差動回路の一対のバイポーラトランジスタを流れる電流の分流比、及び前記第３の差動回路の一対のバイポーラトランジスタを流れる電流の分流比が、利得調整信号に設定される電位差によって調整され、その結果利得可変差動増幅回路の出力の利得が調整される。さらに、第４の差動回路の一対のバイポーラトランジスタを流れる電流が、上記の分流比に対応する分流比になるように設定され、第４の差動回路の他方のバイポーラトランジスタのコレクタの電位を基に、第２及び第３の差動回路に接続された第１の電流源の電流値、及び第４の差動回路に接続された第２の電流源の電流値が同時に制御される。このような構成により、利得調整信号により利得が変更された場合に直流出力電位を安定化させることができる。また、第４の差動回路によって分流比をモニタする構成を採ることで、第２及び第３の差動回路の動作に影響を与えることなく、かつ、低消費電力の小型の回路で出力信号の直流電位の安定化を図ることができる。

上記利得可変差動増幅回路においては、調整段は、制御部をさらに備え、制御部は、第８の出力端子の電位と所定の電位との差に応じた差分信号を生成し、差分信号に応じて、第１の電流源を流れる電流と第２の電流源を流れる電流とを制御する、ことでもよい。

かかる構成を採れば、第１の電流源の電流値をモニタ電位と所定の電位との差分を基に制御することで、出力信号の直流電位をさらに安定して制御することができる。

また、前記第２の電流源は、第１の電流源を流れる電流値Ｉに対して所定の係数α（αは正の実数）で除したＩ／αの電流値を流すように構成され、第３の抵抗は、第１及び第２の抵抗の抵抗値Ｒに対して所定の係数αを乗じたα×Ｒの抵抗値を有するように構成されていてもよい。

こうすれば、第３の負荷抵抗に生じる電圧降下値を第１及び第２の負荷抵抗に生じる電圧降下値に対応させることができるので、出力信号の直流電位を安定して制御することができる。さらに、回路の小規模化も容易となる。

さらに、第４の差動回路が有する一対のトランジスタのそれぞれは、第２及び第３の差動回路が有する一対のトランジスタのそれぞれのサイズに対して所定の係数αで除したサイズに設定されていてもよい。

この場合、出力信号の直流電位を安定化しつつ、回路の更なる小規模化が可能となる。

以下、添付図面を参照しながら本発明による利得可変差動増幅回路の実施の形態を詳細に説明する。なお、図面の説明において同一の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。また、トランジスタとはバイポーラトランジスタ及び電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）の双方を含む。以下の説明ではトランジスタがバイポーラトランジスタである場合を例示するが、トランジスタがＦＥＴである場合、ベース、エミッタ及びコレクタはそれぞれゲート、ソース及びドレインと置き換えられる。

図１は、本発明の好適な一実施形態に係る利得可変差動増幅回路の回路構成を示す図である。同図に示される利得可変差動増幅回路１は、光通信の用途で用いられ、光トランシーバ等に光変調器の駆動用回路として内蔵される。同図に示されるように、本実施形態の利得可変差動増幅回路１は、増幅段１Ａ及び調整段１Ｂを備える。増幅段１Ａは、第１の差動回路３、第２の差動回路４、第３の差動回路５、及び第１の電流源６を有する。

第１の差動回路３は、一対の差動トランジスタＱ１及びＱ２を含み、定電流端子３ａ及び出力端子３ｂ，３ｃを有している。差動トランジスタＱ１及びＱ２の各エミッタ（一方の電流端子）は、抵抗７ａ，７ｂを介して互いに定電流端子３ａに接続されている。また、差動トランジスタＱ１のエミッタには、抵抗７ａ及び定電流端子３ａを介して第１の電流源６が接続されており、差動トランジスタＱ２のエミッタには、抵抗７ｂ及び定電流端子３ａを介して第１の電流源６が接続されている。差動トランジスタＱ１及びＱ２のベース（制御端子）には、それぞれ、外部の回路（図示せず）から相補的な高周波の交流信号Ｖｉｎｐ，Ｖｉｎｎが入力される。この交流信号Ｖｉｎｐ，Ｖｉｎｎは、互いの位相が１８０度異なる相補的に変化する一対の信号（差動入力信号）である。さらに、差動トランジスタＱ１及びＱ２のコレクタ（他方の電流端子）は、それぞれ、出力端子３ｂ，３ｃに接続されている。これのような構成により、第１の差動回路３は、定電流端子３ａを流れる電流を、交流信号Ｖｉｎｐ，Ｖｉｎｎに応じて出力端子３ｂを流れる電流と出力端子３ｃを流れる電流とに配分する。

