JP2005241433A - トルクセンサ用信号処理回路 - Google Patents

Abstract

【課題】 簡単且つ安価な回路構成によりトルク検出精度の向上を実現すること、周囲温度の変動などに影響されない安定した検出出力を得ること。
【解決手段】 交流電源回路２９から正弦波交流電圧が印加されるブリッジ回路２４は、トルク伝達軸の外周面にトルク作用状態で透磁率が互いに異なる方向へ変化するように配置された第１及び第２磁歪材の透磁率変化に応じてインダクタンスが変化する第１及び第２検出コイル１８及び１９の直列回路を含んで構成される。ブリッジ回路２４の不平衡電圧出力は、差動増幅器３２により増幅された後に、ＤＣ変換回路３３によりトルク伝達軸に対する印加トルクに応じた電圧レベルのトルク信号に変換される。振幅調整回路３０は、ブリッジ回路２４に流れるブリッジ電流のレベルをシャント抵抗３１により検出し、その検出レベルが小さい場合ほど交流電源回路２９の出力電圧の振幅が増大するように制御する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、トルク伝達軸の外周面にトルク作用状態で透磁率が異なる方向へ変化するように配置された第１及び第２磁歪材を利用してトルク検出を行う磁歪式のトルクセンサのための信号処理回路に関する。

一般的な磁歪式トルクセンサは、トルク伝達軸の外周面にトルク作用状態で一方が圧縮され且つ他方が引張られる状態で第１及び第２磁歪材を配置すると共に、これら磁歪材の透磁率変化に応じてインダクタンスが変化する少なくとも一対の検出コイルと抵抗値が同一の２つの抵抗器とによりブリッジ回路を構成するという基本構造を備えている。従来では、トルク伝達軸に加わるトルクを計測するために、ブリッジ回路に数十ｋＨｚ程度の周波数の交流電圧を印加し、この印加状態でブリッジ回路から差動増幅器を通じて出力される不平衡電圧を当該交流電圧に同期して検波することにより直流電圧に変換し、その変換出力をトルクに対応した電圧レベルのトルク信号として得る構成の信号処理回路を設けることが行われている（例えば、特許文献１参照）。
実用新案登録第２５４５７６２号公報（図１、図４）

上記従来のトルクセンサ用信号処理回路では、複雑な回路構成とならざるを得ない同期検波回路が必要になるため、コストが高騰すると共にその占有スペースが大きくなるという問題点があった。また、検出コイルは、抵抗温度係数が比較的大きい銅により形成されるのが一般的であるため、トルクセンサ周辺の温度変化に伴い検出コイルの抵抗値が比較的大きく変動するという事情がある。ところが、このように検出コイルの抵抗値が変動すると、ブリッジ回路に流れるブリッジ電流も変動することになるため、ブリッジ回路から差動増幅器を通じて出力される不平衡電圧も変動することになり、結果的に安定したトルク信号を得ることが困難になるという問題点があった。

本発明は上記のような問題点を解決するためになされたものであり、その目的は、簡単且つ安価な回路構成によりトルク検出精度の向上を実現できると共に、周囲温度の変動などに影響されない安定した検出出力を得ることが可能になるなどの効果を奏するトルクセンサ用信号処理回路を提供することにある。

本発明は上記目的を達成するために、トルク伝達軸の外周面にトルク作用状態で透磁率が互いに異なる方向へ変化するように配置された第１及び第２磁歪材と、これら第１及び第２磁歪材の透磁率変化に応じてインダクタンスが変化するように配置された少なくとも一対の検出コイルにより構成されるブリッジ回路とを備えたトルクセンサのための信号処理回路において、
前記ブリッジ回路に交流電圧を印加する交流電源回路と、前記ブリッジ回路の不平衡電圧出力を差動増幅する差動増幅器と、この差動増幅器の出力を直流電圧信号に変換するＤＣ変換回路とを備えた上で、
前記交流電源回路を、出力電圧の振幅が調整可能に構成され、前記ブリッジ回路に流れるブリッジ電流のレベルが小さい場合ほど当該ブリッジ回路に印加する交流電圧の振幅が増大するように制御される構成としたものである（請求項１）。

