JPH06221941A - 磁歪式トルクセンサ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】 磁歪式トルクセンサにおいて、温度変化によ
る誤差を低減し、トルクの高精度検出を行なう。 【構成】 一対の励磁および検出コイル９，１０を直列
に接続してハーフブリッジ回路２１を構成し、両端に位
相差が１８０°異なる三角波を三角波発生装置２２から
それぞれ入力する。そして、この三角波の基準波に対し
てハーフブリッジ回路２１から信号を位相検波回路２３
で検波し、この検波信号を処理する処理回路２４から構
成する。これにより、フルブリッジ回路のような平衡調
整を省略して温度依存性の少ないトルク検出を行なうこ
とができる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、例えば自動車用エンジ
ンの出力軸トルク等を検出するのに用いて好適な磁歪式
トルクセンサに関する。

【０００２】

【従来の技術】自動変速機を備えたオートマチック車等
では、例えば自動変速機の変速タイミングを適正化する
目的でアウトプットシャフト等に磁歪式トルクセンサを
取付けることが提案されている。

【０００３】そこで、図１１および図１２に基づいてこ
の種の従来技術による磁歪式トルクセンサを説明する。

【０００４】図中、１はトルクセンサ本体を構成するケ
ーシングを示し、該ケーシング１は非磁性材料により段
付筒状に形成され、自動変速機のケース（図示せず）等
に固定されるようになっている。

【０００５】２はケーシング１内に軸受３，３を介して
回転自在に配設された磁歪シャフトを示し、該磁歪シャ
フト２はステンレス鋼等によって棒状に形成され、その
両端側２Ａ，２Ｂはケーシング１外に突出してアウトプ
ットシャフトを構成している。また、該磁歪シャフト２
の軸方向中間部はケーシング１内に位置したスリット形
成部２Ｃとなり、該スリット形成部２Ｃの外周面には斜
め下向きに４５°、斜め上向きに４５°の角度をもって
それぞれスリット溝４，４，…、５，５，…が刻設され
ている。

【０００６】６，７は磁気異方性部を示し、該磁気異方
性部６，７は前記磁歪シャフト２のスリット形成部２Ｃ
の外周面にＦｅ（８３％），Ａｌ（１３％）の磁性材料
をコーティングして熱処理したものである。そして、各
スリット溝４間の部分に第１の磁気異方性部６が形成さ
れると共に、各スリット５間の部分に第２の磁気異方性
部７が形成され、これらの磁気異方性部６，７には表面
磁界による磁路が形成される。

【０００７】８はケーシング１の内周面に固着され、磁
歪シャフト２のスリット形成部２Ｃを径方向外側から取
囲んだコア部材を示し、該コア部材８は鉄等の磁性材料
により段付筒状に形成され、その内周側には後述の各励
磁および検出コイル９，１０が配設されている。

【０００８】９，１０は磁歪シャフト２の外周側に位置
して磁気異方性部６，７と対向した一対の検出コイルと
しての励磁および検出コイルをそれぞれ示し、該励磁お
よび検出コイル９，１０はコア部材８の内周側にそれぞ
れコイルボビン（図示せず）を介して設けられ、後述の
発振器１２により周波数ｆを有する交流電圧Ｖが印加さ
れて励磁作用と検出作用とを行う。また、該励磁および
検出コイル９，１０は図１２に示す如く自己インダクタ
ンスＬ1 ，Ｌ2 を有し、その鉄損および直流抵抗分はｒ
1 ，ｒ2 となる。

【０００９】ここで、励磁および検出コイル９，１０に
は発振器１２から交流電圧Ｖが印加されているから、励
磁および検出コイル９，１０のインピーダンスＺ1 ，Ｚ
2 は数１のようになる。

【００１０】

【数１】

【００１１】ただし、数１中のＬ1 ，Ｌ2 は数２により
設定される自己インダクタンスである。

【００１２】

【数２】

【００１３】次に、図１２は従来技術による磁歪式トル
クセンサの検出回路を示しており、この検出回路はブリ
ッジ回路１１、交流電圧印加手段としての発振器１２、
差動増幅器１３、位相検波回路１４等によって構成され
ている。ここで、ブリッジ回路１１は励磁および検出コ
イル９，１０および調整抵抗Ｒ，Ｒにより構成され、そ
れぞれ対応する辺の抵抗値（インピーダンス）が等しく
なるフルブリッジを構成している。また、励磁および検
出コイル９，１０間の接続点ａおよび調整抵抗Ｒ，Ｒ間
の接続点ｂは、例えば３０ｋＨz 程度の周波数ｆを有す
る交流電圧Ｖの発振器１２と接続されている。

