JPH0727706Y2 - オーディオ再生回路 - Google Patents
オーディオ再生回路Info
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- JPH0727706Y2 JPH0727706Y2 JP14545289U JP14545289U JPH0727706Y2 JP H0727706 Y2 JPH0727706 Y2 JP H0727706Y2 JP 14545289 U JP14545289 U JP 14545289U JP 14545289 U JP14545289 U JP 14545289U JP H0727706 Y2 JPH0727706 Y2 JP H0727706Y2
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- Japan
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- resistance
- section
- resistance element
- circuit
- feedback
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Description
【考案の詳細な説明】 〔概要〕 オーディオ入力信号に含まれる高域成分を除去するため
のローパスフィルタやこのローパスフィルタによる位相
遅れを補償するための移相器等に設けられるカットオフ
周波数設定用のRC回路部の抵抗部を複数の分割した抵抗
素子により構成し、さらに、上記RC回路部からの低域信
号を所定の増幅率により増幅すると共にその増幅出力を
上記抵抗素子の中の１つに帰還する帰還増幅部を設け、
上記カットオフ周波数を比較的低い値に設定するため
に、RC回路部の出力側から見た等価的な抵抗値が、直列
に接続される他の２つの抵抗素子の各抵抗値の和よりも
はるかに大きくなるように構成してなるオーディオ再生
回路であって、IC化の容易な小さな抵抗値の抵抗素子を
用いてオーディオ入力信号のカットオフ周波数を通常よ
りも低い値に設定することが可能となる。
のローパスフィルタやこのローパスフィルタによる位相
遅れを補償するための移相器等に設けられるカットオフ
周波数設定用のRC回路部の抵抗部を複数の分割した抵抗
素子により構成し、さらに、上記RC回路部からの低域信
号を所定の増幅率により増幅すると共にその増幅出力を
上記抵抗素子の中の１つに帰還する帰還増幅部を設け、
上記カットオフ周波数を比較的低い値に設定するため
に、RC回路部の出力側から見た等価的な抵抗値が、直列
に接続される他の２つの抵抗素子の各抵抗値の和よりも
はるかに大きくなるように構成してなるオーディオ再生
回路であって、IC化の容易な小さな抵抗値の抵抗素子を
用いてオーディオ入力信号のカットオフ周波数を通常よ
りも低い値に設定することが可能となる。
本考案はカセットテープレコーダやFM受信機等のオーデ
ィオ機器から復調されるオーディオ入力信号をもとに音
楽等の音声を再生するためのオーディオ再生回路に関す
る。
ィオ機器から復調されるオーディオ入力信号をもとに音
楽等の音声を再生するためのオーディオ再生回路に関す
る。
さらに詳しく言えば、本考案は、抵抗およびコンデンサ
を有するローパスフィルタ（以下、LPFと略記する）等
により上記オーディオ入力信号に瞬時的に重畳される高
周波の雑音を除去する機能を備えたオーディオ再生回路
について言及するものである。
を有するローパスフィルタ（以下、LPFと略記する）等
により上記オーディオ入力信号に瞬時的に重畳される高
周波の雑音を除去する機能を備えたオーディオ再生回路
について言及するものである。
第７図は従来のオーディオ再生回路を示すブロック図で
ある。ただし、ここでは、例えば、特開昭62-175025号
公報に示されるように、オーディオ入力信号Siに混入す
る雑音を除去するLPF3と、このLPF3により生ずるオーデ
ィオ入力信号Siの位相遅れを補正するための移相器４と
を有するオーディオ再生回路を代表して示す。
ある。ただし、ここでは、例えば、特開昭62-175025号
公報に示されるように、オーディオ入力信号Siに混入す
る雑音を除去するLPF3と、このLPF3により生ずるオーデ
ィオ入力信号Siの位相遅れを補正するための移相器４と
を有するオーディオ再生回路を代表して示す。
第７図においては、上記のLPF3および移相器４の出力側
に切替回路部５が接続されている。この切替回路部５で
