JP2004170304A

JP2004170304A - トルクセンサ

Info

Publication number: JP2004170304A
Application number: JP2002337914A
Authority: JP
Inventors: Koichi Izawa; 浩一井澤
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2002-11-21
Filing date: 2002-11-21
Publication date: 2004-06-17

Abstract

【課題】簡単且つ安価な回路構成によりトルク検出精度を向上すること。
【解決手段】ブリッジ回路２４の第２ハーフブリッジ回路２８は、トルク伝達軸の外周面にトルク作用状態で透磁率が互いに異なる方向へ変化するように配置された第１及び第２磁歪材の透磁率変化に応じてインダクタンスが変化する第１及び第２検出コイル１８及び１９の直列回路により構成される。ブリッジ回路２４の第１ハーフブリッジ回路２５は、第１及び第２抵抗器２６及び２７の直列回路により構成される。第１及び第２抵抗器２６及び２７の抵抗値は、ブリッジ回路２４の不平衡状態が拡大する方向となるように互いに異なる値に設定される。
【選択図】図１

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、トルク伝達軸の外周面にトルク作用状態で透磁率が異なる方向へ変化するように配置された第１及び第２磁歪材を利用してトルク検出を行う磁歪式のトルクセンサに関する。
【０００２】
【従来の技術】
一般的な磁歪式トルクセンサは、トルク伝達軸の外周面にトルク作用状態で一方が圧縮され且つ他方が引張られる状態で第１及び第２磁歪材を配置すると共に、これら磁歪材の透磁率変化に応じてインダクタンスが変化する第１及び第２検出コイルと抵抗値が同一の２つの抵抗器とによりブリッジ回路を構成するという基本構造を備えている。従来では、トルク伝達軸に加わるトルクを計測するために、ブリッジ回路に交流電圧を印加し、この印加状態でブリッジ回路から差動増幅器を通じて出力される不平衡電圧を当該交流電圧に同期して検波することにより直流電圧に変換し、その変換出力をトルクに対応した検出電圧として得る構成としている（例えば、特許文献１参照）。
【０００３】
【特許文献１】
実用新案登録第２５４５７６２号公報（図１、図４）
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来のトルクセンサでは以下に述べるような欠点があった。即ち、図９には従来のトルクセンサの基本回路構成例が示されている。この図９において、ブリッジ回路１は、等価回路で示した第１検出コイル２及び第２検出コイル３を直列接続したハーフブリッジ回路と、同一の抵抗値に設定された第１抵抗器４及び第２抵抗器５を直列接続したハーフブリッジ回路とを並列に接続して構成される。交流電源回路６は、上記両ハーフブリッジ回路の各両端に所定周波数の交流電圧を印加する。差動増幅器７は、両ハーフブリッジ回路の各中点間に発生するブリッジ回路１の出力を差動増幅した交流電圧信号Ｖｓｕｂを発生する。同期検波回路８は、交流電圧信号Ｖｓｕｂを交流電源回路６の出力電圧に同期して検波することによりトルクに応じたレベルの検出電圧Ｖｄを発生する。
【０００５】
この回路構成では、印加トルクが零の状態において、第１検出コイル２のインダクタンスＬ１及び内部抵抗値ｒ１と第２検出コイル３のインダクタンスＬ２及び内部抵抗値ｒ２が互いに等しくなるように設定されると共に、第１抵抗器４及び第２抵抗器５の各抵抗値Ｒ３及びＲ４が互いに等しくなるように設定される。これにより、理論的には印加トルクが零の状態ではブリッジ回路１が平衡状態に保たれるため、交流電圧信号Ｖｓｕｂが零レベルに保持される。また、トルクが印加されたときには、ブリッジ回路１の平衡状態が崩れて不平衡電圧が出力されるため、差動増幅器７から不平衡電圧に応じた交流電圧信号Ｖｓｕｂが出力されることになる。この交流電圧信号Ｖｓｕｂの振幅は、印加トルクにほぼ比例して変化するから、同期検波回路８において、交流電圧信号Ｖｓｕｂを交流電源回路６の出力電圧に対して所定の同期位相角で検波することにより、印加トルクに応じた電圧レベルの直流信号であるトルク信号を得ることができる。