【００１４】さらに、ブリッジ回路１１において、一方
の励磁および検出コイル９のＬ1 ，ｒ1 は調整抵抗Ｒ
に、他方の励磁および検出コイル１０のＬ2 ，ｒ2 は調
整抵抗Ｒにそれぞれ直列接続されているから、励磁およ
び検出コイル９，１０を流れる電流ｉ1 ，ｉ2 は、

【００１５】

【数３】 により算出され、接続点ｃ，ｄの検出電圧Ｖ1 ，Ｖ2
は、

【００１６】

【数４】 ただし、α1 ，α2 ：位相角により算出される。

【００１７】また、前記励磁および検出コイル９，１０
と調整抵抗Ｒ，Ｒとの接続点ｃ，ｄは差動増幅器１３の
入力端子にそれぞれ接続され、励磁および検出コイル
９，１０からのそれぞれの検出電圧Ｖ1 ，Ｖ2 を差動増
幅器１３に出力する。そして、該差動増幅器１３の出力
端子１３Ａは発振器１２と共に位相検波回路１４の入力
側に接続され、該位相検波回路１４は差動増幅器１３か
らの出力電圧Ｖ3 を発振器１２からの交流電圧Ｖに基づ
いて同期させて整流して出力電圧Ｖ4 を出力する。

【００１８】このように構成される従来技術の磁歪式ト
ルクセンサでは、発振器１２からの交流電圧Ｖを励磁お
よび検出コイル９，１０に印加すると、磁歪シャフト２
のスリット形成部２Ｃには各スリット溝４，５間の磁気
異方性部６，７に沿ってそれぞれ表面磁界による磁路が
形成される。この場合、図１２に示す調整抵抗Ｒは磁歪
シャフト２に作用するトルクが零の状態で差動増幅器１
３からの出力電圧Ｖ3が零となるように調整される。

【００１９】そして、この従来技術においては、磁歪シ
ャフト２に図１１のように、矢示Ｔ方向にトルクを作用
させると、磁歪シャフト２のスリット形成部２Ｃでは各
スリット溝４間の磁気異方性部６に沿って引張り応力＋
σが作用し、各スリット溝５間の磁気異方性部７に沿っ
て圧縮応力−σが作用する。これにより、磁気異方性部
６では引張り応力＋σによって透磁率μが増加し、磁気
異方性部７では圧縮応力−σによって透磁率μが減少す
る。

【００２０】一方、磁歪シャフト２の磁気異方性部６と
対向配設された励磁および検出コイル９は、透磁率μの
増加に基づき自己インダクタンスＬ1 が増大し、励磁お
よび検出コイル９を流れる電流ｉ1 が減少する。また、
磁気異方性部７と対向配設された励磁および検出コイル
１０は透磁率μの減少に基づき自己インダクタンスＬ2
が減少し、励磁および検出コイル１０を流れる電流ｉ2
が増大する。

【００２１】この結果、励磁および検出コイル９からの
検出電圧Ｖ1 は減少し、励磁および検出コイル１０から
の検出電圧Ｖ2 は増大するので、差動増幅器１３では、

【００２２】

【数５】Ｖ3 ＝Ａ×（Ｖ1 −Ｖ2 ） ただし、 Ａ：増幅率 なる増幅が行われ、差動増幅器１３の出力端子１３Ａか
ら交流の出力電圧Ｖ3 が位相検波回路１４へと出力され
る。そして、該位相検波回路１４は発振器１２からの交
流電圧Ｖにより出力電圧Ｖ3 を同期検波処理して整流し
た出力電圧Ｖ4 を磁歪シャフト２に作用するトルクに対
応した出力信号として出力することができる。

【００２３】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上述した従
来技術における磁歪式トルクセンサの検出回路は、励磁
および検出コイル９，１０によりブリッジ回路１１を構
成し、このブリッジ回路１１の平衡が崩れることにより
トルクを検出するようになっているから、ブリッジ回路
１１の設定準備段階で各調整抵抗Ｒの微調整が必要とな
り、その調整作業に時間を費やすという問題がある。

【００２４】また、磁歪式トルクセンサを例えば車両の
アウトプットシャフト等に取付けた場合には、温度変化
が激しくなり、このため、磁歪シャフト２，励磁および
検出コイル９，１０およびコア部材８等に熱影響が生
じ、再現性のある正確なトルク検出を行なうことができ
なくなるという問題がある。