第２の差動回路４は、一対の同一サイズのトランジスタＱ３及びＱ４を含み、定電流端子４ａ及び出力端子４ｂ，４ｃを有している。トランジスタＱ３及びＱ４の各エミッタ（一方の電流端子）は、互いに定電流端子４ａに接続され、且つ差動トランジスタＱ１のコレクタ（他方の電流端子）と出力端子３ｂを介して接続されている。また、トランジスタＱ３のコレクタ（他方の電流端子）は出力端子４ｂを介して電源線１０に直接（すなわち有意な抵抗を介することなく）接続されており、トランジスタＱ４のコレクタは出力端子４ｃ及び第１の負荷抵抗８を介して電源線１０に接続されている。

第３の差動回路５は、一対の同一サイズのトランジスタＱ５及びＱ６を含み、定電流端子５ａ及び出力端子５ｂ，５ｃを有している。トランジスタＱ５及びＱ６の各エミッタ（一方の電流端子）は、互いに定電流端子５ａに接続され、且つ差動トランジスタＱ２のコレクタと出力端子３ｃを介して接続されている。また、トランジスタＱ５のコレクタ（他方の電流端子）は出力端子５ｂ及び第２の負荷抵抗９を介して電源線１０に接続されており、トランジスタＱ６のコレクタは出力端子５ｃを介して電源線１０に直接接続されている。ここで、トランジスタＱ５，Ｑ６のサイズは、第２の差動回路４のトランジスタＱ３，Ｑ４のサイズと同一に設定されている。

トランジスタＱ３及びＱ６のベース（制御端子）には、利得制御信号（利得調整信号）Ｖｃ_＋が入力される。また、トランジスタＱ４及びＱ５のベースには、利得制御信号（利得調整信号）Ｖｃ₋が入力される。利得制御信号Ｖｃ_＋及びＶｃ₋は、それぞれ正相と逆相という互いの位相が１８０度異なる相補的に変化する一対の信号であり、利得制御信号Ｖｃを構成する。この利得制御信号Ｖｃは、利得制御信号Ｖｃ_＋及びＶｃ₋の間の電位差ΔＶにより、利得可変差動増幅回路１の出力の利得を制御するための信号である。具体的には、第２の差動回路４は、定電流端子４ａを流れる電流を、利得制御信号Ｖｃ_＋及びＶｃ₋に応じて出力端子４ｂを流れる電流と出力端子４ｃを流れる電流とに配分し、第３の差動回路５は、定電流端子５ａを流れる電流を、利得制御信号Ｖｃ_＋及びＶｃ₋に応じて出力端子５ｂを流れる電流と出力端子５ｃを流れる電流とに配分する。このとき、増幅段１Ａは、出力端子４ｂを流れる電流に対する出力端子４ｃを流れる電流の比が、出力端子５ｃを流れる電流に対する出力端子５ｂを流れる電流の比と等しく保つように設定されている。

トランジスタＱ４のコレクタ及びトランジスタＱ５のコレクタは、それぞれ、出力端子に接続されて、交流信号Ｖｉｎｐ，Ｖｉｎｎを差動増幅した交流信号（差動出力信号）Ｖｏｕｔｎ，Ｖｏｕｔｐを出力する。これにより、増幅段１Ａは、出力端子４ｃの電位と出力端子５ｂの電位との差として差動出力信号を出力する。

