JP2013150257A - スイッチングアンプ - Google Patents

Abstract

【課題】 動作が制限されることのないスイッチングアンプを提供する。
【解決手段】 初段増幅回路１０は、反転入力端子４１に入力される帰還信号６１と、非反転入力端子４２に入力される入力信号６２とを増幅して初段増幅信号を出力する。第５トランジスタのコレクタ電流は、正電源の電位と第１コレクタ抵抗の抵抗値とに基づいて決定される。第６トランジスタのコレクタ電流は、負電源の電位と第２コレクタ抵抗の抵抗値とに基づいて決定される。従って、第５トランジスタおよび第６トランジスタのコレクタ電流の上限値が大幅に緩和される。第５トランジスタおよび第６トランジスタのコレクタ電流が帰還信号６１および入力信号６２に応じて変化するときに、各コレクタ電流の波形が歪むことを防止できる。
【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチングアンプに関する。

下記特許文献１には、オペアンプと、変調回路と、ドライバと、スイッチング出力回路とを備えるスイッチングアンプが提案されている。このスイッチングアンプは、オペアンプが電圧を出力するので、パルス性のノイズが混入する場合に、当該ノイズを十分除去することができない。

また、オペアンプは、通常、出力信号の一部を負帰還させる負帰還回路が反転入力端子と出力端子との間に接続された状態で使用される。これにより、オペアンプを反転増幅回路あるいは非反転増幅回路として使用することが可能となる。

特許文献２には、オーディオ信号を増幅する電流帰還型アンプが開示されている。特許文献２に係る電流帰還型アンプでは、帰還回路としてＡＣ帰還ループとＤＣ帰還ループとを独立に備えている。ＡＣ帰還ループは、増幅されたオーディオ信号の一部を負帰還させる。

特許文献２に係る電流帰還型アンプの特徴として、ＡＣ帰還ループから見た電流帰還型アンプの入力インピーダンスが低い点が挙げられる。このため、ＡＣ帰還ループの構成により、電流帰還アンプの動作が変化する。すなわち、電流帰還アンプのゲインが、負帰還回路（ＡＣ帰還ループ）のインピーダンスにより変動するという問題がある。

非特許文献１には、入力段に差動増幅回路を用いたオペアンプが開示されている。非特許文献１に開示されている差動増幅回路は、二つのＮＰＮ型トランジスタと、定電流源とを備える。一方のＮＰＮ型トランジスタのベースには、非反転入力端子が接続される。他方のＮＰＮ型トランジスタのベースには、反転入力端子が接続される。二つのＮＰＮ型トランジスタのエミッタがそれぞれ定電流源に接続される。

二つのＮＰＮ型トランジスタのエミッタが定電流源に接続されるので、二つのＮＰＮ型トランジスタの各々のコレクタ電流は、定電流源から供給される定電流よりも小さい電流に制限される。この結果、トランジスタのコレクタ電流を、入力信号の変化に応じて、定電流よりも大きく変動させることができない。従来の差動増幅回路は、定電流源から供給される定電流の値によって動作が制限されるという問題がある。

特開２００３−２０４５９０ 特開２０１０−３５１１７号公報

「PrecisionRail-to-Rail Input and Output Operational Amplifiers OP184/OP284/OP484」、 ［online］、 AnalogDevices、 Inc著、［２０１０年９月１０日検索］、Figure44、 ＜URL：http://www.analog.com/static/imported-files/data_sheets/OP184_284_484.pdf＞

本発明の１つの目的は、動作が制限されることのないスイッチングアンプを提供することである。

本発明の他の目的は、負帰還回路の構成によってゲインが変動することがないスイッチングアンプを提供することである。

本発明の好ましい実施形態によるスイッチングアンプは、反転入力端子に入力される帰還信号と、非反転入力端子に入力される入力信号とを増幅して初段増幅信号を出力する初段増幅回路と、前記初段増幅信号を増幅して、出力電流を出力する後段増幅回路と、前記後段増幅回路からの出力電流を受けて電荷を蓄積する蓄積手段と、前記蓄積手段からの電圧と基準電位とを比較する比較手段と、前記比較手段からの比較結果に基づいてオンオフ動作するスイッチング出力回路と、前記スイッチング出力回路からの電圧が供給され、前記帰還信号を生成する帰還手段とを備え、前記初段増幅回路が、前記帰還信号の正成分を入力とする第１エミッタフォロワ回路を形成し、コレクタに所定の第１電位が印加される第１トランジスタと、前記帰還信号の負成分を入力とする第２エミッタフォロワ回路を形成し、コレクタに所定の第２電位が印加される第２トランジスタと、前記入力信号の正成分を入力とする第３エミッタフォロワ回路を形成し、コレクタに所定の第３電位が印加される第３トランジスタと、前記入力信号の負成分を入力とする第４エミッタフォロワ回路を形成し、コレクタに所定の第４電位が印加される第４トランジスタと、前記第１エミッタフォロワ回路の出力に接続されるエミッタと、前記第３エミッタフォロワ回路の出力に接続されるベースと、第１コレクタ抵抗を介して正電源の電位が印加され、前記初段増幅信号の正成分が出力されるコレクタとを有する第５トランジスタと、前記第２エミッタフォロワ回路の出力に接続されるエミッタと、前記第４エミッタフォロワ回路の出力に接続されるベースと、第２コレクタ抵抗を介して負電源の電位が印加され、前記初段増幅信号の負成分が出力されるコレクタとを有する第６トランジスタとを含む。

第１エミッタフォロワ回路及び第２エミッタフォロワ回路により、増幅回路における反転入力端子側の入力インピーダンスを高くすることができる。これにより、反転入力端子と、スイッチング出力回路の出力端との間に帰還手段が接続されたときに、初段増幅回路のゲインが帰還手段の構成に応じて変動することを抑制できる。

第５トランジスタ及び第６トランジスタは、非反転入力端子から見た場合、エミッタ接地増幅回路を形成する。第５トランジスタ及び第６トランジスタは、反転入力端子から見た場合、ベース接地増幅回路を形成する。ベース接地増幅回路が入力信号と同相の信号を出力し、エミッタ接地増幅回路が入力信号と逆相の信号を出力するため、初段増幅回路を、帰還信号と入力信号との差分を増幅する差動増幅回路として動作させることができる。

