JP3208429B2 - 復調器およびそれを用いた変位測定器 - Google Patents
復調器およびそれを用いた変位測定器Info
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、位置測定技術さらには
差動変圧器をセンサとして用いる変位測定器に関し、例
えば単結晶引上げ装置におけるロードセルと呼ばれる重
量測定装置用の変位測定器に利用して好適な技術に関す
る。
差動変圧器をセンサとして用いる変位測定器に関し、例
えば単結晶引上げ装置におけるロードセルと呼ばれる重
量測定装置用の変位測定器に利用して好適な技術に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】従来、単結晶引上げ装置に使用されてい
るロードセル用の変位測定器として、例えば図１に示す
ようなものがある。すなわち、この変位測定器は、正弦
波発生器１と差動変圧器２と復調器３とからなり、正弦
波発生器１で発生された正弦波を差動変圧器２の１次コ
イル側に入れるとともに、差動変圧器２に位置情報（変
位量）を与えると、差動変圧器２の２次コイル側から位
置情報に応じた２つの交流信号が出力されて復調器３に
供給され、復調器３はこれを復調すなわち２つの交流信
号の和をとって平均値を算出して位置情報に応じた直流
信号として出力するというものである。
るロードセル用の変位測定器として、例えば図１に示す
ようなものがある。すなわち、この変位測定器は、正弦
波発生器１と差動変圧器２と復調器３とからなり、正弦
波発生器１で発生された正弦波を差動変圧器２の１次コ
イル側に入れるとともに、差動変圧器２に位置情報（変
位量）を与えると、差動変圧器２の２次コイル側から位
置情報に応じた２つの交流信号が出力されて復調器３に
供給され、復調器３はこれを復調すなわち２つの交流信
号の和をとって平均値を算出して位置情報に応じた直流
信号として出力するというものである。
【０００３】図２には、上記復調器３の回路構成例を示
す。この復調器３は、差動変圧器２からの互いに極性の
異なる２つの交流信号をそれぞれダイオードＤｘ，Ｄｙ
で整流（検波）して図３（ｂ），（ｃ）に示すような信
号に変換し、加算抵抗Ｒｘ，Ｒｙを介して加算点Ｐsum
に電流を流してそれらの和をとり、それを演算増幅器Ａ
ＭＰとフィードバック抵抗Ｒｆおよびフィードバック容
量Ｃｆとからなる積分回路で平滑化を行ない信号中の交
流成分（正弦波）を減衰させて、図３（ｄ）に示すよう
な位置情報を含む直流信号Ｖｏｄとして出力するように
構成されている。なお、上記演算増幅器ＡＭＰの後段に
低域瀘波器（ローパスフィルタ）を接続してさらに正弦
波を減衰させることもある。
す。この復調器３は、差動変圧器２からの互いに極性の
異なる２つの交流信号をそれぞれダイオードＤｘ，Ｄｙ
で整流（検波）して図３（ｂ），（ｃ）に示すような信
号に変換し、加算抵抗Ｒｘ，Ｒｙを介して加算点Ｐsum
に電流を流してそれらの和をとり、それを演算増幅器Ａ
ＭＰとフィードバック抵抗Ｒｆおよびフィードバック容
量Ｃｆとからなる積分回路で平滑化を行ない信号中の交
流成分（正弦波）を減衰させて、図３（ｄ）に示すよう
な位置情報を含む直流信号Ｖｏｄとして出力するように
構成されている。なお、上記演算増幅器ＡＭＰの後段に
低域瀘波器（ローパスフィルタ）を接続してさらに正弦
波を減衰させることもある。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】上記復調器３は整流
(検波)素子としてダイオードＤｘ，Ｄｙを使用してい
る。しかるに、ダイオードは順方向電圧を有しているた
め、図３（ｂ），（ｃ）に示すように、その出力波形
（実線）は理想の整流素子を用いたと仮定した場合の出
力波形（破線）に比べ、振幅がダイオード順方向電圧分
だけ小さくなってしまう。また、ダイオードＤｘ，Ｄｙ
としては、一般に半導体ダイオードが使用されるが、半
導体ダイオードは順方向電圧に温度依存性を有してい
る。例えば、シリコン・ダイオードは常温で順方向電圧
が約１ボルトであり、この電圧は温度が変化すると、約
−２ｍＶ／℃の割合で変化する。
(検波)素子としてダイオードＤｘ，Ｄｙを使用してい
る。しかるに、ダイオードは順方向電圧を有しているた
め、図３（ｂ），（ｃ）に示すように、その出力波形
（実線）は理想の整流素子を用いたと仮定した場合の出
力波形（破線）に比べ、振幅がダイオード順方向電圧分
だけ小さくなってしまう。また、ダイオードＤｘ，Ｄｙ
としては、一般に半導体ダイオードが使用されるが、半