【０００６】
しかしながら、上記のような検波を行う同期検波回路８は、図９では詳細に示さなかったが複雑な回路構成が必要となるものであるため、コストが高騰すると共にその占有スペースが大きくなるという欠点があった。
また、上述した同期位相角は、これを最適に求めることが困難であるため、同期検波回路８において最適同期位相角からずれた位相角で検波した状態に陥る可能性が高いという事情があり、このような状態で同期検波が行われた場合には、検出電圧Ｖｄのレベルが小さくなり、検出感度が低くなるという問題点が出てくる。
【０００７】
さらに、ブリッジ回路１は、印加トルクが零の状態で平衡することがトルクセンサとして理想的であり、その平衡条件は、
Ｒ４・（ｒ１＋ｊωＬ１）＝Ｒ３・（ｒ２＋ｊωＬ２）
である。このため、上記平衡条件式の実数部及び虚数部について、次式（１）、（２）が同時に成り立つ必要がある。
Ｒ４・ｒ１＝Ｒ３・ｒ２ ……（１）
Ｒ４・Ｌ１＝Ｒ３・Ｌ２ ……（２）
【０００８】
このような平衡条件に基づいて、従来では、Ｒ３＝Ｒ４に設定すると共に、Ｌ１及びＬ２、ｒ１及びｒ２については、それらをトルクセンサ毎に厳密に一致するように製造することが困難であるので、極力同一値に近づくように設定している。しかし、実際には、これらの回路定数を全て一致させることは非常に難しく、印加トルクが零のときにブリッジ回路１を完全な平衡状態に設定することはほとんど不可能である。従って、印加トルクが零の状態時でも所定レベルの検出電圧Ｖｄがオフセット電圧として出力されることになる。このようなオフセット電圧の出現を解消するためには、トルクの非印加状態において同期位相角を種々変更して検出電圧Ｖｄが零レベルとなる条件を探り出すという面倒な操作が必要となり、実用性に劣るという問題点が出てくる。
【０００９】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、簡単且つ安価な回路構成によりトルク検出精度を向上可能になるなどの効果を奏するトルクセンサを提供することにある。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の発明は、上記目的を達成するために、トルク伝達軸の外周面にトルク作用状態で透磁率が互いに異なる方向へ変化するように配置された第１及び第２磁歪材と、これら第１及び第２磁歪材の透磁率変化に応じてインダクタンスが変化するように配置された第１及び第２検出コイルと、第１及び第２抵抗器回路を直列接続した第１ハーフブリッジ回路並びに前記第１及び第２検出コイルを直列接続した第２ハーフブリッジ回路を並列に接続して形成されたブリッジ回路と、前記第１及び第２ハーフブリッジ回路の各両端に交流電圧を印加する交流電源回路と、前記第１及び第２ハーフブリッジ回路の各中点間に発生する前記ブリッジ回路の不平衡電圧出力を差動増幅する差動増幅器と、この差動増幅器の出力をそのピーク値に応じたレベルの直流電圧に変換するＤＣ変換回路とを備えた上で、前記第１抵抗器回路の抵抗値及び第２抵抗器回路の抵抗値を前記ブリッジ回路の不平衡状態が拡大する方向となるように異ならせる構成としたものである。
【００１１】
この構成によれば、ブリッジ回路を構成する第１及び第２ハーフブリッジ回路の各両端に交流電圧が印加された状態では、そのブリッジ回路の不平衡状態に応じたレベルの交流電圧信号が当該第１及び第２ハーフブリッジ回路の各中点間から出力される。この場合、第１ハーフブリッジ回路を構成するために直列接続された第１抵抗器回路の抵抗値及び第２抵抗器回路の抵抗値が、ブリッジ回路の不平衡状態が拡大する方向となるように互いに異なっているから、そのブリッジ回路からは、トルク伝達軸にトルクが印加されていない状態でも所定レベル以上の交流電圧信号が出力される。このように出力された交流電圧信号は、差動増幅器により増幅された後に、ＤＣ変換回路において、上記増幅出力のピーク値に応じたレベルの直流電圧に変換される。