は、雑音検出回路部６により検出される上記雑音の有
無、すなわち雑音検出信号Sdの有無に応じてそれぞれLP
F3または移相器４を選択してオーディオ出力信号Soを生
成している。さらに、定数制御回路部７からの制御信号
ScによりLPF3のカットオフ周波数を制御すると共にこの
LPF3により生ずるオーディオ入力信号Siの遅延時間に一
致するように移相器４の遅延時間（位相角）を設定すれ
ば、上記切替回路部５の切替時においてLPF3および移相
器４からそれぞれ出力されるフィルタ信号Sfおよび移相
信号Spの位相が常に一致するので、第８図に示すよう
に、オーディオ入力信号Siから不要な雑音が除去される
と共にオーディオ出力信号Soの上記入力信号Siに対する
位相遅れが補正される。さらに、上記出力信号Soを、パ
ワーアンプ８を介してスピーカ９に入力すれば、雑音や
信号の位相遅れ等に影響されることのない良好な再生音
が上記スピーカ９から出力される。
に切替回路部５が接続されている。この切替回路部５で
は、雑音検出回路部６により検出される上記雑音の有
無、すなわち雑音検出信号Sdの有無に応じてそれぞれLP
F3または移相器４を選択してオーディオ出力信号Soを生
成している。さらに、定数制御回路部７からの制御信号
ScによりLPF3のカットオフ周波数を制御すると共にこの
LPF3により生ずるオーディオ入力信号Siの遅延時間に一
致するように移相器４の遅延時間（位相角）を設定すれ
ば、上記切替回路部５の切替時においてLPF3および移相
器４からそれぞれ出力されるフィルタ信号Sfおよび移相
信号Spの位相が常に一致するので、第８図に示すよう
に、オーディオ入力信号Siから不要な雑音が除去される
と共にオーディオ出力信号Soの上記入力信号Siに対する
位相遅れが補正される。さらに、上記出力信号Soを、パ
ワーアンプ８を介してスピーカ９に入力すれば、雑音や
信号の位相遅れ等に影響されることのない良好な再生音
が上記スピーカ９から出力される。
第９図は第７図のLPFおよび移相器の具体例を示す回路
図である。ここでは、移相器４は、オーディオ入力信号
Siを遅延させるための抵抗41および可変容量ダイオード
等の可変コンデンサ42からなる少なくとも１段のRC回路
部と、このRC回路部の出力端子が非反転入力端子に接続
され、かつ、利得調整用の抵抗44,45が反転入力端子に
接続される演算増幅器43を含む演算処理部とを備えてい
る。この演算処理部では、入力信号Siを適当に処理して
所望の遅延時間を有する移相信号Spを出力している。ま
た一方で、LPF3は、上記移相器よりも高次のRC回路部、
すなわち、抵抗31,33および可変コンデンサ32,34からな
る少なくとも２段のRC回路部を備えている。このよう
に、LPF3のRC回路部を移相器４のRC回路部よりも高次に
すれば、LPF3通過後の入力信号Siの位相遅れを移相器４
により確実に補正することができる。
図である。ここでは、移相器４は、オーディオ入力信号
Siを遅延させるための抵抗41および可変容量ダイオード
等の可変コンデンサ42からなる少なくとも１段のRC回路
部と、このRC回路部の出力端子が非反転入力端子に接続
され、かつ、利得調整用の抵抗44,45が反転入力端子に
接続される演算増幅器43を含む演算処理部とを備えてい
る。この演算処理部では、入力信号Siを適当に処理して
所望の遅延時間を有する移相信号Spを出力している。ま
た一方で、LPF3は、上記移相器よりも高次のRC回路部、
すなわち、抵抗31,33および可変コンデンサ32,34からな
る少なくとも２段のRC回路部を備えている。このよう
に、LPF3のRC回路部を移相器４のRC回路部よりも高次に
すれば、LPF3通過後の入力信号Siの位相遅れを移相器４
により確実に補正することができる。
この位相遅れが補正された状態で、すべてのRC回路部の
可変コンデンサ32,34および42の容量値Ｃを定数制御回
路部７（第７図）により制御すれば、入力信号Siの基本
周波数成分にほぼ一致するようにLPF3のカットオフ周波
数が変化すると共にこのカットオフ周波数に対応するよ
うに移相器４の位相角が変化する。したがって、上記の
オーディオ再生回路においては、入力信号Siの高域成分
が大きくカットされたり移相ずれが生じたりすることな
く元の信号特性を保持した状態で不要な雑音をできる限
り広帯域にわたって除去することができる。
可変コンデンサ32,34および42の容量値Ｃを定数制御回
路部７（第７図）により制御すれば、入力信号Siの基本
周波数成分にほぼ一致するようにLPF3のカットオフ周波