導体ダイオードは順方向電圧に温度依存性を有してい
る。例えば、シリコン・ダイオードは常温で順方向電圧
が約１ボルトであり、この電圧は温度が変化すると、約
−２ｍＶ／℃の割合で変化する。
【０００５】そのため、図２の回路においては、ダイオ
ードＤｘ，Ｄｙの持つ順方向電圧の温度依存性が復調器
３の性能を低下させ、出力信号の直線性を悪化させた
り、出力のＳＮ比（信号対雑音比）を悪化させるという
欠点がある。図２の回路において、差動変圧器の出力正
弦波の周期をＴ0、ダイオードＤｘ，Ｄｙの順方向電圧
をＶdx，Ｖdy、加算抵抗Ｒｘ，Ｒｙの抵抗値をＲi（共
通）、フィードバック抵抗Ｒｆの抵抗値をＲfとする
と、復調器３の出力電圧の１サイクル当たりの平均値Ｖ
odは、次の数式１
ードＤｘ，Ｄｙの持つ順方向電圧の温度依存性が復調器
３の性能を低下させ、出力信号の直線性を悪化させた
り、出力のＳＮ比（信号対雑音比）を悪化させるという
欠点がある。図２の回路において、差動変圧器の出力正
弦波の周期をＴ0、ダイオードＤｘ，Ｄｙの順方向電圧
をＶdx，Ｖdy、加算抵抗Ｒｘ，Ｒｙの抵抗値をＲi（共
通）、フィードバック抵抗Ｒｆの抵抗値をＲfとする
と、復調器３の出力電圧の１サイクル当たりの平均値Ｖ
odは、次の数式１
【数１】 で表わされ、半導体ダイオードを用いたために生じる誤
差Ｖedは、
差Ｖedは、
【数２】 となる。
【０００６】これより、ダイオードＤｘ，Ｄｙの順方向
電圧Ｖdx，Ｖdyのばらつきおよび温度特性の相違によっ
て、復調器３の出力電圧の誤差Ｖedが大きくなることが
分かる。この発明は上記の問題点に着目してなされたも
ので、復調器の出力信号の直線性および出力のＳＮ比を
向上させ、ひいては正弦波発生器と差動変圧器と復調器
とからなる変位測定器の測定精度を向上させることにあ
る。
電圧Ｖdx，Ｖdyのばらつきおよび温度特性の相違によっ
て、復調器３の出力電圧の誤差Ｖedが大きくなることが
分かる。この発明は上記の問題点に着目してなされたも
ので、復調器の出力信号の直線性および出力のＳＮ比を
向上させ、ひいては正弦波発生器と差動変圧器と復調器
とからなる変位測定器の測定精度を向上させることにあ
る。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、この発明は、互いに極性の異なる２つの交流信号を
検波する一組の整流素子と、各整流素子と加算点との間
に直列接続され検波された信号同士の和をとる一組の加
算抵抗と、その加算結果の平均値をとる積分回路とから
なる復調器において、上記整流素子としてダイオードの
代わりにそれぞれアナログスイッチを使用するととも
に、入力信号（差動変圧器の出力信号）の極性（正負）
を判定する比較器を設け、この比較器の出力によって上
記一組のアナログスイッチをオン、オフしてその伝達信
号を加算して積分回路に供給して平均化させるようにし
たものである。また、積分回路を構成するフィードバッ
ク抵抗と直列にダミーのアナログスイッチを接続する
か、もしくは積分回路の次段に増幅回路を設けてその増
幅回路を構成するフィードバック抵抗と直列にダミーの
アナログスイッチを接続するようにする。
め、この発明は、互いに極性の異なる２つの交流信号を
検波する一組の整流素子と、各整流素子と加算点との間
に直列接続され検波された信号同士の和をとる一組の加
算抵抗と、その加算結果の平均値をとる積分回路とから
なる復調器において、上記整流素子としてダイオードの
代わりにそれぞれアナログスイッチを使用するととも
に、入力信号（差動変圧器の出力信号）の極性（正負）
を判定する比較器を設け、この比較器の出力によって上
記一組のアナログスイッチをオン、オフしてその伝達信
号を加算して積分回路に供給して平均化させるようにし
たものである。また、積分回路を構成するフィードバッ
ク抵抗と直列にダミーのアナログスイッチを接続する
か、もしくは積分回路の次段に増幅回路を設けてその増
幅回路を構成するフィードバック抵抗と直列にダミーの
アナログスイッチを接続するようにする。
【０００８】さらに、上記復調器と、正弦波発生回路
と、差動変圧器とからなり、上記正弦波発生回路から発
生された正弦波が上記差動変圧器の一次コイル側に入力
されるとともに、上記差動変圧器の二次コイル側から出
力される互いに周波数が同一で極性の異なる２つの交流
信号が上記復調器に入力され、該復調器から上記差動変
圧器へ与えられた位置情報に対応した直流信号が出力さ
れるように構成され変位測定器を提供するものである。
また、上記変位測定器において、さらに上記正弦波発生