【００１２】
このようにＤＣ変換回路から所定レベルの直流電圧が出力された状態から、トルク伝達軸にトルクが印加されたときには第１及び第２磁歪材の透磁率が互いに異なる方向へ変化し、これに応じて第１及び第２検出コイルのインダクタンスも変化する。上記第１及び第２検出コイルは、互いに直列接続されて前記第２ハーフブリッジ回路を構成している。このため、ＤＣ変換回路から出力される直流電圧のレベルは、正方向のトルクが印加されるのに応じて上昇或いは低下し、逆方向のトルクが印加されるに応じて低下或いは上昇するようになり、その変化はほぼ直線的な特性を示すようになる。従って、ＤＣ変換回路からは、トルク伝達軸に対する印加トルクにほぼ比例した状態の直流電圧が得られるようになり、この直流電圧を印加トルクを示す検出電圧として利用できる。このため、忠実なトルク検出が可能になると共に、従来構成のように同期検波時の同期位相角のずれに起因した検出感度の低下を招くことがなくなるから、その検出精度が向上するようになる。また、ブリッジ回路の出力を印加トルクに応じた検出電圧として取り出すための手段として、簡単な構成で済むＤＣ変換回路を用いれば良いから、従来構成のように複雑な回路構成が必要となる同期検波回路が不要になり、従って簡単且つ安価な回路構成とすることができる。
【００１３】
この場合、請求項２記載の発明のように、前記第１ハーフブリッジ回路を構成する第１抵抗器回路は、前記第２抵抗器回路と同一抵抗値の抵抗器と所定抵抗値の補助抵抗器とを直列接続して構成することができる。
この構成によれば、第１抵抗器回路を構成する抵抗器と第２抵抗器回路と同一特性・同一抵抗値のものであるから、これらについては温度変化に対する抵抗値変化が同等に現れるようになる。従って、第１抵抗器回路と第２抵抗器回路との関係を厳密に設定するに当たって、第１抵抗器回路を構成する補助抵抗器のみを高精度なものにすれば良く、第１抵抗器回路を構成する抵抗器及び第２抵抗器回路を安価なものにより構成することが可能になる。
【００１４】
また、請求項３記載の発明のように、前記第１ハーフブリッジ回路を構成する第１抵抗器回路は、前記第２抵抗器回路と同一抵抗値の抵抗器と可変抵抗器とを直列接続して構成することもできる。
この構成によれば、可変抵抗器の抵抗値を変えることによって、印加トルクが零のときの不平衡電圧のレベル（ひいてはＤＣ変換回路から出力される検出電圧のレベル）を所定の値に簡単に設定できるようになる。例えば、トルクが印加されていない状態における検出電圧を容易に零レベルに設定可能となる。
【００１５】
請求項４記載の発明のように、前記ＤＣ変換回路は、前記差動増幅器からの出力電圧の一方の極性側ピークをホールドするピークホールド回路と、このピークホールド回路の出力電圧と所定の直流基準電圧との差電圧を増幅する補助差動増幅器とにより構成することができる。この構成によれば、ＤＣ変換回路の回路構成を確実に簡略化できる。
【００１６】
また、請求項５記載の発明のように、前記ＤＣ変換回路は、前記差動増幅器からの出力電圧を整流・平滑する第１ダイオード及びコンデンサから成る整流回路と、所定の直流基準電圧を第２ダイオードを通じて出力する基準電圧供給回路と、前記整流回路の出力電圧と前記基準電圧供給回路の出力電圧との差電圧を増幅する補助差動増幅器とにより構成することもできる。
この構成によれば、ＤＣ変換回路の構成を一段と簡略化できる。また、整流回路内の第１ダイオードの順方向電圧降下が周囲温度の上昇により変動したとしても、その変動分が、第２ダイオードの順方向電圧降下の変動に応じて相殺されるようになるから、周囲温度が変動した場合でも安定したトルク検出特性が得られることになる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