数が変化すると共にこのカットオフ周波数に対応するよ
うに移相器４の位相角が変化する。したがって、上記の
オーディオ再生回路においては、入力信号Siの高域成分
が大きくカットされたり移相ずれが生じたりすることな
く元の信号特性を保持した状態で不要な雑音をできる限
り広帯域にわたって除去することができる。
上記のとおり、従来のオーディオ再生回路では、オーデ
ィオ入力信号Siの基本周波数成分を考慮した上でLPF等
のRC回路部における可変コンデンサの容量値Ｃの値を変
えてカットオフ周波数を適当な値に設定することによ
り、上記入力信号Siの周波数特性に応じて効果的な雑音
除去を行うようにしていた。
ィオ入力信号Siの基本周波数成分を考慮した上でLPF等
のRC回路部における可変コンデンサの容量値Ｃの値を変
えてカットオフ周波数を適当な値に設定することによ
り、上記入力信号Siの周波数特性に応じて効果的な雑音
除去を行うようにしていた。
この場合、上記可変コンデンサは、通常、プリント回路
基板等に個別に実装される。したがって、その大きさに
制限が生ずるので、容量値Ｃにも上限（例えば1000pF）
が存在する。このため、オーディオ機器の仕様等によ
り、オーディオ入力信号Siの周波数帯が通常の周波数帯
（数10kHz〜数100kHz）よりもずっと低い値（300Hz〜6k
Hz）になっている場合は、上記入力信号Siの基本周波数
成分にほぼ一致するようにカットオフ周波数を設定する
ためにRC回路部の抵抗の抵抗値Ｒをきわめて大きな値に
しなければならない。例えば、可変コンデンサの容量値
Ｃが1000pFでカットオフ周波数を300Hzに設定したいと
きは、抵抗値Ｒが約530kΩの抵抗が必要となる。一般
に、上記オーディオ再生回路の小形化および低価格化を
図るためには可変コンデンサ以外の部分はできる限りIC
化することが望ましい。このときに、上記のような大き
な抵抗値を有する抵抗は他の演算増幅器と共にICに組み
込むことが困難になるという問題が生じてくる。
基板等に個別に実装される。したがって、その大きさに
制限が生ずるので、容量値Ｃにも上限（例えば1000pF）
が存在する。このため、オーディオ機器の仕様等によ
り、オーディオ入力信号Siの周波数帯が通常の周波数帯
（数10kHz〜数100kHz）よりもずっと低い値（300Hz〜6k
Hz）になっている場合は、上記入力信号Siの基本周波数
成分にほぼ一致するようにカットオフ周波数を設定する
ためにRC回路部の抵抗の抵抗値Ｒをきわめて大きな値に
しなければならない。例えば、可変コンデンサの容量値
Ｃが1000pFでカットオフ周波数を300Hzに設定したいと
きは、抵抗値Ｒが約530kΩの抵抗が必要となる。一般
に、上記オーディオ再生回路の小形化および低価格化を
図るためには可変コンデンサ以外の部分はできる限りIC
化することが望ましい。このときに、上記のような大き
な抵抗値を有する抵抗は他の演算増幅器と共にICに組み
込むことが困難になるという問題が生じてくる。
本考案は上記問題点に鑑みてなされたものであり、オー
ディオ入力信号のカットオフ周波数を通常よりも低い値
に設定する場合に大きな抵抗値の抵抗を必要としないオ
ーディオ再生回路を提供することを目的とするものであ
る。
ディオ入力信号のカットオフ周波数を通常よりも低い値
に設定する場合に大きな抵抗値の抵抗を必要としないオ
ーディオ再生回路を提供することを目的とするものであ
る。
第１図は本考案の原理構成を示すブロック図である。た
だし、ここでは、オーディオ再生回路におけるカットオ
フ周波数設定の部分を拡大して示すこととする。なお、
前述した構成要素と同様のものについては、同一の参照
番号を付して表す。
だし、ここでは、オーディオ再生回路におけるカットオ
フ周波数設定の部分を拡大して示すこととする。なお、
前述した構成要素と同様のものについては、同一の参照
番号を付して表す。
第１図においては、RC回路部１は、複数の抵抗素子から
なる抵抗部10と、この抵抗部10に接続される１つのコン
デンサ14とを有している。さらに詳しく言えば、上記抵
抗部10は、直列に接続される第１抵抗素子11および第２
抵抗素子12と、上記第１抵抗素子11と上記第２抵抗素子
12との間に接続される第３抵抗素子13とに分割して構成
されている。さらに、上記RC回路部１の出力側に帰還増
幅部２を設けている。この帰還増幅部２は、上記RC回路
部１からの低域信号S1を所定の利得Ｋにより増幅する帰
還用演算増幅器を有し、かつ、この帰還用演算増幅器か
ら出力される増幅信号を上記第３抵抗素子13に帰還する
