JPH0719971A - トルク検出装置 - Google Patents
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- JPH0719971A JPH0719971A JP6054629A JP5462994A JPH0719971A JP H0719971 A JPH0719971 A JP H0719971A JP 6054629 A JP6054629 A JP 6054629A JP 5462994 A JP5462994 A JP 5462994A JP H0719971 A JPH0719971 A JP H0719971A
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- G01D—MEASURING NOT SPECIALLY ADAPTED FOR A SPECIFIC VARIABLE; ARRANGEMENTS FOR MEASURING TWO OR MORE VARIABLES NOT COVERED IN A SINGLE OTHER SUBCLASS; TARIFF METERING APPARATUS; MEASURING OR TESTING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- G01D5/00—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable
- G01D5/48—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using wave or particle radiation means
- G01D5/485—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using wave or particle radiation means using magnetostrictive devices
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01L—MEASURING FORCE, STRESS, TORQUE, WORK, MECHANICAL POWER, MECHANICAL EFFICIENCY, OR FLUID PRESSURE
- G01L3/00—Measuring torque, work, mechanical power, or mechanical efficiency, in general
- G01L3/02—Rotary-transmission dynamometers
- G01L3/04—Rotary-transmission dynamometers wherein the torque-transmitting element comprises a torsionally-flexible shaft
- G01L3/10—Rotary-transmission dynamometers wherein the torque-transmitting element comprises a torsionally-flexible shaft involving electric or magnetic means for indicating
- G01L3/101—Rotary-transmission dynamometers wherein the torque-transmitting element comprises a torsionally-flexible shaft involving electric or magnetic means for indicating involving magnetic or electromagnetic means
- G01L3/102—Rotary-transmission dynamometers wherein the torque-transmitting element comprises a torsionally-flexible shaft involving electric or magnetic means for indicating involving magnetic or electromagnetic means involving magnetostrictive means
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- General Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- Power Steering Mechanism (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 温度に応じて出力信号の出力特性を自動的に
調整し、トルクの検出感度を安定化して検出精度や信頼
性等をより一層向上する。 【構成】 ハーフブリッジ回路１１の中点Ｃから出力さ
れた信号を増幅する増幅回路４１の入力感温抵抗４２に
温度上昇に応じて抵抗値が増大するポジスタを用い、処
理回路の一部を構成する調整回路４３の負帰還感温抵抗
４４には温度上昇に応じて抵抗値が変化するサーミスタ
を用いる構成とした。これにより、温度が変化すると、
増幅回路４１と調整回路４３の増幅率がこの温度に応じ
てそれぞれ変化し、差動増幅回路２７から出力される出
力信号の出力特性の傾きが基準温度における出力特性の
傾きにほぼ一致し、無トルク時の洩れ電圧が解消され
る。
調整し、トルクの検出感度を安定化して検出精度や信頼
性等をより一層向上する。 【構成】 ハーフブリッジ回路１１の中点Ｃから出力さ
れた信号を増幅する増幅回路４１の入力感温抵抗４２に
温度上昇に応じて抵抗値が増大するポジスタを用い、処
理回路の一部を構成する調整回路４３の負帰還感温抵抗
４４には温度上昇に応じて抵抗値が変化するサーミスタ
を用いる構成とした。これにより、温度が変化すると、
増幅回路４１と調整回路４３の増幅率がこの温度に応じ
てそれぞれ変化し、差動増幅回路２７から出力される出
力信号の出力特性の傾きが基準温度における出力特性の
傾きにほぼ一致し、無トルク時の洩れ電圧が解消され
る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、例えば自動車用エンジ
ンの出力軸トルク等を検出するのに用いて好適なトルク
検出装置に関する。
ンの出力軸トルク等を検出するのに用いて好適なトルク
検出装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】自動変速機を備えたオートマチック車等
においては、変速タイミングを適正化する目的でアウト
プットシャフト等にトルク検出装置を設けることが提案
されている。
においては、変速タイミングを適正化する目的でアウト
プットシャフト等にトルク検出装置を設けることが提案
されている。
【０００３】そして、かかる従来技術によるトルク検出
装置は、一対の磁気異方性部が形成された磁歪シャフト
の外周側に設けられ、調整抵抗と共にフルブリッジ回路
に組まれた一対の検出コイルと、該各検出コイルからの
検出電圧を比較して増幅する差動増幅器と、該差動増幅
器で増幅された信号を位相検波する位相検波回路等とか
ら構成されている。
装置は、一対の磁気異方性部が形成された磁歪シャフト
の外周側に設けられ、調整抵抗と共にフルブリッジ回路
に組まれた一対の検出コイルと、該各検出コイルからの
検出電圧を比較して増幅する差動増幅器と、該差動増幅
器で増幅された信号を位相検波する位相検波回路等とか
ら構成されている。
【０００４】しかし、この種のトルク検出装置では、予
め調整抵抗の値を微調整等してブリッジの平衡を保持す
る必要があるから、この調整作業に手間がかかる上に、
走行中に生じる温度変化の影響を受け易く、トルクの高
精度検出ができないという問題がある。
め調整抵抗の値を微調整等してブリッジの平衡を保持す
る必要があるから、この調整作業に手間がかかる上に、
走行中に生じる温度変化の影響を受け易く、トルクの高
精度検出ができないという問題がある。
【０００５】そこで、本発明者等は、かかる従来技術に
よるトルク検出装置の問題に鑑み、特願平５−３２６７
８号（以下「先行技術」という）として、図１４ないし
図２０に示す如く、各検出コイルをハーフブリッジ回路
に組み、その両端から１８０°位相の異なる三角波を印
加するトルク検出装置を提案した。
よるトルク検出装置の問題に鑑み、特願平５−３２６７
８号（以下「先行技術」という）として、図１４ないし
図２０に示す如く、各検出コイルをハーフブリッジ回路
に組み、その両端から１８０°位相の異なる三角波を印
加するトルク検出装置を提案した。
【０００６】図において、１はトルクセンサ本体を構成
するケーシングを示し、該ケーシング１は非磁性材料に
より段付筒状に形成され、自動変速機のケース（図示せ
ず）等に固定されている。
するケーシングを示し、該ケーシング１は非磁性材料に
より段付筒状に形成され、自動変速機のケース（図示せ
ず）等に固定されている。
【０００７】２はケーシング１内に軸受３，３を介して
回転自在に配設された磁歪シャフトを示し、該磁歪シャ
フト２は例えばステンレス鋼等によって円柱状に形成さ
れ、その両端側２Ａ，２Ｂはケーシング１外に突出して
アウトプットシャフトを構成している。また、ケーシン
グ１内に位置する該磁歪シャフト２の軸方向中間部はス
リット形成部２Ｃとなり、該スリット形成部２Ｃの外周
面には４５度下向きに形成された第１のスリット溝４，
４，…と、４５度上向きに形成された第２のスリット溝
５，５，…とが周方向に離間して複数個刻設されてい
る。
回転自在に配設された磁歪シャフトを示し、該磁歪シャ
フト２は例えばステンレス鋼等によって円柱状に形成さ
れ、その両端側２Ａ，２Ｂはケーシング１外に突出して
アウトプットシャフトを構成している。また、ケーシン
グ１内に位置する該磁歪シャフト２の軸方向中間部はス
リット形成部２Ｃとなり、該スリット形成部２Ｃの外周
面には４５度下向きに形成された第１のスリット溝４，
４，…と、４５度上向きに形成された第２のスリット溝
５，５，…とが周方向に離間して複数個刻設されてい
る。
【０００８】６，７はケーシング１内に位置し、磁歪シ
ャフト２の外周側に軸方向に離間して形成された第１の
磁気異方性部，第２の磁気異方性部をそれぞれ示し、該
磁気異方性部６，７は磁歪シャフト２のスリット形成部
２Ｃの外周面に例えばＦｅ（８３％），Ａｌ（１３％）
からなる磁性材料をコーティングして熱処理することに
より形成されている。また、各第１のスリット溝４間に
第１の磁気異方性部６が形成され、各第２のスリット溝
５間に第２の磁気異方性部７が形成され、該磁気異方性
部６，７には表面磁界による磁路が形成される。
ャフト２の外周側に軸方向に離間して形成された第１の
磁気異方性部，第２の磁気異方性部をそれぞれ示し、該
磁気異方性部６，７は磁歪シャフト２のスリット形成部
２Ｃの外周面に例えばＦｅ（８３％），Ａｌ（１３％）
からなる磁性材料をコーティングして熱処理することに
より形成されている。また、各第１のスリット溝４間に
第１の磁気異方性部６が形成され、各第２のスリット溝
５間に第２の磁気異方性部７が形成され、該磁気異方性
部６，７には表面磁界による磁路が形成される。
【０００９】８は磁歪シャフト２のスリット形成部２Ｃ
外周側に位置してケーシング１の内周面に固着され、例
えば鉄等の磁性材料から段付筒状に形成されたコア部材
を示し、該コア部材８の内周側には後述の検出コイル
９，１０が軸方向に離間して配設されている。
外周側に位置してケーシング１の内周面に固着され、例
えば鉄等の磁性材料から段付筒状に形成されたコア部材
を示し、該コア部材８の内周側には後述の検出コイル
９，１０が軸方向に離間して配設されている。
【００１０】９，１０は磁気異方性部６，７に対向して
磁歪シャフト２の外周側に設けられた第１の励磁および
検出コイル，第２の励磁および検出コイルをそれぞれ示
し、該励磁および検出コイル９，１０はコア部材８の内
周側にコイルボビン（図示せず）を介して取付けられて
いる。そして、図１５に示す如く、該励磁および検出コ
イル９，１０は直列に接続されることにより、所謂ハー
フブリッジ回路１１が形成され、後述する三角波発生回
路１２から例えば３０ＫＨｚ程度の三角波が印加される
と、この周波数に応じた磁束を発生し、この磁束をコア
部材８の端部から磁歪シャフト２に加える励磁作用を行
なう。一方、磁歪シャフト２に加わったトルクによって
磁気異方性部６，７の磁気抵抗（透磁率μ）が変化する
と、磁歪シャフト２からコア部材８に亘る磁気回路中の
磁束変化を検出し、この磁束変化に応じた検出電圧を出
力する検出作用をも行なうものである。
磁歪シャフト２の外周側に設けられた第１の励磁および
検出コイル，第２の励磁および検出コイルをそれぞれ示
し、該励磁および検出コイル９，１０はコア部材８の内