【００２５】本発明は上述した従来技術の問題に鑑みな
されたもので、本発明は簡単な検出回路で構成でき、し
かも調整作業を省略できると共に、温度依存性に対する
影響の少ない回路構成にし、高精度なトルク検出を行な
うことのできる磁歪式トルクセンサを提供することを目
的としている。

【００２６】

【課題を解決するための手段】上述した課題を解決する
ために、本発明が採用する磁歪式トルクセンサは、軸方
向に離間して外周側に一対の磁気異方性部を有する磁歪
シャフトと、該磁歪シャフトの外周側に位置して各磁気
異方性部に対向して設けられた一対の検出コイルと、該
各検出コイルを直列に接続することにより形成されたハ
ーフブリッジ回路と、該ハーフブリッジ回路の両端側に
１８０°位相の異なる三角波をそれぞれ入力する三角波
発生装置と、該三角波発生装置からの基準波に基づい
て、前記ハーフブリッジ回路の各検出コイルの中点から
の信号を、正の部分と負の部分で分けた２つの半波整流
波形を出力する位相検波回路と、該位相検波回路からの
信号を処理する処理回路とから構成したことにある。

【００２７】また、前記処理回路は、前記位相検波回路
から出力される２つの出力を差動させて全波整流波形と
して出力すべく、演算増幅器により構成された差動増幅
回路と、該差動増幅回路からの全波整流波形を平滑して
直流化する平滑回路とから構成することが好ましい。

【００２８】さらに、前記処理回路は、前記位相検波回
路から出力される２つの出力をそれぞれ平滑して直流化
するために同一回路構成からなる２個の平滑回路と、該
各平滑回路からの出力を差動増幅する差動増幅回路とか
ら構成してもよい。

【００２９】

【作用】上記構成のように、検出回路を各検出コイルを
直列に接続したハーフブリッジ回路で構成することで、
ブリッジ回路の平衡をとる調整作業を省略でき、かつ該
ハーフブリッジ回路に１８０°位相の異なる三角波をそ
れぞれ入力することで、高精度のトルク検出を行なうこ
とができる。

【００３０】

【実施例】以下、本発明の実施例を図１ないし図１０に
基づき説明する。

【００３１】まず、図１に本発明の第１の実施例の検出
回路を示す。なお、実施例では前述した従来技術と同一
の構成要素に同一の符号を付し、その説明を省略するも
のとする。さらに、図面に示す励磁および検出コイル
９，１０においては鉄損および直流抵抗分ｒ1 ，ｒ2 は
省略し、コイル記号のみで示している。

【００３２】図中、２１はハーフブリッジ回路を示し、
該ハーフブリッジ回路２１は励磁および検出コイル９，
１０を直列に接続し、その両側の端子Ａ，Ｂに後述する
三角波発生装置２２を入力するものである。また、接続
点Ｃからは位相検波回路２３に検出信号を出力する。

【００３３】２２は三角波発生装置を示し、該三角波発
生装置２２からは例えば図３の第１段目および第２段目
に示すような位相差が１８０°とした周波数が３０〔kH
z 〕の三角波を出力し、前記ハーフブリッジ回路２１の
両側の端子Ａ，Ｂに入力するようになっている。また、
該三角波発生装置２２からはパルス波となる検波波形Ｅ
が位相検波回路２３に出力される。

【００３４】２３は位相検波回路を示し、該位相検波回
路２３は前記ハーフブリッジ回路２１の接続点Ｃからの
検出信号と三角波発生装置２２からの検波波形Ｅが入力
され、該検波波形Ｅに基づいて検出信号を検波するもの
である。

【００３５】２４は処理回路を示し、該処理回路２４は
前記位相検波回路２３からの検波信号を平滑処理して出
力電圧を得るものである。

【００３６】ここで、本出願人は回路構成の簡略化およ
び温度依存性の問題に着目し、従来技術の図１２に示し
たブリッジ回路１１（以下、ハーフブリッジ回路２１と
比較するために「フルブリッジ回路１１」という）に正
弦波と三角波のそれぞれを入力した場合と、ハーフブリ
ッジ回路２１に正弦波と三角波のそれぞれを入力した場
合の４つの回路において次のような実験を行なった。

【００３７】それぞれの回路構成において、磁歪シャフ
ト２に温度を−２０℃〜＋１００℃の間で変化させ、磁
歪シャフト２に−４０〜＋４０〔kgfm〕の範囲でトルク
を加えたときの、それぞれの温度に対するトルクの変化
率（温度特性）を算出した結果、次の表１に示す結果を
得た。