本発明の構成によれば、交流電源回路からブリッジ回路に交流電圧が印加される。また、トルク伝達軸にトルクが印加されたときには第１及び第２の磁歪材の透磁率が互いに異なる方向へ変化し、これに応じて対をなす検出コイルのインダクタンスも変化する。このため、印加トルクが大きい場合ほどブリッジ回路の不平衡状態が拡大するようになり、当該ブリッジ回路は、印加トルクの大きさに応じたレベルの不平衡電圧出力を発生するようになる。この不平衡電圧出力は、差動増幅器により増幅された後に、ＤＣ変換回路において直流電圧信号に変換される。

従って、ＤＣ変換回路からは、トルク伝達軸に対する印加トルクが大きい場合ほど高い電圧レベルとなる直流電圧信号が得られるようになり、この直流電圧信号を印加トルクに対応したトルク信号として利用できる。このため、ブリッジ回路の出力を印加トルクに応じた電圧レベルのトルク信号として取り出すための手段として、簡単な構成で済むＤＣ変換回路を用いれば良いから、従来構成のように複雑な回路構成が必要となる同期検波回路が不要になり、従って簡単且つ安価な回路構成とすることができる。

また、周囲温度変化の影響などによって、検出コイルの抵抗値が変動した場合には、これに応じてブリッジ回路に流れるブリッジ電流も変動することになるが、このような変動が発生した場合には、交流電源回路の出力電圧の振幅が、ブリッジ回路に流れるブリッジ電流のレベルが小さい場合ほど増大するように制御される。従って、検出コイルの抵抗値が増大した場合、つまりブリッジ電流が減る方向の変化が発生した場合には、ブリッジ回路に印加される交流電圧のレベルが大きくなってブリッジ電流の減少が回避されるようになり、また、検出コイルの抵抗値が減少した場合、つまりブリッジ電流が増える方向の変化が発生した場合には、ブリッジ回路に印加される交流電圧のレベルが小さくなってブリッジ電流の増大が回避されるようになる。この結果、ブリッジ回路に流れるブリッジ電流の不用意な変動が抑制されるようになり、これにより周囲温度の変動などに影響されない安定した検出出力を得ることが可能になる。

（第１の実施の形態）
以下、本発明の第１実施例について図１ないし図５を参照しながら説明する。
図３にはトルクセンサの機械的構造が示されている。この図３において、磁歪材料で形成されたトルク伝達軸１１は、ブラケット１２に軸受１３及び１４を介して支持されており、両端の入力側連結部１１ａ及び出力側連結部１１ｂがブラケット１２から突出された構造となっている。トルク伝達軸１１は、ステンレス鋼などの金属により円柱状に形成されたもので、その中央部部分の外周面には、短冊形状とされた複数本の第１磁歪材１５が平行配列状に形成されている共に、同じく短冊形状とされた複数本の第２磁歪材１６が平行配列状に形成されている。この場合、各磁歪材１５及び１６は、トルク伝達軸１１の軸方向に対して互いに異なる方向へ４５°だけ傾斜した状態となるように配置される。このような配置とされた結果、トルク伝達軸１１にトルクが作用した状態では、第１磁歪材１５及び第２磁歪材１６の一方に圧縮応力、他方に引張応力が働くようになるから、逆磁歪効果により磁歪材１５及び１６の一方の透磁率が増加し、他方の透磁率が低下するようになる。
尚、上記各磁歪材１５及び１６は、種々の方法で形成可能であるが、例えば、トルク伝達軸１１の表面に各磁歪材１５及び１６に沿った複数本のスリットを形成し、それらスリット間に挟まれた凸状部の頂部に磁歪合金材料をメッキなどにより設けるという方法も可能である。

ブラケット１２内には、プラスチック製のボビン１７がトルク伝達軸１１を包囲した状態で収納されており、このボビン１７には、第１磁歪材１５及び第２磁歪材１６の周囲にそれぞれ所定ギャップを存して位置された状態の第１検出コイル１８及び第２検出コイル１９が巻装されている。つまり、各検出コイル１８及び１９は、対応する磁歪材１５及び１６の透磁率変化に応じてインダクタンスが変化するように配置されている。