周側にコイルボビン（図示せず）を介して取付けられて
いる。そして、図１５に示す如く、該励磁および検出コ
イル９，１０は直列に接続されることにより、所謂ハー
フブリッジ回路１１が形成され、後述する三角波発生回
路１２から例えば３０ＫＨｚ程度の三角波が印加される
と、この周波数に応じた磁束を発生し、この磁束をコア
部材８の端部から磁歪シャフト２に加える励磁作用を行
なう。一方、磁歪シャフト２に加わったトルクによって
磁気異方性部６，７の磁気抵抗（透磁率μ）が変化する
と、磁歪シャフト２からコア部材８に亘る磁気回路中の
磁束変化を検出し、この磁束変化に応じた検出電圧を出
力する検出作用をも行なうものである。
【００１１】１２は三角波発生回路を示し、該三角波発
生回路１２は、２つの方形波を発生させる方形波発振器
１３と、該方形波発振器１３から出力された各方形波を
三角波に変換する三角波変換器１４と、後述する基準電
圧発生回路２４から入力された直流のバイアス電圧ＶS
を下記数１に示す増幅率α1 で増幅して電源電圧とし
て、該電源電圧を方形波発振器１３に供給するオペアン
プ１５とから大略構成され、該オペアンプ１５には反転
入力端子と出力端子との間に負帰還抵抗１６が接続され
ると共に、反転入力端子とアースとの間には接地抵抗１
７が接続されている。そして、該三角波発生回路１２
は、図１６に示す如く、ハーフブリッジ回路１１の両端
Ａ，Ｂに位相が１８０°異なる三角波を例えば３０ＫＨ
ｚ程度の周波数をもって印加するものである。また、前
記方形波発振器１３からは後述の位相検波回路２３に向
けて基準波としての検波波形Ｅが出力されている。
生回路１２は、２つの方形波を発生させる方形波発振器
１３と、該方形波発振器１３から出力された各方形波を
三角波に変換する三角波変換器１４と、後述する基準電
圧発生回路２４から入力された直流のバイアス電圧ＶS
を下記数１に示す増幅率α1 で増幅して電源電圧とし
て、該電源電圧を方形波発振器１３に供給するオペアン
プ１５とから大略構成され、該オペアンプ１５には反転
入力端子と出力端子との間に負帰還抵抗１６が接続され
ると共に、反転入力端子とアースとの間には接地抵抗１
７が接続されている。そして、該三角波発生回路１２
は、図１６に示す如く、ハーフブリッジ回路１１の両端
Ａ，Ｂに位相が１８０°異なる三角波を例えば３０ＫＨ
ｚ程度の周波数をもって印加するものである。また、前
記方形波発振器１３からは後述の位相検波回路２３に向
けて基準波としての検波波形Ｅが出力されている。
【００１２】
【数１】 但し、Ｒ1 ：負帰還抵抗１６の抵抗値 Ｒ2 ：接地抵抗１７の抵抗値
【００１３】１８はハーフブリッジ回路１１の中点Ｃに
結合コンデンサ１９を介して接続された反転増幅回路を
示し、該反転増幅回路１８はオペアンプ２０と、該オペ
アンプ２０の反転入力端子と結合コンデンサ１９との間
に接続された入力抵抗２１と、オペアンプ２０の出力端
子と反転入力端子との間を接続して設けられた負帰還抵
抗２２とから構成され、前記オペアンプ２０の非反転入
力端子には基準電圧発生回路２４から直流のバイアス電
圧ＶS が入力されている。そして、該反転増幅回路１８
は、図１７中の第１段目，第２段目に示す如く、ハーフ
ブリッジ回路１１の中点Ｃから出力された電圧信号を下
記数２に示す増幅率α2 をもって増幅しつつ、バイアス
電圧ＶS を加算するものである。
結合コンデンサ１９を介して接続された反転増幅回路を
示し、該反転増幅回路１８はオペアンプ２０と、該オペ
アンプ２０の反転入力端子と結合コンデンサ１９との間
に接続された入力抵抗２１と、オペアンプ２０の出力端
子と反転入力端子との間を接続して設けられた負帰還抵
抗２２とから構成され、前記オペアンプ２０の非反転入
力端子には基準電圧発生回路２４から直流のバイアス電
圧ＶS が入力されている。そして、該反転増幅回路１８
は、図１７中の第１段目，第２段目に示す如く、ハーフ
ブリッジ回路１１の中点Ｃから出力された電圧信号を下
記数２に示す増幅率α2 をもって増幅しつつ、バイアス
電圧ＶS を加算するものである。
【００１４】
【数２】 但し、Ｒ3 ：入力抵抗２１の抵抗値 Ｒ4 ：負帰還抵抗２２の抵抗値
【００１５】２３は位相検波回路を示し、該位相検波回
路２３には反転増幅回路１８でα2倍に増幅された中点
Ｃからの電圧信号（図１７中のＤ波形）と、三角波発生
回路１２の方形波発振器１３から出力された検波波形Ｅ
と、基準電圧発生回路２４からの直流バイアス電圧ＶS
とが入力されている。そして、該位相検波回路２３は、
図１７中の第４段目，５段目に示す如く、反転増幅回路
１８からの電圧信号を検波波形Ｅを基準に検波し、これ
により直流バイアス電圧ＶS を基準とする正，負の半波
整流信号Ｆ，Ｇを出力するものである。
路２３には反転増幅回路１８でα2倍に増幅された中点
Ｃからの電圧信号（図１７中のＤ波形）と、三角波発生
回路１２の方形波発振器１３から出力された検波波形Ｅ
と、基準電圧発生回路２４からの直流バイアス電圧ＶS
とが入力されている。そして、該位相検波回路２３は、
図１７中の第４段目，５段目に示す如く、反転増幅回路
１８からの電圧信号を検波波形Ｅを基準に検波し、これ
により直流バイアス電圧ＶS を基準とする正，負の半波
整流信号Ｆ，Ｇを出力するものである。
【００１６】２４は後述の差動増幅回路２７と調整回路
２８等と共に処理回路を構成する基準電圧発生回路を示
し、該基準電圧発生回路２４は三角波発生回路１２、位
相検波回路２３等に直流のバイアス電圧ＶS を供給する
ものである。
２８等と共に処理回路を構成する基準電圧発生回路を示
し、該基準電圧発生回路２４は三角波発生回路１２、位
相検波回路２３等に直流のバイアス電圧ＶS を供給する
ものである。
【００１７】２５，２６は位相検波回路２３の後段に設
けられた平滑回路としての第１のローパスフィルタ，第
２のローパスフィルタをそれぞれ示し（以下「ＬＰＦ２
５」，「ＬＰＦ２６」という。）、該ＬＰＦ２５，２６
は例えばコンデンサおよび抵抗をＬ型またはπ型に接続
することにより同一の回路構成をもってそれぞれ形成さ
れ、図１７中の第６段目，第７段目に示す如く、位相検
波回路２３から出力された信号を直流化して直流出力
Ｈ，Ｉとするものである。
けられた平滑回路としての第１のローパスフィルタ，第
２のローパスフィルタをそれぞれ示し（以下「ＬＰＦ２
５」，「ＬＰＦ２６」という。）、該ＬＰＦ２５，２６
は例えばコンデンサおよび抵抗をＬ型またはπ型に接続
することにより同一の回路構成をもってそれぞれ形成さ
れ、図１７中の第６段目，第７段目に示す如く、位相検
波回路２３から出力された信号を直流化して直流出力
Ｈ，Ｉとするものである。
【００１８】２７はＬＰＦ２５，２６の後段に設けられ
た差動増幅回路を示し、該差動増幅回路２７は、図１７
中の第８段目に示す如く、ＬＰＦ２５，２６からの直流
出力Ｈ，Ｉの差を増幅して直流電圧信号を生成し、基準
電圧発生回路２４から調整回路２８を介して入力された
バイアス電圧ＶS を基準に、この電圧信号をトルクに応
じた出力信号Ｊとして外部のコントロールユニット（図
示せず）等に出力するものである。
た差動増幅回路を示し、該差動増幅回路２７は、図１７
中の第８段目に示す如く、ＬＰＦ２５，２６からの直流
出力Ｈ，Ｉの差を増幅して直流電圧信号を生成し、基準
電圧発生回路２４から調整回路２８を介して入力された
バイアス電圧ＶS を基準に、この電圧信号をトルクに応
じた出力信号Ｊとして外部のコントロールユニット（図
示せず）等に出力するものである。
【００１９】２８は基準電圧発生回路２４と差動増幅回
路２７との間に設けられた調整回路を示し、該調整回路
２８は、オペアンプ２９と、該オペアンプ２９の反転入
力端子と出力端子との間に設けられた負帰還抵抗３０
と、オペアンプ２９の反転入力端子とアースとの間に設
けられた接地抵抗３１と、オペアンプ２９の非反転入力
端子に接続され、基準電圧発生回路２４からのバイアス
電圧ＶS を降下させて入力する可変抵抗３２とから構成
されている。
路２７との間に設けられた調整回路を示し、該調整回路
２８は、オペアンプ２９と、該オペアンプ２９の反転入
力端子と出力端子との間に設けられた負帰還抵抗３０
と、オペアンプ２９の反転入力端子とアースとの間に設
けられた接地抵抗３１と、オペアンプ２９の非反転入力
端子に接続され、基準電圧発生回路２４からのバイアス
電圧ＶS を降下させて入力する可変抵抗３２とから構成
されている。
【００２０】そして、前記調整回路２８は、基準電圧発
生回路２４から可変抵抗３２を介して入力されたバイア
ス電圧ＶS を下記数３に示す増幅率α3 をもって増幅
し、差動増幅回路２７に供給することにより、該差動増
幅回路２７からの出力信号Ｊを所定の規格値に合せ込む
ものである。
生回路２４から可変抵抗３２を介して入力されたバイア
ス電圧ＶS を下記数３に示す増幅率α3 をもって増幅
し、差動増幅回路２７に供給することにより、該差動増
幅回路２７からの出力信号Ｊを所定の規格値に合せ込む
ものである。
【００２１】
【数３】 但し、Ｒ5 ：負帰還抵抗３０の抵抗値 Ｒ6 ：接地抵抗３１の抵抗値
【００２２】先行技術によるトルク検出装置は上述の如
き構成を有するもので、次に、図１６ないし図１８を参
照しつつその作動を説明する。
き構成を有するもので、次に、図１６ないし図１８を参
照しつつその作動を説明する。
【００２３】まず、磁歪シャフト２にトルクが加わって
いない無トルク時には、図１６に示す如く、三角波発生
回路１２からハーフブリッジ回路１１の両端Ａ，Ｂに、
所定の直流電圧Ｖ0 に対して発振する三角波が１８０°
位相を違えて入力されており、磁気異方性部６，７の透
磁率μに変化がなく、励磁および検出コイル９，１０の
自己インダクタンスは等しいから、ハーフブリッジ回路
１１の中点Ｃの信号は前記直流電圧Ｖ0 となる。
いない無トルク時には、図１６に示す如く、三角波発生
回路１２からハーフブリッジ回路１１の両端Ａ，Ｂに、
所定の直流電圧Ｖ0 に対して発振する三角波が１８０°
位相を違えて入力されており、磁気異方性部６，７の透
磁率μに変化がなく、励磁および検出コイル９，１０の
自己インダクタンスは等しいから、ハーフブリッジ回路
１１の中点Ｃの信号は前記直流電圧Ｖ0 となる。
【００２４】次に、図１４中に示す如く、矢示Ｔ方向に
トルクが作用すると、第１の磁気異方性部６に沿って引
張り応力＋σが作用し、該第１の磁気異方性部６の透磁
率μが増加する一方、第２の磁気異方性部７に沿って圧
縮応力−σが作用し、該第２の磁気異方性部７の透磁率
μが減少する。
トルクが作用すると、第１の磁気異方性部６に沿って引
張り応力＋σが作用し、該第１の磁気異方性部６の透磁
率μが増加する一方、第２の磁気異方性部７に沿って圧
縮応力−σが作用し、該第２の磁気異方性部７の透磁率
μが減少する。
【００２５】これにより、第１の励磁および検出コイル
９は透磁率μが増加することによって自己インダクタン
スが増大して三角波電圧が低下する。一方、第２の励磁
および検出コイル１０は透磁率μが減少し自己インダク
タンスが減少して三角波電圧が上昇するため、ハーフブ
リッジ回路１１の中点Ｃでの均衡が崩れて図１７中の第
１段目に示す電圧信号が発生し、この電圧信号は、図１
７中の第２段目に示す如く、反転増幅回路１８により所
定の増幅率α2 をもって反転増幅される。
９は透磁率μが増加することによって自己インダクタン
スが増大して三角波電圧が低下する。一方、第２の励磁
および検出コイル１０は透磁率μが減少し自己インダク
タンスが減少して三角波電圧が上昇するため、ハーフブ
リッジ回路１１の中点Ｃでの均衡が崩れて図１７中の第
１段目に示す電圧信号が発生し、この電圧信号は、図１
７中の第２段目に示す如く、反転増幅回路１８により所
定の増幅率α2 をもって反転増幅される。
【００２６】そして、位相検波回路２３は、図１７中の
第３段目に示す方形波発振器１３からの検波波形Ｅを基
準波として反転増幅回路１８からの電圧信号（波形Ｄ）
を位相検波し、この電圧信号をバイアス電圧ＶS を基準
とした正，負の半波整流信号Ｆ，Ｇに変換してＬＰＦ２
５，２６に出力する。
第３段目に示す方形波発振器１３からの検波波形Ｅを基
準波として反転増幅回路１８からの電圧信号（波形Ｄ）
を位相検波し、この電圧信号をバイアス電圧ＶS を基準
とした正，負の半波整流信号Ｆ，Ｇに変換してＬＰＦ２
５，２６に出力する。
【００２７】次に、ＬＰＦ２５，２６が、図１７中の第
６段目および第７段目に示す如く、位相検波回路２３か
ら出力された半波整流信号Ｆ，Ｇを直流化して直流出力
Ｈ，Ｉに変換すると、差動増幅回路２７はＬＰＦ２６の
直流出力ＩからＬＰＦ２５の直流出力Ｈを減算し、この
差分を増幅して最終的な出力信号Ｊをコントロールユニ
ットに出力する。ここで、この出力信号Ｊは、調整回路
２８から入力されたバイアス電圧ＶS に対して磁歪シャ
フト２に加わるトルクを直流電圧の高さとして表わすも
のである。
６段目および第７段目に示す如く、位相検波回路２３か
ら出力された半波整流信号Ｆ，Ｇを直流化して直流出力
Ｈ，Ｉに変換すると、差動増幅回路２７はＬＰＦ２６の
直流出力ＩからＬＰＦ２５の直流出力Ｈを減算し、この