【００３８】

【表１】

【００３９】そして、この表１によると、ハーフブリッ
ジ回路２１に三角波を入力したときに、比較的温度依存
性の少ない検出ができていることが分かる。

【００４０】然るに、本実施例では、磁歪式トルクセン
サの検出回路を、励磁および検出コイル９，１０を直列
に接続したハーフブリッジ回路２１に三角波を三角波発
生装置２２から入力し、励磁および検出コイル９，１０
の変化を位相検波回路２３および処理回路２４で処理す
る構成とすることで、実験結果からも明らかなように、
磁歪シャフト２に加わるトルクを温度依存性が少ない状
態で高精度に検出することができる。

【００４１】また、従来技術のフルブリッジ回路１１と
は異なり、簡単に構成することができ、部品点数を削減
できると共に、平衡状態を設定する調整作業を省略する
ことができる。

【００４２】従って、簡略化したハーフブリッジ回路２
１であっても、位相が１８０°異なる三角波を該ハーフ
ブリッジ回路２１の両端に入力することにより、フルブ
リッジ回路と同等以上のトルク検出処理を行なうことが
できる。

【００４３】次に、本発明の第２の実施例を図２ないし
図４に基づいて説明するに、本実施例の特徴は、第１の
実施例の処理回路２４を具体的に示したものである。な
お、本実施例では上述した第１の実施例と同一の構成要
素に同一の符号を付し、その説明を省略するものとす
る。

【００４４】図中、３１はハーフブリッジ回路２１の励
磁および検出コイル９，１０の接続点Ｃから出力波形を
増幅する増幅回路を示し、該増幅回路３１はオペアンプ
３２により構成され、該オペアンプ３２の反転端子には
入力抵抗３３および出力端子Ｄと接続される負帰還抵抗
３４が接続され、非反転端子には後述する基準電圧発生
装置から直流のバイアス電圧ＶS が入力され、出力端子
Ｄからの出力電圧を前記各抵抗３３，３４により設定さ
れた増幅率で増幅すると共に、直流のバイアス電圧ＶS
を加算するようになっている。

【００４５】３５は本実施例による処理回路を示し、該
処理回路３５は位相検波回路２３からの出力Ｆ，Ｇを差
算する差動増幅回路３６と、該差動増幅回路３６の出力
Ｈを直流化する平滑回路としてのローパスフィルタ３７
（以下、「ＬＰＦ３７」という）と、バイアス電圧ＶS
を発生する基準電圧発生装置３８と、該基準電圧発生装
置３８からのバイアス電圧ＶS と前記ＬＰＦ３７の出力
Ｉとの差を差動増幅する後段差動増幅回路３９と、前記
基準電圧発生装置３８と該後段差動増幅回路３９との間
に接続された調整回路４０とから大略構成されている。

【００４６】ここで、前記差動増幅回路３６はオペアン
プ４１と、該オペアンプ４１の反転端子と前記位相検波
回路２３の一方の出力側との間に接続された入力抵抗４
２と、非反転端子と前記位相検波回路２３の他方の出力
側との間に接続された入力抵抗４３と、非反転端子と基
準電圧発生装置３８との間に接続された補正抵抗４４
と、出力端子と反転端子との間に接続された負帰還抵抗
４５とから構成されている。なお、入力抵抗４２および
入力抵抗４３は等しい抵抗値Ｒ1 となり、補正抵抗４４
と負帰還抵抗４５は等しい抵抗値Ｒ2 となる。

【００４７】そして、前記差動増幅回路３６において
は、図３および図４に示すように、位相検波回路２３か
らのＦ，Ｇの波形のうち、Ｆの波形を反転させて加算し
て、図３および図４に示すＨの波形のような全波整流波
形に変換するものである。

【００４８】本実施例による磁歪式トルクセンサの検出
回路は上述の如く構成されるが、次に、図３および図４
に各点における波形を示し、各回路の動作を説明する。

【００４９】まず、図３および図４の第１，２段目に示
すＡ，Ｂの波形は、三角波発生装置２２からハーフブリ
ッジ回路２１の両側の端子Ａ，Ｂに入力される位相差が
１８０°異なる三角波をそれぞれ示し、該Ａ，Ｂの波形
は直流の所定電圧Ｖ0 に対して発振するようになってい
る。

【００５０】第３，４段目に示すＣ，Ｄの波形は接続点
Ｃ，増幅回路３１からの出力端子Ｄの波形をそれぞれ示
し、該Ｃ，Ｄの波形は磁歪シャフト２にトルクが加わっ
ていない場合には、Ｃ，Ｄの波形は所定電圧Ｖ0 ，バイ
アス電圧ＶS に対して出力されず、正のトルクを加えた
場合には、図３に示すようになり、負のトルクを加えた
場合には、図４に示すように、図３に対して位相が１８
０°ずれた波形となる。なお、波高値および位相差はト
ルクの強度によって変化するもので、図３および図４は
便宜上位相差が１８０°として示してある。