（第１の実施の形態）
以下、本発明の第１実施例について図１ないし図５を参照しながら説明する。図３にはトルクセンサの機械的構造が示されている。この図３において、磁歪材料で形成されたトルク伝達軸１１は、ブラケット１２に軸受１３及び１４を介して支持されており、両端の入力側連結部１１ａ及び出力側連結部１１ｂがブラケット１２から突出された構造となっている。トルク伝達軸１１は、ステンレス鋼などの金属により円柱状に形成されたもので、その中央部部分の外周面には、短冊形状とされた複数本の第１磁歪材１５が平行配列状に形成されている共に、同じく短冊形状とされた複数本の第２磁歪材１６が平行配列状に形成されており、各磁歪材１５及び１６は、トルク伝達軸１１の軸方向に対して互いに異なる方向へ４５°だけ傾斜した状態となるように配置されている。このような配置とされた結果、トルク伝達軸１１にトルクが作用した状態では、第１磁歪材１５及び第２磁歪材１６の一方に圧縮応力、他方に引張応力が働くようになり、その結果、逆磁歪効果により磁歪材１５及び１６の一方の透磁率が増加し、他方の透磁率が低下するようになる。
【００１８】
尚、上記各磁歪材１５及び１６は、種々の方法で形成可能であるが、例えば、トルク伝達軸１１の表面に各磁歪材１５及び１６に沿った複数本のスリットを形成し、それらスリット間に挟まれた凸状部の頂部に磁歪合金材料をメッキなどにより設けるという方法が可能である。
【００１９】
ブラケット１２内には、プラスチック製のボビン１７がトルク伝達軸１１を包囲した状態で収納されており、このボビン１７には、第１磁歪材１５及び第２磁歪材１６の周囲にそれぞれ所定ギャップを存して位置された状態の第１検出コイル１８及び第２検出コイル１９が巻装されている。つまり、各検出コイル１８及び１９は、対応する磁歪材１５及び１６の透磁率変化に応じてインダクタンスが変化するように配置されている。
【００２０】
第１検出コイル１８の両端は、ボビン１７及びブラケット１２を貫通した状態で設けられた２本の第１接続ピン２０（１本のみ図示）の一端側に半田付けなどにより接続されている。また、第２検出コイル１９の両端は、同じくボビン１７及びブラケット１２を貫通した状態で設けられた２本の第２接続ピン２１（１本のみ図示）の一端側に半田付けなどにより接続されている。各接続ピン２０及び２１の他端側は、ブラケット１の外側端面に固定されたプリント配線基板２２の配線パターンに対し半田付けなどにより接続されている。このプリント配線基板２２上には、センサ出力を得るための信号処理回路を構成する電子部品２３群が実装されている。
【００２１】
図１にはトルクセンサの電気的構成が示されている。この図１において、ブリッジ回路２４は、第１抵抗器２６及び第２抵抗器２７（それぞれ第１抵抗器回路及び第２抵抗器回路に相当）を直列接続した第１ハーフブリッジ回路２５と、前記第１検出コイル１８及び第２検出コイル１９を直列接続した第２ハーフブリッジ回路２８とを並列に接続して形成されている。
【００２２】
交流電源回路２９は、ブリッジ回路２４の入力端子（ハーフブリッジ回路２５及び２８の各両端）間に交流電圧を印加するために設けられている。この交流電源回路２９は、ＣＲ時定数を利用したリング発振回路３０と、このリング発振回路３０の発振出力によりスイッチングされる電圧印加回路３１とを組み合わせて構成されている。
【００２３】
リング発振回路３０は、シュミットトリガインバータ３０ａ、３０ｂ、３０ｃ、抵抗３０ｄ、コンデンサ３０ｅを組み合わせた周知構成のもので、その発振周波数は抵抗３０ｄ及びコンデンサ３０ｅの時定数によって設定される。
【００２４】