差分を増幅して最終的な出力信号Ｊをコントロールユニ
ットに出力する。ここで、この出力信号Ｊは、調整回路
２８から入力されたバイアス電圧ＶS に対して磁歪シャ
フト２に加わるトルクを直流電圧の高さとして表わすも
のである。
【００２８】なお、磁歪シャフト２に矢示Ｔ方向と逆向
きの負のトルクが作用すると、第１の励磁および検出コ
イル９の自己インダクタンスが減少し、第２の励磁およ
び検出コイル１０の自己インダクタンスが増大するた
め、図１８に示す如く、検波波形Ｅを除いた他の波形
Ｃ，Ｄ，Ｆ，Ｇ，Ｈ，Ｉ，Ｊはそれぞれ反転する。
きの負のトルクが作用すると、第１の励磁および検出コ
イル９の自己インダクタンスが減少し、第２の励磁およ
び検出コイル１０の自己インダクタンスが増大するた
め、図１８に示す如く、検波波形Ｅを除いた他の波形
Ｃ，Ｄ，Ｆ，Ｇ，Ｈ，Ｉ，Ｊはそれぞれ反転する。
【００２９】
【発明が解決しようとする課題】ところで、上述した先
行技術によるトルク検出装置では、励磁および検出コイ
ル９，１０を直列接続してハーフブリッジ回路１１を形
成し、該ハーフブリッジ回路１１に１８０°位相の異な
る三角波を供給する構成であるから、温度依存性を低減
してトルクの検出精度等を向上することができる。
行技術によるトルク検出装置では、励磁および検出コイ
ル９，１０を直列接続してハーフブリッジ回路１１を形
成し、該ハーフブリッジ回路１１に１８０°位相の異な
る三角波を供給する構成であるから、温度依存性を低減
してトルクの検出精度等を向上することができる。
【００３０】しかし、磁歪シャフト２および励磁および
検出コイル９，１０等の温度は例えば−４０〜８０℃程
度の範囲で変化し、各電子部品はそれぞれ固有の温度依
存性を有するため、図１９に示す如く、２０℃の常温に
おける出力電圧を基準にした場合、磁歪シャフト２に同
一のトルクが作用した場合でも、温度によって出力信号
Ｊの電圧が若干異なることを知見した。
検出コイル９，１０等の温度は例えば−４０〜８０℃程
度の範囲で変化し、各電子部品はそれぞれ固有の温度依
存性を有するため、図１９に示す如く、２０℃の常温に
おける出力電圧を基準にした場合、磁歪シャフト２に同
一のトルクが作用した場合でも、温度によって出力信号
Ｊの電圧が若干異なることを知見した。
【００３１】即ち、図２０に示す如く、２０℃の温度に
おけるトルクと出力信号Ｊとの関係（出力特性）を基準
にした場合、励磁および検出コイル９，１０等の温度が
低下して例えば−４０℃程度の低い温度ｔ1 ℃になる
と、出力特性の傾きが小さくなり（トルク検出感度の低
下）、無トルク時に負の洩れ電圧Ｊ1 が生じる。一方、
励磁および検出コイル９，１０等の温度が上昇して例え
ば８０℃程度の高い温度ｔ2 ℃になると、出力特性の傾
きが大きくなり（トルク検出感度の増大）、無トルク時
に正の洩れ電圧Ｊ2 が発生する。
おけるトルクと出力信号Ｊとの関係（出力特性）を基準
にした場合、励磁および検出コイル９，１０等の温度が
低下して例えば−４０℃程度の低い温度ｔ1 ℃になる
と、出力特性の傾きが小さくなり（トルク検出感度の低
下）、無トルク時に負の洩れ電圧Ｊ1 が生じる。一方、
励磁および検出コイル９，１０等の温度が上昇して例え
ば８０℃程度の高い温度ｔ2 ℃になると、出力特性の傾
きが大きくなり（トルク検出感度の増大）、無トルク時
に正の洩れ電圧Ｊ2 が発生する。
【００３２】このため、上述した先行技術によるもので
は、励磁および検出コイル９，１０等の温度変化によっ
て出力特性、即ちトルクの検出感度が変動し、検出精度
が安定しないという未解決な問題がある。
は、励磁および検出コイル９，１０等の温度変化によっ
て出力特性、即ちトルクの検出感度が変動し、検出精度
が安定しないという未解決な問題がある。
【００３３】また、励磁および検出コイル９，１０等の
温度変化によって、磁歪シャフト２にトルクが作用して
いない無トルク時でも、洩れ電圧Ｊ1 ，Ｊ2 が生じ、温
度ドリフトが発生するという未解決な問題がある。
温度変化によって、磁歪シャフト２にトルクが作用して
いない無トルク時でも、洩れ電圧Ｊ1 ，Ｊ2 が生じ、温
度ドリフトが発生するという未解決な問題がある。
【００３４】本発明は上述した先行技術の問題に鑑みな
されたもので、温度に応じて出力信号の出力特性を自動
的に調整することができ、トルクの検出感度を安定化し
て検出精度や信頼性等をより一層向上することができる
ようにしたトルク検出装置を提供することを目的とす
る。
されたもので、温度に応じて出力信号の出力特性を自動
的に調整することができ、トルクの検出感度を安定化し
て検出精度や信頼性等をより一層向上することができる
ようにしたトルク検出装置を提供することを目的とす
る。
【００３５】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明によるト
ルク検出装置は、軸方向に離間して外周側に一対の磁気
異方性部を有する磁歪シャフトと、該磁歪シャフトの外
周側に位置して各磁気異方性部に対向して設けられた一
対の検出コイルと、該各検出コイルに１８０°位相の異
なる三角波をそれぞれ入力する三角波発生回路と、前記
磁歪シャフトに加わったトルクに応じて前記各検出コイ
ル間の中点に生じる信号を増幅する増幅回路と、該増幅
回路によって増幅された信号を前記三角波発生回路から
の基準波に基づいて位相検波し、正と負の２つの半波整
流信号を出力する位相検波回路と、該位相検波回路から
の各半波整流信号を前記トルクに応じた出力信号として
処理する処理回路とを備え、前記増幅回路には温度に応
じて増幅率を調整する増幅率調整手段を設ける構成とし
たことにある。
ルク検出装置は、軸方向に離間して外周側に一対の磁気
異方性部を有する磁歪シャフトと、該磁歪シャフトの外
周側に位置して各磁気異方性部に対向して設けられた一
対の検出コイルと、該各検出コイルに１８０°位相の異
なる三角波をそれぞれ入力する三角波発生回路と、前記
磁歪シャフトに加わったトルクに応じて前記各検出コイ
ル間の中点に生じる信号を増幅する増幅回路と、該増幅
回路によって増幅された信号を前記三角波発生回路から
の基準波に基づいて位相検波し、正と負の２つの半波整
流信号を出力する位相検波回路と、該位相検波回路から
の各半波整流信号を前記トルクに応じた出力信号として
処理する処理回路とを備え、前記増幅回路には温度に応
じて増幅率を調整する増幅率調整手段を設ける構成とし
たことにある。
【００３６】また、請求項２の発明によるトルク検出装
置は、軸方向に離間して外周側に一対の磁気異方性部を
有する磁歪シャフトと、該磁歪シャフトの外周側に位置
して各磁気異方性部に対向して設けられた一対の検出コ
イルと、該各検出コイルに１８０°位相の異なる三角波
をそれぞれ入力する三角波発生回路と、前記磁歪シャフ
トに加わったトルクに応じて前記各検出コイル間の中点
に生じる信号を増幅する増幅回路と、該増幅回路によっ
て増幅された信号を前記三角波発生回路からの基準波に
基づいて位相検波し、正と負の２つの半波整流信号を出
力する位相検波回路と、該位相検波回路からの各半波整
流信号を前記トルクに応じた出力信号として処理する処
理回路とを備え、前記三角波発生回路には温度に応じて
前記各検出コイルに入力する三角波の振幅を調整する振
幅調整手段を設ける構成としたことにある。
置は、軸方向に離間して外周側に一対の磁気異方性部を
有する磁歪シャフトと、該磁歪シャフトの外周側に位置
して各磁気異方性部に対向して設けられた一対の検出コ
イルと、該各検出コイルに１８０°位相の異なる三角波
をそれぞれ入力する三角波発生回路と、前記磁歪シャフ
トに加わったトルクに応じて前記各検出コイル間の中点
に生じる信号を増幅する増幅回路と、該増幅回路によっ
て増幅された信号を前記三角波発生回路からの基準波に
基づいて位相検波し、正と負の２つの半波整流信号を出
力する位相検波回路と、該位相検波回路からの各半波整
流信号を前記トルクに応じた出力信号として処理する処
理回路とを備え、前記三角波発生回路には温度に応じて
前記各検出コイルに入力する三角波の振幅を調整する振
幅調整手段を設ける構成としたことにある。
【００３７】さらに、請求項３の発明によるトルク検出
装置は、軸方向に離間して外周側に一対の磁気異方性部
を有する磁歪シャフトと、該磁歪シャフトの外周側に位
置して各磁気異方性部に対向して設けられた一対の検出
コイルと、該各検出コイルに１８０°位相の異なる三角
波をそれぞれ入力する三角波発生回路と、前記磁歪シャ
フトに加わったトルクに応じて前記各検出コイル間の中
点に生じる信号を増幅する増幅回路と、該増幅回路によ
って増幅された信号を反転する反転回路と、前記増幅回
路からの信号と該反転回路からの信号を前記三角波発生
回路からの基準波に基づいて位相検波し、正と負の２つ
の全波整流信号を出力する位相検波回路と、該位相検波
回路からの各全波整流信号を前記トルクに応じた出力信
号として処理する処理回路とを備え、前記増幅回路には
温度に応じて増幅率を調整する増幅率調整手段を設ける
構成としたことにある。
装置は、軸方向に離間して外周側に一対の磁気異方性部
を有する磁歪シャフトと、該磁歪シャフトの外周側に位
置して各磁気異方性部に対向して設けられた一対の検出
コイルと、該各検出コイルに１８０°位相の異なる三角
波をそれぞれ入力する三角波発生回路と、前記磁歪シャ
フトに加わったトルクに応じて前記各検出コイル間の中
点に生じる信号を増幅する増幅回路と、該増幅回路によ
って増幅された信号を反転する反転回路と、前記増幅回
路からの信号と該反転回路からの信号を前記三角波発生
回路からの基準波に基づいて位相検波し、正と負の２つ
の全波整流信号を出力する位相検波回路と、該位相検波
回路からの各全波整流信号を前記トルクに応じた出力信
号として処理する処理回路とを備え、前記増幅回路には
温度に応じて増幅率を調整する増幅率調整手段を設ける
構成としたことにある。
【００３８】さらにまた、請求項４の発明によるトルク
検出装置は、軸方向に離間して外周側に一対の磁気異方
性部を有する磁歪シャフトと、該磁歪シャフトの外周側
に位置して各磁気異方性部に対向して設けられた一対の
検出コイルと、該各検出コイルに１８０°位相の異なる
三角波をそれぞれ入力する三角波発生回路と、前記磁歪
シャフトに加わったトルクに応じて前記各検出コイル間
の中点に生じる信号を増幅する増幅回路と、該増幅回路
によって増幅された信号を反転する反転回路と、前記増
幅回路からの信号と該反転回路からの信号を前記三角波
発生回路からの基準波に基づいて位相検波し、正と負の
２つの全波整流信号を出力する位相検波回路と、該位相
検波回路からの各全波整流信号を前記トルクに応じた出
力信号として処理する処理回路とを備え、前記三角波発
生回路には温度に応じて前記各検出コイルに入力する三
角波の振幅を調整する振幅調整手段を設ける構成とした
ことにある。
検出装置は、軸方向に離間して外周側に一対の磁気異方
性部を有する磁歪シャフトと、該磁歪シャフトの外周側
に位置して各磁気異方性部に対向して設けられた一対の
検出コイルと、該各検出コイルに１８０°位相の異なる
三角波をそれぞれ入力する三角波発生回路と、前記磁歪
シャフトに加わったトルクに応じて前記各検出コイル間
の中点に生じる信号を増幅する増幅回路と、該増幅回路
によって増幅された信号を反転する反転回路と、前記増
幅回路からの信号と該反転回路からの信号を前記三角波
発生回路からの基準波に基づいて位相検波し、正と負の
２つの全波整流信号を出力する位相検波回路と、該位相
検波回路からの各全波整流信号を前記トルクに応じた出
力信号として処理する処理回路とを備え、前記三角波発
生回路には温度に応じて前記各検出コイルに入力する三
角波の振幅を調整する振幅調整手段を設ける構成とした
ことにある。
【００３９】一方、請求項５の発明によるトルク検出装
置は、軸方向に離間して外周側に一対の磁気異方性部を
有する磁歪シャフトと、該磁歪シャフトの外周側に位置
して各磁気異方性部に対向して設けられた一対の検出コ
イルと、該各検出コイルに１８０°位相の異なる三角波
をそれぞれ入力する三角波発生回路と、前記磁歪シャフ
トに加わったトルクに応じて前記各検出コイル間の中点
に生じる信号を増幅する増幅回路と、該増幅回路によっ
て増幅された信号を前記三角波発生回路からの基準波に
基づいて位相検波し、正と負の２つの半波整流信号を出
力する位相検波回路と、該位相検波回路からの各半波整
流信号を前記トルクに応じた出力信号として処理する処
理回路とを備え、前記増幅回路には温度に応じて増幅率
を調整する増幅率調整手段を設けると共に、前記三角波
発生回路には該三角波発生回路から発生する一対の三角
波のうち、少なくとも一方の三角波の振幅を調整する振
幅調整手段を設ける構成としたことにある。
置は、軸方向に離間して外周側に一対の磁気異方性部を
有する磁歪シャフトと、該磁歪シャフトの外周側に位置
して各磁気異方性部に対向して設けられた一対の検出コ
イルと、該各検出コイルに１８０°位相の異なる三角波
をそれぞれ入力する三角波発生回路と、前記磁歪シャフ
トに加わったトルクに応じて前記各検出コイル間の中点
に生じる信号を増幅する増幅回路と、該増幅回路によっ