第５トランジスタのコレクタ電流は、正電源の電位と第１コレクタ抵抗の抵抗値とに基づいて決定される。第６トランジスタのコレクタ電流は、負電源の電位と第２コレクタ抵抗の抵抗値とに基づいて決定される。このため、従来の差動増幅回路に比べて、第５トランジスタ及び第６トランジスタのコレクタ電流の上限値が大幅に緩和される。第５トランジスタ及び第６トランジスタのコレクタ電流が帰還信号及び入力信号に応じて変化するときに、各コレクタ電流の波形が歪むことを防止できる。

前記初段増幅回路が、前記第１トランジスタのエミッタと、前記第５トランジスタのエミッタとの間に接続される第１抵抗と、前記第２トランジスタのエミッタと、前記第６トランジスタのエミッタとの間に接続される第２抵抗とをさらに含む。

第５トランジスタ及び第６トランジスタの各エミッタ抵抗において、エミッタ内部抵抗及び帰還手段のインピーダンスの寄与を低下させることができる。したがって、増幅回路のゲインが帰還手段の構成に応じて変動することをさらに抑制できる。

好ましい実施形態においては、前記初段増幅回路が、前記第５トランジスタのベースに接続されるベース及びコレクタと、前記第３トランジスタのエミッタに接続されるエミッタとを有する第７トランジスタと、前記第６トランジスタのベースに接続されるベース及びコレクタと、前記第４トランジスタのエミッタに接続されるエミッタとを有する第８トランジスタと、前記第３トランジスタのエミッタと前記第７トランジスタのエミッタとの間に接続される第３抵抗と、前記第４トランジスタのエミッタと前記第８トランジスタのエミッタとの間に接続される第４抵抗とをさらに含む。

帰還信号及び入力信号を増幅する第５トランジスタ及び第６トランジスタの動作点の変動を防止することができるため、初段増幅回路を安定的に動作させることができる。

本発明の好ましい実施形態によるスイッチングアンプは、非反転入力端子が接地電位に接続され、反転入力端子に入力される入力信号および帰還信号を増幅して初段増幅信号を出力する初段増幅回路と、前記初段増幅信号を増幅して、出力電流を出力する後段増幅回路と、前記後段増幅回路からの出力電流を受けて電荷を蓄積する蓄積手段と、前記蓄積手段からの電圧と基準電位とを比較する比較手段と、前記比較手段からの比較結果に基づいてオンオフ動作するスイッチング出力回路と、前記スイッチング出力回路からの電圧が供給され、前記帰還信号を生成する帰還手段とを備え、前記初段増幅回路が、前記入力信号および前記帰還信号の正成分を入力とする第１エミッタフォロワ回路を形成し、コレクタに所定の第１電位が印加される第１トランジスタと、前記入力信号および前記帰還信号の負成分を入力とする第２エミッタフォロワ回路を形成し、コレクタに所定の第２電位が印加される第２トランジスタと、前記接地電位を入力とする第３エミッタフォロワ回路を形成し、コレクタに所定の第３電位が印加される第３トランジスタと、前記接地電位を入力とする第４エミッタフォロワ回路を形成し、コレクタに所定の第４電位が印加される第４トランジスタと、前記第１エミッタフォロワ回路の出力に接続されるエミッタと、前記第３エミッタフォロワ回路の出力に接続されるベースと、第１コレクタ抵抗を介して正電源の電位が印加され、前記初段増幅信号の正成分が出力されるコレクタとを有する第５トランジスタと、前記第２エミッタフォロワ回路の出力に接続されるエミッタと、前記第４エミッタフォロワ回路の出力に接続されるベースと、第２コレクタ抵抗を介して負電源の電位が印加され、前記初段増幅信号の負成分が出力されるコレクタとを有する第６トランジスタとを含む。

本発明は、上記構成を有することにより、動作が制限されることのないスイッチングアンプを提供することができる。
あるいは、本発明は、上記構成を有することにより、負帰還回路の構成によってゲインが変動することがないスイッチングアンプを提供することができる。

本発明の実施の形態によるスイッチングアンプの回路図である。 オペアンプの初段増幅回路における信号経路を示す図である。 本発明の実施の形態によるスイッチングアンプの回路図である。 本発明の実施の形態によるスイッチングアンプの回路図である。

以下、本発明の好ましい実施形態を説明するが、本発明はこれらの実施形態には限定されない。図１は、本実施形態のスイッチングアンプ１を示す回路図である。スイッチングアンプ１は、初段増幅回路１０と、後段増幅回路２０と、蓄積手段３０と、比較回路４０と、ドライバ５０と、スイッチング出力回路６０と、ＬＰＦ（低域通過フィルタ）７０と、帰還回路８０と、反転入力端子４１と、非反転入力端子４２とを概略備える。初段増幅回路１０と、後段増幅回路２０とは、オペアンプを構成する。

オペアンプ１０、２０は、非反転入力端子４２に入力される入力信号（入力電圧）を増幅し、電圧を電流に変換し、出力電流を蓄積手段３０に供給する。入力信号は、例えばオーディオ信号である。蓄積手段（以下、コンデンサという。）３０は、オペアンプ１０、２０から供給される出力電流に応じて電荷が蓄積され（充電され）、電圧を発生させる。オペアンプ１０、２０が電圧ではなく、電流の形で信号を出力し、当該電流でコンデンサ３０を充電するので、信号にパルス性のノイズが含まれている場合でも、コンデンサ３０で充電される際にパルス性ノイズを除去することができる。コンデンサ３０の充電電圧は、比較回路４０の正側入力端子に入力される。

比較回路４０は、正側入力端子にコンデンサ３０の充電電圧が入力され、負側入力端子に基準電位（特に限定されないが、本例では接地電位）が入力され、コンデンサ３０の充電電圧と基準電位とを比較し、比較結果をドライバ５０に供給する。例えば、比較回路４０は、コンデンサ３０の充電電圧が基準電位以上である場合に、ハイレベルの信号をドライバ５０に出力し、コンデンサ３０の充電電圧が基準電位未満である場合に、ローレベルの信号をドライバ５０に出力する。つまり、比較回路４０は、入力信号に基づいてパルス幅変調信号を生成して、ドライバ５０に出力する。