ものである。この場合、上記RC回路部の出力側から見た
等価的な抵抗値が、上記第１抵抗素子11および第２抵抗
素子12の各抵抗値の和よりもはるかに大きくなるように
構成してカットオフ周波数を比較的低い値に設定するよ
うにしている。なお、上記コンデンサ14として、オーデ
ィオ入力信号Siの基本周波数成分に応じて迅速にカット
オフ周波数を変化させることが可能な可変コンデンサを
使用するのが好ましい。
なる抵抗部10と、この抵抗部10に接続される１つのコン
デンサ14とを有している。さらに詳しく言えば、上記抵
抗部10は、直列に接続される第１抵抗素子11および第２
抵抗素子12と、上記第１抵抗素子11と上記第２抵抗素子
12との間に接続される第３抵抗素子13とに分割して構成
されている。さらに、上記RC回路部１の出力側に帰還増
幅部２を設けている。この帰還増幅部２は、上記RC回路
部１からの低域信号S1を所定の利得Ｋにより増幅する帰
還用演算増幅器を有し、かつ、この帰還用演算増幅器か
ら出力される増幅信号を上記第３抵抗素子13に帰還する
ものである。この場合、上記RC回路部の出力側から見た
等価的な抵抗値が、上記第１抵抗素子11および第２抵抗
素子12の各抵抗値の和よりもはるかに大きくなるように
構成してカットオフ周波数を比較的低い値に設定するよ
うにしている。なお、上記コンデンサ14として、オーデ
ィオ入力信号Siの基本周波数成分に応じて迅速にカット
オフ周波数を変化させることが可能な可変コンデンサを
使用するのが好ましい。
上記RC回路部１および帰還増幅部２は、オーディオ入力
信号Siに含まれる高域成分を除去するためのLPFおよび
このLPFによる位相遅れを補償するための移相器または
そのいずれか一方に適用することが可能である。なお、
上記帰還増幅部２の出力端子の代わりに、RC回路部１の
出力端子を次段の回路部に接続してもよい。
信号Siに含まれる高域成分を除去するためのLPFおよび
このLPFによる位相遅れを補償するための移相器または
そのいずれか一方に適用することが可能である。なお、
上記帰還増幅部２の出力端子の代わりに、RC回路部１の
出力端子を次段の回路部に接続してもよい。
好ましくは、本考案においては、オーディオ入力信号Si
に含まれる高域成分をより確実に除去することを目的と
して、上記LPFが、上記抵抗部10を含むRC回路部１と帰
還増幅部２との組み合わせを２段に接続して構成され、
かつ、上記移相器が、１段のRC回路部１と帰還増幅部２
との組み合わせにより構成される。すなわち、LPFおよ
び移相器により、１段のRC回路部１と帰還増幅部２との
組み合わせが共用される。
に含まれる高域成分をより確実に除去することを目的と
して、上記LPFが、上記抵抗部10を含むRC回路部１と帰
還増幅部２との組み合わせを２段に接続して構成され、
かつ、上記移相器が、１段のRC回路部１と帰還増幅部２
との組み合わせにより構成される。すなわち、LPFおよ
び移相器により、１段のRC回路部１と帰還増幅部２との
組み合わせが共用される。
本考案では、カットオフ周波数設定用の抵抗を３種の抵
抗素子11,12および13に分割して構成することにより各
素子の抵抗値を従来よりもはるかに小さくしてIC化を容
易にしている。さらに、帰還増幅部２の演算増幅器等の
出力を上記の分割した抵抗素子11,12および13の中の１
つ、例えば第３抵抗素子13に帰還しているので、RC回路
部１の出力側から見た等価的な抵抗値が第１および第２
抵抗素子11,12の各抵抗値の和よりもずっと大きくなっ
てカットオフ周波数が300Hz程度にまで低下する。
抗素子11,12および13に分割して構成することにより各
素子の抵抗値を従来よりもはるかに小さくしてIC化を容
易にしている。さらに、帰還増幅部２の演算増幅器等の
出力を上記の分割した抵抗素子11,12および13の中の１
つ、例えば第３抵抗素子13に帰還しているので、RC回路
部１の出力側から見た等価的な抵抗値が第１および第２
抵抗素子11,12の各抵抗値の和よりもずっと大きくなっ
てカットオフ周波数が300Hz程度にまで低下する。
かくして、本考案では、IC化の容易な小さな抵抗値の抵
抗素子を用いてオーディオ再生回路におけるオーディオ
入力信号のカットオフ周波数を通常よりも低い値に設定
することが可能となる。
抗素子を用いてオーディオ再生回路におけるオーディオ
入力信号のカットオフ周波数を通常よりも低い値に設定
することが可能となる。
さらに、本考案では、RC回路部および帰還増幅部との組