て増幅された信号を前記三角波発生回路からの基準波に
基づいて位相検波し、正と負の２つの半波整流信号を出
力する位相検波回路と、該位相検波回路からの各半波整
流信号を前記トルクに応じた出力信号として処理する処
理回路とを備え、前記増幅回路には温度に応じて増幅率
を調整する増幅率調整手段を設けると共に、前記三角波
発生回路には該三角波発生回路から発生する一対の三角
波のうち、少なくとも一方の三角波の振幅を調整する振
幅調整手段を設ける構成としたことにある。
【００４０】また、請求項６の発明によるトルク検出装
置は、軸方向に離間して外周側に一対の磁気異方性部を
有する磁歪シャフトと、該磁歪シャフトの外周側に位置
して各磁気異方性部に対向して設けられた一対の検出コ
イルと、該各検出コイルに１８０°位相の異なる三角波
をそれぞれ入力する三角波発生回路と、前記磁歪シャフ
トに加わったトルクに応じて前記各検出コイル間の中点
に生じる信号を増幅する増幅回路と、該増幅回路によっ
て増幅された信号を反転する反転回路と、前記増幅回路
からの信号と該反転回路からの信号を前記三角波発生回
路からの基準波に基づいて位相検波し、正と負の２つの
全波整流信号を出力する位相検波回路と、該位相検波回
路からの各全波整流信号を前記トルクに応じた出力信号
として処理する処理回路とを備え、前記増幅回路には温
度に応じて増幅率を調整する増幅率調整手段を設けると
共に、前記三角波発生回路には該三角波発生回路から発
生する一対の三角波のうち、少なくとも一方の三角波の
振幅を調整する振幅調整手段を設ける構成としたことに
ある。
置は、軸方向に離間して外周側に一対の磁気異方性部を
有する磁歪シャフトと、該磁歪シャフトの外周側に位置
して各磁気異方性部に対向して設けられた一対の検出コ
イルと、該各検出コイルに１８０°位相の異なる三角波
をそれぞれ入力する三角波発生回路と、前記磁歪シャフ
トに加わったトルクに応じて前記各検出コイル間の中点
に生じる信号を増幅する増幅回路と、該増幅回路によっ
て増幅された信号を反転する反転回路と、前記増幅回路
からの信号と該反転回路からの信号を前記三角波発生回
路からの基準波に基づいて位相検波し、正と負の２つの
全波整流信号を出力する位相検波回路と、該位相検波回
路からの各全波整流信号を前記トルクに応じた出力信号
として処理する処理回路とを備え、前記増幅回路には温
度に応じて増幅率を調整する増幅率調整手段を設けると
共に、前記三角波発生回路には該三角波発生回路から発
生する一対の三角波のうち、少なくとも一方の三角波の
振幅を調整する振幅調整手段を設ける構成としたことに
ある。
【００４１】
【作用】請求項１の発明の構成により、増幅回路中の増
幅率調整手段は温度変化に応じて各検出コイル間の中点
から生じる信号に対する増幅率を調整し、処理回路から
出力される出力信号の出力特性を調節する。
幅率調整手段は温度変化に応じて各検出コイル間の中点
から生じる信号に対する増幅率を調整し、処理回路から
出力される出力信号の出力特性を調節する。
【００４２】また、請求項２の発明の構成により、三角
波発生回路中の振幅調整手段は温度変化に応じて各検出
コイルに入力する三角波の振幅を調整し、各検出コイル
間の中点に生じる信号の大きさを調整し、処理回路から
出力される出力信号の出力特性を調節する。
波発生回路中の振幅調整手段は温度変化に応じて各検出
コイルに入力する三角波の振幅を調整し、各検出コイル
間の中点に生じる信号の大きさを調整し、処理回路から
出力される出力信号の出力特性を調節する。
【００４３】さらに、請求項３の発明の構成により、増
幅回路中の増幅率調整手段は温度変化に応じて各検出コ
イル間の中点から生じる信号に対する増幅率を調整し、
出力信号の特性を調節すると共に、位相検波回路に入力
される信号は増幅回路と反転回路からの信号になるか
ら、位相検波回路から出力される信号を全波整流して、
処理回路からの出力信号を大きくする。
幅回路中の増幅率調整手段は温度変化に応じて各検出コ
イル間の中点から生じる信号に対する増幅率を調整し、
出力信号の特性を調節すると共に、位相検波回路に入力
される信号は増幅回路と反転回路からの信号になるか
ら、位相検波回路から出力される信号を全波整流して、
処理回路からの出力信号を大きくする。
【００４４】さらにまた、請求項４の発明の構成によ
り、三角波発生回路中の振幅調整手段は温度変化に応じ
て各検出コイルに入力する三角波の振幅を調整し、出力
信号の特性を調節すると共に、位相検波回路に入力され
る信号は増幅回路と反転回路からの信号になるから、位
相検波回路から出力される信号を全波整流にして、処理
回路からの出力信号を大きくする。
り、三角波発生回路中の振幅調整手段は温度変化に応じ
て各検出コイルに入力する三角波の振幅を調整し、出力
信号の特性を調節すると共に、位相検波回路に入力され
る信号は増幅回路と反転回路からの信号になるから、位
相検波回路から出力される信号を全波整流にして、処理
回路からの出力信号を大きくする。
【００４５】一方、請求項５の発明の構成により、無ト
ルク時に検出コイル間の中点に生じる信号が零でない場
合には、どちらか一方の三角波の振幅を振幅調整手段に
よって調整し、各検出コイルの中点から生じる信号を零
に調節する。
ルク時に検出コイル間の中点に生じる信号が零でない場
合には、どちらか一方の三角波の振幅を振幅調整手段に
よって調整し、各検出コイルの中点から生じる信号を零
に調節する。
【００４６】また、請求項６の発明の構成により、無ト
ルク時に検出コイル間の中点に生じる信号が零でない場
合には、どちらか一方の三角波の振幅を振幅調整手段に
よって調整し、各検出コイルの中点から生じる信号を零
に調節すると共に、位相検波回路に入力される信号は増
幅回路と反転回路からの信号になるから、位相検波回路
から出力される信号を全波整流にして、処理回路からの
出力信号を大きくする。
ルク時に検出コイル間の中点に生じる信号が零でない場
合には、どちらか一方の三角波の振幅を振幅調整手段に
よって調整し、各検出コイルの中点から生じる信号を零
に調節すると共に、位相検波回路に入力される信号は増
幅回路と反転回路からの信号になるから、位相検波回路
から出力される信号を全波整流にして、処理回路からの
出力信号を大きくする。
【００４７】
【実施例】以下、本発明の実施例を図１ないし図１３に
基づいて説明する。なお、実施例では、上述した図１４
ないし図２０に示す先行技術と同一の構成要素に同一の
符号を付し、その説明を省略するものとする。
基づいて説明する。なお、実施例では、上述した図１４
ないし図２０に示す先行技術と同一の構成要素に同一の
符号を付し、その説明を省略するものとする。
【００４８】まず、図１ないし図４に本発明の第１の実
施例を示す。
施例を示す。
【００４９】図中、４１は先行技術で述べた反転増幅回
路１８に代えて本実施例に適用される反転増幅回路を示
し、該反転増幅回路４１は先行技術で述べた反転増幅回
路１８とほぼ同様に、オペアンプ２０、入力感温抵抗４
２、負帰還抵抗２２から構成されている。しかも、本実
施例による反転増幅回路４１は、その入力感温抵抗４２
が温度上昇に応じて抵抗値が増大する感温抵抗としての
ポジスタから構成されている。そして、該反転増幅回路
４１は、下記数４に示す温度可変の増幅率αx1をもって
ハーフブリッジ回路１１の中点Ｃから出力された信号を
増幅し、出力特性の傾きを基準温度となる２０℃の出力
特性に一致させるものである。ここで、前記入力感温抵
抗４２は本発明の増幅率調整手段を構成している。
路１８に代えて本実施例に適用される反転増幅回路を示
し、該反転増幅回路４１は先行技術で述べた反転増幅回
路１８とほぼ同様に、オペアンプ２０、入力感温抵抗４
２、負帰還抵抗２２から構成されている。しかも、本実
施例による反転増幅回路４１は、その入力感温抵抗４２
が温度上昇に応じて抵抗値が増大する感温抵抗としての
ポジスタから構成されている。そして、該反転増幅回路
４１は、下記数４に示す温度可変の増幅率αx1をもって
ハーフブリッジ回路１１の中点Ｃから出力された信号を
増幅し、出力特性の傾きを基準温度となる２０℃の出力
特性に一致させるものである。ここで、前記入力感温抵
抗４２は本発明の増幅率調整手段を構成している。
【００５０】
【数４】 但し、Ｒx1：入力感温抵抗４２の抵抗値 Ｒ4 ：負帰還抵抗２２の抵抗値
【００５１】４３は先行技術で述べた調整回路２８に代
えて本実施例に適用される調整回路を示し、該調整回路
４３は先行技術で述べた調整回路２８とほぼ同様に、オ
ペアンプ２９、接地抵抗３１、可変抵抗３２および負帰
還感温抵抗４４から構成されている。しかし、本実施例
による調整回路４３は、その負帰還感温抵抗４４が温度
上昇に応じて抵抗値が低下する感温抵抗としてのサーミ
スタから構成されている点で、先行技術によるものと相
違する。そして、該調整回路４３は、基準電圧発生回路
２４から可変抵抗３２を介して入力されたバイアス電圧
ＶS を下記数５に示す増幅率αx2をもって増幅し、これ
を差動増幅回路２７の基準電位を調節することにより、
無トルク時の洩れ電圧を解消するものである。
えて本実施例に適用される調整回路を示し、該調整回路
４３は先行技術で述べた調整回路２８とほぼ同様に、オ
ペアンプ２９、接地抵抗３１、可変抵抗３２および負帰
還感温抵抗４４から構成されている。しかし、本実施例
による調整回路４３は、その負帰還感温抵抗４４が温度
上昇に応じて抵抗値が低下する感温抵抗としてのサーミ
スタから構成されている点で、先行技術によるものと相
違する。そして、該調整回路４３は、基準電圧発生回路
２４から可変抵抗３２を介して入力されたバイアス電圧
ＶS を下記数５に示す増幅率αx2をもって増幅し、これ
を差動増幅回路２７の基準電位を調節することにより、
無トルク時の洩れ電圧を解消するものである。
【００５２】
【数５】 但し、Ｒx2：負帰還感温抵抗４４の抵抗値 Ｒ6 ：接地抵抗３１の抵抗値
【００５３】本実施例によるトルク検出装置は上述の如
き構成を有するもので、その基本的動作については先行
技術によるものと格別差異はない。従って、反転増幅回
路４１および調整回路４３の作動について図２ないし図
４を参照しつつ説明する。
き構成を有するもので、その基本的動作については先行
技術によるものと格別差異はない。従って、反転増幅回
路４１および調整回路４３の作動について図２ないし図
４を参照しつつ説明する。
【００５４】まず、反転増幅回路４１等の温度が基準温
度となる２０℃よりも低下した場合、ポジスタからなる
入力感温抵抗４２の抵抗値（Ｒx1）も減少し、前記数４
に示す如く、該反転増幅回路４１の増幅率αx1は基準温
度２０℃のときよりも大きくなり、出力特性の傾きが大
きくなる。
度となる２０℃よりも低下した場合、ポジスタからなる
入力感温抵抗４２の抵抗値（Ｒx1）も減少し、前記数４
に示す如く、該反転増幅回路４１の増幅率αx1は基準温
度２０℃のときよりも大きくなり、出力特性の傾きが大
きくなる。
【００５５】また、反転増幅回路４１等の温度が基準温
度２０℃よりも上昇した場合は、入力感温抵抗４２の抵
抗値も増大し、該反転増幅回路４１の増幅率αx1は基準
温度２０℃のときよりも小さくなり、出力特性の傾きが
小さくなる。
度２０℃よりも上昇した場合は、入力感温抵抗４２の抵
抗値も増大し、該反転増幅回路４１の増幅率αx1は基準
温度２０℃のときよりも小さくなり、出力特性の傾きが
小さくなる。
【００５６】これにより、図２および図３に示す如く、
温度が基準温度２０℃に対して変化した場合でも、反転
増幅回路４１はこの温度変化に応じて増幅率αx1を自動
的に調整するため、出力特性の傾きは基準温度２０℃の
ときの傾きとほぼ同じ傾きとなる。
温度が基準温度２０℃に対して変化した場合でも、反転
増幅回路４１はこの温度変化に応じて増幅率αx1を自動
的に調整するため、出力特性の傾きは基準温度２０℃の
ときの傾きとほぼ同じ傾きとなる。
【００５７】一方、調整回路４３の負帰還感温抵抗４４
には温度上昇に応じて抵抗値が低下するサーミスタが用
いられているから、該調整回路４３等の温度が基準温度
２０℃よりも低下した場合、負帰還感温抵抗４４の抵抗
値（Ｒx2）が増大し、前記数５に示す如く、その増幅率
αx2も大きくなるから、差動増幅回路２７に供給される
バイアス電圧ＶS の値が基準温度２０℃のときよりも大
きくなり、図３中に示す洩れ電圧Ｊ1 の電位が上って零
に近づく。
には温度上昇に応じて抵抗値が低下するサーミスタが用
いられているから、該調整回路４３等の温度が基準温度
２０℃よりも低下した場合、負帰還感温抵抗４４の抵抗
値（Ｒx2）が増大し、前記数５に示す如く、その増幅率
αx2も大きくなるから、差動増幅回路２７に供給される
バイアス電圧ＶS の値が基準温度２０℃のときよりも大
きくなり、図３中に示す洩れ電圧Ｊ1 の電位が上って零
に近づく。
【００５８】また、調整回路４３等の温度が基準温度２
０℃よりも上昇した場合、負帰還感温抵抗４４の抵抗値
が減少し、増幅率αx2も小さくなるから、差動増幅回路
２７に供給されるバイアス電圧ＶS の値が基準温度２０
℃のときよりも小さくなり、図３中に示す洩れ電圧Ｊ2