第１検出コイル１８の両端は、ボビン１７及びブラケット１２を貫通した状態で設けられた２本の第１接続ピン２０（１本のみ図示）の一端側に半田付けなどにより接続されている。また、第２検出コイル１９の両端は、同じくボビン１７及びブラケット１２を貫通した状態で設けられた２本の第２接続ピン２１（１本のみ図示）の一端側に半田付けなどにより接続されている。各接続ピン２０及び２１の他端側は、ブラケット１の外側端面に固定されたプリント配線基板２２の配線パターンに対し半田付けなどにより接続されている。このプリント配線基板２２上には、センサ出力を得るための信号処理回路を構成する電子部品２３群が実装されている。

図１にはトルクセンサ及びその信号処理回路の電気的構成が機能ブロックなどを使用して概略的に示され、図２にはその具体的回路構成が示されている。
図１において、ブリッジ回路２４は、第１抵抗器２５及び第２抵抗器２６を直列接続した第１ハーフブリッジ回路２７と、前記第１検出コイル１８及び第２検出コイル１９を直列接続した第２ハーフブリッジ回路２８とを並列に接続して形成されている。

上記ブリッジ回路２４の第１入力端子２４ａ及び第２入力端子２４ｂ間には、交流電源回路２９から正弦波状の交流電圧が印加されるようになっている。この交流電源回路２９は、出力電圧の振幅を外部信号により調整可能に構成されたもので、その振幅調整が振幅調整回路３０からの信号により行われる構成となっている。

交流電源回路２９とブリッジ回路２４との間の通電路には、当該ブリッジ回路２４に流れる電流（以下、ブリッジ電流とも呼ぶ）を検出するためのシャント抵抗３１が挿入されている。前記振幅調整回路３０は、シャント抵抗３１の端子電圧に基づいてブリッジ電流を検出すると共に、その検出電流のレベルが低い場合ほど前記交流電源回路２９の出力電圧の振幅が大きくなるように制御する。つまり、ブリッジ回路２４に流れる電流が減少する方向に変化した場合には、交流電源回路２９の出力電圧の振幅が大きくなるように調整され、以てブリッジ電流が増大する方向に制御されることになる。

ブリッジ回路２４からの電圧出力、つまり第１ハーフブリッジ回路２７及び第２ハーフブリッジ回路２８の各中点間に発生する不平衡電圧は、差動増幅器３２により増幅された後に、ＤＣ変換回路３３により直流電圧信号に変換され、この直流電圧信号が、トルク伝達軸１１に対する印加トルクに応じた電圧レベルのトルク信号として出力されることになる。

上記した交流電源回路２９、振幅調整回路３０、シャント抵抗３１、差動増幅器３２及びＤＣ変換回路３３は、具体的には図２のように構成されている。
即ち、図２において、シャント抵抗３１は、ブリッジ回路２４の第２入力端子２４ｂとグランド端子との間に接続されており、振幅調整回路３０は、その入力段に、シャント抵抗３１の端子電圧を受けるピークホールド回路３４を備えている。このピークホールド回路３４は、ピークホールドのためのダイオード３４ａ及びコンデンサ３４ｂとオペアンプ３４ｃ、３４ｄなどを組み合わせた周知構成のもので、シャント抵抗３１の端子電圧の一方の極性側（正側）のピークをホールドし、以て当該端子電圧をそのピーク値に応じたレベルの直流電圧信号Ｖｄに変換するために設けられている。

振幅調整回路３０は、上記直流電圧信号Ｖｄを増幅するための差動増幅器３５と、当該直流電圧信号Ｖｄのレベルに応じて変化する電圧出力を発生するための出力段回路３６とを備えている。
上記差動増幅器３５は、オペアンプ３５ａなどを利用した周知構成のもので、ピークホールド回路３４から出力される直流電圧信号Ｖｄと基準電圧発生回路３５ｂからの直流基準電圧Ｖｓとの差電圧を増幅する構成となっている。この場合、直流電圧信号Ｖｄと直流基準電圧Ｖｓとの差電圧は、シャント抵抗３１の端子電圧が低くなるのに伴い拡大する方向へ変化するように設定されており、また、オペアンプ３５ａには、その反転入力端子に直流電圧信号Ｖｄが入力され、非反転入力端子に直流基準電圧Ｖｓが入力されるように接続されている。従って、差動増幅器３５からは、シャント抵抗３１の端子電圧が低くなるのに伴い高いレベルとなる正電位の直流電圧信号が出力されることになる。