回路が発振器、瀘波器および出力安定化回路からなり、
該出力安定化回路が演算増幅器、アナログスイッチおよ
び比較器を有し、振幅制御された電源電圧を上記発振器
へ供給するように構成される変位測定器を提供するもの
である。
と、差動変圧器とからなり、上記正弦波発生回路から発
生された正弦波が上記差動変圧器の一次コイル側に入力
されるとともに、上記差動変圧器の二次コイル側から出
力される互いに周波数が同一で極性の異なる２つの交流
信号が上記復調器に入力され、該復調器から上記差動変
圧器へ与えられた位置情報に対応した直流信号が出力さ
れるように構成され変位測定器を提供するものである。
また、上記変位測定器において、さらに上記正弦波発生
回路が発振器、瀘波器および出力安定化回路からなり、
該出力安定化回路が演算増幅器、アナログスイッチおよ
び比較器を有し、振幅制御された電源電圧を上記発振器
へ供給するように構成される変位測定器を提供するもの
である。
【０００９】
【作用】上記手段によれば、アナログスイッチが電圧降
下の少ない整流を行なうことができるとともに、アナロ
グスイッチのオン抵抗は温度依存性が小さいので、復調
器の出力信号の直線性および出力のＳＮ比を向上させる
ことができる。また、アナログスイッチのオン抵抗によ
る出力への影響を、積分回路や増幅回路を構成するフィ
ードバック抵抗と直列に接続されたダミーのアナログス
イッチで補償することができるため、さらに復調器の性
能を向上させることができる。
下の少ない整流を行なうことができるとともに、アナロ
グスイッチのオン抵抗は温度依存性が小さいので、復調
器の出力信号の直線性および出力のＳＮ比を向上させる
ことができる。また、アナログスイッチのオン抵抗によ
る出力への影響を、積分回路や増幅回路を構成するフィ
ードバック抵抗と直列に接続されたダミーのアナログス
イッチで補償することができるため、さらに復調器の性
能を向上させることができる。
【００１０】
【実施例】図４に、本発明に係る復調器およびこれを使
用した差動変圧式変位測定器の一実施例を示す。この実
施例の変位測定器は、図２に示されている変位測定器と
略同一の構成である。すなわち、正弦波発生器１と差動
変圧器２と復調器３とから構成されている。異なる点
は、２つの整流回路と各整流回路と加算点との間に直列
接続された２つの加算抵抗と積分回路からなる復調器に
おいて、整流素子としてダイオードの代わりにそれぞれ
アナログスイッチＡＳＷｘ，ＡＳＷｙを使用するととも
に、入力信号（差動変圧器の出力信号）の極性（正負）
を判定する比較器ＣＰｘ，ＣＰｙを設け、この比較器Ｃ
Ｐｘ，Ｃｐｙの出力によって上記一対のアナログスイッ
チＡＳＷｘ，ＡＳＷｙをオン、オフするように構成され
ている点である。
用した差動変圧式変位測定器の一実施例を示す。この実
施例の変位測定器は、図２に示されている変位測定器と
略同一の構成である。すなわち、正弦波発生器１と差動
変圧器２と復調器３とから構成されている。異なる点
は、２つの整流回路と各整流回路と加算点との間に直列
接続された２つの加算抵抗と積分回路からなる復調器に
おいて、整流素子としてダイオードの代わりにそれぞれ
アナログスイッチＡＳＷｘ，ＡＳＷｙを使用するととも
に、入力信号（差動変圧器の出力信号）の極性（正負）
を判定する比較器ＣＰｘ，ＣＰｙを設け、この比較器Ｃ
Ｐｘ，Ｃｐｙの出力によって上記一対のアナログスイッ
チＡＳＷｘ，ＡＳＷｙをオン、オフするように構成され
ている点である。
【００１１】この実施例の復調器３は、差動変圧器２か
ら供給される互いに周波数が同一で極性の異なる２つの
交流信号Ｖxi，Ｖyiを受ける一対の入力端子ＩＮ１，Ｉ
Ｎ２と、これらの入力端子ＩＮ１，ＩＮ２にそれぞれ接
続された加算抵抗Ｒｘ，Ｒｙと、この加算抵抗Ｒｘ，Ｒ
ｙと加算点Ｐsumとの間に接続されたアナログスイッチ
ＡＳＷｘ，ＡＳＷｙと、上記入力端子ＩＮ１，ＩＮ２に
入力された各交流信号と回路のバイアス点(０ボルト)と
を比較して上記２つの交流信号の極性をそれぞれ判定す
る比較器ＣＰｘ，ＣＰｙと、上記加算点Ｐsumに接続さ
れて加算回路を構成する演算増幅器ＡＭＰと、この演算
増幅器ＡＭＰと共に積分回路を構成するフィードバック
抵抗Ｒｆおよびフィードバック容量Ｃｆと、出力端子Ｏ
ＵＴと、外部からバイアス電圧を与えるバイアス端子Ｂ
Ａを備えている。積分回路を構成するフィードバック容
量Ｃｆは、加算回路の出力中の交流成分を除去し加算回
路に低域瀘波器の機能を持たせるためのものであり、時
定数Ｒf・Ｃfは差動変圧器２からの交流信号の周期に対