の電位が下がって零に近づく。
０℃よりも上昇した場合、負帰還感温抵抗４４の抵抗値
が減少し、増幅率αx2も小さくなるから、差動増幅回路
２７に供給されるバイアス電圧ＶS の値が基準温度２０
℃のときよりも小さくなり、図３中に示す洩れ電圧Ｊ2
の電位が下がって零に近づく。
【００５９】これにより、図４に示す如く、基準温度２
０℃に対して温度変化したときに、調整回路４３はその
増幅率αx2を自動的に調整し、差動増幅回路２７に供給
するバイアス電圧ＶS の大きさを調節することにより、
洩れ電圧Ｊ1 ，Ｊ2 をほぼ零に近づける。
０℃に対して温度変化したときに、調整回路４３はその
増幅率αx2を自動的に調整し、差動増幅回路２７に供給
するバイアス電圧ＶS の大きさを調節することにより、
洩れ電圧Ｊ1 ，Ｊ2 をほぼ零に近づける。
【００６０】かくして、本実施例によれば、気候や走行
状態等によって励磁および検出コイル９，１０、反転増
幅回路４１、調整回路４３等の温度が基準温度となる２
０℃に対して変化した場合に、該反転増幅回路４１は増
幅率αx1を自動的に調整して、出力特性の傾きを基準温
度２０℃のときの傾きにほぼ近づけることができる。一
方、調整回路４３は、増幅率αx2を変化させて差動増幅
回路２７に供給するバイアス電圧ＶS を自動的に調整
し、無トルク時の洩れ電圧Ｊ1 ，Ｊ2 をほぼ零に近づけ
ることができる。
状態等によって励磁および検出コイル９，１０、反転増
幅回路４１、調整回路４３等の温度が基準温度となる２
０℃に対して変化した場合に、該反転増幅回路４１は増
幅率αx1を自動的に調整して、出力特性の傾きを基準温
度２０℃のときの傾きにほぼ近づけることができる。一
方、調整回路４３は、増幅率αx2を変化させて差動増幅
回路２７に供給するバイアス電圧ＶS を自動的に調整
し、無トルク時の洩れ電圧Ｊ1 ，Ｊ2 をほぼ零に近づけ
ることができる。
【００６１】この結果、励磁および検出コイル９，１０
等の温度が基準温度２０℃に対して変化した場合でも、
温度変化時の出力特性を基準温度２０℃のときの出力特
性とほぼ一致させることができるから、トルクの検出感
度が変動するのを防止でき、検出精度を効果的に安定化
することができ、温度ドリフトの発生を防止して検出精
度や信頼性等を大幅に向上することができる。
等の温度が基準温度２０℃に対して変化した場合でも、
温度変化時の出力特性を基準温度２０℃のときの出力特
性とほぼ一致させることができるから、トルクの検出感
度が変動するのを防止でき、検出精度を効果的に安定化
することができ、温度ドリフトの発生を防止して検出精
度や信頼性等を大幅に向上することができる。
【００６２】また、反転増幅回路４１の入力感温抵抗４
２，調整回路４３の負帰還感温抵抗４４に感温抵抗とし
てのポジスタ，サーミスタを用いる構成としたから、ト
ルク検出回路の回路構造を複雑化することなく、検出精
度、安定性、信頼性等を向上することができる。
２，調整回路４３の負帰還感温抵抗４４に感温抵抗とし
てのポジスタ，サーミスタを用いる構成としたから、ト
ルク検出回路の回路構造を複雑化することなく、検出精
度、安定性、信頼性等を向上することができる。
【００６３】次に、図５は本発明の第２の実施例を示す
に、本実施例の特徴は、三角波発生回路５１内の負帰還
感温抵抗５２に、温度上昇に伴なって抵抗値が低下する
サーミスタを用いたことにある。なお、本実施例では、
上述した第１の実施例と同一の構成要素に同一の符号を
付し、その説明を省略するものとする。
に、本実施例の特徴は、三角波発生回路５１内の負帰還
感温抵抗５２に、温度上昇に伴なって抵抗値が低下する
サーミスタを用いたことにある。なお、本実施例では、
上述した第１の実施例と同一の構成要素に同一の符号を
付し、その説明を省略するものとする。
【００６４】図中、５１は本実施例による三角波発生回
路を示し、該三角波発生回路５１は先行技術で述べた三
角波発生回路１２とほぼ同様に、方形波発振器１３、三
角波変換器１４、オペアンプ１５、負帰還感温抵抗５２
および接地抵抗１７から構成されている。しかも、本実
施例による三角波発生回路５１は、その負帰還感温抵抗
５２が温度上昇に応じて抵抗値が低下する感温抵抗とし
てのサーミスタから構成されている。そして、該三角波
発生回路５１は、温度変化に応じて下記数６に示す如く
増幅率αx3を変化させ、方形波発振器１３に供給する電
源電圧を調節して、三角波変換器１４からハーフブリッ
ジ回路１１の両端Ａ，Ｂに入力する三角波の振幅（電圧
値）を自動的に調整するものである。ここで、前記負帰
還感温抵抗５２は本発明の振幅調整手段を構成してい
る。
路を示し、該三角波発生回路５１は先行技術で述べた三
角波発生回路１２とほぼ同様に、方形波発振器１３、三
角波変換器１４、オペアンプ１５、負帰還感温抵抗５２
および接地抵抗１７から構成されている。しかも、本実
施例による三角波発生回路５１は、その負帰還感温抵抗
５２が温度上昇に応じて抵抗値が低下する感温抵抗とし
てのサーミスタから構成されている。そして、該三角波
発生回路５１は、温度変化に応じて下記数６に示す如く
増幅率αx3を変化させ、方形波発振器１３に供給する電
源電圧を調節して、三角波変換器１４からハーフブリッ
ジ回路１１の両端Ａ，Ｂに入力する三角波の振幅（電圧
値）を自動的に調整するものである。ここで、前記負帰
還感温抵抗５２は本発明の振幅調整手段を構成してい
る。
【００６５】
【数６】 但し、Ｒx3：負帰還感温抵抗５２の抵抗値 Ｒ2 ：接地抵抗１７の抵抗値
【００６６】本実施例によるトルク検出装置は上述の如
き構成を有するもので、三角波発生回路５１等の温度が
基準温度２０℃よりも低下すると、負帰還感温抵抗５２
の抵抗値が増大し、増幅率αx3が大きくなるから、三角
波変換器１４を介してハーフブリッジ回路１１の両端
Ａ，Ｂに入力される三角波の振幅が２０℃のときよりも
大きくなり、ハーフブリッジ回路１１の中点Ｃの信号が
増大する結果、出力特性の傾きが大きくなって基準温度
２０℃のときの傾きに近づく。
き構成を有するもので、三角波発生回路５１等の温度が
基準温度２０℃よりも低下すると、負帰還感温抵抗５２
の抵抗値が増大し、増幅率αx3が大きくなるから、三角
波変換器１４を介してハーフブリッジ回路１１の両端
Ａ，Ｂに入力される三角波の振幅が２０℃のときよりも
大きくなり、ハーフブリッジ回路１１の中点Ｃの信号が
増大する結果、出力特性の傾きが大きくなって基準温度
２０℃のときの傾きに近づく。
【００６７】一方、三角波発生回路５１等の温度が基準
温度２０℃よりも高くなると、負帰還感温抵抗５２の抵
抗値が減少し、増幅率αx3が小さくなるから、ハーフブ
リッジ回路１１に印加される三角波の振幅が２０℃のと
きよりも小さくなり、中点Ｃからの信号が減少する結
果、出力特性の傾きが小さくなって基準温度２０℃のと
きの傾きに近づく。
温度２０℃よりも高くなると、負帰還感温抵抗５２の抵
抗値が減少し、増幅率αx3が小さくなるから、ハーフブ
リッジ回路１１に印加される三角波の振幅が２０℃のと
きよりも小さくなり、中点Ｃからの信号が減少する結
果、出力特性の傾きが小さくなって基準温度２０℃のと
きの傾きに近づく。
【００６８】かくして、このように構成される本実施例
でも、上述した第１の実施例とほぼ同様に、トルク検出
回路の回路構造を複雑化することなく、検出精度、安定
性、信頼性等を向上するという効果を奏する。
でも、上述した第１の実施例とほぼ同様に、トルク検出
回路の回路構造を複雑化することなく、検出精度、安定
性、信頼性等を向上するという効果を奏する。
【００６９】次に、図６ないし図８は本発明の第３の実
施例を示すに、本実施例の特徴は、第１の実施例で用い
た反転増幅回路４１に反転回路６１を接続したことにあ
る。なお、本実施例では、上述した第１の実施例と同一
の構成要素に同一の符号を付し、その説明を省略するも
のとする。
施例を示すに、本実施例の特徴は、第１の実施例で用い
た反転増幅回路４１に反転回路６１を接続したことにあ
る。なお、本実施例では、上述した第１の実施例と同一
の構成要素に同一の符号を付し、その説明を省略するも
のとする。
【００７０】図中、６１は反転回路を示し、該反転回路
６１は前記第１の実施例で述べた反転増幅回路４１とほ
ぼ同様に、オペアンプ６２、入力抵抗６３、負帰還抵抗
６４から反転回路を構成し、前記入力抵抗６３および負
帰還抵抗６４は増幅率を１とするために、同じ抵抗値を
有するようになっている。また、前記反転増幅回路４１
のオペアンプ２０の出力端子に入力抵抗６３が接続さ
れ、オペアンプ６２の非反転端子は基準電圧発生回路２
４の出力端子に接続され、該オペアンプ６２の出力端子
は位相検波回路２３に接続されている。そして、当該反
転回路６１においては、反転増幅回路４１から出力され
る電圧信号（波形Ｄ）を反転した電圧信号（波形Ｄ′）
として位相検波回路２３に出力するようになっている。
６１は前記第１の実施例で述べた反転増幅回路４１とほ
ぼ同様に、オペアンプ６２、入力抵抗６３、負帰還抵抗
６４から反転回路を構成し、前記入力抵抗６３および負
帰還抵抗６４は増幅率を１とするために、同じ抵抗値を
有するようになっている。また、前記反転増幅回路４１
のオペアンプ２０の出力端子に入力抵抗６３が接続さ
れ、オペアンプ６２の非反転端子は基準電圧発生回路２
４の出力端子に接続され、該オペアンプ６２の出力端子
は位相検波回路２３に接続されている。そして、当該反
転回路６１においては、反転増幅回路４１から出力され
る電圧信号（波形Ｄ）を反転した電圧信号（波形Ｄ′）
として位相検波回路２３に出力するようになっている。
【００７１】このように構成される第３の実施例におい
ても、前述した第１，第２の実施例と同様に、励磁およ
び検出コイル９，１０等の温度が基準温度２０℃に対し
て変化した場合でも、温度変化時の出力特性を基準温度
２０℃のときの出力特性とほぼ一致させることができ、
検出精度や信頼性等を大幅に向上させることができる等
の効果を奏する。
ても、前述した第１，第２の実施例と同様に、励磁およ
び検出コイル９，１０等の温度が基準温度２０℃に対し
て変化した場合でも、温度変化時の出力特性を基準温度
２０℃のときの出力特性とほぼ一致させることができ、
検出精度や信頼性等を大幅に向上させることができる等
の効果を奏する。
【００７２】なお、本実施例によるトルク検出装置にお
いては、反転増幅回路４１からの電圧信号（波形Ｄ）お
よび反転回路６１からの電圧信号（波形Ｄ′）が位相検
波回路２３に入力されるから、図７および図８に示すよ
うな波形となり、第１，第２の実施例による出力信号Ｊ
よりも大きい信号を得ることができる。
いては、反転増幅回路４１からの電圧信号（波形Ｄ）お
よび反転回路６１からの電圧信号（波形Ｄ′）が位相検
波回路２３に入力されるから、図７および図８に示すよ
うな波形となり、第１，第２の実施例による出力信号Ｊ
よりも大きい信号を得ることができる。
【００７３】まず、トルクを図１４に示す矢示方向に加
えた場合には、ハーフブリッジ回路１１の中点Ｃでの均
衡が崩れて図７中の第１段目に示す電圧信号が発生し、
この電圧信号は、第２段目に示す波形Ｄの如く、反転増
幅回路４１により所定の増幅率αx1をもって反転増幅さ
れると共に、この波形Ｄは反転回路６１により第３段目
に示す波形Ｄ′のように反転した波形をそれぞれ位相検
波回路２３に出力する。
えた場合には、ハーフブリッジ回路１１の中点Ｃでの均
衡が崩れて図７中の第１段目に示す電圧信号が発生し、
この電圧信号は、第２段目に示す波形Ｄの如く、反転増
幅回路４１により所定の増幅率αx1をもって反転増幅さ
れると共に、この波形Ｄは反転回路６１により第３段目
に示す波形Ｄ′のように反転した波形をそれぞれ位相検
波回路２３に出力する。
【００７４】そして、位相検波回路２３は、図７中の第
４段目に示す方形波発振器１３からの検波波形Ｅを基準
波として反転増幅回路４１および反転回路６１からの電
圧信号（波形Ｄ，Ｄ′）を位相検波し、この電圧信号を
バイアス電圧ＶS を基準とした正，負の全波整流信号
Ｆ′，Ｇ′に変換してＬＰＦ２５，２６に出力するもの
である。
４段目に示す方形波発振器１３からの検波波形Ｅを基準
波として反転増幅回路４１および反転回路６１からの電
圧信号（波形Ｄ，Ｄ′）を位相検波し、この電圧信号を
バイアス電圧ＶS を基準とした正，負の全波整流信号
Ｆ′，Ｇ′に変換してＬＰＦ２５，２６に出力するもの
である。
【００７５】次に、ＬＰＦ２５，２６が、図７中の第７
段目および第８段目に示す如く、位相検波回路２３から
出力された全波整流信号Ｆ′，Ｇ′を直流化して直流出
力Ｈ′，Ｉ′に変換すると、差動増幅回路２７はＬＰＦ
２６の直流出力Ｉ′からＬＰＦ２５の直流出力Ｈ′を減
算し、この差分を増幅して最終的な出力信号Ｊ′をコン
トロールユニットに出力する。そして、この出力信号
Ｊ′は、位相検波回路２３から出力される信号を全波整
流信号とすることにより、出力信号Ｊ′を大きくでき、
検出精度を向上させることができる。
段目および第８段目に示す如く、位相検波回路２３から
出力された全波整流信号Ｆ′，Ｇ′を直流化して直流出
力Ｈ′，Ｉ′に変換すると、差動増幅回路２７はＬＰＦ