ドライバ５０は、比較回路４０から供給されるハイレベル又はローレベルの信号に基づいて、スイッチング出力回路６０の各スイッチ素子をオンオフ動作させるためのドライブ信号ＤＲＶ１、ＤＲＶ２を生成して出力する。例えば、ドライブ信号ＤＲＶ１、ＤＲＶ２は、一方がハイレベルのときに他方がローレベルである。

スイッチング出力回路６０は、スイッチ素子（特に限定されないが、例えば、ｎｃｈ ＭＯＳＦＥＴ ＴＲ１２、ＴＲ１３）を有する。ＭＯＳＦＥＴ ＴＲ１２は、ドライブ信号ＤＲＶ１によってオンオフ動作し、ＭＯＳＦＥＴ ＴＲ１３は、ドライブ信号ＤＲＶ２によってオンオフ動作する。ＭＯＳＦＥＴ ＴＲ１２、ＴＲ１３は、一方がオン状態のとき、他方がオフ状態になるように、ドライブ信号によって制御される。ＭＯＳＦＥＴ ＴＲ１２がオン状態、ＭＯＳＦＥＴ ＴＲ１３がオフ状態のとき、スイッチング出力回路６０は電源電圧＋Ｂを出力する。ＭＯＳＦＥＴ ＴＲ１２がオフ状態、ＭＯＳＦＥＴ ＴＲ１３がオン状態のとき、スイッチング出力回路６０は電源電圧−Ｂを出力する。

ＬＰＦ７０は、スイッチング出力回路６０からの出力電圧から高周波成分を除去し、後段に接続された図示しない負荷（スピーカー）に出力する。

帰還回路８０は、スイッチング出力回路６０からの出力電圧が供給され、出力電圧の振幅値を調整し、オペアンプ１０、２０の反転入力端子４１に供給する。帰還回路８０は、抵抗ＲＡ、ＲＢを有する。抵抗ＲＡの一端は、スイッチング出力回路６０の出力端（ＭＯＳＦＥＴ ＴＲ１２、ＴＲ１３の接続点）に接続される。抵抗ＲＡの他端は、反転入力端子４１及び抵抗ＲＢの一端に接続される。抵抗ＲＢの他端は、接地電位に接続される。

以下、オペアンプ１０、２０について詳述する。
｛オペアンプの構成｝
初段増幅回路１０は、反転入力端子４１に入力される帰還信号６１と、非反転入力端子４２に入力される入力信号６２（Ｖｉｎ）とを増幅して初段増幅信号を出力する。初段増幅回路１０は、帰還信号６１および入力信号６２の正成分と、帰還信号６１および入力信号６２の負成分とを個別に増幅する。初段増幅信号の正成分を、初段増幅正成分６３Ａとする。初段増幅信号の負成分を、初段増幅負成分６３Ｂとする。

後段増幅回路２０は、初段増幅信号（初段増幅正成分６３Ａ及び初段増幅負成分６３Ｂ）を増幅して後段増幅信号を出力する。後段増幅信号は、電流の形で出力される。後段増幅信号の正成分を、後段増幅正成分６４Ａとする。後段増幅信号の負成分を、後段増幅負成分６４Ｂとする。

｛初段増幅回路１０の構成｝
初段増幅回路１０の構成について説明する。初段増幅回路１０は、トランジスタＴＲ１〜ＴＲ８と、抵抗Ｒ１〜Ｒ６と、定電流源Ｃ１、Ｃ２とを含む。

トランジスタＴＲ１は、ＰＮＰ型のトランジスタである。トランジスタＴＲ１は、帰還信号６１の正成分６１Ａを入力とするエミッタフォロワ回路を形成する。トランジスタＴＲ１のコレクタには、負電源４５の電位Ｖ２が印加される。

トランジスタＴＲ２は、トランジスタＴＲ１と対を成すＮＰＮ型のトランジスタである。トランジスタＴＲ２は、帰還信号６１の負成分６１Ｂを入力とするエミッタフォロワ回路を形成する。トランジスタＴＲ２のコレクタには、正電源４４の電位Ｖ１が印加される。

トランジスタＴＲ３は、ＰＮＰ型のトランジスタである。トランジスタＴＲ３は、入力信号６２の正成分６２Ａを入力とするエミッタフォロワ回路を形成する。トランジスタＴＲ３のコレクタには、負電源４５の電位Ｖ２が印加される。

トランジスタＴＲ４は、トランジスタＴＲ３と対を成すＮＰＮ型のトランジスタである。トランジスタＴＲ４は、入力信号６２の負成分６２Ｂを入力とするエミッタフォロワ回路を形成する。トランジスタＴＲ４のコレクタには、正電源４４の電位Ｖ１が印加される。

トランジスタＴＲ５は、ＮＰＮ型のトランジスタである。トランジスタＴＲ５のエミッタは、トランジスタＴＲ１のエミッタフォロワ回路の出力に接続される。トランジスタＴＲ５のベースは、トランジスタＴＲ３のエミッタフォロワ回路の出力に接続される。トランジスタＴＲ５は、トランジスタＴＲ１のエミッタフォロワ回路から出力される正成分６１Ａと、トランジスタＴＲ３のエミッタフォロワ回路から出力される正成分６２Ａとを増幅して初段増幅正成分６３Ａを出力する。

トランジスタＴＲ６は、トランジスタＴＲ５と対を成すＰＮＰ型のトランジスタである。トランジスタＴＲ６のエミッタは、トランジスタＴＲ２のエミッタフォロワ回路の出力に接続される。トランジスタＴＲ６のベースは、トランジスタＴＲ４のエミッタフォロワ回路の出力に接続される。トランジスタＴＲ６は、トランジスタＴＲ２のエミッタフォロワ回路から出力される負成分６１Ｂと、トランジスタＴＲ４のエミッタフォロワ回路から出力される負成分６２Ｂとを増幅して初段増幅負成分６３Ｂを出力する。