み合わせを２段にしてLPFを構成した場合に、このLPFお
よび移相器により、１段のRC回路部および帰還増幅部の
組み合わせが共用されるので、これらのRC回路部等を節
減することができる。
み合わせを２段にしてLPFを構成した場合に、このLPFお
よび移相器により、１段のRC回路部および帰還増幅部の
組み合わせが共用されるので、これらのRC回路部等を節
減することができる。
第２図は本考案の一実施例を示す回路図である。ここで
は、RC回路部１のコンデンサ14（第１図）として、可変
容量ダイオード等の可変コンデンサ15を用いている。こ
の可変コンデンサ15の容量値Ｃは、定数制御回路部７
（第７図）等からの制御信号Scにより直流レベルの電圧
を印加することによって目的とする値に設定される。さ
らに、帰還増幅部２は、帰還用演算増幅器20と、この帰
還用演算増幅器20の利得を所定の値Ｋに設定するための
抵抗21,22とから構成される。
は、RC回路部１のコンデンサ14（第１図）として、可変
容量ダイオード等の可変コンデンサ15を用いている。こ
の可変コンデンサ15の容量値Ｃは、定数制御回路部７
（第７図）等からの制御信号Scにより直流レベルの電圧
を印加することによって目的とする値に設定される。さ
らに、帰還増幅部２は、帰還用演算増幅器20と、この帰
還用演算増幅器20の利得を所定の値Ｋに設定するための
抵抗21,22とから構成される。
第２図において、RC回路部１および帰還増幅部２の伝達
特性等により回路全体のカットオフ周波数を求めること
とする。ここで、RC回路部１の第１抵抗素子11の入力側
および出力側の信号電圧をそれぞれEiおよびEmとし、さ
らに帰還増幅部２の出力側の信号電圧をEaとする。な
お、可変コンデンサ15には、直流電圧が印加されるの
で、上記可変コンデンサ15において制御信号Scが印加さ
れる側は交流的にアースに接続されていると考えられ
る。さらに、第１、第２および第３抵抗素子11,12およ
び13の抵抗値をそれぞれR1，R2およびR3とする。
特性等により回路全体のカットオフ周波数を求めること
とする。ここで、RC回路部１の第１抵抗素子11の入力側
および出力側の信号電圧をそれぞれEiおよびEmとし、さ
らに帰還増幅部２の出力側の信号電圧をEaとする。な
お、可変コンデンサ15には、直流電圧が印加されるの
で、上記可変コンデンサ15において制御信号Scが印加さ
れる側は交流的にアースに接続されていると考えられ
る。さらに、第１、第２および第３抵抗素子11,12およ
び13の抵抗値をそれぞれR1，R2およびR3とする。
まず初めにEmとEoとの関係を求めると、 のようになる。次に、キルヒホッフの法則によりRC回路
部１の出力端子ａに向かって各部から流れ込む電流の総
和は０となるから、 の関係が成立する。上記の（１）式および（２）式より
Emを消去すると、 のようになる。したがって、上記第１実施例におけるカ
ットオフ周波数をfcとすると、 のように表される。ここで、例えば、Ｋ＝1,C＝1000pF,
R1＝10kΩ，R2＝10kΩおよびR3＝196Ωとすると、fc＝3
00Hzとなる。このように、上記第１実施例においては、
カットオフ周波数fcを300Hz程度にまで下げる場合でも
上記のような小さな抵抗値の抵抗素子11,12および13が
使用できるので、これらの抵抗素子11,12および13を演
算増幅器20等と共に容易にIC化することが可能となる。
したがって、抵抗外付けのための余計な端子が増加する
ことはない。
部１の出力端子ａに向かって各部から流れ込む電流の総
和は０となるから、 の関係が成立する。上記の（１）式および（２）式より
Emを消去すると、 のようになる。したがって、上記第１実施例におけるカ
ットオフ周波数をfcとすると、 のように表される。ここで、例えば、Ｋ＝1,C＝1000pF,
R1＝10kΩ，R2＝10kΩおよびR3＝196Ωとすると、fc＝3
00Hzとなる。このように、上記第１実施例においては、
カットオフ周波数fcを300Hz程度にまで下げる場合でも
上記のような小さな抵抗値の抵抗素子11,12および13が
使用できるので、これらの抵抗素子11,12および13を演
算増幅器20等と共に容易にIC化することが可能となる。
したがって、抵抗外付けのための余計な端子が増加する
ことはない。
第３図は本考案の第２実施例を示す回路図である。この
場合、オーディオ再生回路内のLPF3（第９図）および移
相器４の少なくとも一方が、第２図のRC回路部１および
帰還増幅部２を有している。ただし、ここでは、移相器
４の構成を代表して示すこととする。