２６の直流出力Ｉ′からＬＰＦ２５の直流出力Ｈ′を減
算し、この差分を増幅して最終的な出力信号Ｊ′をコン
トロールユニットに出力する。そして、この出力信号
Ｊ′は、位相検波回路２３から出力される信号を全波整
流信号とすることにより、出力信号Ｊ′を大きくでき、
検出精度を向上させることができる。
【００７６】一方、磁歪シャフト２に矢示Ｔ方向と逆向
きの負のトルクが作用すると、第１の検出コイル９の自
己インダクタンスが減少し、第２の検出コイル１０の自
己インダクタンスが増大するため、図８に示す如く、検
波波形Ｅを除いた他の波形Ｃ，Ｄ，Ｄ′，Ｆ′，Ｇ′，
Ｈ′，Ｉ′，Ｊ′はそれぞれ反転する。
きの負のトルクが作用すると、第１の検出コイル９の自
己インダクタンスが減少し、第２の検出コイル１０の自
己インダクタンスが増大するため、図８に示す如く、検
波波形Ｅを除いた他の波形Ｃ，Ｄ，Ｄ′，Ｆ′，Ｇ′，
Ｈ′，Ｉ′，Ｊ′はそれぞれ反転する。
【００７７】なお、本実施例においては、前記図１４中
の矢示Ｔ方向にトルクを加えたときに差動増幅回路２７
からの出力信号Ｊ′を正の直流電圧として出力するよう
にしている。
の矢示Ｔ方向にトルクを加えたときに差動増幅回路２７
からの出力信号Ｊ′を正の直流電圧として出力するよう
にしている。
【００７８】さらに、図９は本発明の第４の実施例を示
すに、本実施例では、前記第３の実施例による図６と同
一の構成要素に同一の符号を付し、その説明を省略する
ものとする。
すに、本実施例では、前記第３の実施例による図６と同
一の構成要素に同一の符号を付し、その説明を省略する
ものとする。
【００７９】然るに、本実施例の特徴は、図６に示す三
角波発生回路１２を第２の実施例（図５参照）に示した
感温抵抗を有する三角波発生回路５１に代えると共に、
図６に示す反転増幅回路４１を従来技術（図１５参照）
に示した反転増幅回路１８に代えたことにある。
角波発生回路１２を第２の実施例（図５参照）に示した
感温抵抗を有する三角波発生回路５１に代えると共に、
図６に示す反転増幅回路４１を従来技術（図１５参照）
に示した反転増幅回路１８に代えたことにある。
【００８０】かくして、本実施例においても、前述した
第３の実施例と同様に、位相検波回路２３から出力され
る信号を全波整流信号とすることにより、出力信号を大
きくでき、検出感度を向上できるという効果を奏する。
第３の実施例と同様に、位相検波回路２３から出力され
る信号を全波整流信号とすることにより、出力信号を大
きくでき、検出感度を向上できるという効果を奏する。
【００８１】なお、前記各実施例では、調整回路４３内
の負帰還感温抵抗４４にサーミスタを用い、差動増幅回
路２７に供給するバイアス電圧ＶS を調整して無トルク
時の洩れ電圧を解消するものとして述べたが、本発明は
これに限らず、先行技術で述べた調整回路２８を用いて
もよい。この場合には、洩れ電圧を解消できないが、ト
ルク測定の実用性に影響を与えない。
の負帰還感温抵抗４４にサーミスタを用い、差動増幅回
路２７に供給するバイアス電圧ＶS を調整して無トルク
時の洩れ電圧を解消するものとして述べたが、本発明は
これに限らず、先行技術で述べた調整回路２８を用いて
もよい。この場合には、洩れ電圧を解消できないが、ト
ルク測定の実用性に影響を与えない。
【００８２】次に、図１０ないし図１２は本発明の第５
の実施例を示すに、本実施例の特徴は、先行技術で述べ
た三角波発生回路１２を後述する三角波発生回路７１に
変えたことにある。なお、本実施例では、上述した第１
の実施例と同一の構成要素に同一の符号を付し、その説
明を省略するものとする。
の実施例を示すに、本実施例の特徴は、先行技術で述べ
た三角波発生回路１２を後述する三角波発生回路７１に
変えたことにある。なお、本実施例では、上述した第１
の実施例と同一の構成要素に同一の符号を付し、その説
明を省略するものとする。
【００８３】図中、７１は先行技術で述べた三角波発生
回路１２に変えて採用される本実施例の三角波発生回路
を示し、該三角波発生回路７１は先行技術で述べた三角
波発生回路１２とほぼ同様に、それぞれ位相が１８０°
異なる方形波（例えば３０ｋＨｚ）を発生させる方形波
発振器７２と、該方形波発生器７２から出力された各方
形波を三角波に変換する三角波変換器７３とから大略構
成されている。
回路１２に変えて採用される本実施例の三角波発生回路
を示し、該三角波発生回路７１は先行技術で述べた三角
波発生回路１２とほぼ同様に、それぞれ位相が１８０°
異なる方形波（例えば３０ｋＨｚ）を発生させる方形波
発振器７２と、該方形波発生器７２から出力された各方
形波を三角波に変換する三角波変換器７３とから大略構
成されている。
【００８４】ここで、前記三角波変換器７３は、方形波
発振器７２の出力側に接続された一対の積分回路７４，
７５と、該積分回路７４，７５からの信号を増幅する三
角波増幅回路７６とからなる。そして、前記積分回路７
４，７５は、積分抵抗７４Ａ，７５Ａと積分コンデンサ
７４Ｂ，７５ＢをＬ型に接続したもので、時定数τ1，
τ2 は下記数７によって設定されている。なお、一方の
積分回路７４の積分抵抗７４Ａを可変抵抗とすることに
よって、ハーフブリッジ回路１１に入力される三角波の
うち、積分回路７４によって形成される三角波の振幅
（波高値）を調整することができる。なお、前記積分回
路７４の積分抵抗７４Ａが本発明による振幅調整手段を
構成している。
発振器７２の出力側に接続された一対の積分回路７４，
７５と、該積分回路７４，７５からの信号を増幅する三
角波増幅回路７６とからなる。そして、前記積分回路７
４，７５は、積分抵抗７４Ａ，７５Ａと積分コンデンサ
７４Ｂ，７５ＢをＬ型に接続したもので、時定数τ1，
τ2 は下記数７によって設定されている。なお、一方の
積分回路７４の積分抵抗７４Ａを可変抵抗とすることに
よって、ハーフブリッジ回路１１に入力される三角波の
うち、積分回路７４によって形成される三角波の振幅
（波高値）を調整することができる。なお、前記積分回
路７４の積分抵抗７４Ａが本発明による振幅調整手段を
構成している。
【００８５】
【数７】τ1 ＝Ｒa ×Ｃa τ2 ＝Ｒb ×Ｃb 但し、Ｒa ：積分抵抗７４Ａの抵抗値 Ｃa ：積分コンデンサ７４Ｂの静電容量 Ｒb ：積分抵抗７５Ａの抵抗値 Ｃb ：積分コンデンサ７５Ｂの静電容量
【００８６】本実施例によるトルク検出装置は上述の如
く構成されるが、反転増幅回路４１によって、温度が基
準温度２０℃よりも上昇した場合でも、入力抵抗４２の
温度補償によって該反転増幅回路４１の増幅率αx1を小
さくでき、出力特性の傾きを自動的に補正することがで
きる。
く構成されるが、反転増幅回路４１によって、温度が基
準温度２０℃よりも上昇した場合でも、入力抵抗４２の
温度補償によって該反転増幅回路４１の増幅率αx1を小
さくでき、出力特性の傾きを自動的に補正することがで
きる。
【００８７】一方、前述した第１〜第４の実施例におい
ては、磁歪シャフト２の磁性層や励磁および検出コイル
９，１０のアンバランス等により、両方の励磁および検
出コイル９，１０のインピーダンスが異なっている。こ
のため、ハーフブリッジ回路１１の中点Ｃからは無トル
ク時であっても、若干の出力が発生していた。そして、
この出力は、無トルク時に調整回路４３を調整すること
によって出力信号Ｊが零になるようにして設定していた
ために、ほぼ温度変化に対して補正することができるも
のの、温度が変化すると、図１１に示すような微小な特
性のずれが発生していた。
ては、磁歪シャフト２の磁性層や励磁および検出コイル
９，１０のアンバランス等により、両方の励磁および検
出コイル９，１０のインピーダンスが異なっている。こ
のため、ハーフブリッジ回路１１の中点Ｃからは無トル
ク時であっても、若干の出力が発生していた。そして、
この出力は、無トルク時に調整回路４３を調整すること
によって出力信号Ｊが零になるようにして設定していた
ために、ほぼ温度変化に対して補正することができるも
のの、温度が変化すると、図１１に示すような微小な特
性のずれが発生していた。
【００８８】そこで、本実施例においては、三角波発生
回路７１を構成する三角波変換器７３の積分回路７４，
７５のうち、一方の積分回路７４の積分抵抗７４Ａを可
変抵抗として、該可変抵抗７４Ａをマニュアルで調整す
ることによって、時定数τ1を変化させ、一方の三角波
の振幅（波高値）を調整するようにした。これによっ
て、励磁および検出コイル９，１０のインピーダンスが
異なっているときでも、一方の三角波の波高値を調整す
ることにより、見掛け上、励磁および検出コイル９，１
０のインピーダンスを均一にし、無トルク時にハーフブ
リッジ回路１１の中点Ｃからの出力を完全に零にするこ
とができる。
回路７１を構成する三角波変換器７３の積分回路７４，
７５のうち、一方の積分回路７４の積分抵抗７４Ａを可
変抵抗として、該可変抵抗７４Ａをマニュアルで調整す
ることによって、時定数τ1を変化させ、一方の三角波
の振幅（波高値）を調整するようにした。これによっ
て、励磁および検出コイル９，１０のインピーダンスが
異なっているときでも、一方の三角波の波高値を調整す
ることにより、見掛け上、励磁および検出コイル９，１
０のインピーダンスを均一にし、無トルク時にハーフブ
リッジ回路１１の中点Ｃからの出力を完全に零にするこ
とができる。
【００８９】このように、本実施例では、無トルク時の
設定を積分回路７４の時定数τ1 をマニュアル的に調整
し、励磁および検出コイル９，１０のインピーダンスを
補正することにより、該各励磁および検出コイル９，１
０の中点Ｃから出力される信号を零に設定する。この結
果、温度変化に対する微小な特性のずれを、図１２に示
すように補正することができ、前記第１〜第４の実施例
より精度の高いトルク検出を行うことができる。さら
に、無トルク時の出力信号Ｊを零に設定することができ
るから、前記調整回路４３，２８を省略することがで
き、部品点数を大幅に削減することができる。
設定を積分回路７４の時定数τ1 をマニュアル的に調整
し、励磁および検出コイル９，１０のインピーダンスを
補正することにより、該各励磁および検出コイル９，１
０の中点Ｃから出力される信号を零に設定する。この結
果、温度変化に対する微小な特性のずれを、図１２に示
すように補正することができ、前記第１〜第４の実施例
より精度の高いトルク検出を行うことができる。さら
に、無トルク時の出力信号Ｊを零に設定することができ
るから、前記調整回路４３，２８を省略することがで
き、部品点数を大幅に削減することができる。
【００９０】さらに、図１３は本発明の第６の実施例を
示すに、本実施例では、前記第５の実施例による図１０
ないし図１２と同一の構成要素に同一の符号を付し、そ
の説明を省略するものとする。
示すに、本実施例では、前記第５の実施例による図１０
ないし図１２と同一の構成要素に同一の符号を付し、そ
の説明を省略するものとする。
【００９１】然るに、本実施例の特徴は、図１０に示す
三角波発生回路７１を用いると共に、反転増幅回路４１
の後段に反転回路６１を接続したことにある。
三角波発生回路７１を用いると共に、反転増幅回路４１
の後段に反転回路６１を接続したことにある。
【００９２】かくして、本実施例においても、前述した
第５の実施例と同様に、調整回路４３，２８を省略して
温度変化による特性のずれを防止することができると共
に、位相検波回路２３から出力される信号を全波整流信
号とすることにより、出力信号を大きくでき、検出感度
を大幅に向上できるという効果を奏する。
第５の実施例と同様に、調整回路４３，２８を省略して
温度変化による特性のずれを防止することができると共
に、位相検波回路２３から出力される信号を全波整流信
号とすることにより、出力信号を大きくでき、検出感度
を大幅に向上できるという効果を奏する。
【００９３】なお、前記第１、第３、第５および第６の
実施例では、増幅率調整手段を、反転増幅回路４１の入
力感温抵抗４２をポジスタにより構成する場合を例に挙
げて説明したが、これに替えて、反転増幅回路４１の負
帰還抵抗２２をサーミスタから構成してもよい。
実施例では、増幅率調整手段を、反転増幅回路４１の入
力感温抵抗４２をポジスタにより構成する場合を例に挙
げて説明したが、これに替えて、反転増幅回路４１の負
帰還抵抗２２をサーミスタから構成してもよい。
【００９４】また、前記各実施例では、各磁気異方性部
６，７のみを磁性材料で形成する場合を例に挙げて説明
したが、本発明はこれに限らず、磁歪シャフト２の全体
を磁性材料から形成してもよい。
６，７のみを磁性材料で形成する場合を例に挙げて説明
したが、本発明はこれに限らず、磁歪シャフト２の全体
を磁性材料から形成してもよい。
【００９５】さらに、前記各実施例の処理回路では、Ｌ
ＰＦ２５，２６を用いて位相検波回路２３からの半波ま
たは全波整流信号を直流化し、差動増幅回路２７を介し
て出力信号を得る場合を例示したが、本発明はこれに限
らず、例えば位相検波回路２３からの半波整流信号を他
の差動増幅回路によって全波整流した後に、ＬＰＦによ
って平滑化してもよく、あるいはＬＰＦの代わりにＡ−