抵抗Ｒ１は、トランジスタＴＲ５のエミッタ抵抗である。抵抗Ｒ５は、トランジスタＴＲ５のコレクタ抵抗である。抵抗Ｒ２は、トランジスタＴＲ６のエミッタ抵抗である。抵抗Ｒ６は、トランジスタＴＲ６のコレクタ抵抗である。

トランジスタＴＲ７、ＴＲ８と、抵抗Ｒ３、Ｒ４とは、トランジスタＴＲ５のベースとトランジスタＴＲ６のベースとの間の電位差（以下、「差分電位」と呼ぶ。）の変動を抑制する抑制回路を構成する。トランジスタＴＲ７は、ＮＰＮ型のトランジスタである。トランジスタＴＲ８は、トランジスタＴＲ７と対を成すＰＮＰ型のトランジスタである。

次に、初段増幅回路１０を構成する各素子の接続について説明する。反転入力端子４１は、トランジスタＴＲ１、ＴＲ２のベースにそれぞれ接続される。非反転入力端子４２は、トランジスタＴＲ３、ＴＲ４のベースにそれぞれ接続される。

抵抗Ｒ１の一端は、トランジスタＴＲ５のエミッタに接続される。抵抗Ｒ１の他端は、トランジスタＴＲ１のエミッタに接続される。トランジスタＴＲ１のコレクタは、負電源４５に接続される。

抵抗Ｒ２の一端は、トランジスタＴＲ６のエミッタに接続される。抵抗Ｒ２の他端は、トランジスタＴＲ２のエミッタに接続される。トランジスタＴＲ２のコレクタは、正電源４４に接続される。

抵抗Ｒ３の一端は、トランジスタＴＲ７のエミッタに接続される。抵抗Ｒ３の他端は、トランジスタＴＲ３のエミッタに接続される。トランジスタＴＲ３のコレクタは、負電源４５に接続される。

抵抗Ｒ４の一端は、トランジスタＴＲ８のエミッタに接続される。抵抗Ｒ４の他端は、トランジスタＴＲ４のエミッタに接続される。トランジスタＴＲ４のコレクタが、正電源４４に接続される。

トランジスタＴＲ７のコレクタは、定電流源Ｃ１を介して正電源４４に接続される。トランジスタＴＲ７のベースが、トランジスタＴＲ５のベースに接続される。トランジスタＴＲ７のベースとコレクタとは、短絡される。

トランジスタＴＲ８のコレクタは、定電流源Ｃ２を介して負電源４５に接続される。トランジスタＴＲ８のベースは、トランジスタＴＲ６のベースに接続される。トランジスタＴＲ８のベースとコレクタとは、短絡される。

トランジスタＴＲ５のコレクタが、抵抗Ｒ５を介して正電源４４に接続される。また、トランジスタＴＲ５のコレクタが、後段増幅回路２０を構成するトランジスタＴＲ９のベースに接続される。

トランジスタＴＲ６のコレクタが、抵抗Ｒ６を介して負電源４５に接続される。また、トランジスタＴＲ６のコレクタが、後段増幅回路２０を構成するトランジスタＴＲ１１のベースに接続される。

｛後段増幅回路２０の構成｝
次に、後段増幅回路２０の構成を説明する。後段増幅回路２０は、トランジスタＴＲ９、ＴＲ１０、ＴＲ１１、ＴＲ１２、および、抵抗Ｒ７、Ｒ８、Ｒ９、Ｒ１０を備える。

トランジスタＴＲ９は、初段増幅正成分６３Ａを入力とするエミッタ接地増幅回路を形成する。抵抗Ｒ７は、トランジスタＴＲ９のエミッタ抵抗である。トランジスタＴＲ１０は、エミッタ接地増幅回路を形成する。抵抗Ｒ８は、トランジスタＴＲ１０のエミッタ抵抗である。トランジスタＴＲ１０のコレクタ電流が、後段増幅正成分６４Ａである。

トランジスタＴＲ１１は、初段増幅負成分６３Ｂを入力とするエミッタ接地増幅回路を形成する。抵抗Ｒ９は、トランジスタＴＲ１１のエミッタ抵抗である。トランジスタＴＲ１２は、エミッタ接地増幅回路を形成する。抵抗Ｒ１０は、トランジスタＴＲ１２のエミッタ抵抗である。トランジスタＴＲ１２のコレクタ電流が、後段増幅負成分６４Ｂである。

後段増幅回路２０における各素子の接続を説明する。トランジスタＴＲ９のエミッタは、抵抗Ｒ７を介して正電源４４に接続され、トランジスタＴＲ１０のベースに接続される。トランジスタＴＲ９のコレクタは、接地電位に接続される。トランジスタＴＲ１０のエミッタは、抵抗Ｒ８を介して正電源４４に接続される。トランジスタＴＲ１０のコレクタは、コンデンサ３０に接続される。

トランジスタＴＲ１１のエミッタは、抵抗Ｒ９を介して負電源４５に接続され、トランジスタＴＲ１２のベースに接続される。トランジスタＴＲ１１のコレクタは、接地電位に接続される。トランジスタＴＲ１２のエミッタは、抵抗Ｒ１０を介して負電源４５に接続される。トランジスタＴＲ１２のコレクタは、コンデンサ３０に接続される。

以下、初段増幅回路１０を中心に、オペアンプの動作について説明する。

｛初段増幅回路１０の動作｝
初段増幅回路１０において、帰還信号６１および入力信号６２は、トランジスタＴＲ５、ＴＲ６により増幅される。

｛トランジスタＴＲ５、ＴＲ６｝
帰還信号６１は、反転入力端子４１を介してオペアンプに入力される。帰還信号６１のうち、正成分６１Ａは、トランジスタＴＲ１、抵抗Ｒ１を経由して、トランジスタＴＲ５のエミッタに入力される。したがって、反転入力端子４１側から見たトランジスタＴＲ５は、ベース接地増幅回路を形成する。

入力信号６２は、非反転入力端子４２を介してオペアンプに入力される。入力信号６２のうち、正成分６２Ａは、トランジスタＴＲ３、抵抗Ｒ３及びトランジスタＴＲ７を経由して、トランジスタＴＲ５のベースに入力される。したがって、非反転入力端子４２側から見たトランジスタＴＲ５は、エミッタ接地増幅回路を形成する。