上記出力段回路３６は、差動増幅器３５からの出力信号によってベースバイアスされるｎｐｎ型のバイポーラトランジスタ３６ａ、このトランジスタ３６ａによりベースバイアスされるｐｎｐ型のバイポーラトランジスタ３６ｂなどを備えており、特にトランジスタ３６ｂは、エミッタが定電圧電源端子＋Ｖccに接続され、コレクタが振幅調整回路３０の出力端子Ｖoutに接続されている。この場合、上記トランジスタ３６ａ及び３６ｂは、活性領域（線形領域）で動作するように設定されるものであり、従って、出力端子３６ｃからは、差動増幅器３５から出力される直流電圧信号のレベルが高い状態時（シャント抵抗３１の端子電圧が低い状態時）ほど高いレベルとなる電圧出力が発生することになる。

交流電源回路２９は、ＣＲ時定数を利用した正弦波発振回路３７と、その正弦波発振出力により動作される電圧印加回路３８とを組み合わせて構成されている。
上記正弦波発振回路３７は、オペアンプ３７ａと、このオペアンプ３７ａの出力端子及び反転入力端子間に接続されたＣＲ回路による３段ローパスフィルタとを組み合わせた周知構成の移相発振回路３７ｂより成るもので、そのオペアンプ３７ａの電源は、前記振幅調整回路３０の出力端子Ｖoutから供給されるようになっていると共に、オペアンプ３７ａの非反転入力端子には、上記出力端子Ｖoutからの出力電圧を分圧する分圧回路３９からの電圧信号（出力端子Ｖoutからの出力電圧に比例したレベルの電圧信号）が与えられる構成となっている。このように構成された結果、正弦波発振回路３７から出力される正弦波発振信号の振幅は、振幅調整回路３０の出力端子Ｖoutからの出力電圧レベルに比例して変化することになる。

上記電圧印加回路３８は、正弦波発振回路３７から出力される正弦波発振信号と分圧回路３９からの電圧信号との差電圧を増幅する差動増幅器３８ａと、この差動増幅器３８ａからの出力をブーストするためのバッファ回路３８ｂとを含んで構成される。この場合、バッファ回路３８ｂは、定電圧電源端子＋Ｖccとグランド端子との間にｎｐｎ型及びｐｎｐ型の各バイポーラトランジスタ３８ｃ及び３８ｄをプッシュプル接続して構成されたもので、その出力端子が充放電用のコンデンサ４０を介してブリッジ回路２４の第１入力端子２４ａに接続されている。尚、上記トランジスタ３８ｃ及び３８ｄは、活性領域で動作するものである。

従って、上記のように構成された交流電源回路２９は、振幅調整回路３０からの出力電圧のレベルが高い場合ほど振幅が大きい状態となる正弦波交流出力を発生するものであり、その交流出力はコンデンサ４０を通じてブリッジ回路２４に印加されることになる。この場合、振幅調整回路３０からの出力電圧は、前述したように、シャント抵抗３１の端子電圧が低い状態時ほど高いレベルとなるものである。この結果、シャント抵抗３１の端子電圧が低い状態時、つまりブリッジ回路２４に流れる電流が小さい状態時ほど、当該ブリッジ回路２４に供給される交流電圧のレベルが高くなるものであり、このようなフィードバック制御が行われることによりブリッジ電流が所定レベルに保持されるようになる。尚、振幅調整回路３０からの出力電圧のレベルは、当該振幅調整回路３０内の基準電圧発生回路３５ｂからの直流基準電圧Ｖｓのレベルに依存することになるから、その直流基準電圧Ｖｓの大きさを調整することによってブリッジ回路２４に流れる電流のレベルを設定できることになる。

一方、差動増幅器３２は、オペアンプ３２ａを利用した周知構成のもので、ブリッジ回路２４の電圧出力、つまり第１ハーフブリッジ回路２７及び第２ハーフブリッジ回路２８の各中点間に発生する不平衡電圧を増幅して交流電圧信号Ｖsub を出力する構成となっている。
ＤＣ変換回路３３は、ピークホールド回路４１と補助差動増幅器４２とによって構成されている。この場合、ピークホールド回路４１は、ピークホールドのためのダイオード４１ａ及びコンデンサ４１ｂとオペアンプ４１ｃ、４１ｄなどを組み合わせた周知構成のもので、差動増幅器３２からの交流電圧信号Ｖsub の一方の極性側（正側）のピークをホールドし、以て当該交流電圧信号Ｖsub をそのピーク値に応じたレベルの直流電圧信号（以下、これを検出電圧Ｖｔと呼ぶ）に変換するために設けられている。