Ｄコンバータ等を用いて処理回路を構成してもよい。
ＰＦ２５，２６を用いて位相検波回路２３からの半波ま
たは全波整流信号を直流化し、差動増幅回路２７を介し
て出力信号を得る場合を例示したが、本発明はこれに限
らず、例えば位相検波回路２３からの半波整流信号を他
の差動増幅回路によって全波整流した後に、ＬＰＦによ
って平滑化してもよく、あるいはＬＰＦの代わりにＡ−
Ｄコンバータ等を用いて処理回路を構成してもよい。
【００９６】さらにまた、前記各実施例では、自動車用
エンジンの出力軸トルク測定に用いる場合を例示した
が、本発明はこれに限らず、例えば電動モータ，発電機
の出力トルク測定等にも広く適用することができる。
エンジンの出力軸トルク測定に用いる場合を例示した
が、本発明はこれに限らず、例えば電動モータ，発電機
の出力トルク測定等にも広く適用することができる。
【００９７】一方、前記第５および第６の実施例におい
ては、三角波の振幅（波高値）を変える振幅調整手段
を、一方の積分回路７４の積分抵抗７４Ａを可変にする
ことによって構成したが、本発明はこれに限らず、積分
コンデンサ７４Ｂまたは他方の積分回路７５の積分抵抗
７５Ａ，積分コンデンサ７５Ｂを可変式にして調整する
ようにして振幅調整手段を構成してもよく、要は周波数
を変えずに振幅（波高値）のみを調整する構成であれば
よい。
ては、三角波の振幅（波高値）を変える振幅調整手段
を、一方の積分回路７４の積分抵抗７４Ａを可変にする
ことによって構成したが、本発明はこれに限らず、積分
コンデンサ７４Ｂまたは他方の積分回路７５の積分抵抗
７５Ａ，積分コンデンサ７５Ｂを可変式にして調整する
ようにして振幅調整手段を構成してもよく、要は周波数
を変えずに振幅（波高値）のみを調整する構成であれば
よい。
【００９８】さらに、前記第５および第６の実施例にお
いては、無トルク時の出力信号の補正は、各検出コイル
の中点からの信号に基づいて補正したが、本発明はこれ
に限らず、処理回路からの出力信号に基づいて補正して
もよい。
いては、無トルク時の出力信号の補正は、各検出コイル
の中点からの信号に基づいて補正したが、本発明はこれ
に限らず、処理回路からの出力信号に基づいて補正して
もよい。
【００９９】
【発明の効果】以上詳述した如く、請求項１の発明によ
れば、温度変化に応じて増幅回路の増幅率を増幅率調整
手段により調整することによって、各検出コイル間の中
点に生じる信号の増幅率を調整する構成としたから、温
度変化に応じて処理回路から出力される出力信号の出力
特性の傾きを自動的に調節でき、検出感度を安定化して
信頼性や検出精度を向上することができる。
れば、温度変化に応じて増幅回路の増幅率を増幅率調整
手段により調整することによって、各検出コイル間の中
点に生じる信号の増幅率を調整する構成としたから、温
度変化に応じて処理回路から出力される出力信号の出力
特性の傾きを自動的に調節でき、検出感度を安定化して
信頼性や検出精度を向上することができる。
【０１００】また、請求項２の発明によれば、温度変化
に応じて三角波発生回路から各検出コイルに入力する三
角波の振幅を振幅調整手段により調整する構成としたか
ら、温度変化に応じて各検出コイル間の中点に生じる信
号の大きさを変化させることができ、処理回路から出力
される出力信号の出力特性の傾きを自動的に調節して、
信頼性等を向上することができる。
に応じて三角波発生回路から各検出コイルに入力する三
角波の振幅を振幅調整手段により調整する構成としたか
ら、温度変化に応じて各検出コイル間の中点に生じる信
号の大きさを変化させることができ、処理回路から出力
される出力信号の出力特性の傾きを自動的に調節して、
信頼性等を向上することができる。
【０１０１】さらに、請求項３の発明によれば、温度変
化に応じて増幅回路の増幅率を増幅率調整手段により調
整することによって、各検出コイル間の中点に生じる信
号の増幅率を調整すると共に、該各検出コイル間の中点
からの出力を増幅回路と反転回路とによって波形変形し
た後に、位相検波回路に入力するように構成したから、
位相検波回路からの出力される信号を全波整流信号にで
き、処理回路から出力される出力信号を大きくすると共
に、出力特性を自動的に調整でき、検出感度を安定化し
て信頼性や検出精度を向上することができる。
化に応じて増幅回路の増幅率を増幅率調整手段により調
整することによって、各検出コイル間の中点に生じる信
号の増幅率を調整すると共に、該各検出コイル間の中点
からの出力を増幅回路と反転回路とによって波形変形し
た後に、位相検波回路に入力するように構成したから、
位相検波回路からの出力される信号を全波整流信号にで
き、処理回路から出力される出力信号を大きくすると共
に、出力特性を自動的に調整でき、検出感度を安定化し
て信頼性や検出精度を向上することができる。
【０１０２】さらにまた、請求項４の発明によれば、温
度変化に応じて三角波発生回路から各検出コイルに入力
する三角波の振幅を振幅調整手段により調整すると共
に、該各検出コイル間の中点からの出力を増幅回路と反
転回路とによって波形変形した後に、位相検波回路に入
力するように構成したから、位相検波回路からの出力さ
れる信号を全波整流信号にでき、処理回路から出力され
る出力信号を大きくすると共に、出力信号の出力特性の
傾きを自動的に調節して、信頼性等を向上することがで
きる。
度変化に応じて三角波発生回路から各検出コイルに入力
する三角波の振幅を振幅調整手段により調整すると共
に、該各検出コイル間の中点からの出力を増幅回路と反
転回路とによって波形変形した後に、位相検波回路に入
力するように構成したから、位相検波回路からの出力さ
れる信号を全波整流信号にでき、処理回路から出力され
る出力信号を大きくすると共に、出力信号の出力特性の
傾きを自動的に調節して、信頼性等を向上することがで
きる。
【０１０３】一方、請求項５の発明によれば、温度変化
に応じて増幅回路の増幅率を増幅率調整手段により調整
すると共に、各検出コイルに入力される三角波のうち、
少なくとも一方の三角波の振幅を振幅調整手段により調
整する構成としたから、無トルク時の各検出コイル間の
中点からの出力を零に設定でき、温度変化に対する特性
のずれを補正することができ、より検出感度を安定させ
信頼性を向上することができる。
に応じて増幅回路の増幅率を増幅率調整手段により調整
すると共に、各検出コイルに入力される三角波のうち、
少なくとも一方の三角波の振幅を振幅調整手段により調
整する構成としたから、無トルク時の各検出コイル間の
中点からの出力を零に設定でき、温度変化に対する特性
のずれを補正することができ、より検出感度を安定させ
信頼性を向上することができる。
【０１０４】また、請求項６の発明によれば、温度変化
に応じて増幅回路の増幅率を増幅率調整手段により調整
すると共に、各検出コイルに入力される三角波のうち、
少なくとも一方の三角波の振幅を振幅調整手段により調
整し、さらに前記各検出コイル間の中点からの出力を増
幅回路と反転回路とによって波形変形した後に、位相検
波回路に入力するように構成したから、位相検波回路か
ら出力される信号を全波整流信号にでき、処理回路から
出力される信号を大きくすると共に、出力信号を零に設
定でき、温度変化に対する特性のずれを補正でき、信頼
性等を向上できる。
に応じて増幅回路の増幅率を増幅率調整手段により調整
すると共に、各検出コイルに入力される三角波のうち、
少なくとも一方の三角波の振幅を振幅調整手段により調
整し、さらに前記各検出コイル間の中点からの出力を増
幅回路と反転回路とによって波形変形した後に、位相検
波回路に入力するように構成したから、位相検波回路か
ら出力される信号を全波整流信号にでき、処理回路から
出力される信号を大きくすると共に、出力信号を零に設
定でき、温度変化に対する特性のずれを補正でき、信頼
性等を向上できる。
【図１】本発明の第１の実施例によるトルク検出装置を
示す回路図である。
示す回路図である。
【図２】増幅回路の入力抵抗にポジスタを用いて温度変
化を与えた場合に、基準温度２０℃のときの出力に対す
る変化量を測定した結果を示す特性線図である。
化を与えた場合に、基準温度２０℃のときの出力に対す
る変化量を測定した結果を示す特性線図である。
【図３】増幅回路の増幅率変化によって出力特性の傾き
が基準温度２０℃のときの傾きとほぼ一致した状態を示
す出力特性線図である。
が基準温度２０℃のときの傾きとほぼ一致した状態を示
す出力特性線図である。
【図４】調整回路の増幅率変化によって図３中の洩れ電
圧が解消した状態を示す出力特性線図である。
圧が解消した状態を示す出力特性線図である。
【図５】本発明の第２の実施例によるトルク検出装置を
示す回路図である。
示す回路図である。
【図６】本発明の第３の実施例によるトルク検出装置を
示す回路図である。
示す回路図である。
【図７】磁歪シャフトに矢示Ｔ方向のトルクを加えたと
きに各回路に生じる波形を示す波形図である。
きに各回路に生じる波形を示す波形図である。
【図８】磁歪シャフトに矢示Ｔ方向とは逆向きのトルク
を加えたときに各回路に生じる波形を示す波形図であ
る。
を加えたときに各回路に生じる波形を示す波形図であ
る。
【図９】本発明の第４の実施例によるトルク検出装置を
示す回路図である。
示す回路図である。
【図１０】本発明の第５の実施例によるトルク検出装置
を示す回路図である。
を示す回路図である。
【図１１】増幅回路の増幅率変化および調整回路の増幅
率変化によって補正した基準温度２０℃に対する出力電
圧の変化率を測定した結果を示す特性線図である。
率変化によって補正した基準温度２０℃に対する出力電
圧の変化率を測定した結果を示す特性線図である。
【図１２】ハーフブリッジ回路に印加する三角波の振幅
を調整することによって補正した基準温度２０℃に対す
る出力電圧の変化率を測定した結果を示す特性線図であ
る。
を調整することによって補正した基準温度２０℃に対す
る出力電圧の変化率を測定した結果を示す特性線図であ
る。
【図１３】本発明の第６の実施例によるトルク検出装置
を示す回路図である。
を示す回路図である。
【図１４】先行技術によるトルク検出装置のセンサ検出
部を示す縦断面図である。
部を示す縦断面図である。
【図１５】先行技術によるトルク検出装置を示す回路図
である。
である。
【図１６】三角波発生回路から各検出コイルに印加する
三角波を示す波形図である。
三角波を示す波形図である。
【図１７】磁歪シャフトに矢示Ｔ方向のトルクを加えた
ときに各回路に生じる波形を示す波形図である。
ときに各回路に生じる波形を示す波形図である。
【図１８】磁歪シャフトに矢示Ｔ方向とは逆向きのトル
クを加えたときに各回路に生じる波形を示す波形図であ
る。
クを加えたときに各回路に生じる波形を示す波形図であ
る。
【図１９】基準温度２０℃に対して温度変化した場合
に、トルクに対する出力電圧の変化量を測定した結果を
示す特性線図である。
に、トルクに対する出力電圧の変化量を測定した結果を
示す特性線図である。
【図２０】基準温度２０℃に対して温度変化した場合の
出力特性を示す出力特性線図である。
出力特性を示す出力特性線図である。
２ 磁歪シャフト ６，７ 磁気異方性部 ９，１０ 検出コイル １１ ハーフブリッジ回路 １２，５１，７１ 三角波発生回路 １８，４１ 反転増幅回路 ２３ 位相検波回路 ２５，２６ ＬＰＦ（処理回路） ２７ 差動増幅回路（処理回路） ４２ 入力感温抵抗（増幅率調整手段） ５２ 負帰還感温抵抗（振幅調整手段） ６１ 反転回路 ７２ 方形波発振器 ７３ 三角波変換器 ７４，７５ 積分回路 ７４Ａ 積分抵抗（振幅調整手段） ７６ 三角波増幅回路
Claims (6)
- 【請求項１】 軸方向に離間して外周側に一対の磁気異
方性部を有する磁歪シャフトと、該磁歪シャフトの外周
側に位置して各磁気異方性部に対向して設けられた一対
の検出コイルと、該各検出コイルに１８０°位相の異な
る三角波をそれぞれ入力する三角波発生回路と、前記磁
歪シャフトに加わったトルクに応じて前記各検出コイル
間の中点に生じる信号を増幅する増幅回路と、該増幅回
路によって増幅された信号を前記三角波発生回路からの
基準波に基づいて位相検波し、正と負の２つの半波整流
信号を出力する位相検波回路と、該位相検波回路からの
各半波整流信号を前記トルクに応じた出力信号として処
理する処理回路とを備え、前記増幅回路には温度に応じ
て増幅率を調整する増幅率調整手段を設ける構成とした
トルク検出装置。 - 【請求項２】 軸方向に離間して外周側に一対の磁気異
方性部を有する磁歪シャフトと、該磁歪シャフトの外周
側に位置して各磁気異方性部に対向して設けられた一対
の検出コイルと、該各検出コイルに１８０°位相の異な
る三角波をそれぞれ入力する三角波発生回路と、前記磁
歪シャフトに加わったトルクに応じて前記各検出コイル
間の中点に生じる信号を増幅する増幅回路と、該増幅回
路によって増幅された信号を前記三角波発生回路からの
基準波に基づいて位相検波し、正と負の２つの半波整流
信号を出力する位相検波回路と、該位相検波回路からの
各半波整流信号を前記トルクに応じた出力信号として処
理する処理回路とを備え、前記三角波発生回路には温度