電圧印加回路３１は、リング発振回路３０の出力をシュミットトリガインバータ３１ａ及び抵抗３１ｂを通じて受けて周期的にオンオフされるトランジスタ３１ｃと、このトランジスタ３１ｃのオンオフに応じてこれと逆位相でオンオフされるトランジスタ３１ｄとを備えており、それらトランジスタ３１ｃ、３１ｄのオンオフによってコンデンサ３１ｅの充放電動作を行う構成となっている。具体的には、トランジスタ３１ｃがオフ・トランジスタ３１ｄがオンの期間には、コンデンサ３１ｅに電源端子＋Ｖｃｃからトランジスタ３１ｄを通じて充電し、トランジスタ３１ｃがオン・トランジスタ３１ｄがオフの期間には、コンデンサ３１ｅの充電電荷をダイオード３１ｆ及びトランジスタ３１ｃを通じて放電するという動作を繰り返すものであり、このような充放電に応じてブリッジ回路２４に所定周波数の交流電圧Ｖａが印加されるようになっている。
【００２５】
一方、差動増幅器３２は、オペアンプ３２ａを利用した周知構成のもので、ブリッジ回路２４の電圧出力、つまり第１ハーフブリッジ回路２５及び第２ハーフブリッジ回路２８の各中点間に発生する不平衡電圧を増幅して交流電圧信号Ｖｓｕｂを出力する構成となっている。
【００２６】
ピークホールド回路３３は、ピークホールドのためのダイオード３３ａ及びコンデンサ３３ｂとオペアンプ３３ｃ、３３ｄなどを組み合わせた周知構成のもので、差動増幅器３２からの交流電圧信号Ｖｓｕｂの一方の極性側（正側）のピークをホールドし、以て当該交流電圧信号Ｖｓｕｂをそのピーク値に応じたレベルの直流電圧信号（以下、これを検出電圧Ｖｄと呼ぶ）に変換するために設けられている。
【００２７】
補助差動増幅器３４は、オペアンプ３４ａなどを利用した周知構成のもので、ピークホールド回路３３から出力される検出電圧Ｖｄと基準電圧供給回路３５からの直流基準電圧Ｖｓとの差電圧を増幅する構成となっている。
尚、これらピークホールド回路３３、補助差動増幅器３４及び基準電圧供給回路３５によって、本発明でいうＤＣ変換回路３６が構成されるものである。
【００２８】
ゲイン調整用差動増幅器３７は、オペアンプ３７ａ及びその帰還抵抗回路中に設けられた可変抵抗器３７ｂなどを備えた周知構成のもので、補助差動増幅器３４の出力電圧と基準電圧供給回路３８からの直流基準電圧との差電圧を可変抵抗器３７ｂの設定抵抗値に応じたゲインで増幅して出力する構成となっている。
【００２９】
図２には、ブリッジ回路２４が等価回路により示されている。この図２において、ブリッジ回路２４にあっては、第１検出コイル１８のインダクタンスＬ１及び内部抵抗値ｒ１と第２検出コイル１９のインダクタンスＬ２及び内部抵抗値ｒ２とがそれぞれ互いに等しくなるように設定される。但し、Ｌ１及びＬ２、ｒ１及びｒ２は、それらをトルクセンサ毎に厳密に一致させて製造することが困難であるので、「ほぼ等しい」という設定状態になる。
【００３０】
本実施例の最大の特徴は、以下のような構成にある。即ち、第１抵抗器２６及び第２抵抗器２７の抵抗値をそれぞれＲ３及びＲ４とした場合、従来では、次式のようなブリッジ回路２４の平衡条件を満たすためにＲ３＝Ｒ４の状態に設定することが通常になっていた。
Ｒ４・（ｒ１＋ｊωＬ１）＝Ｒ３・（ｒ２＋ｊωＬ２）
【００３１】
これに対して、本実施例では、ブリッジ回路２４の不平衡状態が拡大する方向となるようにＲ３ ≠Ｒ４に設定している。つまり、トルク伝達軸１１にトルクが印加されていない状態においても、第１ハーフブリッジ回路２５及び第２ハーフブリッジ回路２８の各中点間から比較的高いレベルの不平衡電圧が出力される構成となっている。このように出力された不平衡電圧は、これを増幅する差動増幅器３２から交流電圧信号Ｖｓｕｂとして出力される。また、この交流電圧信号Ｖｓｕｂは、ピークホールド回路３３によって正側ピーク値がホールドされるものであり、以て印加トルクの大きさに応じてレベルが変化する検出電圧Ｖｄが得られることになる。
【００３２】
上記交流電圧信号Ｖｓｕｂは、ブリッジ回路２４に交流電圧Ｖａが供給されている状態でトルク伝達軸１１にトルクが印加されるのに応じて図４に示すように変化する。この図４において、Ｖｓｕｂ（０）は印加トルクが零の場合の波形、Ｖｓｕｂ（＋）は正方向に一定のトルクが印加された場合の波形、Ｖｓｕｂ（−）は逆方向に一定のトルクが印加された場合の波形である。これら交流電圧信号Ｖｓｕｂ（０）、Ｖｓｕｂ（＋）、Ｖｓｕｂ（−）が各正側ピーク値に対応したレベルの検出電圧Ｖｄに変換されて出力されるものであり、それぞれのピーク値をＶｄ（０）、Ｖｄ（＋）、Ｖｄ（−）とした場合、Ｖｄ（＋）＞Ｖｄ（０）＞Ｖｄ（−）の関係になる。尚、この場合、各交流電圧信号Ｖｓｕｂ（０）、Ｖｓｕｂ（＋）、Ｖｓｕｂ（−）の正側ピーク値が出力されるときの同期位相角は、図４中にθで示すようにほぼ一定の状態になる。