して充分に大きくなるようにして、加算回路の出力中の
交流成分を無視できるようにする。
ら供給される互いに周波数が同一で極性の異なる２つの
交流信号Ｖxi，Ｖyiを受ける一対の入力端子ＩＮ１，Ｉ
Ｎ２と、これらの入力端子ＩＮ１，ＩＮ２にそれぞれ接
続された加算抵抗Ｒｘ，Ｒｙと、この加算抵抗Ｒｘ，Ｒ
ｙと加算点Ｐsumとの間に接続されたアナログスイッチ
ＡＳＷｘ，ＡＳＷｙと、上記入力端子ＩＮ１，ＩＮ２に
入力された各交流信号と回路のバイアス点(０ボルト)と
を比較して上記２つの交流信号の極性をそれぞれ判定す
る比較器ＣＰｘ，ＣＰｙと、上記加算点Ｐsumに接続さ
れて加算回路を構成する演算増幅器ＡＭＰと、この演算
増幅器ＡＭＰと共に積分回路を構成するフィードバック
抵抗Ｒｆおよびフィードバック容量Ｃｆと、出力端子Ｏ
ＵＴと、外部からバイアス電圧を与えるバイアス端子Ｂ
Ａを備えている。積分回路を構成するフィードバック容
量Ｃｆは、加算回路の出力中の交流成分を除去し加算回
路に低域瀘波器の機能を持たせるためのものであり、時
定数Ｒf・Ｃfは差動変圧器２からの交流信号の周期に対
して充分に大きくなるようにして、加算回路の出力中の
交流成分を無視できるようにする。
【００１２】上記比較器ＣＰｘとＣＰｙは、それぞれそ
の反転入力端子（−）に差動変圧器２からの交流信号Ｖ
xiとＶyiが入力され、非反転入力端子（＋）に入力され
ている電圧（０ボルト）と比較することで各交流信号の
極性をそれぞれ判定し、その結果によって上記アナログ
スイッチＡＳＷｘ，ＡＳＷｙを相補的にオン、オフ制御
する。具体的には、図３の正弦波信号の符号が正のとき
はアナログスイッチＡＳＷｘがオンされ、正弦波信号の
符号が負のときはアナログスイッチＡＳＷｙがオンされ
るようになっている。
の反転入力端子（−）に差動変圧器２からの交流信号Ｖ
xiとＶyiが入力され、非反転入力端子（＋）に入力され
ている電圧（０ボルト）と比較することで各交流信号の
極性をそれぞれ判定し、その結果によって上記アナログ
スイッチＡＳＷｘ，ＡＳＷｙを相補的にオン、オフ制御
する。具体的には、図３の正弦波信号の符号が正のとき
はアナログスイッチＡＳＷｘがオンされ、正弦波信号の
符号が負のときはアナログスイッチＡＳＷｙがオンされ
るようになっている。
【００１３】ここで、上記復調器の特性について説明す
る。仮に、図４の回路中の加算抵抗Ｒｘ，Ｒｙの抵抗値
Ｒx，ＲyをＲi（共通）とし、また各構成素子が理想的
な性能を有する仮定すると、演算増幅器ＡＭＰの出力Ｖ
saは、次の数式３により表わされる。
る。仮に、図４の回路中の加算抵抗Ｒｘ，Ｒｙの抵抗値
Ｒx，ＲyをＲi（共通）とし、また各構成素子が理想的
な性能を有する仮定すると、演算増幅器ＡＭＰの出力Ｖ
saは、次の数式３により表わされる。
【数３】 上記数式３と前述した数式１とを比較すると、図４の実
施例の復調器３の理想的な出力特性は数式１の誤差の項
を省いたものと同じになることが分かる。
施例の復調器３の理想的な出力特性は数式１の誤差の項
を省いたものと同じになることが分かる。
【００１４】ところで、図４の回路中、加算抵抗Ｒｘ，
Ｒｙは可変抵抗器を用いることにより抵抗値が一致する
ように容易に調整することができる。一方、演算増幅器
ＡＭＰと比較器ＣＰｘとＣＰｙは、ほぼ理想的な温度特
性を持つものが有るので、これらの回路の温度に起因す
る出力誤差は無視できる。従って、図４の回路における
主な誤差は、アナログスイッチＡＳＷｘ，ＡＳＷｙの内
部抵抗の温度依存性にあると見てよい。そこで、アナロ
グスイッチＡＳＷｘ，ＡＳＷｙの内部抵抗をそれぞれｒ
x，ｒyとし、これらが存在する場合の出力電圧Ｖosを計
算すると、次の数式４のようになる。
Ｒｙは可変抵抗器を用いることにより抵抗値が一致する
ように容易に調整することができる。一方、演算増幅器
ＡＭＰと比較器ＣＰｘとＣＰｙは、ほぼ理想的な温度特
性を持つものが有るので、これらの回路の温度に起因す
る出力誤差は無視できる。従って、図４の回路における
主な誤差は、アナログスイッチＡＳＷｘ，ＡＳＷｙの内
部抵抗の温度依存性にあると見てよい。そこで、アナロ
グスイッチＡＳＷｘ，ＡＳＷｙの内部抵抗をそれぞれｒ
x，ｒyとし、これらが存在する場合の出力電圧Ｖosを計
算すると、次の数式４のようになる。
【数４】
【００１５】図４の回路の出力の誤差dＶsは、上記数式
３と数式４の差で表わされるので、ｒx≪Ｒx，ｒy≪Ｒy
とすると、数式５のようになる。
３と数式４の差で表わされるので、ｒx≪Ｒx，ｒy≪Ｒy
とすると、数式５のようになる。
【数５】 図２のダイオード整流回路と図４のアナログスイッチ整