補助差動増幅器４２は、オペアンプ４２ａなどを利用した周知構成のもので、ピークホールド回路４１から出力される検出電圧Ｖｔと基準電圧供給回路４３からの直流基準電圧Ｖｓ′との差電圧を増幅する。このような増幅信号が、トルク伝達軸１１に対する印加トルクに応じた電圧レベルのトルク信号として出力されることになる。
要するに、上記した本実施例の構成によれば、ＤＣ変換回路３３からは、トルク伝達軸１１に対する印加トルクが大きい場合ほど高い電圧レベルとなるトルク信号が出力されることになる。このため、ブリッジ回路２４の不平衡出力に基づいて印加トルクに応じた電圧レベルのトルク信号を取り出すための手段として、簡単な構成で済むＤＣ変換回路３３を用いれば良いから、従来構成のように複雑な回路構成が必要となる同期検波回路が不要になり、従って簡単且つ安価な回路構成とすることができる。また、このように回路構成が簡単化する結果、トルクセンサに組み込まれた信号処理回路のための回路素子の占有スペースが小さくなる。このため、プリント配線基板２２の小型化が可能になるから、トルクセンサ全体の小型化に寄与できるようになる。

また、第１及び第２検出コイル１８及び１９は、銅線により構成されるのが一般的であるため、その抵抗値が周囲温度変化の影響によって比較的大きく変動するという事情がある。このように第１及び第２検出コイル１８及び１９の抵抗値が変動した場合には、これに応じてブリッジ回路２４に流れるブリッジ電流も変動することになるが、このような変動があった場合には、トルクセンサの感度が不安定になるという事情がある。

つまり、図４には、周囲温度やブリッジ電流などを一定に保持した条件下で、トルク伝達軸１１に対する印加トルクを複数段階に変化させたときの検出電圧Ｖｔの測定結果が示され、図５には、ブリッジ電流（ブリッジ回路２４に流れる電流）を複数段階に変化させた状態で、「検出電圧Ｖｔ÷印加トルク」で定義されるトルクセンサ感度（図４の特性曲線の傾きに相当）を測定した結果が示されている。上記図５からは、ブリッジ電流に依存してトルクセンサ感度が変化することが分かる。従って、周囲温度や電源電圧などの変動の影響により、ブリッジ回路２４に流れるブリッジ電流が変動すると、トルクセンサ感度も変動することになり、安定した検出出力を得ることが困難になる。

これに対して、本実施例においては、ブリッジ回路２４に流れるブリッジ電流の変動が発生した場合には、交流電源回路２９の出力電圧の振幅が、当該ブリッジ電流のレベルが小さい場合ほど増大するようにフィードバック制御される。従って、周囲温度や電源電圧の変動などに応じて第１及び第２検出コイル１８及び１９の抵抗値が増大した場合、つまりブリッジ電流が減る方向の変化が発生した場合には、交流電源回路２９からブリッジ回路２４に印加される交流電圧のレベルが大きくなってブリッジ電流の減少が回避されるようになり、また、上記検出コイル１８及び１９の抵抗値が減少した場合、つまりブリッジ電流が増える方向の変化が発生した場合には、ブリッジ回路２４に印加される交流電圧のレベルが小さくなってブリッジ電流の増大が回避されるようになる。この結果、ブリッジ回路２４に流れるブリッジ電流の不用意な変動が抑制されるようになり、これにより周囲温度の変動などに影響されない安定した検出出力を得ることが可能になる。