この結果、正成分６１Ａ、６２Ａは、トランジスタＴＲ５により増幅される。増幅された信号は、初段増幅正成分６３Ａとして、初段増幅回路１０から出力される。初段増幅正成分６３Ａは、正成分６１Ａと正成分６２Ａとの差分が増幅された信号である。以下、正成分６１Ａと正成分６２Ａとの差分が増幅される理由を詳しく説明する。

トランジスタＴＲ５が、ベース接地増幅回路として正成分６１Ａを増幅するため、正成分６１Ａと増幅された正成分６１Ａとは、同相である。トランジスタＴＲ５が、エミッタ接地増幅回路として正成分６２Ａを増幅するため、正成分６２Ａと増幅された正成分６２Ａとは、逆相となる。増幅された正成分６１Ａと増幅された正成分６２Ａとが逆相となるので、初段増幅正成分６３Ａは、正成分６１Ａと正成分６２Ａとの差分が増幅された信号として、初段増幅回路１０から出力される。

トランジスタＴＲ６は、トランジスタＴＲ５と同様に動作する。すなわち、トランジスタＴＲ６は、ベース接地増幅回路として負成分６１Ｂを増幅する。トランジスタＴＲ６は、エミッタ接地増幅回路として負成分６２Ｂを増幅する。初段増幅負成分６３Ｂは、初段増幅正成分６３Ａと同様に、負成分６１Ｂと負成分６２Ｂとの差分が増幅された信号として、初段増幅回路１０から出力される。すなわち、初段増幅回路１０は、帰還信号６１と入力信号６２との差分を増幅する差動増幅回路として動作する。

｛トランジスタＴＲ３、ＴＲ４｝
トランジスタＴＲ３、ＴＲ４は、上述したように、入力信号６２を入力としたエミッタフォロワ回路を形成する。これにより、オペアンプにおける非反転入力端子４２側の入力インピーダンスを高くすることができる。

｛トランジスタＴＲ１、ＴＲ２｝
トランジスタＴＲ１、ＴＲ２は、上述したように、エミッタフォロワ回路をそれぞれ形成する。これにより、初段増幅回路１０のゲインが、帰還回路８０の構成によって変動することを抑制できる。以下、トランジスタＴＲ１を例にして、初段増幅回路１０のゲインの変動を抑制できる理由を説明する。ここでは、トランジスタＴＲ５のエミッタ内部抵抗は考慮しない。

上述したように、トランジスタＴＲ５は、ベース接地増幅回路及びエミッタ接地増幅回路として動作する。したがって、正成分６１Ａ、６２Ａの増幅率は、コレクタ抵抗とエミッタ抵抗との比（コレクタ抵抗／エミッタ抵抗）で決定される。

帰還回路８０は、反転入力端子４１と、スイッチング出力回路６０の出力端との間に接続される。トランジスタＴＲ５から見た帰還回路８０の抵抗成分（以下、「抵抗ＲＦ」と呼ぶ。）は、抵抗ＲＡと抵抗ＲＢとの並列回路の合成抵抗として表わすことができる。

ここで、オペアンプが、トランジスタＴＲ１及び抵抗Ｒ１を備えていない場合を説明する。この場合、帰還回路８０が、トランジスタＴＲ５のエミッタに直接的に接続されるので、抵抗ＲＦのみが、トランジスタＴＲ５のエミッタ抵抗となる。したがって、トランジスタＴＲ５における正成分６１Ａ、６２Ａの増幅率は、帰還回路８０の抵抗ＲＦの値に応じて変動する。

同様に、オペアンプがトランジスタＴＲ２及び抵抗Ｒ２を備えていない場合、トランジスタＴＲ６における負成分６１Ｂ、６２Ｂの増幅率は、抵抗ＲＦに応じて変動する。つまり、オペアンプがトランジスタＴＲ１、ＴＲ２及び抵抗Ｒ１、Ｒ２を備えない場合、初段増幅回路１０のゲインが、帰還回路８０の構成に応じて変動する。

次に、図１に示すように、オペアンプが、トランジスタＴＲ１及び抵抗Ｒ１を備える場合を説明する。この場合、トランジスタＴＲ５のエミッタ抵抗として、抵抗Ｒ１と、トランジスタＴＲ１により構成されるエミッタフォロワの出力インピーダンスとを考慮する必要がある。具体的には、トランジスタＴＲ５のエミッタ抵抗は、抵抗Ｒ１と出力インピーダンスとの直列回路の合成抵抗となる。出力インピーダンスをＺ１とすると、Ｚ１は、以下の式で表わされる。
Ｚ１＝ＲＦ×（１／ｈｆｅ（１））
ここで、ＲＦは、抵抗ＲＦ（帰還回路の抵抗成分）の抵抗値を示す。ｈｆｅ（１）は、トランジスタＴＲ１の直流電流増幅率を示す。

ｈｆｅ（１）の値を１００とした場合、トランジスタＴＲ５から見た抵抗ＲＦの値は、トランジスタＴＲ１がない場合の１／１００となる。また、抵抗Ｒ１の値がＺ１よりも大きければ、トランジスタＴＲ５のエミッタ抵抗において、抵抗Ｒ１の寄与が抵抗ＲＦの寄与よりも支配的になる。このように、オペアンプがトランジスタＴＲ１及び抵抗Ｒ１を備えた場合、トランジスタＴＲ５における正成分６１Ａ、６２Ａの増幅率が、帰還回路８０の構成により変動することが防止される。

同様に、オペアンプが、トランジスタＴＲ２及び抵抗Ｒ２を備えた場合、トランジスタＴＲ６における負成分６１Ｂ、６２Ｂの増幅率が、帰還回路８０の構成により変動することが防止される。なお、オペアンプ１が抵抗Ｒ１、Ｒ２を備えなくても、トランジスタＴＲ５、ＴＲ６のエミッタ抵抗における抵抗ＲＦの影響を防止できる。