調整段１Ｂは、第４の差動回路１１、第２の電流源１２、及び帰還制御回路（制御部）１３を有する。

第４の差動回路１１は、一対のトランジスタＱ７及びＱ８を含み、定電流端子１１ａ及び出力端子１１ｂ，１１ｃを有している。トランジスタＱ７及びＱ８の各エミッタ（一方の電流端子）は、互いに定電流端子１１ａに接続され、且つ定電流端子１１ａを介して第２の電流源１２に接続されている。また、トランジスタＱ７のコレクタ（他方の電流端子）は出力端子１１ｂを介して電源線１０に直接接続されており、トランジスタＱ８のコレクタは出力端子１１ｃ及び第３の負荷抵抗１４を介して電源線１０に接続されている。

ここで、第４の差動回路１１において、第２の電流源１２は、その流す電流の電流値が、第１の電流源６の流す電流の電流値Ｉ_１に対して既定の係数α（αは１より大きい実数）で除した値Ｉ_１／αとなるように設定されている。これに併せて、第３の差動回路１１において、第３の負荷抵抗１４は、その抵抗値が、第１及び第２の負荷抵抗８，９の抵抗値Ｒ_１に対して上記係数αを乗じたα×Ｒ_１に設定されている。また、第４の差動回路１１のトランジスタＱ７，Ｑ８のそれぞれのサイズは、第１及び第２の差動回路４，５に含まれるトランジスタＱ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６のサイズに対して上記係数αで除したサイズに設定されている。ただし、トランジスタＱ７，Ｑ８のそれぞれのサイズは、トランジスタＱ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６のそれぞれのサイズと同一にされていてもよい。

トランジスタＱ７のベース（制御端子）には、上述した利得制御信号Ｖｃ_＋が入力される。また、トランジスタＱ８のベースには、上述した利得制御信号Ｖｃ₋が入力される。

第４の差動回路１１は、定電流端子１１ａを流れる電流を、利得制御信号Ｖｃ_＋及びＶｃ₋に応じて出力端子１１ｂを流れる電流と出力端子１１ｃを流れる電流とに配分する。その結果、調整段１Ｂは、出力端子１１ｂを流れる電流に対する出力端子１１ｃを流れる電流の比が、出力端子４ｂを流れる電流に対する出力端子４ｃを流れる電流の比、及び出力端子５ｃを流れる電流に対する出力端子５ｂを流れる電流の比と等しく保つように設定されている。

トランジスタＱ１〜Ｑ８は、ｎｐｎトランジスタであることが好ましく、また、ヘテロバイポーラトランジスタであることが好ましい。これにより、第１ないし第４の差動回路３〜５及び１１を好適に構成することができる。例えば、高周波特性の優れたヘテロバイポーラトランジスタを使用することによって可変利得増幅器の周波数特性を向上させて、光変調器の駆動をより高速化することができる。

帰還制御回路１３は、その入力が、出力端子１１ｃを経由して第４の差動回路のトランジスタＱ８のコレクタに接続され、その制御用の出力端子が第１の電流源６及び第２の電流源１２に接続されている。この帰還制御回路１３は、トランジスタＱ８のコレクタの電位をモニタしてその電位を基に第１の電流源６及び第２の電流源１２に流れる電流の値を帰還制御により調整する。すなわち、帰還制御回路１３は、モニタした電位が上昇した場合には第１の電流源６及び第２の電流源１２の電流値を同一の割合で増加させ、モニタした電位が下降した場合には第１の電流源６及び第２の電流源１２の電流値を同一の割合で減少させることにより、モニタした電位が所定値で安定化するように帰還制御する。