【００５１】第５段目のＥの波形は、三角波発生装置２
２から位相検波回路２３に入力されるパルス波形となる
検波波形Ｅを示し、当該Ｅの波形は図３および図４に示
すように、Ａの波形の正の部分を基準範囲として形成さ
れている。

【００５２】第６，７段目のＦ，Ｇの波形は位相検波回
路２３の出力側の２つ出力Ｆ，Ｇを示し、当該Ｆ，Ｇの
波形はＤの波形をバイアス電圧ＶS を基準として正の部
分と負の部分に分けた半波整流波形となり、この半波整
流波形にはバイアス電圧ＶSが基準値となっている。そ
して、Ｆ，Ｇの波形は差動増幅回路３６に入力される。

【００５３】第８段目のＨの波形は差動増幅回路３６の
出力端子からの信号を示し、当該Ｈの波形は磁歪シャフ
ト２に正のトルクを加えたときには、図３に示し如く、
バイアス電圧ＶS に対して上側に山がくる全波整流波形
となり、負のトルクを加えたときには、図４に示す如
く、バイアス電圧ＶS に対して下側に山がくる全波整流
波形となる。そして、ＬＰＦ３７に入力される。

【００５４】第９段目のＩの波形はＬＰＦ３７からの出
力波形を示し、Ｉの波形はバイアス電圧ＶS に対して直
流化され、磁歪シャフト２に正のトルクを加えたときに
は、図３に示し如く、バイアス電圧ＶS に対して上側に
なり、負のトルクを加えたときには、図４に示す如く、
バイアス電圧ＶS に対して下側になる。

【００５５】なお、調整回路４０は後段差動増幅回路３
９の出力を所定規格値に合わせ込むための調整に用いら
れるものである。

【００５６】上述の如く、本実施例のような検出回路を
構成することにより、後段差動増幅回路３９の入力前に
図３および図４の第９段目に示すようなバイアス電圧Ｖ
S に対する高さが磁歪シャフト２に加わるトルクの強度
を表し、バイアス電圧ＶS に対する上，下が磁歪シャフ
ト２に加わるトルクの方向を表す。さらに、後段差動増
幅回路３９でバイアス電圧ＶS 分を除去して、零に対し
て出力電圧が変化するように適宜の増幅率で補正するこ
ともでき、正確なトルク検出を行なうことができる。

【００５７】かくして、本実施例においても、上述した
第１の実施例と同様に、初期設定時の調整作業の省略お
よび温度依存性を低減することができると共に、磁歪シ
ャフト２に加わるトルクを図３，４中のＩの波形のよう
に、直流電圧の変化として検出することができる。

【００５８】次に、本発明の第３の実施例を図５ないし
図１０に基づいて説明するに、本実施例の特徴は、第２
の実施例の処理回路３５中の差動増幅回路３６およびＬ
ＰＦ３７の代わりに、２つのＬＰＦを接続したものであ
る。なお、本実施例では上述した第２の実施例と同一の
構成要素に同一の符号を付し、その説明を省略するもの
とする。

【００５９】図中、５１は本実施例による処理回路を示
し、該処理回路５１は前記第２の実施例で述べた処理回
路３５とほぼ同様に、バイアス電圧ＶS を発生する基準
電圧発生装置３８と、該基準電圧発生装置３８からのバ
イアス電圧ＶS と後述するＬＰＦ５２，５３の出力Ｊ，
Ｋとの差を増幅する後段差動増幅回路３９と、前記基準
電圧発生装置３８と該後段差動増幅回路３９との間に接
続された調整回路４０とから構成されるものの、本実施
例においては、位相検波回路２３からのＦ，Ｇの波形を
それぞれ直流化する平滑回路としてのローパスフィルタ
５２，５３（以下、「ＬＰＦ５２，５３」という）が位
相検波回路２３と後段差動増幅回路３９との間に接続さ
れている。

【００６０】また、前記ＬＰＦ５２，５３は同一の回路
構成を有し、コンデンサおよび抵抗により例えばＬ型ま
たはπ型に接続された簡単な回路となっている。

【００６１】このように、本実施例においては、第２の
実施例の図２に示した差動増幅回路３６およびＬＰＦ３
７を廃止し、これらに代えて２個のＬＰＦ５２，５３を
用いたものである。