｛トランジスタＴＲ５、ＴＲ６へのコレクタ電流の供給｝
トランジスタＴＲ５は、抵抗Ｒ５を介して正電源４４から電流の供給を受けることができる。トランジスタＴＲ６は、抵抗Ｒ６を介して負電源４５から電流の供給を受けることができる。すなわち、トランジスタＴＲ５、ＴＲ６は、従来の差動増幅回路を構成するトランジスタに比べて、コレクタに非常に多くの電流を流すことができる。トランジスタＴＲ５、ＴＲ６のコレクタ電流の上限が緩和されるので、初段増幅回路１０は、動作が制限されることなく、入力信号６１、６２を増幅することができる。

トランジスタＴＲ５を例にして、コレクタに多くの電流を供給できる理由を説明する。図１に示すように、トランジスタＴＲ５のコレクタが、抵抗Ｒ５を介して正電源４４に接続され、トランジスタＴＲ７のコレクタが、定電流源Ｃ１を介して正電源４４に接続されている。すなわち、トランジスタＴＲ５、ＴＲ７は、カレントミラー回路を構成しないため、トランジスタＴＲ５のコレクタ電流の上限は、正電源４４の電位と、抵抗Ｒ５の抵抗値とに基づいて決定される。定電流源Ｃ１は、トランジスタＴＲ５へバイアス電流を供給するために用いられる。この結果、トランジスタＴＲ５のコレクタ電流の上限値は、従来の差動増幅回路を構成するトランジスタのコレクタ電流の上限値よりも、大幅に上昇する。

トランジスタＴＲ５のコレクタ電流の上限値が大幅に上昇することにより、初段増幅正成分６３Ａが歪むことを防止できる。以下、初段増幅正成分６３Ａの波形が歪むことを防止できる理由を説明する。

まず、反転入力端子４１の電位が固定されている場合における、正成分６２Ａの増幅について考える。この場合、トランジスタＴＲ１のエミッタ電位は、変動しない固定電位となる。トランジスタＴＲ１のエミッタ電位が固定された状態で、入力信号６２が非反転入力端子４２に入力されることにより、トランジスタＴＲ５のベース電位は、正成分６２Ａに応じて変化する。抵抗Ｒ１で生じる電位差は、通常のエミッタ接地増幅回路と同様に、トランジスタＴＲ５のベース電位の変化に応じて変化する。

抵抗Ｒ１で生じる電位差の変化に伴って、抵抗Ｒ１に流れる電流（以下、便宜的に「電流ＣＲ１」と呼ぶ。）が変化する。トランジスタＴＲ５のコレクタ電流の上限値が大幅に上昇しているので、電流ＣＲ１は、抵抗Ｒ１における電位差の変化に合わせて、歪むことなく（クリップすることなく）変化する。電流ＣＲ１の変化により発生するトランジスタＴＲ５のコレクタ電位の変動が、増幅された正成分６２Ａとして出力される。

次に、非反転入力端子４２の電位が固定されている場合における、帰還信号６１の正成分６１Ａの増幅について考える。この場合、トランジスタＴＲ５のベース電位は、変動しない固定電位となる。トランジスタＴＲ５のベース電位が固定された状態で、帰還信号６１が反転入力端子４１に入力されることにより、抵抗Ｒ１の電位差が、正成分６１Ａに応じて変化する。つまり、トランジスタＴＲ１のベースと、トランジスタＴＲ５のベースとの間の電位差（ベース間電圧）が、正成分６１Ａに応じて変動する。ベース間電圧は、トランジスタＴＲ１、ＴＲ５のＶＢＥ（ベース−エミッタ間電圧）と、抵抗Ｒ１で生じる電位差との和として表わすことができる。トランジスタＴＲ１、ＴＲ５のＶＢＥの変動は、抵抗Ｒ１の電位差の変動に比べて非常に小さいため無視することができる。

抵抗Ｒ１で生じる電位差の変化に伴って、電流ＣＲ１が変化する。上述のように、トランジスタＴＲ５のコレクタ電流の上限値が大幅に上昇しているため、電流ＣＲ１は、抵抗Ｒ１で生じる電位差の変化に合わせて、歪むことなく変化する。電流ＣＲ１の変化により発生するトランジスタＴＲ５のコレクタ電位の変動が、増幅された正成分６１Ａとして出力される。

このように、正電源４４から抵抗Ｒ５の抵抗値に応じた電流が供給されることにより、正成分６１Ａ、６２Ａの変化に応じて電流ＣＲ１（トランジスタＴＲ５のコレクタ電流）を変化させることができる。したがって、歪みのない初段増幅信号正成分６３Ａを出力することができる。同様に、トランジスタＴＲ６についても、負電源４５から電流が供給されることにより、歪みのない初段増幅信号負成分６３Ｂを出力することができる。

なお、正成分６１Ａ、６２Ａの増幅について、抵抗Ｒ１がトランジスタＴＲ１とトランジスタＴＲ５のエミッタとの間に接続されることを前提として説明した。しかし、初段増幅回路１０が抵抗Ｒ１、Ｒ２を備えていなくても、トランジスタＴＲ５、ＴＲ６は、入力信号６１、６２を増幅することができる。

この場合、正成分６１Ａ、６２Ａの変化に応じて、トランジスタＴＲ１、ＴＲ５のＶＢＥが変動するため、エミッタ電流の変動の振幅が、抵抗Ｒ１が接続される場合と比べて、大きくなる。この場合、抵抗Ｒ５の抵抗値を調整することにより、トランジスタＴＲ５のゲインを調整すればよい。

｛トランジスタの温度特性の影響｝
また、オペアンプ１が抵抗Ｒ１、Ｒ２を備えることにより、トランジスタＴＲ５、ＴＲ６の温度特性によって生じる初段増幅回路１０のゲインの変動を抑制することができ、かつ、増幅の線形性を向上することができる。以下、トランジスタＴＲ５を例にして、この理由について説明する。ここでは、帰還回路８０の抵抗成分が、初段増幅回路１０のゲインに影響を及ぼさないと仮定する。