図２には、帰還制御回路１３の具体的な回路構成例を示している。同図に示すように、帰還制御回路１３は、コンパレータ１５と、エミッタフォロア回路１６とを有する。

コンパレータ１５は、一対の差動対であるトランジスタＱ９，Ｑ１０と、抵抗１７，１８，１９とを含む。トランジスタＱ９及びＱ１０の各エミッタ（一方の電流端子）は、互いに接続され、且つ抵抗１９を介してグラウンドに接続されている。また、トランジスタＱ９のコレクタ（他方の電流端子）は抵抗１７を介して電源線１０に接続されており、トランジスタＱ１０のコレクタは抵抗１８を介して電源線１０に接続されている。さらに、トランジスタＱ１０のベース（制御端子）は、ダイオード接続されたレベルシフト用の２つのトランジスタＱ１１，Ｑ１２及び抵抗２３を介して電源線１０に接続され、２つのトランジスタＱ１１，Ｑ１２を介して入力端子２０に接続されるとともに、抵抗２５を介してグラウンドに接続されている。また、トランジスタＱ９のベースは、ダイオード接続されたレベルシフト用の２つのトランジスタＱ１３，Ｑ１４及び抵抗２４を介して電源線１０に接続されるとともに、抵抗２６を介してグラウンドに接続されている。

コンパレータ１５は、トランジスタＱ１５を含む。トランジスタＱ１５のエミッタは、抵抗２１を介してグラウンドに接続されるとともに出力端子２２にも接続されている。トランジスタＱ１５のコレクタは電源線１０に直接接続されている。また、トランジスタＱ１５のベースは、コンパレータ１５のトランジスタＱ９のコレクタに接続されている。

このような構成の帰還制御回路１３においては、入力端子２０に入力されたモニタ電位が、トランジスタＱ１１，Ｑ１２によってレベルシフトされてからコンパレータ１５に入力される。コンパレータ１５では、入力された電位と所定電位との差分電位（差分信号）が生成され、生成された差分電位がエミッタフォロア回路１６を経由して出力される。そして、出力される電位に応じて第１の電流源６及び第２の電流源１２の電流値が同一の割合で調整される。これらの電流値の調整は、モニタ電位が所定の電位に安定するまで繰り返される。

以上の構成を備える利得可変差動増幅回路１の作用および効果について、比較例とその課題を踏まえて説明する。

図５は、差動増幅回路の利得を可変とするための比較例の利得可変差動増幅回路９０１Ａの回路構成を示す図である。この回路９０１Ａは、図１に示された利得可変差動増幅回路１の増幅段１Ａとほぼ同様の構成を備える。すなわち、回路９０１Ａは、差動回路４１〜４３及び電流源４４を有する。

差動回路４１は、一対の差動トランジスタ４１ａ，４１ｂを含む。差動トランジスタ４１ａ，４１ｂの各エミッタは、抵抗４７，４８を介して互いに接続されている。また、差動トランジスタ４１ａのエミッタには、抵抗４７を介して電流源４４が接続されており、差動トランジスタ４１ｂのエミッタには、抵抗４８を介して電流源４４が接続されている。差動トランジスタ４１ａ，４１ｂのベースには、相補的な高周波の交流信号Ｖｉｎｐ，Ｖｉｎｎが入力される。

差動回路４２は、一対のトランジスタ４２ａ，４２ｂを含む。トランジスタ４２ａ，４２ｂの各エミッタは、互いに接続され、且つ差動トランジスタ４１ａのコレクタと接続されている。トランジスタ４２ｂのコレクタは負荷抵抗４５を介して電源線４９に接続されており、トランジスタ４２ａのコレクタは電源線４９に直接接続されている。差動回路４３は、一対のトランジスタ４３ａ，４３ｂを含む。トランジスタ４３ａ，４３ｂの各エミッタは、互いに接続され、且つ差動トランジスタ４１ｂのコレクタと接続されている。トランジスタ４３ｂのコレクタは電源線４９に直接接続されており、トランジスタ４３ａのコレクタは負荷抵抗４６を介して電源線４９に接続されている。

トランジスタ４２ａ及び４３ｂのベースには、利得制御信号Ｖｃ_＋が入力される。また、トランジスタ４２ｂ及び４３ａのベースには、利得制御信号Ｖｃ₋が入力される。利得制御信号Ｖｃ_＋及びＶｃ₋は、それぞれ正相と逆相という互いの位相が１８０度異なる相補的に変化する一対の信号である。そして、これら利得制御信号Ｖｃ_＋及びＶｃ₋を相対的に変化させて、それらの間の電位差ΔＶを調整することによって、トランジスタ４２ｂ，４３ａを流れる電流の大きさを制御することができる。