場合、オーディオ再生回路内のLPF3（第９図）および移
相器４の少なくとも一方が、第２図のRC回路部１および
帰還増幅部２を有している。ただし、ここでは、移相器
４の構成を代表して示すこととする。
第３図において、移相器４は、複数の分割した抵抗素子
11,12および13を含むRC回路部１と、このRC回路部１に
接続される帰還増幅部２と、上記RC回路部１の出力端子
が非反転入力端子に接続される演算増幅器43を含む演算
処理部とを有している。さらに、移相器４の入力側に、
保護抵抗18と、利得が１のバッファアンプ19とを備えて
いる。
11,12および13を含むRC回路部１と、このRC回路部１に
接続される帰還増幅部２と、上記RC回路部１の出力端子
が非反転入力端子に接続される演算増幅器43を含む演算
処理部とを有している。さらに、移相器４の入力側に、
保護抵抗18と、利得が１のバッファアンプ19とを備えて
いる。
上記移相器４では、帰還増幅部２からの増幅信号Saの代
わりにRC回路部１からの低域信号Slを演算処理部に入力
している。この場合は、上記演算処理部に入力される信
号電圧は前述の（３）式の1/Kになるが、その伝達特性
（周波数特性）は前記第１実施例（第２図）の場合と同
じである。したがって、上記第２実施例においては、
（４）式と同様に300Hz程度の低いカットオフ周波数fc
に対応する位相角を設定することが可能となる。なお、
上記RC回路部１および帰還増幅部２を２段に構成すれ
ば、カットオフ周波数fcを上記のような低い値に設定す
ることが可能なLPF3が実現される。
わりにRC回路部１からの低域信号Slを演算処理部に入力
している。この場合は、上記演算処理部に入力される信
号電圧は前述の（３）式の1/Kになるが、その伝達特性
（周波数特性）は前記第１実施例（第２図）の場合と同
じである。したがって、上記第２実施例においては、
（４）式と同様に300Hz程度の低いカットオフ周波数fc
に対応する位相角を設定することが可能となる。なお、
上記RC回路部１および帰還増幅部２を２段に構成すれ
ば、カットオフ周波数fcを上記のような低い値に設定す
ることが可能なLPF3が実現される。
第４図は第３図の変形例を示す回路図である。ここで
は、移相器４の演算処理部は、RC回路部１からの低域信
号Slを所定の利得（例えば２）だけ増幅するための演算
増幅部16と、この演算増幅器16の出力からオーディオ入
力信号Siを減算して位相遅れを補正するための減算器17
とから構成される。この場合も、移相器４の位相角を前
記第２実施例（第３図）と同程度の値に設定することが
できる。
は、移相器４の演算処理部は、RC回路部１からの低域信
号Slを所定の利得（例えば２）だけ増幅するための演算
増幅部16と、この演算増幅器16の出力からオーディオ入
力信号Siを減算して位相遅れを補正するための減算器17
とから構成される。この場合も、移相器４の位相角を前
記第２実施例（第３図）と同程度の値に設定することが
できる。
上記の第３図に変形例においては、演算増幅部16をディ
ジタルの乗算器に容易に置き替えることができるので、
ディジタルフィルタ等からなるディジタル・ジグナル・
プロセッサによりオーディオ再生回路を構成する場合に
有利となる。
ジタルの乗算器に容易に置き替えることができるので、
ディジタルフィルタ等からなるディジタル・ジグナル・
プロセッサによりオーディオ再生回路を構成する場合に
有利となる。
第５図は本考案の第３図実施例を示す回路図である。こ
こでは、LPF3の２段のRC回路部の一方と移相器４のRC回
路部とを共用するオーディオ再生回路において、前記第
１実施例（第２図）のRC回路部１および帰還増幅部２を
適用している。すなわち、１段目のRC回路部１および帰
還増幅部２と、演算増幅器43を含む演算処理部とから移
相器４の主要部を構成し、上記１段目のRC回路部１およ
び帰還増幅部２と、２段目のRC回路部１′および帰還増
幅部２′とからLPF3の主要部を構成している。さらに、
LPF3の２段目のRC回路部１の入力側および出力側には、
インピーダンス変換用のバッファアンプ38,39がそれぞ
れ接続されている。この場合は、１段のRC回路部１およ
び帰還増幅部２が共用になるため、可変コンデンサや抵
抗素子等が節減されるので、オーディオ再生回路をIC化
する際に回路全体の占有面積を従来よりも小さくするこ
とができる。
こでは、LPF3の２段のRC回路部の一方と移相器４のRC回
路部とを共用するオーディオ再生回路において、前記第
１実施例（第２図）のRC回路部１および帰還増幅部２を