【００６２】次に、その理由について説明する。

【００６３】まず、一般にオペアンプは入力オフセット
電圧が存在し、この入力オフセット電圧は周囲温度の変
化に影響される。

【００６４】即ち、周囲温度の上昇に伴って、入力オフ
セット電圧もΔＶだけ変化する。例えば、第２の実施例
に示した差動増幅回路３６のオペアンプ４１のゲインを
Ｋ1とすると、Ｋ1 ×ΔＶが温度ドリフトとなって出力
に現れる。さらに、後段には後段差動増幅回路３９が付
設されているから、ゲインＫ2 の後段差動増幅回路３９
となり、オペアンプ４１の入力オフセット電圧のみを考
えた場合には、Ｋ1 ×Ｋ2 ×ΔＶが温度ドリフトとなっ
て現れ、温度に対して変動するようになる。

【００６５】即ち、第１に、オペアンプを使用すること
は温度変化の影響を受け易くなり、特に増幅回路に用い
る場合には、回路構成としてのゲインの影響もあり、出
力電圧に温度変化の誤差を含むため、正確な検出処理を
行なうことができない。

【００６６】また、図６に示すように、基本的なオペア
ンプの差動回路において、入力端子に入力される交流電
圧をｖ1 ，ｖ2 とすると、出力電圧ｖ3 は次の数６のよ
うになる。

【００６７】

【数６】 ただし、Ａd ：差動利得 ＡC ：同相利得

【００６８】さらに、Ａd とＡC の比により、次の数７
で表される同相信号除去比（所謂、「ＣＭＲＲ」）が出
力電圧ｖ3 に作用する。

【００６９】

【数７】

【００７０】例えば、図７に示すように、差動増幅回路
を構成すると、出力電圧ｖ3 は下記の数８のようにな
る。

【００７１】

【数８】

【００７２】そして、数８中のアンダーラインが出力
電圧ｖ3 の真の値となり、アンダーラインがＣＭＲＲ
による誤差値となる。即ち、ＣＭＲＲを大きくすれば誤
差値は小さくなり、出力電圧ｖ3 が真の値を示すように
なる。

【００７３】ところが、図８に示す一般的な汎用オペア
ンプの特性に示すように、低周波数領域で使用する場合
には、差動利得Ａd は大きくなっているから、ＣＭＲＲ
も非常に大きくなり、誤差値は小さくなっている。しか
し、使用周波数が高周波になると、差動利得Ａd が小さ
くなり、ＣＭＲＲも小さくなり、誤差値が無視できなく
なる。

【００７４】即ち、第２に、高周波領域で使用する場合
には、同相信号除去比（ＣＭＲＲ）を小さくするように
設計されたオペアンプを用いなければならず、コスト高
になる。

【００７５】ここで、前述した第２の実施例に用いてい
る差動増幅回路３６について考えると、例えば周波数が
３０kHz のときにおいては差動利得Ａd は３５となって
いるから、誤差値が出力電圧ｖ3 に作用して、正確な出
力をＬＰＦ３７に出力できなくなる。しかも、発振周波
数に三角波を用いているから、基準周波数は高周波数
（３０kHz ）であっても、９０，１５０，２１０，…
（kHz ）の高調波が作用するから、差動利得Ａd はより
小さくなり、誤差値を大きくする。

【００７６】このように、三角波の変化を検出する検出
回路においては、直流化するまでの間にはオペアンプを
使用しないことが高精度検出につながることが分かる。

【００７７】次に、図９，１０を用いて本実施例の検出
回路の各回路の動作を説明する。なお、ハーフブリッジ
回路２１に入力される三角波は図３，４のＡ，Ｂの波形
は同一であるので図９，１０から省略し、さらに同一の
波形については説明を省略するものとする。

【００７８】第６，７段目のＪ，Ｋの波形はＬＰＦ５
２，５３からのからの出力波形を示し、Ｊ，Ｋの波形は
バイアス電圧ＶS に対して直流化されたものとなる。ま
た、磁歪シャフト２に正のトルクを加えたときには、図
９に示す如く、Ｆの波形を直流化しているからバイアス
電圧ＶS に対して下側になり、Ｋの波形はＧの波形を直
流化しているからバイアス電圧ＶS に対して上側にな
る。一方、磁歪シャフト２に負のトルクを加えたときに
は、図１０に示す如く、Ｆの波形を直流化しているから
バイアス電圧ＶS に対して上側になり、Ｋの波形はＧの
波形を直流化しているからバイアス電圧ＶS に対して下
側になる。そして、このＪ，Ｋの波形は後段差動増幅回
路３９に入力される。