ここで、この回路９０１Ａが有する問題点について説明する。図６は、図５に示された回路９０１Ａの入出力特性を示すグラフである。図６の縦軸はトランジスタ４２ｂ及び４３ａのコレクタ出力（すなわち出力信号電圧）を示しており、横軸はトランジスタ４１ａ，４１ｂのベース電位差Ｖｉｎ＝Ｖｉｎｐ−Ｖｉｎｎを示している。また、利得制御信号Ｖｃ_＋，Ｖｃ₋は一定に保たれていると仮定する。この特性に示すように、ベース電位差Ｖｉｎに応じて出力信号の電位差Ｖｏｕｔ＝Ｖｏｕｔｐ−Ｖｏｕｔｎが変動する。その一方で、出力信号Ｖｏｕｔｐ，Ｖｏｕｔｎの直流成分の電圧Ｖ_ＤＣは一定に保たれる。ここでいう直流成分の電圧Ｖ_ＤＣは、出力信号Ｖｏｕｔｐ，Ｖｏｕｔｎのそれぞれからそれぞれの高周波成分を除いた残りの成分に相当し、出力信号Ｖｏｕｔｐ，Ｖｏｕｔｎそれぞれの時間平均にほぼ等しい。特に、出力信号Ｖｏｕｔｐ，Ｖｏｕｔｎに含まれる“０”レベルおよび“１”レベルのそれぞれのマーク率が等しい場合には、直流成分の電圧Ｖ_ＤＣは、出力信号Ｖｏｕｔｐ，Ｖｏｕｔｎのそれぞれの振幅の中心の電位にほぼ等しくなる。

次に、利得制御信号Ｖｃ_＋，Ｖｃ₋をそれらの信号間の電位差ΔＶ＝Ｖｃ_＋−Ｖｃ₋を変化させるように調整した場合を考える。この際、トランジスタ４３ａを流れる電流Ｉ_４３ａは、下記式；
Ｉ_４３ａ＝（Ｉ_０−ｉ_０）／｛１＋ｅｘｐ（−ΔＶ／Ｖ_Ｔ）｝
＝ｆ（ΔＶ，Ｔ）・Ｉ_０−ｆ（ΔＶ，Ｔ）・ｉ_０
により計算され（Ｖ_Ｔは熱電圧）、温度Ｔ、電位差ΔＶで決まる係数ｆ（ΔＶ，Ｔ）を乗算した直流成分Ｉ_０の項と、係数ｆ（ΔＶ，Ｔ）を乗算した交流成分ｉ_０の項とを含む。トランジスタ４３ａのコレクタに出力される出力電位は、電源線４９の電位を基準として電流Ｉ_４３ａが抵抗４６を流れることによって生じる電圧降下によって決まるため、出力電位においては、利得（出力振幅）が電位差ΔＶによって変化すると同時に、直流成分の電位（上述した通り、出力振幅の中心の電位と考えることができる）も電位差ΔＶによって変化してしまうことが理解できる。特に、出力のダイナミックレンジが広い場合には、出力振幅が大きく変化するため、この直流成分の電位の変動が大きくなることがわかる。直流成分の電位変動が大きいことは、利得可変増幅器での歪や、後段の増幅器の入力範囲の制限による歪、あるいは、振幅検出回路から利得制御回路までを含んだフィードバックループの不安定の原因となる。