流回路の誤差を比較すると、前述したように例えばシリ
コン・ダイオードの順方向電圧の温度依存性は約−２ｍ
Ｖ／℃であるのに対し、アナログスイッチは常温でオン
抵抗が３０Ω、温度係数が０．５％／℃のものがあるの
で、それを使用したとして数式５と数式２を利用して誤
差を計算すると、誤差はアナログスイッチ整流回路の方
がダイオード整流回路よりも２０分の１以下に小さくな
ることが分かる。
流回路の誤差を比較すると、前述したように例えばシリ
コン・ダイオードの順方向電圧の温度依存性は約−２ｍ
Ｖ／℃であるのに対し、アナログスイッチは常温でオン
抵抗が３０Ω、温度係数が０．５％／℃のものがあるの
で、それを使用したとして数式５と数式２を利用して誤
差を計算すると、誤差はアナログスイッチ整流回路の方
がダイオード整流回路よりも２０分の１以下に小さくな
ることが分かる。
【００１６】次に、本発明の第２の実施例を図５を用い
て説明する。この実施例は、復調器３内の積分回路のフ
ィードバック抵抗Ｒｆと直列にダミーアナログスイッチ
ＡＳＷｆを接続したものである。他の構成は、図４の変
位測定器と同じである。なお、上記ダミーアナログスイ
ッチＡＳＷｆは、回路動作中常時オン状態になるように
制御される。この実施例の回路においては、演算増幅器
ＡＭＰの出力電圧の平均値Ｖｏは、次の数式６で表わさ
れる。
て説明する。この実施例は、復調器３内の積分回路のフ
ィードバック抵抗Ｒｆと直列にダミーアナログスイッチ
ＡＳＷｆを接続したものである。他の構成は、図４の変
位測定器と同じである。なお、上記ダミーアナログスイ
ッチＡＳＷｆは、回路動作中常時オン状態になるように
制御される。この実施例の回路においては、演算増幅器
ＡＭＰの出力電圧の平均値Ｖｏは、次の数式６で表わさ
れる。
【数６】
【００１７】ここで、加算抵抗Ｒｘ，Ｒｙおよびフィー
ドバック抵抗Ｒｆとして同一の抵抗値のものを使用すれ
ば、Ｒx＝Ｒy＝Ｒfとすることができる。また、アナロ
グスイッチＡＳＷｘ，ＡＳＷｙおよびＡＳＷｆとして、
複数のアナログスイッチが１個の半導体基板上に形成さ
れているものを使用すれば、それらのオン抵抗は略等し
い値を持つので、ｒx＝ｒy＝ｒfとすることができる。
従って、上式においてＲx＋ｒx＝Ｒy＋ｒy＝Ｒf＋ｒfと
みなすことができ、その結果、上式は、
ドバック抵抗Ｒｆとして同一の抵抗値のものを使用すれ
ば、Ｒx＝Ｒy＝Ｒfとすることができる。また、アナロ
グスイッチＡＳＷｘ，ＡＳＷｙおよびＡＳＷｆとして、
複数のアナログスイッチが１個の半導体基板上に形成さ
れているものを使用すれば、それらのオン抵抗は略等し
い値を持つので、ｒx＝ｒy＝ｒfとすることができる。
従って、上式においてＲx＋ｒx＝Ｒy＋ｒy＝Ｒf＋ｒfと
みなすことができ、その結果、上式は、
【数７】 のようになる。
【００１８】この式は、アナログスイッチのオン抵抗成
分を含んでいないので、図５に示す回路はアナログスイ
ッチのオン抵抗に起因する誤差を生じないことが分か
る。つまり、フィードバック抵抗Ｒｆと直列に接続され
たダミーアナログスイッチＡＳＷｆがアナログスイッチ
ＡＳＷｘ，ＡＳＷｙのオン抵抗に起因する出力の誤差を
補償していることになる。従って、アナログスイッチの
オン抵抗の偏差（ばらつき）が３％であるとき、この実
施例のようにダミーアナログスイッチＡＳＷｆを設ける
ことにより、それを設けないものに比べ、出力誤差を約
３０分の１に低減することができる。
分を含んでいないので、図５に示す回路はアナログスイ
ッチのオン抵抗に起因する誤差を生じないことが分か
る。つまり、フィードバック抵抗Ｒｆと直列に接続され
たダミーアナログスイッチＡＳＷｆがアナログスイッチ
ＡＳＷｘ，ＡＳＷｙのオン抵抗に起因する出力の誤差を
補償していることになる。従って、アナログスイッチの
オン抵抗の偏差（ばらつき）が３％であるとき、この実
施例のようにダミーアナログスイッチＡＳＷｆを設ける
ことにより、それを設けないものに比べ、出力誤差を約
３０分の１に低減することができる。
【００１９】なお、図５に示されている復調器では利得
が固定となるが、図６に示すごとく復調器３の次段に増
幅回路４を接続して利得を調整可能にすることができ
る。そして、この場合には、積分回路のフィードバック
抵抗Ｒｆと直列にダミーアナログスイッチを接続する代
わりに増幅回路４のフィードバック抵抗Ｒｆ’と直列に
ダミーアナログスイッチＡＳＷｆを接続しても、図５と
同様な出力誤差の補償を行なわせることができる。
が固定となるが、図６に示すごとく復調器３の次段に増