（第２の実施の形態）
図６には本発明の第２実施例が示されており、以下これについて前記第１実施例と異なる部分のみ説明する。
即ち、前記第１実施例では、交流電源回路２９とブリッジ回路２４との間の通電路にシャント抵抗３１を挿入する構成としたが、本実施例では、図６に示すように、ブリッジ回路２４内において、第２ハーフブリッジ回路２８（第１及び第２検出コイル１８及び１９を直列接続した回路）と直列にシャント抵抗３１を接続する構成としている。
このような構成とした本実施例によっても前記第１実施例と同様の効果を奏するものである。特に、本実施例の構成によれば、シャント抵抗３１によって、第１及び第２検出コイル１８及び１９の抵抗値変動に起因した電流変化分のみを検出できるようになるから、ブリッジ電流のフィードバック制御を行うときの精度を高め得るようになる。尚、ブリッジ回路２４の第１のハーフブリッジ回路２７を構成する第１及び第２抵抗器２５及び２６については、温度抵抗係数が小さなものを選択できるため上記のようなフィードバック制御に悪影響が出ることはない。

（第３の実施の形態）
図７には本発明の第３実施例が示されており、以下これについて前記第１実施例と異なる部分のみ説明する。
図７は第１実施例における図２に相当するものである。この図７の例では、差動増幅器３２による増幅出力を直流電圧信号に変換するために設けられたＤＣ変換回路４４は、差動増幅器３２からの出力信号のピーク値及びボトム値をそれぞれ検出するピークホールド回路４５（ピーク検出回路に相当）及びボトムホールド回路４６（ボトム検出回路に相当）と、これらホールド回路４５及び４６からの出力の差信号を増幅する補助差動増幅器４７とにより構成されている。

ピークホールド回路４５は、ピークホールドのためのダイオード４５ａ及びコンデンサ４５ｂとオペアンプ４５ｃ、４５ｄなどを組み合わせた周知構成のものである。また、ボトムホールド回路４６は、ボトムホールドのためのダイオード４６ａ及びコンデンサ４６ｂとオペアンプ４６ｃ、４６ｄなどを組み合わせた周知構成のものである。補助差動増幅器４７は、オペアンプ４７ａなどを利用した周知構成のもので、ピークホールド回路４５からの出力電圧と、ボトムホールド回路４６からの出力電圧との差電圧を増幅する。このような増幅信号が、トルク伝達軸１１に対する印加トルクに応じた電圧レベルのトルク信号として出力されることになる。

このように構成された本実施例においても前記第１実施例と同様の効果を奏することができる。特に、本実施例によれば、出力段を構成するＤＣ変換回路４４において、ブリッジ回路２４の不平衡電圧を増幅する差動増幅器３２からの出力信号のピーク値及びボトム値の差信号を増幅することにより、トルク伝達軸１１に対する印加トルクに応じた電圧レベルのトルク信号が出力されることになるから、中間回路に用いられている構成部品における電気的特性の温度ドリフトなどのような出力誤差要因が相殺されるようになり、検出出力の安定化を実現できることになる。

（第４の実施の形態）
図８には前記第１実施例と同様の効果を奏する本発明の第４実施例が示されており、以下これについて第１実施例と異なる部分のみ説明する。
即ち、図８には、第１実施例における交流電源回路２９に代えて設けられる交流電源回路４８の回路構成が示されている。この場合、第１実施例における交流電源回路２９は、移相発振回路３７ｂより成る正弦波発振回路３７及び電圧印加回路３８などを主体に構成されたものであるが、本実施例による交流電源回路４８は、フィルタ型発振回路より成る正弦波発振回路４９と、この発振回路４９の出力を受ける電圧印加回路５０を主体に構成されている。

上記正弦波発振回路４９は、方形波信号を発生するコンパレータ５１と、その方形波信号を正弦波信号に整形するためのバンドパスフィルタ５２とを備えたものである。この場合、コンパレータ５１は、定電圧電源端子＋Ｖccの出力電圧を分圧する分圧回路５３からの電圧信号と前記電圧印加回路５０の出力信号を受けるオペアンプ５１ａと、このオペアンプ５１ａの出力によって活性領域（線形領域）で導通されるｎｐｎ型のバイポーラトランジスタ５１ｂとを備えており、当該トランジスタ５１ｂは、コレクタが抵抗５１ｃを介して振幅調整回路３０（図２参照）の出力端子Ｖoutに接続され、エミッタがグランド端子に接続されている。従って、コンパレータ５１から出力される方形波信号の振幅は、振幅調整回路３０の出力端子Ｖoutからの出力電圧レベルに比例して変化することになる。また、バンドパスフィルタ５２は、オペアンプ５２ａ及びＣＲ回路を利用して構成された周知構成のもので、コンパレータ５１からの方形波信号を正弦波信号に変換して電圧印加回路５０に与える。尚、このバンドパスフィルタ５２から出力される正弦波信号の振幅も、振幅調整回路３０の出力端子Ｖoutからの出力電圧レベルに比例して変化することになる。