【００３３】
図５（ａ）、（ｂ）には、トルク伝達軸１１に印加されるトルクと検出電圧Ｖｄとの関係、並びにその検出電圧Ｖｄ（交流電圧信号Ｖｓｕｂの正側ピーク値に対応）が出力されるときの同期位相角θ（相対的な角度）が、
（ａ）Ｒ３＝Ｒ４の関係に設定した場合（従来構成に相当）、
（ｂ）Ｒ３ ≠Ｒ４の関係に設定した場合（本実施例に構成に相当）、
のそれぞれについて示されている。
【００３４】
図５（ａ）に示すように、Ｒ３＝Ｒ４の関係に設定された場合でも、ブリッジ回路２４の平衡条件を完全に満たすことが事実上不可能であるため、印加トルクが零の状態でも、検出電圧Ｖｄに所定レベルのオフセット電圧が現れる。また、検出電圧Ｖｄのレベルは、正方向及び逆方向のトルクの何れが印加された場合でも次第に上昇することになるが、その印加トルクが比較的低い期間には、検出電圧Ｖｄの変化割合がオフセット状態に依存した状態になるため、トルク検出精度が悪くなるという事情がある。
【００３５】
これに対して、図５（ｂ）に示すように、Ｒ３ ≠Ｒ４の関係に設定された場合には、印加トルクが零の状態時には所定レベルの検出電圧Ｖｄ（＝ｋ・Ｖｄ（０）、ｋは定数）が出力される。また、検出電圧Ｖｄのレベルは、正方向のトルクが印加されるのに応じて上昇すると共に、逆方向のトルクが印加されるのに応じて低下するようになり、ほぼ直線的な変化特性を示すようになる。
【００３６】
従って、本実施例にように、ブリッジ回路２４を構成する第１抵抗器２６の抵抗値Ｒ３及び第２抵抗器２７の抵抗値Ｒ４の関係を、当該ブリッジ回路２４の不平衡状態が拡大する方向となるＲ３ ≠Ｒ４の関係に設定した場合には、トルク伝達軸１１に対する印加トルクにほぼ比例した状態の検出電圧Ｖｄが得られるようになる。このため、忠実なトルク検出が可能になると共に、従来構成のように同期検波時の同期位相角のずれに起因した検出感度の低下を招くことがなくなるから、その検出精度が向上するようになる。
【００３７】
また、本実施例では、従来構成のように複雑な回路構成が必要となる同期検波回路が不要であるから、簡単且つ安価な回路構成とすることができる。また、このように回路構成が簡単化する結果、センサ出力を得るための信号処理回路の占有スペースが小さくなってプリント配線基板２２の小型化が可能になるから、トルクセンサ全体の小型化に寄与できるようになる。
【００３８】
さらに、本実施例では、基準電圧供給回路３５から出力される基準電圧Ｖｓのレベルを調整するだけで、印加トルクが零の場合の検出電圧Ｖｓのレベルを零に設定することが可能である。このため、同期検波を行う従来構成のように、印加トルクが零のときに発生するオフセット電圧の出現を解消するために、トルクの非印加状態において同期位相角を種々変更して検出電圧Ｖｄが零レベルとなる条件を探り出すという面倒な操作が不要となる。しかも、基準電圧Ｖｓのレベルを調整することによって、印加トルクが零の状態時の検出信号Ｖｄのレベルを任意に設定できるから、例えば、後段の信号処理回路とのマッチングのために検出電圧Ｖｄのレベルを適宜に変更するという用途にも簡単に対応できることになり、総じて、実用性に優れたものとなる。
【００３９】
（第２の実施の形態）
図６には本発明の第２実施例が示されており、以下これについて前記第１実施例と異なる部分のみ説明する。
本実施例では、第１実施例におけるＤＣ変換回路３６（ピークホールド回路３３、補助差動増幅器３４及び基準電圧供給回路３５）に代えて、整流回路３９と第１実施例と基本的に同一構成の補助差動増幅器３４及び基準電圧供給回路３５とを組み合わせたＤＣ変換回路４０を設けた点に特徴を有する。
【００４０】