幅回路４を接続して利得を調整可能にすることができ
る。そして、この場合には、積分回路のフィードバック
抵抗Ｒｆと直列にダミーアナログスイッチを接続する代
わりに増幅回路４のフィードバック抵抗Ｒｆ’と直列に
ダミーアナログスイッチＡＳＷｆを接続しても、図５と
同様な出力誤差の補償を行なわせることができる。
【００２０】図７に本発明の第３の実施例を示す。この
実施例は、復調器として図４に示されているようにアナ
ログスイッチを整流素子として用いた場合におけるアナ
ログスイッチのオン抵抗に起因する誤差を、差動変圧器
２の一次側の正弦波発生回路１で補償するようにしたも
のである。この実施例の正弦波発生回路１は、マルチバ
イブレータ（発振器）１１と低域瀘波器１２と出力安定
化回路１３とから構成されており、その出力（正弦波）
が図４の差動変圧器２に供給される。出力安定化回路１
３は、加算抵抗Ｒｚ，Ｒｄと演算増幅器ＡＭＰ１と誤差
積分用フィードバック容量Ｃｄと検波用アナログスイッ
チＡＳＷｚとその制御信号を形成するコンパレータ（比
較器）ＣＭＰｚと上記加算抵抗Ｒｄを介して加算点Ｐsu
mに一定の負の直流電流を与える定電圧源Ｅｄとから構
成されている。
実施例は、復調器として図４に示されているようにアナ
ログスイッチを整流素子として用いた場合におけるアナ
ログスイッチのオン抵抗に起因する誤差を、差動変圧器
２の一次側の正弦波発生回路１で補償するようにしたも
のである。この実施例の正弦波発生回路１は、マルチバ
イブレータ（発振器）１１と低域瀘波器１２と出力安定
化回路１３とから構成されており、その出力（正弦波）
が図４の差動変圧器２に供給される。出力安定化回路１
３は、加算抵抗Ｒｚ，Ｒｄと演算増幅器ＡＭＰ１と誤差
積分用フィードバック容量Ｃｄと検波用アナログスイッ
チＡＳＷｚとその制御信号を形成するコンパレータ（比
較器）ＣＭＰｚと上記加算抵抗Ｒｄを介して加算点Ｐsu
mに一定の負の直流電流を与える定電圧源Ｅｄとから構
成されている。
【００２１】この実施例の正弦波発生回路１は、マルチ
バイブレータ１１が電源電圧として供給される直流電圧
に比例した振幅を持つ方形波（パルス）を発生し、この
方形波が低域瀘波器１２に供給されて高調波分が減衰を
受けて交流電圧（疑似正弦波）を発生する。この交流電
圧が出力安定化回路１３に供給されると、アナログスイ
ッチＡＳＷｚとコンパレータＣＭＰｚとからなる整流回
路により検波されて正の半波のみの直流電圧となる。こ
の直流電圧と加算抵抗Ｒｄを介して加算点Ｐsumに与え
られる一定の負の直流電圧が加算された後、演算増幅器
ＡＭＰ１で積分されて平滑化され、上記マルチバイブレ
ータ１１へ振幅制御された電源電圧として供給（負帰
還）されるようになっている。
バイブレータ１１が電源電圧として供給される直流電圧
に比例した振幅を持つ方形波（パルス）を発生し、この
方形波が低域瀘波器１２に供給されて高調波分が減衰を
受けて交流電圧（疑似正弦波）を発生する。この交流電
圧が出力安定化回路１３に供給されると、アナログスイ
ッチＡＳＷｚとコンパレータＣＭＰｚとからなる整流回
路により検波されて正の半波のみの直流電圧となる。こ
の直流電圧と加算抵抗Ｒｄを介して加算点Ｐsumに与え
られる一定の負の直流電圧が加算された後、演算増幅器
ＡＭＰ１で積分されて平滑化され、上記マルチバイブレ
ータ１１へ振幅制御された電源電圧として供給（負帰
還）されるようになっている。
【００２２】この実施例において、加算抵抗Ｒｚ，Ｒｄ
の抵抗値をＲz，Ｒd、アナログスイッチＡＳＷｚの内部
抵抗をｒz、定電圧源Ｅｄからの比較用直流電圧をEdと
すると、正弦波発生回路１の出力振幅Ｖzpは、
の抵抗値をＲz，Ｒd、アナログスイッチＡＳＷｚの内部
抵抗をｒz、定電圧源Ｅｄからの比較用直流電圧をEdと
すると、正弦波発生回路１の出力振幅Ｖzpは、
【数８】 で表わされる。図７の正弦波発生回路が図４の実施例に
使用されてその出力（正弦波）が差動変圧器２に入力さ
れると、復調器３の入力は上記Ｖzpに比例することか
ら、比例定数をＫx、Ｋyとして復調器３の入力Ｖxi，Ｖ
yiを、Ｖxi＝Ｋx・Ｖzp，Ｖyi＝Ｋy・Ｖzpとおいて復調
器３の出力Ｖosを表わす数式をたてると、
使用されてその出力（正弦波）が差動変圧器２に入力さ
れると、復調器３の入力は上記Ｖzpに比例することか
ら、比例定数をＫx、Ｋyとして復調器３の入力Ｖxi，Ｖ
yiを、Ｖxi＝Ｋx・Ｖzp，Ｖyi＝Ｋy・Ｖzpとおいて復調
器３の出力Ｖosを表わす数式をたてると、
【数９】 のようになる。
【００２３】ここで、正弦波発生回路１内の加算抵抗Ｒ