【００７９】Ｌの波形は後段差動増幅回路３９からの出
力波形を示し、該Ｌの波形は前記ＬＰＦ５２，５３から
の波形に対して差動増幅するもので、Ｋの波形からＪの
波形を減算し、その後に増幅したものである。そして、
この回路においては、調整回路４０を介したバイアス電
圧ＶS に対して磁歪シャフト２に加わるトルクを直流電
圧の高さとして表すものである。

【００８０】このように、本実施例の磁歪式トルクセン
サの検出回路においても、第１の実施例と同様の作用効
果を得ることができる。

【００８１】さらに、本実施例においては、第２の実施
例で用いた差動増幅回路３６およびＬＰＦ３７の代わり
にＬＰＦ５２，５３を並列に接続して、後段差動増幅回
路３９に出力する回路構成としたから、オペアンプ４１
を使用しなくてすみ、前述したようなオペアンプの同相
信号除去比（ＣＭＲＲ）による高周波数に対する誤差の
発生を低減することができる。

【００８２】さらに、処理回路５１中のＬＰＦ５２，５
３の回路構成は同一であるから、例え温度変化があった
としても、一方の変化分も他方と同様に変化するから、
最終的に後段差動増幅回路３９から出力されるＬの波形
は温度変化による誤差分を相殺することができる。

【００８３】従って、本実施例においては、検出回路を
上述のように構成することで、高周波による回路の誤差
および温度変化による誤差を低減でき、トルクの高精度
検出を行なうことができる。

【００８４】なお、前記各実施例では磁歪シャフト２に
おいては、一対の磁気異方性部６，７の部位のみを磁性
材料で形成するものとして述べたが、本発明はこれに限
らず、磁歪シャフト２の全体を磁性材料により形成する
ものでもよい。

【００８５】また、前記第２，第３の実施例では平滑回
路をＬＰＦで構成するようにしたが、本発明はＬＰＦの
回路構成に限らず、Ａ−Ｄコンバータ等により構成して
もよい。

【００８６】

【発明の効果】以上詳述した如く、本発明によれば、磁
歪シャフトに加わるトルクを検出する一対の検出コイル
を直列に接続するハーフブリッジ回路とし、該ハーフブ
リッジ回路の両端側に１８０°位相の異なる三角波をそ
れぞれ三角波発生装置から入力して、前記ハーフブリッ
ジ回路の２つの半波整流波形を位相検波回路で検波し、
この信号を処理回路で処理するようにしたから、フルブ
リッジ回路のような平衡調整を省略し、簡単な回路でト
ルクセンサに加わる温度変化を低減し、トルクの高精度
検出を行なうことができる。

【００８７】また、前記処理回路を、位相検波回路から
出力される２つの出力を、演算増幅器により構成された
差動増幅回路で全波整流波形とし、この波形を平滑回路
で全波整流波形に平滑するようにしたから、磁歪シャフ
トに加わるトルクを直流電圧の変化として検出すること
ができる。

【００８８】一方、前記処理回路を、位相検波回路から
出力される２つの出力を、同一回路構成の２つの平滑回
路によりそれぞれ平滑して直流化し、この各出力を差動
増幅回路で差動増幅するようにしたから、演算増幅器を
処理回路に用いる必要がなく、演算増幅器の高周波に対
する同相信号除去比（ＣＭＲＲ）による誤差を低減する
と共に、温度変化に対しても２個の平滑回路は同様に変
化し、この変化分は差動増幅回路で相殺でき、より誤差
の少ないトルクの高精度検出を行なうことができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１の実施例による検出回路を示す回
路構成図である。

【図２】本発明の第２の実施例による検出回路を示す回
路構成図である。

【図３】磁歪シャフトに正のトルクを加えたときの、各
回路からの出力波形を示す波形図である。

【図４】磁歪シャフトに負のトルクを加えたときの、各
回路からの出力波形を示す波形図である。

【図５】本発明の第３の実施例による検出回路を示す回
路構成図である。

【図６】演算増幅器を用いた差動増幅回路の構成図であ
る。

【図７】図６による回路を具体的に示す回路構成図であ
る

【図８】演算増幅器の周波数特性の例を示す特性線図で
ある。

【図９】磁歪シャフトに正のトルクを加えたときの、各
回路からの出力波形を示す波形図である。

【図１０】磁歪シャフトに負のトルクを加えたときの、
各回路からの出力波形を示す波形図である。

【図１１】従来技術による磁歪式トルクセンサの構成図
である。

【図１２】従来技術による検出回路を示す回路構成図で
ある。

【符号の説明】

２ 磁歪シャフト ６，７ 磁気異方性部 ９，１０ 励磁および検出コイル（検出コイル） ２１ ハーフブリッジ回路 ２２ 三角波発生装置 ２３ 位相検波回路 ２４，３５，５１ 処理回路 ３６ 差動増幅回路 ３９ 後段差動増幅回路 ４１ オペアンプ（演算増幅器） ３７，５２，５３ ＬＰＦ（平滑回路）