一般的には、初段増幅回路１０のゲインを極力高くするために、トランジスタＴＲ５のエミッタには、抵抗Ｒ１は接続されない。この場合、抵抗Ｒ５とエミッタ内部抵抗との比により正成分６１Ａ、６２Ａの増幅率が決定される。エミッタ内部抵抗が温度に応じて変動することにより、増幅率が温度によって変動する。つまり、トランジスタＴＲ５のエミッタに抵抗Ｒ１が接続されない場合、初段増幅回路１０のゲインが、温度によって変動する。

しかし、当該オペアンプでは、抵抗Ｒ１がトランジスタＴＲ５のエミッタに接続される。トランジスタＴＲ５のエミッタ抵抗は、エミッタ内部抵抗と抵抗Ｒ１とが直列接続されたときの合成抵抗となる。このため、エミッタ内部抵抗が変動しても、エミッタ抵抗全体での変動幅は小さくなる。トランジスタＴＲ６についても同様である。このように、トランジスタＴＲ５、ＴＲ６のエミッタに抵抗Ｒ１、Ｒ２を接続することにより、温度によって増幅率が変動することが抑制される。したがって、初段増幅回路１０のゲインの変動を抑制することができる。

なお、抵抗Ｒ１、Ｒ２における電圧降下がトランジスタのエミッタ−ベース間電圧（０．６〜０．７Ｖ）以上となるように、抵抗Ｒ１、Ｒ２の抵抗値を設定することが望ましい。これにより、トランジスタＴＲ５、ＴＲ６における増幅率の変動を防止することができる。また、抵抗Ｒ１、Ｒ２の抵抗値の比率を調整することにより、反転入力端子４１の電位を調節することができる。この結果、オペアンプ１の出力ＤＣ電圧を調整することができる。

｛抑制回路の動作｝
次に、トランジスタＴＲ７、ＴＲ８及び抵抗Ｒ３、Ｒ４により構成される抑制回路の動作を説明する。図２は、トランジスタＴＲ５のベースからトランジスタＴＲ６のベースまでの信号経路を示す図である。図２を参照して、差分電位Ｖｂｂは、トランジスタＴＲ５のベースとトランジスタＴＲ６のベースとの間の電位差である。抑制回路は、トランジスタの温度特性の変動によって生じる差分電位Ｖｂｂの変動を抑制する。これにより、トランジスタＴＲ５、ＴＲ６の動作点を安定化させることができる。

初段増幅回路１０において、トランジスタＴＲ５、ＴＲ６のバイアス電流は、定電流源Ｃ１と定電流源Ｃ２との間に流れる電流によって決定される。差分電位Ｖｂｂが変動しなければ、トランジスタＴＲ５、ＴＲ６のバイアス電流は一定となる。つまり、トランジスタＴＲ５、ＴＲ６の動作点は変化しない。

図２を参照して、トランジスタＴＲ５のベースとトランジスタＴＲ７のベースとの間の一点を、点Ｐ１とする。トランジスタＴＲ６のベースとトランジスタＴＲ８のベースとの間の一点を、点Ｐ２とする。図２に示す矢印ＡＲ１、ＡＲ２は、点Ｐ１から点Ｐ２までの信号経路を示す。

エミッタ内部抵抗が温度によって変化するため、ＶＢＥ（ベース−エミッタ間電圧）も、温度によって変動する。矢印ＡＲ１で示す第１経路において、トランジスタＴＲ１、ＴＲ２、ＴＲ５、ＴＲ６のそれぞれのＶＢＥが温度により変動する。矢印ＡＲ２で示す第２経路において、トランジスタＴＲ３、ＴＲ４、ＴＲ７、ＴＲ８のそれぞれのＶＢＥが温度により変動する。第２経路においてトランジスタＴＲ７、ＴＲ８が存在するため、トランジスタの数が、第１経路と第２経路とで一致する。この結果、第１経路を経由した場合の差分電位Ｖｂｂと、第２経路を経由した場合の差分電位Ｖｂｂとは、同様に変化することになる。したがって、温度に関係なく差分電位Ｖｂｂが一定となるため、トランジスタＴ
Ｒ５、ＴＲ６の動作点が変動することを防止できる。

差分電位Ｖｂｂは、抵抗Ｒ１〜Ｒ４の抵抗値を調整することにより変更できる。抵抗値を大きくすれば、差分電位Ｖｂｂを大きくすることができる。この場合、差分電位Ｖｂｂに対するトランジスタＴＲ１〜ＴＲ８のＶＢＥの寄与が相対的に低下するため、各トランジスタのＶＢＥのばらつきが、差分電位Ｖｂｂに与える影響を小さくすることができる。

｛変形例｝
以下、本実施の形態の変形例について説明する。上述の実施携帯において、トランジスタＴＲ１、ＴＲ３のコレクタが負電源４５に接続され、トランジスタＴＲ２、ＴＲ４のコレクタが正電源４４に接続される例を説明した。しかし、トランジスタＴＲ１〜ＴＲ４のコレクタの接続は、これに限られない。第１変形例では、トランジスタＴＲ１、ＴＲ２のコレクタが接地電位に接続される。これにより、トランジスタＴＲ１、ＴＲ２の電力損失を低減することができる。

第２変形例では、トランジスタＴＲ１、ＴＲ３のコレクタが、トランジスタＴＲ６のベースに接続される。トランジスタＴＲ６のベース電位が負電源４５の電位よりも高いので、トランジスタＴＲ２、ＴＲ４の電力損失を低減することができる。トランジスタＴＲ２、ＴＲ４のコレクタが、トランジスタＴＲ５のベースに接続される。トランジスタＴＲ５のベース電位が正電源４４の電位よりも低いので、トランジスタＴＲ２、ＴＲ４の電力損失を低減することができる。また、トランジスタＴＲ１〜ＴＲ４のコレクタを接続することにより、トランジスタＴＲ１〜ＴＲ４のベース−コレクタ間容量Ｃｏｂの影響を小さくすることができる。

第３変形例では、トランジスタＴＲ１、ＴＲ３のコレクタが、第１の所定の定電源に接続される。第１の所定の定電源の電位は、負電源４５の電位よりも高い。したがって、トランジスタＴＲ１、ＴＲ３の電力損失を低減することができる。また、トランジスタＴＲ２、ＴＲ４のコレクタが、第２の所定の定電源に接続される。第２の所定の定電源の電位は、正電源４４の電位よりも低い。したがって、トランジスタＴＲ２、ＴＲ４の電力損失を低減することができる。