図７は、別の比較例の利得可変差動増幅回路９０１Ｂの回路構成を示す図である。この回路９０１Ｂは、回路９０１Ａの上述した課題を解決するための構成を有する。すなわち、利得可変差動増幅回路９０１Ｂは、回路９０１Ａの構成に対して帰還制御回路５０を追加した構成を採用している。帰還制御回路５０は、出力信号Ｖｏｕｔｐ，Ｖｏｕｔｎの直流成分の電圧Ｖ_ＤＣをモニタし、電流源４４の生成する電流量をフィードバック制御する機能を有する。回路９０１Ａでは、電位差ΔＶを増加させ利得を低くした場合には、抵抗４５，４６に流れる電流が減少し電圧Ｖ_ＤＣが上昇する。これを補償するため、帰還制御回路５０は、電圧Ｖ_ＤＣをモニタして電流源４４をフィードバック制御し電流源４４の電流値を増加させることにより、電圧Ｖ_ＤＣの上昇を抑制する。具体的には、トランジスタ４３ａを流れる電流Ｉ_４３ａは、下記式；
Ｉ_４３ａ＝｛Ｉ_０（Ｖ_ＤＣ）−ｉ_０｝／｛１＋ｅｘｐ（−ΔＶ／Ｖ_Ｔ）｝
＝ｆ（ΔＶ，Ｔ）・Ｉ_０（Ｖ_ＤＣ）−ｆ（ΔＶ，Ｔ）・ｉ_０
により計算され、係数ｆ（ΔＶ，Ｔ）を乗算した直流成分Ｉ_０（Ｖ_ＤＣ）の項を含み、このＩ_０（Ｖ_ＤＣ）の値を調整することで直流成分の項の値を安定化させることができる。

また、利得を下げるということは、例えば、光変調器を駆動するために常に出力振幅を所定の大きさに保つ必要がある場合を考えると、そのために入力電圧Ｖｉｎ＝Ｖｉｎｐ−Ｖｉｎｎが大きくなるということであり、この場合の線形歪を補正するためには、電流源４４の電流値を増加させる必要がある。このように、利得可変差動増幅回路９０１Ｂにおける利得減少（電圧Ｖ_ＤＣ増加）に伴う電流源４４の電流値の増加は、電圧Ｖ_ＤＣの補正と同時に線形歪の補正の効果も生む。その一方で、利得可変差動増幅回路９０１Ｂにおいては、出力信号Ｖｏｕｔｐ，Ｖｏｕｔｎの中心電位をモニタしなければならないため、例えば、帰還制御部に出力信号Ｖｏｕｔｐ，Ｖｏｕｔｎのそれぞれの時間平均を求めるためのローパスフィルタを構成するために、大きな抵抗を２つと、安定化用の容量とが必要となる。そのため、回路が大型化する傾向にある。

このような利得可変差動増幅回路９０１Ｂと比較して、本実施形態の利得可変差動増幅回路１によれば、回路の小型化及び低消費電力化を図りつつ、出力信号Ｖｏｕｔｐ，Ｖｏｕｔｎの直流成分の電位を安定化させることができる。すなわち、第２の差動回路４の一対のトランジスタＱ３，Ｑ４を流れる電流の分流比、及び第３の差動回路５の一対のトランジスタＱ５，Ｑ６を流れる電流の分流比が、制御信号Ｖ_ｃ＋，Ｖ_ｃ−に設定される電位差ΔＶによって調整され、その結果利得可変差動増幅回路１の出力の利得が調整される。さらに、第４の差動回路１１の一対のトランジスタＱ７，Ｑ８を流れる電流が、上記の分流比に対応する分流比になるように設定され、第４の差動回路１１のトランジスタＱ８のコレクタの電位を基に、第２及び第３の差動回路４，５に接続された第１の電流源６の電流値、及び第４の差動回路１１に接続された第２の電流源１２の電流値が同時に制御される。このような構成により、制御信号Ｖ_ｃ＋，Ｖ_ｃ−により利得が変更された場合に出力信号Ｖｏｕｔｐ，Ｖｏｕｔｎの直流成分の電位を安定化させることができる。また、第４の差動回路１１によって分流比をモニタする構成を採ることで、第２及び第３の差動回路４，５の動作に影響を与えることなく、かつ、低消費電力の小型の回路で出力信号の直流電位の安定化を図ることができる。つまり、余分な電源電圧を必要とせず一般的な利得可変差動増幅回路に必要な電源電圧があれば動作可能であり、消費電力を低減することができる。また、電流源を１個追加するだけであり、帰還回路に供給する電流が小さく抑えられるため、さらなる消費電力の低減化が実現できる。