─────────────────────────────────────────────────────

【手続補正書】

【提出日】平成６年３月４日

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】請求項１

【補正方法】変更

【補正内容】

【手続補正２】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】請求項３

【補正方法】変更

【補正内容】

【手続補正３】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００２６

【補正方法】変更

【補正内容】

【００２６】

【課題を解決するための手段】上述した課題を解決する
ために、本発明が採用する磁歪式トルクセンサは、軸方
向に離間して外周側に一対の磁気異方性部を有する磁歪
シャフトと、該磁歪シャフトの外周側に位置して各磁気
異方性部に対向して設けられた一対の検出コイルと、該
各検出コイルを直列に接続することにより形成されたハ
ーフブリッジ回路と、該ハーフブリッジ回路の両端側に
１８０°位相の異なる三角波をそれぞれ入力する三角波
発生装置と、該三角波発生装置からの基準波に基づい
て、前記ハーフブリッジ回路の各検出コイルの中点から
の信号を、正の部分と負の部分で分けた２つの半波整流
波形を出力する位相検波回路と、該位相検波回路からの
信号を出力信号として処理する処理回路とから構成した
ことにある。

【手続補正４】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００２８

【補正方法】変更

【補正内容】

【００２８】さらに、前記処理回路は、前記位相検波回
路から出力される２つの出力をそれぞれ平滑して直流化
するために同一回路構成からなる２個の平滑回路と、該
各平滑回路からの出力を差動増幅し、出力信号とする差
動増幅回路とから構成してもよい。

【手続補正５】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】００４４

【補正方法】変更

【補正内容】

【００４４】図中、３１はハーフブリッジ回路２１の励
磁および検出コイル９，１０の接続点Ｃからの出力波形
を増幅する増幅回路を示し、該増幅回路３１はオペアン
プ３２により構成され、該オペアンプ３２の反転端子に
は入力抵抗３３および出力端子Ｄと接続される負帰還抵
抗３４が接続され、非反転端子には後述する基準電圧発
生装置３８から直流のバイアス電圧ＶＳが入力され、接
続点Ｃからの検出信号を前記各抵抗３３，３４により設
定された増幅率で増幅すると共に、直流のバイアス電圧
ＶＳを加算するようになっている。

【手続補正６】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】図２

【補正方法】変更

【補正内容】

【図２】

【手続補正７】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】図３

【補正方法】変更

【補正内容】

【図３】

【手続補正８】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】図４

【補正方法】変更

【補正内容】

【図４】

【手続補正９】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】図５

【補正方法】変更

【補正内容】

【図５】

【手続補正１０】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】図９

【補正方法】変更

【補正内容】

【図９】

【手続補正１１】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】図１０

【補正方法】変更

【補正内容】

【図１０】

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 軸方向に離間して外周側に一対の磁気異
   方性部を有する磁歪シャフトと、該磁歪シャフトの外周
   側に位置して各磁気異方性部に対向して設けられた一対
   の検出コイルと、該各検出コイルを直列に接続すること
   により形成されたハーフブリッジ回路と、該ハーフブリ
   ッジ回路の両端側に１８０°位相の異なる三角波をそれ
   ぞれ入力する三角波発生装置と、該三角波発生装置から
   の基準波に基づいて、前記ハーフブリッジ回路の各検出
   コイルの中点からの信号を、正の部分と負の部分で分け
   た２つの半波整流波形を出力する位相検波回路と、該位
   相検波回路からの信号を処理する処理回路とからなる磁
   歪式トルクセンサ。
2. 【請求項２】 前記処理回路は、前記位相検波回路から
   出力される２つの出力を差動させて全波整流波形として
   出力すべく、演算増幅器により構成された差動増幅回路
   と、該差動増幅回路からの全波整流波形を平滑して直流
   化する平滑回路とから構成してなる請求項１記載の磁歪
   式トルクセンサ。
3. 【請求項３】 前記処理回路は、前記位相検波回路から
   出力される２つの出力をそれぞれ平滑して直流化するた
   めに同一回路構成からなる２個の平滑回路と、該各平滑
   回路からの出力を差動増幅する差動増幅回路とから構成
   してなる請求項１記載の磁歪式トルクセンサ。