に応じて前記各検出コイルに入力する三角波の振幅を調
整する振幅調整手段を設ける構成としたトルク検出装
置。 - 【請求項３】 軸方向に離間して外周側に一対の磁気異
方性部を有する磁歪シャフトと、該磁歪シャフトの外周
側に位置して各磁気異方性部に対向して設けられた一対
の検出コイルと、該各検出コイルに１８０°位相の異な
る三角波をそれぞれ入力する三角波発生回路と、前記磁
歪シャフトに加わったトルクに応じて前記各検出コイル
間の中点に生じる信号を増幅する増幅回路と、該増幅回
路によって増幅された信号を反転する反転回路と、前記
増幅回路からの信号と該反転回路からの信号を前記三角
波発生回路からの基準波に基づいて位相検波し、正と負
の２つの全波整流信号を出力する位相検波回路と、該位
相検波回路からの各全波整流信号を前記トルクに応じた
出力信号として処理する処理回路とを備え、前記増幅回
路には温度に応じて増幅率を調整する増幅率調整手段を
設ける構成としたトルク検出装置。 - 【請求項４】 軸方向に離間して外周側に一対の磁気異
方性部を有する磁歪シャフトと、該磁歪シャフトの外周
側に位置して各磁気異方性部に対向して設けられた一対
の検出コイルと、該各検出コイルに１８０°位相の異な
る三角波をそれぞれ入力する三角波発生回路と、前記磁
歪シャフトに加わったトルクに応じて前記各検出コイル
間の中点に生じる信号を増幅する増幅回路と、該増幅回
路によって増幅された信号を反転する反転回路と、前記
増幅回路からの信号と該反転回路からの信号を前記三角
波発生回路からの基準波に基づいて位相検波し、正と負
の２つの全波整流信号を出力する位相検波回路と、該位
相検波回路からの各全波整流信号を前記トルクに応じた
出力信号として処理する処理回路とを備え、前記三角波
発生回路には温度に応じて前記各検出コイルに入力する
三角波の振幅を調整する振幅調整手段を設ける構成とし
たトルク検出装置。 - 【請求項５】 軸方向に離間して外周側に一対の磁気異
方性部を有する磁歪シャフトと、該磁歪シャフトの外周
側に位置して各磁気異方性部に対向して設けられた一対
の検出コイルと、該各検出コイルに１８０°位相の異な
る三角波をそれぞれ入力する三角波発生回路と、前記磁
歪シャフトに加わったトルクに応じて前記各検出コイル
間の中点に生じる信号を増幅する増幅回路と、該増幅回
路によって増幅された信号を前記三角波発生回路からの
基準波に基づいて位相検波し、正と負の２つの半波整流
信号を出力する位相検波回路と、該位相検波回路からの
各半波整流信号を前記トルクに応じた出力信号として処
理する処理回路とを備え、前記増幅回路には温度に応じ
て増幅率を調整する増幅率調整手段を設けると共に、前
記三角波発生回路には該三角波発生回路から発生する一
対の三角波のうち、少なくとも一方の三角波の振幅を調
整する振幅調整手段を設ける構成としたトルク検出装
置。 - 【請求項６】 軸方向に離間して外周側に一対の磁気異
方性部を有する磁歪シャフトと、該磁歪シャフトの外周
側に位置して各磁気異方性部に対向して設けられた一対
の検出コイルと、該各検出コイルに１８０°位相の異な
る三角波をそれぞれ入力する三角波発生回路と、前記磁
歪シャフトに加わったトルクに応じて前記各検出コイル
間の中点に生じる信号を増幅する増幅回路と、該増幅回
路によって増幅された信号を反転する反転回路と、前記
増幅回路からの信号と該反転回路からの信号を前記三角
波発生回路からの基準波に基づいて位相検波し、正と負
の２つの全波整流信号を出力する位相検波回路と、該位
相検波回路からの各全波整流信号を前記トルクに応じた
出力信号として処理する処理回路とを備え、前記増幅回
路には温度に応じて増幅率を調整する増幅率調整手段を
設けると共に、前記三角波発生回路には該三角波発生回
路から発生する一対の三角波のうち、少なくとも一方の
三角波の振幅を調整する振幅調整手段を設ける構成とし
たトルク検出装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6054629A JPH0719971A (ja) | 1993-05-07 | 1994-02-28 | トルク検出装置 |
| US08/237,100 US5522269A (en) | 1993-05-07 | 1994-05-03 | Apparatus and method for transducing torque applied to a magnetostrictive shaft while minimizing temperature induced variations |
| DE4416365A DE4416365C2 (de) | 1993-05-07 | 1994-05-09 | Vorrichtung zum Erzeugen eines Signals, das dem Drehmoment eines sich drehenden Körpers entspricht |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5-131173 | 1993-05-07 | ||
| JP13117393 | 1993-05-07 | ||
| JP6054629A JPH0719971A (ja) | 1993-05-07 | 1994-02-28 | トルク検出装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0719971A true JPH0719971A (ja) | 1995-01-20 |
Family
ID=26395415
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6054629A Pending JPH0719971A (ja) | 1993-05-07 | 1994-02-28 | トルク検出装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5522269A (ja) |
| JP (1) | JPH0719971A (ja) |
| DE (1) | DE4416365C2 (ja) |
Families Citing this family (19)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5902934A (en) * | 1990-12-10 | 1999-05-11 | Sensortech, L.P. | Phase magnitude signal detector |
| JP3216982B2 (ja) * | 1996-01-24 | 2001-10-09 | 株式会社ユニシアジェックス | 磁歪式トルク検出装置 |
| GB9808792D0 (en) * | 1998-04-23 | 1998-06-24 | Effective Torque Technologies | Magnetising arrangements for torque/force sensor |
| DE19826053A1 (de) * | 1998-06-12 | 1999-12-16 | Bosch Gmbh Robert | Verfahren und Vorrichtung zur Steuerung einer Radbremse |
| JP4026247B2 (ja) * | 1998-10-01 | 2007-12-26 | 日本精工株式会社 | トルクセンサ |
| JP2000114615A (ja) * | 1998-10-09 | 2000-04-21 | Sanyo Electric Co Ltd | 磁歪検出型力センサ |
| JP4573370B2 (ja) * | 1999-02-15 | 2010-11-04 | 株式会社ショーワ | トルクセンサ |
| US6456090B1 (en) * | 1999-09-27 | 2002-09-24 | Nsk Ltd. | Torque sensor |
| US6341534B1 (en) * | 2000-03-03 | 2002-01-29 | Ford Motor Company | Integrated two-channel torque sensor |
| DE10117724C2 (de) * | 2001-04-09 | 2003-03-27 | Methode Electronics Malta Ltd | Einrichtung zum Ermitteln des Drehmoments an einer rotierbaren metallischen Welle |
| GB0204213D0 (en) * | 2002-02-22 | 2002-04-10 | Fast Technology Ag | Pulsed torque measurement |
| JP3938902B2 (ja) * | 2002-11-27 | 2007-06-27 | 株式会社ジェイテクト | 角度検出装置及びそれを備えたトルクセンサ |
| US6941824B2 (en) * | 2003-04-25 | 2005-09-13 | Delphi Technologies, Inc. | Magnetic force sensor and control circuit for same |
| US7533584B1 (en) * | 2007-11-12 | 2009-05-19 | Honeywell International Inc. | Systems and methods for temperature compensating torque sensors |
| JP4581002B2 (ja) * | 2008-04-23 | 2010-11-17 | 本田技研工業株式会社 | 磁歪式トルクセンサ及び電動パワーステアリング装置 |
| US20140285180A1 (en) * | 2013-03-25 | 2014-09-25 | National Instruments Corporation | Circuit to Compensate for Inaccuracies in Current Transformers |
| WO2017199063A1 (en) | 2016-05-17 | 2017-11-23 | Kongsberg Inc. | System, method and object for high accuracy magnetic position sensing |
| US11486776B2 (en) | 2016-12-12 | 2022-11-01 | Kongsberg Inc. | Dual-band magnetoelastic torque sensor |
| US10983019B2 (en) | 2019-01-10 | 2021-04-20 | Ka Group Ag | Magnetoelastic type torque sensor with temperature dependent error compensation |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE2449697C3 (de) * | 1973-10-19 | 1980-08-14 | Hitachi, Ltd., Tokio | Mechanisch-elektrischer Meßumformer |
| US4414855A (en) * | 1981-06-01 | 1983-11-15 | Aisin Seiki Kabushiki Kaisha | Torque sensor |
| US4604477A (en) * | 1985-03-29 | 1986-08-05 | General Electric Company | Method for making silylaroylhalides and reaction products |
| US4839590A (en) * | 1987-09-24 | 1989-06-13 | Magnetek Controls | Piezoelectric actuator for magnetostrictive linear displacement measuring device |
| US5201964A (en) * | 1989-06-21 | 1993-04-13 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy | Magnetostrictive torque sensor |
| US5307690A (en) * | 1991-07-29 | 1994-05-03 | Kubota Corporation | Temperature compensating device for torque measuring apparatus |
-
1994
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