図３は、本実施形態における直流成分の電圧Ｖ_ＤＣの電圧利得依存性を示すグラフであり、図４は、本実施形態における電流源６の電流値の電圧利得依存性を示すグラフである。これらのグラフにおいて、横軸は、入力電圧Ｖｉｎ＝Ｖｉｎｐ−Ｖｉｎｎに対する出力電圧Ｖｏｕｔ＝Ｖｏｕｔｐ−Ｖｏｕｔｎの利得Ｇａｉｎ＝２０・ｌｏｇ｛（Ｖｏｕｔｐ−Ｖｏｕｔｎ）／（Ｖｉｎｐ−Ｖｉｎｎ）｝を示し、実線は本実施形態の特性、点線は調整段１Ｂを取り除いた構成の特性をそれぞれ示している。これらの特性に示すように、帰還制御が無い場合には、電流源６の電流は利得によらず一定であり、出力抵抗へ供給される電流が利得により変化するため電圧Ｖ_ＤＣが大きく変化する。それに対して、帰還制御が行われる本実施形態においては、電流源６の電流が利得に応じて調整されることで、電圧Ｖ_ＤＣの変動が抑えられていることがわかる。

１…利得可変差動増幅回路、３…第１の差動回路、４…第２の差動回路、５…第３の差動回路、３ａ，４ａ，５ａ，１１ａ…定電流端子、３ｂ，３ｃ，４ｂ，４ｃ，５ｂ，５ｃ，１１ｂ，１１ｃ…出力端子、１Ａ…増幅段、１Ｂ…調整段、Ｑ１〜Ｑ８…トランジスタ、６…第１の電流源、１２…第２の電流源、８，９ …第１及び第２の負荷抵抗、１０…電源線、１１…第４の差動回路、１３…帰還制御回路（制御部）、１４…第３の負荷抵抗、１５…コンパレータ。

Claims (5)