第４変形例では、図３に示すように、帰還信号および入力信号の各正成分がトランジスタＴＲ１のベースに入力され、帰還信号および入力信号の各負成分がトランジスタＴＲ２のベースに入力される。トランジスタＴＲ３、ＴＲ４の各ベースは接地電位に接続される。この場合、オペアンプは反転増幅回路として動作する。

第５変形例では、図４に示すように、コンデンサ３０の出力電圧を、微分回路を構成するコンデンサＣ５１、Ｃ５２、抵抗Ｒ５１を介して、反転入力端子４１に帰還信号として入力する。

以上、本発明の実施の形態を説明したが、上述した実施の形態は本発明を実施するための例示に過ぎない。よって、本発明は上述した実施の形態に限定されることなく、その趣旨を逸脱しない範囲内で上述した実施の形態を適宜変形して実施することが可能である。

１ スイッチングアンプ
１０ 初段増幅回路
２０ 後段増幅回路
３０ 蓄積手段
４０ 比較回路
４１ 反転入力端子
４２ 非反転入力端子
４４ 正電源
４５ 負電源
５０ ドライバ
６０ スイッチング出力回路
７０ ＬＰＦ
８０ 帰還回路

Claims (4)

1. 反転入力端子に入力される帰還信号と、非反転入力端子に入力される入力信号とを増幅して初段増幅信号を出力する初段増幅回路と、
   前記初段増幅信号を増幅して、出力電流を出力する後段増幅回路と、
   前記後段増幅回路からの出力電流を受けて電荷を蓄積する蓄積手段と、
   前記蓄積手段からの電圧と基準電位とを比較する比較手段と、
   前記比較手段からの比較結果に基づいてオンオフ動作するスイッチング出力回路と、
   前記スイッチング出力回路からの電圧が供給され、前記帰還信号を生成する帰還手段とを備え、
   前記初段増幅回路が、
   前記帰還信号の正成分を入力とする第１エミッタフォロワ回路を形成し、コレクタに所定の第１電位が印加される第１トランジスタと、
   前記帰還信号の負成分を入力とする第２エミッタフォロワ回路を形成し、コレクタに所定の第２電位が印加される第２トランジスタと、
   前記入力信号の正成分を入力とする第３エミッタフォロワ回路を形成し、コレクタに所定の第３電位が印加される第３トランジスタと、
   前記入力信号の負成分を入力とする第４エミッタフォロワ回路を形成し、コレクタに所定の第４電位が印加される第４トランジスタと、
   前記第１エミッタフォロワ回路の出力に接続されるエミッタと、前記第３エミッタフォロワ回路の出力に接続されるベースと、第１コレクタ抵抗を介して正電源の電位が印加され、前記初段増幅信号の正成分が出力されるコレクタとを有する第５トランジスタと、
   前記第２エミッタフォロワ回路の出力に接続されるエミッタと、前記第４エミッタフォロワ回路の出力に接続されるベースと、第２コレクタ抵抗を介して負電源の電位が印加され、前記初段増幅信号の負成分が出力されるコレクタとを有する第６トランジスタとを含む、
   スイッチングアンプ。
2. 前記初段増幅回路が、
   前記第１トランジスタのエミッタと、前記第５トランジスタのエミッタとの間に接続される第１抵抗と、
   前記第２トランジスタのエミッタと、前記第６トランジスタのエミッタとの間に接続される第２抵抗とをさらに含む、請求項１に記載のスイッチングアンプ。
3. 前記初段増幅回路が、
   前記第５トランジスタのベースに接続されるベース及びコレクタと、前記第３トランジスタのエミッタに接続されるエミッタとを有する第７トランジスタと、
   前記第６トランジスタのベースに接続されるベース及びコレクタと、前記第４トランジスタのエミッタに接続されるエミッタとを有する第８トランジスタと、
   前記第３トランジスタのエミッタと前記第７トランジスタのエミッタとの間に接続される第３抵抗と、
   前記第４トランジスタのエミッタと前記第８トランジスタのエミッタとの間に接続される第４抵抗とをさらに含む、請求項１または２に記載のスイッチングアンプ。
4. 非反転入力端子が接地電位に接続され、反転入力端子に入力される入力信号および帰還信号を増幅して初段増幅信号を出力する初段増幅回路と、
   前記初段増幅信号を増幅して、出力電流を出力する後段増幅回路と、
   前記後段増幅回路からの出力電流を受けて電荷を蓄積する蓄積手段と、
   前記蓄積手段からの電圧と基準電位とを比較する比較手段と、
   前記比較手段からの比較結果に基づいてオンオフ動作するスイッチング出力回路と、
   前記スイッチング出力回路からの電圧が供給され、前記帰還信号を生成する帰還手段とを備え、
   前記初段増幅回路が、
   前記入力信号および前記帰還信号の正成分を入力とする第１エミッタフォロワ回路を形成し、コレクタに所定の第１電位が印加される第１トランジスタと、
   前記入力信号および前記帰還信号の負成分を入力とする第２エミッタフォロワ回路を形成し、コレクタに所定の第２電位が印加される第２トランジスタと、
   前記接地電位を入力とする第３エミッタフォロワ回路を形成し、コレクタに所定の第３電位が印加される第３トランジスタと、
   前記接地電位を入力とする第４エミッタフォロワ回路を形成し、コレクタに所定の第４電位が印加される第４トランジスタと、
   前記第１エミッタフォロワ回路の出力に接続されるエミッタと、前記第３エミッタフォロワ回路の出力に接続されるベースと、第１コレクタ抵抗を介して正電源の電位が印加され、前記初段増幅信号の正成分が出力されるコレクタとを有する第５トランジスタと、
   前記第２エミッタフォロワ回路の出力に接続されるエミッタと、前記第４エミッタフォロワ回路の出力に接続されるベースと、第２コレクタ抵抗を介して負電源の電位が印加され、前記初段増幅信号の負成分が出力されるコレクタとを有する第６トランジスタとを含む、
   スイッチングアンプ。

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