電圧印加回路５０は、正弦波発振回路４９のバンドパスフィルタ５２から出力される正弦波発振信号をブーストするためのバッファ回路５０ａなどを含んで構成される。この場合、バッファ回路５０ａは、定電圧電源端子＋Ｖccとグランド端子との間にｎｐｎ型及びｐｎｐ型の各バイポーラトランジスタ５０ｂ及び５０ｃをプッシュプル接続して構成されたもので、その出力端子が充放電用のコンデンサ４０を介してブリッジ回路２４の第１入力端子２４ａに接続されている。尚、上記トランジスタ５０ｂ及び５０ｃは、活性領域で動作するものである。

従って、上記のように構成された交流電源回路４８においても、第１実施例における交流電源回路２９と同様に、振幅調整回路３０からの出力電圧のレベルが高い場合ほど振幅が大きい状態となる正弦波交流出力を発生するものであり、その交流出力はコンデンサ４０を通じてブリッジ回路２４（図２参照）に印加されることになる。

（その他の実施の形態）
尚、本発明は上記した各実施例に限定されるものではなく、以下に述べるような拡大或いは変形が可能である。
ブリッジ回路に流れるブリッジ電流を検出するためにシャント抵抗３１を利用する構成としたが、ブリッジ電流の検出を他の手段で行っても良いことは勿論である。また、検出コイルは複数対設けても良い。

本発明の第１実施例を示す全体の電気的構成図 具体的な回路構成図 トルクセンサの縦断面図 作用説明用の特性図その１ 作用説明用の特性図その２ 本発明の第２実施例を示す図１相当図 本発明の第３実施例を示す図２相当図 本発明の第４実施例を示す要部の回路構成図

符号の説明

１１はトルク伝達軸、１５は第１磁歪材、１６は第２磁歪材、１８は第１検出コイル、１９は第２検出コイル、２４はブリッジ回路、２９は交流電源回路、３０は振幅調整回路、３１はシャント抵抗、３２は差動増幅器、３３はＤＣ変換回路、３４はピークホールド回路、３５は差動増幅器、３６は出力段回路、３７は正弦波発振回路、３８は電圧印加回路、４１はピークホールド回路、４２は補助差動増幅器、４４はＤＣ変換回路、４５はピークホールド回路（ピーク検出回路）、４６はボトムホールド回路（ボトム検出回路）、４７は補助差動増幅器、４８は交流電源回路、４９は正弦波発振回路、５０は電圧印加回路を示す。

Claims (3)

1. トルク伝達軸の外周面にトルク作用状態で透磁率が互いに異なる方向へ変化するように配置された第１及び第２磁歪材と、これら第１及び第２磁歪材の透磁率変化に応じてインダクタンスが変化するように配置された少なくとも一対の検出コイルにより構成されるブリッジ回路とを備えたトルクセンサのための信号処理回路において、
   前記ブリッジ回路に交流電圧を印加する交流電源回路と、
   前記ブリッジ回路の不平衡電圧出力を差動増幅する差動増幅器と、
   この差動増幅器の出力を直流電圧信号に変換するＤＣ変換回路とを備え、
   前記交流電源回路は、出力電圧の振幅を調整可能に構成され、前記ブリッジ回路に流れるブリッジ電流のレベルが小さい場合ほど当該ブリッジ回路に印加する交流電圧の振幅が増大するように制御されることを特徴とするトルクセンサ用信号処理回路。
2. 前記ブリッジ回路に流れるブリッジ電流を検出し、検出電流が小さい場合ほど前記交流電源回路から出力される交流電圧の振幅を増大させるように制御する振幅調整回路を備えたことを特徴とする請求項１記載のトルクセンサ用信号処理回路。
3. 前記ＤＣ変換回路は、前記差動増幅器からの出力信号のピーク値及びボトム値をそれぞれ検出するピーク検出回路及びボトム検出回路と、これら検出回路からの出力の差信号を増幅する補助差動増幅器とにより構成されることを特徴とする請求項１または２記載のトルクセンサ用信号処理回路。
   
   

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