上記整流回路３９は、差動増幅器３２から出力される交流電圧信号Ｖｓｕｂを整流する第１ダイオード４１及びその整流出力を平滑するコンデンサ４２から成り、その整流・平滑した検出電圧Ｖｄを補助差動増幅器３４に与える。また、基準電圧供給回路３５は、直流基準電圧Ｖｓを第２ダイオード４３を通じて補助差動増幅器３４に与える構成とされている。この場合、第１ダイオード４１及び第２ダイオード４３は、同一特性のものが用いられる。
【００４１】
このような構成とした本実施例においても第１実施例と同様の効果を奏するものである。特に、本実施例によれば、第１実施例におけるＤＣ変換回路３６に比べてさらに簡略な構成のＤＣ変換回路４０を設ければ良いから、一段と簡単且つ安価な回路構成とすることができる。
【００４２】
また、本実施例によれば、整流回路３９内の第１ダイオード４１の順方向電圧降下が周囲温度の上昇に応じて変動するため、これに応じて補助差動増幅器３４に与えられる検出電圧Ｖｄのレベルも変動することになる。しかし、本実施例では、基準電圧供給回路３５からの直流基準電圧Ｖｓが上記第１ダイオード４１と同一特性の第２ダイオード４３を通じて補助差動増幅器３４に与えられる構成となっているから、検出電圧Ｖｄのレベル変動分が、第２ダイオード４３の順方向電圧降下の変動に応じて相殺されるようになる。この結果、周囲温度が変動した場合でも、安定したトルク検出特性が得られることになる。
【００４３】
（第３の実施の形態）
図７には本発明の第３実施例が示されており、以下これについて前記第１実施例と異なる部分のみ説明する。
この図７は、ブリッジ回路２４の等価回路を示すものであり、本実施例では、第１ハーフブリッジ回路２５を、抵抗器４４ａ（抵抗値Ｒ３）及び補助抵抗器４４ｂ（抵抗値Ｒ０）を直列接続した第１抵抗器回路４４と、第２抵抗器回路に相当する抵抗器４５（抵抗値Ｒ４）とを直列に接続して構成している。この場合、抵抗器４４ａ及び４５としては、同一特性・同一抵抗値のものが用いられる。また、補助抵抗器４４ｂとしては、抵抗温度係数が小さい高精度抵抗が用いられる。
【００４４】
この実施例によれば、第１抵抗器回路４４の抵抗値（Ｒ３＋Ｒ０）と第２抵抗器回路を構成する抵抗器４５の抵抗値Ｒ４とが、Ｒ３＋Ｒ０ ≠Ｒ４の関係になるから、前記第１実施例と同様の効果を奏することができる。特に本実施例によれば、抵抗器４４ａ及び４５は、同一特性・同一抵抗値のものであるから、これらについては温度変化に対する抵抗値変化が同等に現れるようになる。従って、Ｒ３＋Ｒ０ ≠Ｒ４の関係を厳密に設定するに当たって、補助抵抗器４４ｂのみを高精度なものにすれば良く、抵抗器４４ａ及び４５として安価なものを用いることが可能になる。
【００４５】
（第４の実施の形態）
図８には本発明の第４実施例が示されており、以下これについて前記第１実施例と異なる部分のみ説明する。
図８は、ブリッジ回路２４の等価回路を示すものであり、本実施例では、第１ハーフブリッジ回路２５を、抵抗器４６ａ（抵抗値Ｒ３）及び可変抵抗器４６ｂ（抵抗値ΔＲ）を直列接続した第１抵抗器回路４６と、第２抵抗器回路に相当する抵抗器４７（抵抗値Ｒ４）とを直列に接続して構成している。この場合、抵抗器４６ａ及び４７としては、同一特性・同一抵抗値のものが用いられる。
【００４６】
この実施例によれば、第１抵抗器回路４６の抵抗値（Ｒ３＋ΔＲ）と第２抵抗器回路を構成する抵抗器４７の抵抗値Ｒ４とを、Ｒ３＋ΔＲ≠Ｒ４の関係にできるから、前記第１実施例と同様の効果を奏することができる。特に本実施例によれば、ブリッジ回路２４側において可変抵抗器４６ｂの抵抗値ΔＲを変えることによって、印加トルクが零のときの不平衡電圧のレベル（ひいては検出電圧Ｖｄのレベル）を所定の値に簡単に設定できるようになる。
【００４７】
【発明の効果】