適用している。すなわち、１段目のRC回路部１および帰
還増幅部２と、演算増幅器43を含む演算処理部とから移
相器４の主要部を構成し、上記１段目のRC回路部１およ
び帰還増幅部２と、２段目のRC回路部１′および帰還増
幅部２′とからLPF3の主要部を構成している。さらに、
LPF3の２段目のRC回路部１の入力側および出力側には、
インピーダンス変換用のバッファアンプ38,39がそれぞ
れ接続されている。この場合は、１段のRC回路部１およ
び帰還増幅部２が共用になるため、可変コンデンサや抵
抗素子等が節減されるので、オーディオ再生回路をIC化
する際に回路全体の占有面積を従来よりも小さくするこ
とができる。
第６図は第５図の変形例を示す回路図である。ここで
は、帰還増幅部2,2′における抵抗21,22,21′および2
2′を取り除いて帰還用演算増幅器20,20′の利得Ｋを１
に設定している。すなわち、帰還増幅部２の構成がバッ
ファアンプの構成と同一になる。したがって、第６図で
は、第５図における２個のバッファアンプ38,39が節減
されるので、回路のIC化の際に第５図の場合よりもさら
に占有面積を小さくすることができる。上記のように帰
還用演算増幅器20,20′の利得Ｋを１とする構成は、RC
回路部を多段に接続する場合に特に有効となる。
は、帰還増幅部2,2′における抵抗21,22,21′および2
2′を取り除いて帰還用演算増幅器20,20′の利得Ｋを１
に設定している。すなわち、帰還増幅部２の構成がバッ
ファアンプの構成と同一になる。したがって、第６図で
は、第５図における２個のバッファアンプ38,39が節減
されるので、回路のIC化の際に第５図の場合よりもさら
に占有面積を小さくすることができる。上記のように帰
還用演算増幅器20,20′の利得Ｋを１とする構成は、RC
回路部を多段に接続する場合に特に有効となる。
以上説明したように本考案によれば、オーディオ再生回
路内のLPFや移相器等において、従来よりもはるかに小
さな抵抗値を有する複数の抵抗素子を用いてオーディオ
入力信号のカットオフ周波数を通常よりも低い値に設定
することが可能となる。したがって、上記抵抗素子を他
の演算増幅器等と共にIC化することが容易に実現され
る。
路内のLPFや移相器等において、従来よりもはるかに小
さな抵抗値を有する複数の抵抗素子を用いてオーディオ
入力信号のカットオフ周波数を通常よりも低い値に設定
することが可能となる。したがって、上記抵抗素子を他
の演算増幅器等と共にIC化することが容易に実現され
る。
さらに、本考案によれば、RC回路部および帰還増幅部と
の組み合わせを２段にしてLPFを構成した場合に、LPFお
よび移相器により、１段のRC回路部および帰還増幅部の
組み合わせが共用されるので、オーディオ入力信号に含
まれる高域成分をより高精度にて除去しなければならな
いときでも、RC回路部等が節減されてオーディオ再生回
路の小形化が図れる。
の組み合わせを２段にしてLPFを構成した場合に、LPFお
よび移相器により、１段のRC回路部および帰還増幅部の
組み合わせが共用されるので、オーディオ入力信号に含
まれる高域成分をより高精度にて除去しなければならな
いときでも、RC回路部等が節減されてオーディオ再生回
路の小形化が図れる。
第１図は本考案の原理構成を示すブロック図、 第２図は本考案の第１実施例を示す回路図、 第３図は、第２図の変形例を示す回路図、 第４図は本考案の第２実施例を示す回路図、 第５図は本考案の第３実施例を示す回路図、 第６図は第５図の変形例を示す回路図、 第７図は従来のオーディオ再生回路を示すブロック図、 第８図は第７図における入出力信号波形を示す図、 第９図は、第７図のLPFおよび位相器の具体例を示す回
路図である。 図において、 １……RC回路部、２……帰還増幅部、３……LPF、４…
…移相器、10……抵抗部、11……第１抵抗素子、12……
第２抵抗素子、13……第３抵抗素子、14……コンデン
サ。
路図である。 図において、 １……RC回路部、２……帰還増幅部、３……LPF、４…
…移相器、10……抵抗部、11……第１抵抗素子、12……
第２抵抗素子、13……第３抵抗素子、14……コンデン
サ。
Claims (2)
- 【請求項１】オーディオ入力信号（Si）のカットオフ周
波数を設定するための複数の抵抗素子からなる抵抗部
（10）と、該抵抗部（10）に接続されるコンデンサ（1
4）とを有するRC回路部を備えたオーディオ再生回路に
おいて、 前記RC回路部の抵抗部（10）が、直列に接続される第１