1. 差動入力信号を増幅して差動出力信号として出力する利得可変増幅回路であって、
   利得調整信号に応じた利得で増幅を行う増幅段と、前記差動出力信号の直流電位を調整する調整段とを備え、
   前記増幅段は、
   第１の電流源と、
   第１の定電流端子、第１の出力端子、及び第２の出力端子を含み、前記第１の定電流端子は前記第１の電流源の一端に接続され、前記第１の定電流端子を流れる電流を前記差動入力信号に応じて前記第１の出力端子を流れる電流と前記第２の出力端子を流れる電流とに配分する第１の差動回路と、
   第２の定電流端子、第３の出力端子、及び第４の出力端子を含み、前記第２の定電流端子は前記第１の出力端子に接続され、前記第２の定電流端子を流れる電流を前記利得調整信号に応じて前記第３の出力端子を流れる電流と前記第４の出力端子を流れる電流とに配分する第２の差動回路と、
   第３の定電流端子、第５の出力端子、及び第６の出力端子を含み、前記第３の定電流端子は前記第２の出力端子に接続され、前記第３の定電流端子を流れる電流を前記利得調整信号に応じて前記第５の出力端子を流れる電流と前記第６の出力端子を流れる電流とに配分する第３の差動回路と、
   前記第４の出力端子と第１の電源との間に接続された第１の抵抗と、
   前記第５の出力端子と前記第１の電源との間に接続された第２の抵抗と、
   を有し、
   前記第３の出力端子を流れる電流に対する前記第４の出力端子を流れる電流の比を、前記第６の出力端子を流れる電流に対する前記第５の出力端子を流れる電流の比と等しく保ち、
   前記差動出力信号を、前記第４の出力端子の電位と前記第５の出力端子の電位との差として出力し、
   前記調整段は、
   前記第１の電流源と異なる第２の電流源と、
   第４の定電流端子、第７の出力端子、及び第８の出力端子を含み、前記第４の定電流端子は前記第２の電流源の一端に接続され、前記第４の定電流端子を流れる電流を前記利得調整信号に応じて前記第７の出力端子を流れる電流と前記第８の出力端子を流れる電流とに配分する第４の差動回路と、
   前記第８の出力端子と前記第１の電源との間に接続される第３の抵抗と、
   を有し、
   前記第７の出力端子を流れる電流に対する前記第８の出力端子を流れる電流の比を、前記第３の出力端子を流れる電流に対する前記第４の出力端子を流れる電流の比、および前記第６の出力端子を流れる電流に対する前記第５の出力端子を流れる電流の比と等しく保ち、
   前記第８の出力端子の電位に応じて、前記第１の電流源を流れる電流と前記第２の電流源を流れる電流と、を調整する、
   利得可変差動増幅回路。
2. 前記調整段は、制御部をさらに備え、
   前記制御部は、前記第８の出力端子の電位と所定の電位との差に応じた差分信号を生成し、前記差分信号に応じて、前記第１の電流源を流れる電流と前記第２の電流源を流れる電流とを制御する、
   請求項１に記載の利得可変差動増幅回路。
3. 前記第２の電流源は、第１の電流源を流れる電流値Ｉに対して所定の係数α（αは正の実数）で除したＩ／αの電流値を流すように構成され、
   前記第３の抵抗は、前記第１及び第２の抵抗の抵抗値Ｒに対して前記所定の係数αを乗じたα×Ｒの抵抗値を有するように構成されている、
   請求項１又は２に記載の利得可変差動増幅回路。
4. 前記第４の差動回路が有する一対のトランジスタのそれぞれは、前記第２及び第３の差動回路が有する一対のトランジスタのそれぞれのサイズに対して前記所定の係数αで除したサイズに設定されている、
   請求項３に記載の利得可変差動増幅回路。
5. 前記第１の差動回路は、一対の第１のバイポーラトランジスタを含み、前記一対の第１のバイポーラトランジスタのエミッタがともに前記第１の定電流端子に接続され、前記一対の第１のバイポーラトランジスタの一方のコレクタが前記第１の出力端子に接続され、前記一対の第１のバイボーラトランジスタの他方のコレクタが前記第２の出力端子に接続され、前記一対の第１のバイポーラトランジスタのそれぞれのベースに前記差動入力信号が入力されて構成され、
   前記第２の差動回路は、一対の第２のバイポーラトランジスタを含み、前記一対の第２のバイポーラトランジスタのエミッタがともに前記第２の定電流端子に接続され、前記一対の第２のバイポーラトランジスタの一方のコレクタが前記第３の出力端子に接続され、前記一対の第２のバイボーラトランジスタの他方のコレクタが前記第４の出力端子に接続され、前記一対の第２のバイポーラトランジスタのそれぞれのベースに前記利得調整信号が入力されて構成され、
   前記第３の差動回路は、一対の第３のバイポーラトランジスタを含み、前記一対の第３のバイポーラトランジスタのエミッタがともに前記第３の定電流端子に接続され、前記一対の第３のバイポーラトランジスタの一方のコレクタが前記第５の出力端子に接続され、前記一対の第３のバイボーラトランジスタの他方のコレクタが前記第６の出力端子に接続され、前記一対の第３のバイポーラトランジスタのそれぞれのベースに前記利得調整信号が入力されて構成され、
   前記第４の差動回路は、一対の第４のバイポーラトランジスタを含み、前記一対の第４のバイポーラトランジスタのエミッタがともに前記第４の定電流端子に接続され、前記一対の第４のバイポーラトランジスタの一方のコレクタが前記第７の出力端子に接続され、前記一対の第４のバイボーラトランジスタの他方のコレクタが前記第８の出力端子に接続され、前記一対の第４のバイポーラトランジスタのそれぞれのベースに前記利得調整信号が入力されて構成される、
   請求項１〜３のいずれか一項に記載の利得可変差動増幅回路。

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