本発明は以上の説明によって明らかなように、トルク伝達軸の外周面にトルクが印加された状態で透磁率が互いに異なる方向へ変化するように配置された第１及び第２磁歪材の透磁率変化に基づいてトルクを検出するセンサ、特には、その第１及び第２磁歪材の透磁率変化に応じてインダクタンスが変化する第１及び第２検出コイルと第１及び第２抵抗器回路とを用いて、印加トルクに応じた不平衡電圧を発生するブリッジ回路を構成するようにしたトルクセンサにおいて、第１抵抗器回路の抵抗値及び第２抵抗器回路の抵抗値をブリッジ回路の不平衡状態が拡大する方向となるように異ならせる構成としたものであり、これにより、簡単且つ安価な回路構成によりトルク検出精度を向上できると共に、トルクが印加されていない状態における検出電圧を容易に零レベルに設定できるという有益な効果を奏するようになる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例における回路構成図
【図２】ブリッジ回路の等価回路図
【図３】機械的構造を示す縦断面図
【図４】差動増幅器からの出力電圧波形例を示す特性図
【図５】印加トルクと検出電圧との関係を示す特性図
【図６】本発明の第２実施例を示す図１相当図
【図７】本発明の第３実施例を示す図２相当図
【図８】本発明の第４実施例を示す図２相当図
【図９】従来例を説明するための電気的構成図
【符号の説明】
１１はトルク伝達軸、１５は第１磁歪材、１６は第２磁歪材、１８は第１検出コイル、１９は第２検出コイル、２４はブリッジ回路、２５は第１ハーフブリッジ回路、２６は第１抵抗器（第１抵抗器回路）、２７は第２抵抗器（第２抵抗器回路）、２８は第２ハーフブリッジ回路、２９は交流電源回路、３２は差動増幅器、３３はピークホールド回路（電圧変換回路）、３４は補助差動増幅器、３５は基準電圧供給回路、３６はＤＣ変換回路、３９は整流回路、４０はＤＣ変換回路、４１は第１ダイオード、４２はコンデンサ、４３は第２ダイオード、４４は第１抵抗器回路、４４ａは抵抗器、４４ｂは補助抵抗器、４５は抵抗器（第２抵抗器回路）、４６は第１抵抗器回路、４６ａは抵抗器、４６ｂは可変抵抗器、４７は抵抗器（第２抵抗器回路）を示す。

Claims

トルク伝達軸の外周面にトルク作用状態で透磁率が互いに異なる方向へ変化するように配置された第１及び第２磁歪材と、
これら第１及び第２磁歪材の透磁率変化に応じてインダクタンスが変化するように配置された第１及び第２検出コイルと、
第１及び第２抵抗器回路を直列接続した第１ハーフブリッジ回路並びに前記第１及び第２検出コイルを直列接続した第２ハーフブリッジ回路を並列に接続して形成されたブリッジ回路と、
前記第１及び第２ハーフブリッジ回路の各両端に交流電圧を印加する交流電源回路と、
前記第１及び第２ハーフブリッジ回路の各中点間に発生する前記ブリッジ回路の不平衡電圧出力を差動増幅する差動増幅器と、
この差動増幅器の出力をそのピーク値に応じたレベルの直流電圧に変換するＤＣ変換回路とを備え、
前記第１抵抗器回路の抵抗値及び第２抵抗器回路の抵抗値を前記ブリッジ回路の不平衡状態が拡大する方向となるように異ならせたことを特徴とするトルクセンサ。
前記第１ハーフブリッジ回路を構成する第１抵抗器回路は、
前記第２抵抗器回路と同一抵抗値の抵抗器と所定抵抗値の補助抵抗器とを直列接続して構成されたものであることを特徴とする請求項１記載のトルクセンサ。
前記第１ハーフブリッジ回路を構成する第１抵抗器回路は、
前記第２抵抗器回路と同一抵抗値の抵抗器と可変抵抗器とを直列接続して構成されたものであることを特徴とする請求項１記載のトルクセンサ。
前記ＤＣ変換回路は、
前記差動増幅器からの出力電圧の一方の極性側ピークをホールドするピークホールド回路と、
このピークホールド回路の出力電圧と所定の直流基準電圧との差電圧を増幅する補助差動増幅器とにより構成されていることを特徴とする請求項１または２記載のトルクセンサ。
前記ＤＣ変換回路は、
前記差動増幅器からの出力電圧を整流・平滑する第１ダイオード及びコンデンサから成る整流回路と、
所定の直流基準電圧を第２ダイオードを通じて出力する基準電圧供給回路と、
前記整流回路の出力電圧と前記基準電圧供給回路の出力電圧との差電圧を増幅する補助差動増幅器とにより構成されていることを特徴とする請求項１または２記載のトルクセンサ。