抵抗素子（11）および第２抵抗素子（12）と、該第１抵
抗素子（11）と該第２抵抗素子（12）との間に接続され
る第３抵抗素子（13）とに分割して構成され、 前記RC回路部からの低域信号（S1）を所定の利得（Ｋ）
により増幅する帰還用演算増幅器（20）を有し、かつ、
該帰還用演算増幅器（20）から出力される増幅信号
（Sa）を前記第３抵抗素子（13）に帰還する帰還増幅部
（２）を設け、 前記RC回路部の出力側から見た等価的な抵抗値が、前記
第１抵抗素子（11）および前記第２抵抗素子（12）の各
抵抗値の和よりもはるかに大きくなるように構成して前
記カットオフ周波数を比較的低い値に設定し、 前記オーディオ入力信号（Si）に含まれる高域成分を除
去するためのローパスフィルタ（３）および該ローパス
フィルタ（３）による位相遅れを補償するための移相器
（４）の少なくとも一方が、前記抵抗部（10）を含むRC
回路部と、前記帰還増幅部（２）とを有することを特徴
とするオーディオ再生回路。 - 【請求項２】オーディオ入力信号（Si）のカットオフ周
波数を設定するための複数の抵抗素子からなる抵抗部
（10）と、該抵抗部（10）に接続されるコンデンサ（1
4）とを有するRC回路部を備えたオーディオ再生回路に
おいて、 前記RC回路部の抵抗部（10）が、直列に接続される第１
抵抗素子（11）および第２抵抗素子（12）と、該第１抵
抗素子（11）と該第２抵抗素子（12）との間に接続され
る第３抵抗素子（13）とに分割して構成され、 前記RC回路部からの低域信号（S1）を所定の利得（Ｋ）
により増幅する帰還用演算増幅器（20）を有し、かつ、
該帰還用演算増幅器（20）から出力される増幅信号
（Sa）を前記第３抵抗素子（13）に帰還する帰還増幅部
（２）を設け、 前記RC回路部の出力側から見た等価的な抵抗値が、前記
第１抵抗素子（11）および前記第２抵抗素子（12）の各
抵抗値の和よりもはるかに大きくなるように構成して前
記カットオフ周波数を比較的低い値に設定し、 前記オーディオ入力信号（Si）に含まれる高域成分を除
去するためのローパスフィルタ（３）が、前記抵抗部
（10）を含むRC回路部と前記帰還増幅部（２）との組み
合わせを２段に接続して構成され、 前記ローパスフィルタ（３）により生ずる前記オーディ
オ入力信号（Si）の位相遅れを補正するための移相器
（４）が、１段の前記RC回路部と前記帰還増幅部（２）
との組み合わせにより構成され、 前記ローパスフィルタ（３）および前記移相器（４）に
より、前記１段のRC回路部と前記帰還増幅部（２）との
組み合わせが共用されることを特徴とするオーディオ再
生回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14545289U JPH0727706Y2 (ja) | 1989-12-19 | 1989-12-19 | オーディオ再生回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14545289U JPH0727706Y2 (ja) | 1989-12-19 | 1989-12-19 | オーディオ再生回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0384646U JPH0384646U (ja) | 1991-08-28 |
| JPH0727706Y2 true JPH0727706Y2 (ja) | 1995-06-21 |
Family
ID=31692087
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14545289U Expired - Lifetime JPH0727706Y2 (ja) | 1989-12-19 | 1989-12-19 | オーディオ再生回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0727706Y2 (ja) |
-
1989
- 1989-12-19 JP JP14545289U patent/JPH0727706Y2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0384646U (ja) | 1991-08-28 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EXPY | Cancellation because of completion of term |