ｚとして復調器３内の加算抵抗ＲＸｘ，Ｒｙと同一抵抗
値（Ｒi）のものを使用し、かつアナログスイッチＡＳ
Ｗｚとしては復調器３内のアナログスイッチと同一半導
体基板上に形成されたものを使用すると、内部抵抗はｒ
z＝ｒx＝ｒyとなるので、上記数式は次のように簡略化
される。
ｚとして復調器３内の加算抵抗ＲＸｘ，Ｒｙと同一抵抗
値（Ｒi）のものを使用し、かつアナログスイッチＡＳ
Ｗｚとしては復調器３内のアナログスイッチと同一半導
体基板上に形成されたものを使用すると、内部抵抗はｒ
z＝ｒx＝ｒyとなるので、上記数式は次のように簡略化
される。
【数１０】 この数式１０はアナログスイッチの内部抵抗成分を含ま
ないので、図７の実施例の正弦波発生回路を使用した変
位測定器の出力Ｖosはアナログスイッチの内部抵抗の影
響を受けない。つまり、出力の誤差が小さくなることが
分かる。
ないので、図７の実施例の正弦波発生回路を使用した変
位測定器の出力Ｖosはアナログスイッチの内部抵抗の影
響を受けない。つまり、出力の誤差が小さくなることが
分かる。
【００２４】
【発明の効果】この発明は、互いに極性の異なる２つの
交流信号を検波する一組の整流素子と、各整流素子と加
算点との間に直列接続され検波された信号同士の和をと
る一組の加算抵抗と、その加算結果の平均値をとる積分
回路とからなる復調器において、上記整流素子としてそ
れぞれアナログスイッチを使用するとともに、入力信号
の極性を判定する比較器を設け、この比較器の出力によ
って上記一組のアナログスイッチをオン、オフさせるよ
うに構成したので、アナログスイッチが電圧降下の少な
い整流を行なうことができるとともに、アナログスイッ
チのオン抵抗は温度依存性が小さいので、復調器の出力
信号の直線性および出力のＳＮ比を向上させることがで
き、その結果この復調器を用いた変位測定器の測定精度
を向上させることができるという効果がある。
交流信号を検波する一組の整流素子と、各整流素子と加
算点との間に直列接続され検波された信号同士の和をと
る一組の加算抵抗と、その加算結果の平均値をとる積分
回路とからなる復調器において、上記整流素子としてそ
れぞれアナログスイッチを使用するとともに、入力信号
の極性を判定する比較器を設け、この比較器の出力によ
って上記一組のアナログスイッチをオン、オフさせるよ
うに構成したので、アナログスイッチが電圧降下の少な
い整流を行なうことができるとともに、アナログスイッ
チのオン抵抗は温度依存性が小さいので、復調器の出力
信号の直線性および出力のＳＮ比を向上させることがで
き、その結果この復調器を用いた変位測定器の測定精度
を向上させることができるという効果がある。
【００２５】また、積分回路を構成するフィードバック
抵抗と直列にダミーのアナログスイッチを接続するか、
もしくは積分回路の次段に増幅回路を設けてその増幅回
路を構成するフィードバック抵抗と直列にダミーのアナ
ログスイッチを接続するようにしたので、アナログスイ
ッチのオン抵抗による出力への影響を、ダミーのアナロ
グスイッチで補償することができるため、さらに復調器
の性能を向上させることができるという効果がある。
抵抗と直列にダミーのアナログスイッチを接続するか、
もしくは積分回路の次段に増幅回路を設けてその増幅回
路を構成するフィードバック抵抗と直列にダミーのアナ
ログスイッチを接続するようにしたので、アナログスイ
ッチのオン抵抗による出力への影響を、ダミーのアナロ
グスイッチで補償することができるため、さらに復調器
の性能を向上させることができるという効果がある。
【図１】従来の差動変圧式変位測定器の一実施例を示す
ブロック図である。
ブロック図である。
【図２】従来の復調器およびこれを使用した差動変圧式
変位測定器の一実施例を示す回路構成図である。
変位測定器の一実施例を示す回路構成図である。
【図３】復調器の入力波形、内部信号の波形および出力
波形を示す波形図である。
波形を示す波形図である。
【図４】本発明に係る復調器およびこれを使用した差動
変圧式変位測定器の一実施例を示す回路構成図である。
変圧式変位測定器の一実施例を示す回路構成図である。
【図５】本発明に係る復調器およびこれを使用した差動
変圧式変位測定器の第２の実施例を示す回路構成図であ
る。
変圧式変位測定器の第２の実施例を示す回路構成図であ
る。
【図６】図５の復調器の変形例を示す回路構成図であ
る。
る。
【図７】本発明に係る変位測定器の正弦波発生回路の一
実施例を示す回路構成図である。
実施例を示す回路構成図である。
１ 正弦波発生回路 ２ 差動変圧器 ３ 復調器 Ｒｘ，Ｒｙ 加算抵抗 ＡＳＷｘ，ＡＳＷｙ アナログスイッチ ＣＰｘ，ＣＰｙ 比較器 ＡＭＰ 演算増幅器 ＡＳＷｆ ダミーアナログスイッチ
フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) G01B 7/00 - 7/34
Claims (4)
- 【請求項１】 互いに極性の異なる２つの交流信号を検
波する一組の整流素子と、各整流素子と加算点との間に
直列接続され検波された信号同士の和をとる一組の加算
抵抗と、その加算結果の平均値をとる積分回路とからな
る復調器において、上記整流素子としてそれぞれアナロ
グスイッチを使用するとともに、入力信号の極性を判定
する比較器を設け、この比較器の出力によって上記一組
のアナログスイッチをオン、オフさせるようにしたこと
を特徴とする復調器。 - 【請求項２】 上記積分回路を構成するフィードバック
抵抗と直列にダミーのアナログスイッチを接続したこと
を特徴とする請求項１に記載の復調器。 - 【請求項３】 請求項１または請求項２に記載の復調器
と、正弦波発生回路と、差動変圧器とからなり、上記正
弦波発生回路から発生された正弦波が上記差動変圧器の
一次コイル側に入力されるとともに、上記差動変圧器の
二次コイル側から出力される互いに周波数が同一で極性
の異なる２つの交流信号が上記復調器に入力され、該復
調器から上記差動変圧器へ与えられた位置情報に対応し
た直流信号が出力されるように構成されていることを特
徴とする変位測定器。 - 【請求項４】 請求項１に記載の復調器と、正弦波発生
回路と、差動変圧器とからなり、上記正弦波発生回路か
ら発生された正弦波が上記差動変圧器の一次コイル側に
入力されるとともに、上記差動変圧器の二次コイル側か
ら出力される互いに周波数が同一で極性の異なる２つの
交流信号が上記復調器に入力され、該復調器から上記差
動変圧器へ与えられた位置情報に対応した直流信号が出
力されるように構成され、さらに上記正弦波発生回路は
発振器、瀘波器および出力安定化回路からなり、該出力
安定化回路は演算増幅器、アナログスイッチおよび比較
器を有し、振幅制御された電源電圧を上記発振器へ供給
するように構成されていることを特徴とする変位測定
器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP08449593A JP3208429B2 (ja) | 1993-04-12 | 1993-04-12 | 復調器およびそれを用いた変位測定器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP08449593A JP3208429B2 (ja) | 1993-04-12 | 1993-04-12 | 復調器およびそれを用いた変位測定器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06294604A JPH06294604A (ja) | 1994-10-21 |
| JP3208429B2 true JP3208429B2 (ja) | 2001-09-10 |
Family
ID=13832233
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP08449593A Expired - Fee Related JP3208429B2 (ja) | 1993-04-12 | 1993-04-12 | 復調器およびそれを用いた変位測定器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3208429B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP3209975B1 (en) | 2014-10-24 | 2020-12-02 | Moog Inc. | Position sensor assembly |
| CN114136345B (zh) * | 2021-11-26 | 2024-09-03 | 南京晨光集团有限责任公司 | 一种lvdt/rvdt模拟解调电路 |
-
1993
- 1993-04-12 JP JP08449593A patent/JP3208429B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06294604A (ja) | 1994-10-21 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |