JPH07107060A - 復調器 - Google Patents
復調器Info
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- JPH07107060A JPH07107060A JP26776893A JP26776893A JPH07107060A JP H07107060 A JPH07107060 A JP H07107060A JP 26776893 A JP26776893 A JP 26776893A JP 26776893 A JP26776893 A JP 26776893A JP H07107060 A JPH07107060 A JP H07107060A
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- Japan
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- frequency component
- frequency
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- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 ディジタル技術を用いて搬送波信号の復調を
行うにあたって、サンプリング周波数を低くすることに
より、演算素子の処理時間を十分に取るようにした復調
器を提供する。 【構成】 変調された搬送波信号を周波数０を跨ぐ帯域
へ移動する変換手段と、この変換手段から出力された信
号を負の周波数成分と正の周波数成分とに分離する分離
手段と、この分離手段から出力された負の周波数成分と
正の周波数成分とを使って復調を行う復調手段とを備え
るようにする。
行うにあたって、サンプリング周波数を低くすることに
より、演算素子の処理時間を十分に取るようにした復調
器を提供する。 【構成】 変調された搬送波信号を周波数０を跨ぐ帯域
へ移動する変換手段と、この変換手段から出力された信
号を負の周波数成分と正の周波数成分とに分離する分離
手段と、この分離手段から出力された負の周波数成分と
正の周波数成分とを使って復調を行う復調手段とを備え
るようにする。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、複数の副搬送波を用い
た変調方式を採用した無線、有線の通信機における復調
器に関する。
た変調方式を採用した無線、有線の通信機における復調
器に関する。
【０００２】
【従来の技術】ディジタル方式のＭＣＡシステムにおい
て、複数の副搬送波を用いた変調方式を採用したものが
提案されている。これら複数の副搬送波を用いた変調方
式を採用した通信機では、任意の信号で変調された搬送
波信号を伝送路へ送信したときの周波数帯域の分布は図
５に示したように表現される。当該搬送波帯域は中心周
波数ωL0の両側に副搬送波帯域ａ，ｂが分布し、帯域幅
Ｗを有する当該チャンネルＣ１の両側には、同様な帯域
構成の隣接チャンネルＣ２，Ｃ３が存在している。
て、複数の副搬送波を用いた変調方式を採用したものが
提案されている。これら複数の副搬送波を用いた変調方
式を採用した通信機では、任意の信号で変調された搬送
波信号を伝送路へ送信したときの周波数帯域の分布は図
５に示したように表現される。当該搬送波帯域は中心周
波数ωL0の両側に副搬送波帯域ａ，ｂが分布し、帯域幅
Ｗを有する当該チャンネルＣ１の両側には、同様な帯域
構成の隣接チャンネルＣ２，Ｃ３が存在している。
【０００３】このような搬送波信号から元の信号を復調
（検波）するために搬送波信号を低周波に変換する過程
で、この搬送波信号を帯域通過型フィルター等を通過さ
せることにより、当該チャンネルＣ１のみを取り出すこ
とが行われている。図６は、このようにして取り出され
た当該チャンネルＣ１の帯域分布を示している。このよ
うな方式においては、図６からも明らかなように当該チ
ャンネルＣ１の帯域は周波数０を跨がず、負の周波数成
分を発生しないで、搬送波信号を低周波帯域へと変換し
ていくことが通常行われている。
（検波）するために搬送波信号を低周波に変換する過程
で、この搬送波信号を帯域通過型フィルター等を通過さ
せることにより、当該チャンネルＣ１のみを取り出すこ
とが行われている。図６は、このようにして取り出され
た当該チャンネルＣ１の帯域分布を示している。このよ
うな方式においては、図６からも明らかなように当該チ
ャンネルＣ１の帯域は周波数０を跨がず、負の周波数成
分を発生しないで、搬送波信号を低周波帯域へと変換し
ていくことが通常行われている。
【０００４】上記方式では、さらに複数の副搬送波を分
離する際は、当該チャンネルＣ１の全帯域を包括する処
理を行うことが必要になる。ここで、ディジタル・シグ
ナル・プロセッサー（ＤＳＰ）と称されるデバイス、及
びそれを用いた技術が出現して飛躍的に発展してきてお
り、これらの技術を復調部分に適用する試みがなされて
いる。このようなディジタル技術を用いて搬送波信号の
復調を行うにあたっては、サンプリング・レートの決定
が重要なポイントとなる。
離する際は、当該チャンネルＣ１の全帯域を包括する処
理を行うことが必要になる。ここで、ディジタル・シグ
ナル・プロセッサー（ＤＳＰ）と称されるデバイス、及
びそれを用いた技術が出現して飛躍的に発展してきてお
り、これらの技術を復調部分に適用する試みがなされて
いる。このようなディジタル技術を用いて搬送波信号の
復調を行うにあたっては、サンプリング・レートの決定
が重要なポイントとなる。
【０００５】Ａ／Ｄ変換の技術において折り返しが生ず
る性質があることから、サンプリング周波数を入力信号
の最高周波数の２倍以上に設定しなければならないこと
は、標本化定理から明らかである。しかるに、ＤＳＰの
内部の設計はこのサンプリング周波数に同期して処理を
行うことになる。このことから、処理を行う入力信号の
最高周波数が高くなるほど、サンプリング周波数を対応
して高くする必要があり、これに伴いＤＳＰの処理の繰
り返し回数も多くせざるを得なくになる。換言すれば、
ＤＳＰの処理時間を十分に取れないという不具合が生じ
てくる。
る性質があることから、サンプリング周波数を入力信号
の最高周波数の２倍以上に設定しなければならないこと
は、標本化定理から明らかである。しかるに、ＤＳＰの
内部の設計はこのサンプリング周波数に同期して処理を
行うことになる。このことから、処理を行う入力信号の
最高周波数が高くなるほど、サンプリング周波数を対応
して高くする必要があり、これに伴いＤＳＰの処理の繰
り返し回数も多くせざるを得なくになる。換言すれば、
ＤＳＰの処理時間を十分に取れないという不具合が生じ
てくる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】このように、従来の技
術においては、ディジタル技術を用いて搬送波信号の復
調を行う際は、サンプリング周波数をより高くする必要
があるので、演算素子の処理時間が十分に取れず、よっ
て高度な演算処理が確保できないという問題がある。そ
こで、この問題を解決するために、周波数０を跨いだ帯
域に搬送波を移動し、周波数の絶対値を下げるという方
法が考えられる。しかしその方法では周波数０点を折り
返しとして生ずる負の周波数成分と正の周波数成分を分
離することが難しく、実質的に高度な演算処理が行えな
いという問題が残る。
術においては、ディジタル技術を用いて搬送波信号の復
調を行う際は、サンプリング周波数をより高くする必要
があるので、演算素子の処理時間が十分に取れず、よっ
て高度な演算処理が確保できないという問題がある。そ
こで、この問題を解決するために、周波数０を跨いだ帯
域に搬送波を移動し、周波数の絶対値を下げるという方
法が考えられる。しかしその方法では周波数０点を折り
返しとして生ずる負の周波数成分と正の周波数成分を分
離することが難しく、実質的に高度な演算処理が行えな
いという問題が残る。
【０００７】本発明は以上のような問題に鑑みてなされ
たもので、ディジタル技術を用いて搬送波信号の復調を
行う際に、周波数０を折り返して正と負の周波数成分を
分離することができ、これにより演算素子の処理時間を
十分に取ることができ、よってより高度な演算処理が可
能な復調器を提供することを目的とするものである。
たもので、ディジタル技術を用いて搬送波信号の復調を
行う際に、周波数０を折り返して正と負の周波数成分を
分離することができ、これにより演算素子の処理時間を
十分に取ることができ、よってより高度な演算処理が可
能な復調器を提供することを目的とするものである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明は、任意の信号で
変調された搬送波信号から元の信号を復調する復調器に
おいて、前記変調された搬送波信号を周波数０を跨ぐ帯
域へ移動する変換手段と、この変換手段から出力された
信号を負の周波数成分と正の周波数成分とに分離する分
離手段と、の分離手段から出力された負の周波数成分と
正の周波数成分とを使って復調を行う復調手段とを備え
たことを特徴とする復調器である。
変調された搬送波信号から元の信号を復調する復調器に
おいて、前記変調された搬送波信号を周波数０を跨ぐ帯
域へ移動する変換手段と、この変換手段から出力された
信号を負の周波数成分と正の周波数成分とに分離する分
離手段と、の分離手段から出力された負の周波数成分と
正の周波数成分とを使って復調を行う復調手段とを備え
たことを特徴とする復調器である。
【０００９】更に、本発明は、負の周波数成分と正の周
波数成分とに分離する分離手段としてウエーバー回路を
用いたことを特徴とする復調器である。
波数成分とに分離する分離手段としてウエーバー回路を
用いたことを特徴とする復調器である。
【００１０】加えて、本発明は、負の周波数成分と正の
周波数成分との分離する分離手段としてヒルベルト変換
を用いたことを特徴とする復調器である。
周波数成分との分離する分離手段としてヒルベルト変換
を用いたことを特徴とする復調器である。
【００１１】
【作用】本発明は、変換手段が変調された搬送波信号を
周波数０を跨ぐ帯域へ移動して、周波数０を折り返し点
として生ずる負の周波数成分と正の周波数成分を共に利
用することによって実際の当該チャンネルの周波数帯域
幅を狭くさせ、分離手段がこの変換手段から出力された
信号を負の周波数成分と正の周波数成分とに分離し、復
調手段がこの分離手段から出力された負の周波数成分と
正の周波数成分とを使って復調を行う。
周波数０を跨ぐ帯域へ移動して、周波数０を折り返し点
として生ずる負の周波数成分と正の周波数成分を共に利
用することによって実際の当該チャンネルの周波数帯域
幅を狭くさせ、分離手段がこの変換手段から出力された
信号を負の周波数成分と正の周波数成分とに分離し、復
調手段がこの分離手段から出力された負の周波数成分と
正の周波数成分とを使って復調を行う。
【００１２】更に本発明は、ウエーバー回路を用いるこ
とにより、負の周波数成分と正の周波数成分とに分離す
ることができ、結果的に上記内容と同様の機能を有す
る。
とにより、負の周波数成分と正の周波数成分とに分離す
ることができ、結果的に上記内容と同様の機能を有す
る。
【００１３】加えて本発明は、ヒルベルト変換手段を用
いることにより、負の周波数成分と正の周波数成分とに
分離することができ、結果的に上記内容と同様の機能を
有する。
いることにより、負の周波数成分と正の周波数成分とに
分離することができ、結果的に上記内容と同様の機能を
有する。
【００１４】
【実施例】図面を参照して本発明を実施例に基づき説明
する。復調器Ｄを示すブロック図は、図で表わされ、１
は第１の局発発振器、２は第１の乗算器、３は第２の乗
算器、４は第１のＬＰＦ（ローパスフィルター）、５は
第２のＬＰＦ、６は（π／２）シフト器、７は第１の加
算器、８は第２の加算器である。また、（π／２）シフ
ト器６の構成を示すブロック図は図２で表わされ、９は
第２の局発発振器、１０は第３の乗算器、１１は第４の
乗算器、１２は第３のＬＰＦ、１３は第４のＬＰＦ、１
４は第５の乗算器、１５は第６の乗算器、１６は第３の
加算器である。ここで、第１の局発発振器１と、第１の
乗算器２と、第２の乗算器３と、第１のＬＰＦ４と、第
２のＬＰＦ５により、搬送波信号を周波数０において跨
ぐ帯域へ移動するための変換手段を構成している（図１
の点線）。また、（π／２）シフト器６と、第１の加算
器７と、第２の加算器８により、負の周波数成分と正の
周波数成分を分離するための手段を構成している。
する。復調器Ｄを示すブロック図は、図で表わされ、１
は第１の局発発振器、２は第１の乗算器、３は第２の乗
算器、４は第１のＬＰＦ（ローパスフィルター）、５は
第２のＬＰＦ、６は（π／２）シフト器、７は第１の加
算器、８は第２の加算器である。また、（π／２）シフ
ト器６の構成を示すブロック図は図２で表わされ、９は
第２の局発発振器、１０は第３の乗算器、１１は第４の
乗算器、１２は第３のＬＰＦ、１３は第４のＬＰＦ、１
４は第５の乗算器、１５は第６の乗算器、１６は第３の
加算器である。ここで、第１の局発発振器１と、第１の
乗算器２と、第２の乗算器３と、第１のＬＰＦ４と、第
２のＬＰＦ５により、搬送波信号を周波数０において跨
ぐ帯域へ移動するための変換手段を構成している（図１
の点線）。また、（π／２）シフト器６と、第１の加算
器７と、第２の加算器８により、負の周波数成分と正の
周波数成分を分離するための手段を構成している。
【００１５】復調器Ｄに入力される変調搬送波信号ｓ
（ｔ）は、図３に示すように、副搬送波帯域Ａ、Ｂの中
心角周波数をそれぞれω1、ω2としたとき、次式で表わ
される。 ｓ（ｔ）＝Ａ1（ｔ）ｃｏｓ（ω1ｔ＋φ1（ｔ））＋ Ａ2（ｔ）ｃｏｓ（ω2ｔ＋φ2（ｔ）） …（１） 但し、Ａ1（ｔ）、Ａ2（ｔ）；振幅変調成分 φ1（ｔ）、φ2（ｔ）；位相変調成分 この変調搬送波信号ｓ（ｔ）を、図１の第１の局発発振
器１からの中心角周波数ωLを有するそれぞれの搬送波
ｓｉｎωLｔ、ｃｏｓωLｔと共に、それぞれ直交復調器
として動作する第１の乗算器２及び第２の乗算器３に乗
ずると、第１の乗算器２からは次式の信号ｓ１（ｔ）が
出力される。 ｓ１（ｔ）＝Ａ1（ｔ）ｓｉｎ（（ω1＋ωL）ｔ＋φ1（ｔ））− Ａ1（ｔ）ｓｉｎ（（ω1−ωL）ｔ＋φ1（ｔ））＋ Ａ2（ｔ）ｓｉｎ（（ω2＋ωL）ｔ＋φ2（ｔ））− Ａ2（ｔ）ｓｉｎ（（ω2−ωL）ｔ＋φ2（ｔ）） …（２） （ここで、×２、×（１／２）等の乗数は省略してい
る。以下、同じ）この信号ｓｌ（ｔ）は第１のＬＰＦ４
を通過した後、次式の信号ｓ１’（ｔ）となって出力さ
れる。 ｓ１’（ｔ）＝−Ａ1（ｔ）ｓｉｎ（（ω1−ωL）ｔ＋φ1（ｔ））− Ａ2（ｔ）ｓｉｎ（（ω2−ωL）ｔ＋φ2（ｔ）） …（３） ここで、副搬送波帯域Ａ、Ｂの中心角周波数ω1、ω
2は、図４に示すように搬送波の中心角周波数ωLからそ
れぞれωs1、ωs2、上下にずれているとすると、ω1、
ω2ははそれぞれ次式のように表わされる。ω1＝ωL−
ωs1 ω2＝ωL＋ωs2これらの関係を式（３）
に代入すると、次式が得られる。 ｓ１’（ｔ）＝−Ａ1（ｔ）ｓｉｎ（−ωs1ｔ＋φ1（ｔ））− Ａ2（ｔ）ｓｉｎ（ωs2ｔ＋φ2（ｔ）） …（４） ここで、式（４）の右辺の第１項は負の周波数であるこ
とを示している。式（４）をさらに整理すると、次式が
得られる。 ｓ１’（ｔ）＝Ａ1（ｔ）ｓｉｎ（ωs1ｔ−φ1（ｔ））− Ａ2（ｔ）ｓｉｎ（ωs2ｔ＋φ2（ｔ）） …（５）
（ｔ）は、図３に示すように、副搬送波帯域Ａ、Ｂの中
心角周波数をそれぞれω1、ω2としたとき、次式で表わ
される。 ｓ（ｔ）＝Ａ1（ｔ）ｃｏｓ（ω1ｔ＋φ1（ｔ））＋ Ａ2（ｔ）ｃｏｓ（ω2ｔ＋φ2（ｔ）） …（１） 但し、Ａ1（ｔ）、Ａ2（ｔ）；振幅変調成分 φ1（ｔ）、φ2（ｔ）；位相変調成分 この変調搬送波信号ｓ（ｔ）を、図１の第１の局発発振
器１からの中心角周波数ωLを有するそれぞれの搬送波
ｓｉｎωLｔ、ｃｏｓωLｔと共に、それぞれ直交復調器
として動作する第１の乗算器２及び第２の乗算器３に乗
ずると、第１の乗算器２からは次式の信号ｓ１（ｔ）が
出力される。 ｓ１（ｔ）＝Ａ1（ｔ）ｓｉｎ（（ω1＋ωL）ｔ＋φ1（ｔ））− Ａ1（ｔ）ｓｉｎ（（ω1−ωL）ｔ＋φ1（ｔ））＋ Ａ2（ｔ）ｓｉｎ（（ω2＋ωL）ｔ＋φ2（ｔ））− Ａ2（ｔ）ｓｉｎ（（ω2−ωL）ｔ＋φ2（ｔ）） …（２） （ここで、×２、×（１／２）等の乗数は省略してい
る。以下、同じ）この信号ｓｌ（ｔ）は第１のＬＰＦ４
を通過した後、次式の信号ｓ１’（ｔ）となって出力さ
れる。 ｓ１’（ｔ）＝−Ａ1（ｔ）ｓｉｎ（（ω1−ωL）ｔ＋φ1（ｔ））− Ａ2（ｔ）ｓｉｎ（（ω2−ωL）ｔ＋φ2（ｔ）） …（３） ここで、副搬送波帯域Ａ、Ｂの中心角周波数ω1、ω
2は、図４に示すように搬送波の中心角周波数ωLからそ
れぞれωs1、ωs2、上下にずれているとすると、ω1、
ω2ははそれぞれ次式のように表わされる。ω1＝ωL−
ωs1 ω2＝ωL＋ωs2これらの関係を式（３）
に代入すると、次式が得られる。 ｓ１’（ｔ）＝−Ａ1（ｔ）ｓｉｎ（−ωs1ｔ＋φ1（ｔ））− Ａ2（ｔ）ｓｉｎ（ωs2ｔ＋φ2（ｔ）） …（４） ここで、式（４）の右辺の第１項は負の周波数であるこ
とを示している。式（４）をさらに整理すると、次式が
得られる。 ｓ１’（ｔ）＝Ａ1（ｔ）ｓｉｎ（ωs1ｔ−φ1（ｔ））− Ａ2（ｔ）ｓｉｎ（ωs2ｔ＋φ2（ｔ）） …（５）
【００１６】同様にして、第２の乗算器３からは次式の
信号ｓ２（ｔ）が出力される。 ｓ２（ｔ）＝Ａ1（ｔ）ｃｏｓ（（ω1＋ωL）ｔ＋φ1（ｔ））＋ Ａ1（ｔ）ｃｏｓ（（ω1−ωL）ｔ＋φ1（ｔ））＋ Ａ2（ｔ）ｃｏｓ（（ω2＋ωL）ｔ＋φ2（ｔ））＋ Ａ2（ｔ）ｃｏｓ（（ω2−ωL）ｔ＋φ2（ｔ）） …（６） この信号ｓ２（ｔ）は第２のＬＰＦ５を通過した後、次
式の信号ｓ２’（ｔ）となって出力される。 ｓ２’（ｔ）＝Ａ1（ｔ）ｃｏｓ（（ω1−ωL）ｔ＋φ1（ｔ））＋ Ａ2（ｔ）ｃｏｓ（（ω2−ωL）ｔ＋φ2（ｔ）） …（７） ここで、副搬送波帯域Ａ、Ｂの中心角周波数ω1、ω
2は、搬送波の中心角周波数ωLからそれぞれωs1、
ωs2、上下にずれているとすると、ω1、ω2はそれぞれ
次式のように表わされる。ω1＝ωL−ωs1 ω
2＝ωL＋ωs2これらの関係を式（７）に代入すると、次
式が得られる。 ｓ２’（ｔ）＝Ａ1（ｔ）ｃｏｓ（−ωs1ｔ＋φ1（ｔ））＋ Ａ2（ｔ）ｃｏｓ（ωs2ｔ＋φ2（ｔ）） 上式の右辺第１項は式（４）と同様に負の周波数である
ことを示している。この式をさらに整理すると次式が得
られる。 ｓ２’（ｔ）＝Ａ1（ｔ）ｃｏｓ（ωs1ｔ−φ1（ｔ））＋ Ａ2（ｔ）ｃｏｓ（ωs2ｔ＋φ2（ｔ）） …（８） 式（５）と式（８）によって示される信号は、上述の変
換により、図４に示したように搬送波信号ｓ（ｔ）が周
波数０を跨ぐ帯域へ移動したことを示している。
信号ｓ２（ｔ）が出力される。 ｓ２（ｔ）＝Ａ1（ｔ）ｃｏｓ（（ω1＋ωL）ｔ＋φ1（ｔ））＋ Ａ1（ｔ）ｃｏｓ（（ω1−ωL）ｔ＋φ1（ｔ））＋ Ａ2（ｔ）ｃｏｓ（（ω2＋ωL）ｔ＋φ2（ｔ））＋ Ａ2（ｔ）ｃｏｓ（（ω2−ωL）ｔ＋φ2（ｔ）） …（６） この信号ｓ２（ｔ）は第２のＬＰＦ５を通過した後、次
式の信号ｓ２’（ｔ）となって出力される。 ｓ２’（ｔ）＝Ａ1（ｔ）ｃｏｓ（（ω1−ωL）ｔ＋φ1（ｔ））＋ Ａ2（ｔ）ｃｏｓ（（ω2−ωL）ｔ＋φ2（ｔ）） …（７） ここで、副搬送波帯域Ａ、Ｂの中心角周波数ω1、ω
2は、搬送波の中心角周波数ωLからそれぞれωs1、
ωs2、上下にずれているとすると、ω1、ω2はそれぞれ
次式のように表わされる。ω1＝ωL−ωs1 ω
2＝ωL＋ωs2これらの関係を式（７）に代入すると、次
式が得られる。 ｓ２’（ｔ）＝Ａ1（ｔ）ｃｏｓ（−ωs1ｔ＋φ1（ｔ））＋ Ａ2（ｔ）ｃｏｓ（ωs2ｔ＋φ2（ｔ）） 上式の右辺第１項は式（４）と同様に負の周波数である
ことを示している。この式をさらに整理すると次式が得
られる。 ｓ２’（ｔ）＝Ａ1（ｔ）ｃｏｓ（ωs1ｔ−φ1（ｔ））＋ Ａ2（ｔ）ｃｏｓ（ωs2ｔ＋φ2（ｔ）） …（８） 式（５）と式（８）によって示される信号は、上述の変
換により、図４に示したように搬送波信号ｓ（ｔ）が周
波数０を跨ぐ帯域へ移動したことを示している。
【００１７】続いて、上式（５）の信号ｓ１’を（π／
２）シフト器６に通すと、次式の信号となって出力され
る。 ｓ１”（ｔ）＝Ａ1（ｔ）ｃｏｓ（ωs1ｔ−φ1（ｔ））− Ａ2（ｔ）ｃｏｓ（ωs2ｔ＋φ2（ｔ）） …（９） 次に、第１の加算器７で上式（８）＋（９）の演算処理
を行うと、次式で示される信号が出力される。 ２Ａ1（ｔ）ｃｏｓ（ωs1ｔ−φ1（ｔ）） …（１０） この式（１０）の信号は、図４に示したように搬送波中
心角周波数ωLの下側（左側）に分布している負の周波
数成分を表わしている。同様にして、第２の加算器８で
上式（８）−（９）の演算処理を行うと、次式で示され
る信号が出力される。 ２Ａ2（ｔ）ｃｏｓ（ωs2ｔ＋φ2（ｔ）） …（１１） この式（１１）の信号は、図４に示したように搬送波中
心角周波数ωLの上側（右側）に分布している負の周波
数成分を表わしている。このように、上式（５）で示さ
れる信号ｓ１’を（π／２）シフト器６によって、負の
周波数成分と正の周波数成分とに分離することができ
る。ここで、負の周波数成分の位相変調成分は−の値と
なり、極性が反転することとなるが、復調時に容易に元
に戻すことができるので、何ら問題は生じない。
２）シフト器６に通すと、次式の信号となって出力され
る。 ｓ１”（ｔ）＝Ａ1（ｔ）ｃｏｓ（ωs1ｔ−φ1（ｔ））− Ａ2（ｔ）ｃｏｓ（ωs2ｔ＋φ2（ｔ）） …（９） 次に、第１の加算器７で上式（８）＋（９）の演算処理
を行うと、次式で示される信号が出力される。 ２Ａ1（ｔ）ｃｏｓ（ωs1ｔ−φ1（ｔ）） …（１０） この式（１０）の信号は、図４に示したように搬送波中
心角周波数ωLの下側（左側）に分布している負の周波
数成分を表わしている。同様にして、第２の加算器８で
上式（８）−（９）の演算処理を行うと、次式で示され
る信号が出力される。 ２Ａ2（ｔ）ｃｏｓ（ωs2ｔ＋φ2（ｔ）） …（１１） この式（１１）の信号は、図４に示したように搬送波中
心角周波数ωLの上側（右側）に分布している負の周波
数成分を表わしている。このように、上式（５）で示さ
れる信号ｓ１’を（π／２）シフト器６によって、負の
周波数成分と正の周波数成分とに分離することができ
る。ここで、負の周波数成分の位相変調成分は−の値と
なり、極性が反転することとなるが、復調時に容易に元
に戻すことができるので、何ら問題は生じない。
【００１８】次に、（π／２）シフト器６における動作
の詳細を、図２を参照して説明する。なお、（π／２）
シフト器６としてはウエーバー（Ｗｅａｖｅｒ）回路を
使用した例で説明する。上式（５）の信号ｓ１’を、図
２の第２の局発発振器９からの中心角周波数ωLを有す
るそれぞれの搬送波ｓｉｎωkｔ、ｃｏｓωkｔと共に、
それぞれ直交復調器として動作する第３の乗算器１０及
び第４の乗算器１１に乗ずると、第３の乗算器１０から
は次式の信号ｓ３（ｔ）が出力される。 ｓ３（ｔ）＝−Ａ1（ｔ）ｃｏｓ（ωs1ｔ−φ1（ｔ）＋ωkｔ）＋ Ａ1（ｔ）ｃｏｓ（ωs1ｔ−φ1（ｔ）−ωkｔ）＋ Ａ2（ｔ）ｃｏｓ（ωs2ｔ＋φ2（ｔ）＋ωkｔ）− Ａ2（ｔ）ｃｏｓ（ωs2ｔ＋φ2（ｔ）−ωkｔ） …（１２） この信号ｓ３（ｔ）は第３のＬＰＦ１２を通過した後、
次式の信号ｓ３’（ｔ）となって出力される。 ｓ３’（ｔ）＝Ａ1（ｔ）ｃｏｓ（ωs1ｔ−φ1（ｔ）−ωkｔ）− Ａ2（ｔ）ｃｏｓ（ωs2ｔ＋φ2（ｔ）−ωkｔ） …（１３）
の詳細を、図２を参照して説明する。なお、（π／２）
シフト器６としてはウエーバー（Ｗｅａｖｅｒ）回路を
使用した例で説明する。上式（５）の信号ｓ１’を、図
２の第２の局発発振器９からの中心角周波数ωLを有す
るそれぞれの搬送波ｓｉｎωkｔ、ｃｏｓωkｔと共に、
それぞれ直交復調器として動作する第３の乗算器１０及
び第４の乗算器１１に乗ずると、第３の乗算器１０から
は次式の信号ｓ３（ｔ）が出力される。 ｓ３（ｔ）＝−Ａ1（ｔ）ｃｏｓ（ωs1ｔ−φ1（ｔ）＋ωkｔ）＋ Ａ1（ｔ）ｃｏｓ（ωs1ｔ−φ1（ｔ）−ωkｔ）＋ Ａ2（ｔ）ｃｏｓ（ωs2ｔ＋φ2（ｔ）＋ωkｔ）− Ａ2（ｔ）ｃｏｓ（ωs2ｔ＋φ2（ｔ）−ωkｔ） …（１２） この信号ｓ３（ｔ）は第３のＬＰＦ１２を通過した後、
次式の信号ｓ３’（ｔ）となって出力される。 ｓ３’（ｔ）＝Ａ1（ｔ）ｃｏｓ（ωs1ｔ−φ1（ｔ）−ωkｔ）− Ａ2（ｔ）ｃｏｓ（ωs2ｔ＋φ2（ｔ）−ωkｔ） …（１３）
【００１９】同様にして、第４の乗算器１１からは次式
の信号ｓ４（ｔ）が出力される。 ｓ４（ｔ）＝Ａ1（ｔ）ｓｉｎ（ωs1ｔ−φ1（ｔ）＋ωkｔ）＋ Ａ1（ｔ）ｓｉｎ（ωs1ｔ−φ1（ｔ）−ωkｔ）− Ａ2（ｔ）ｓｉｎ（ωs2ｔ＋φ2（ｔ）＋ωkｔ）− Ａ2（ｔ）ｓｉｎ（ωs2ｔ＋φ2（ｔ）−ωkｔ） …（１４） この信号ｓ４（ｔ）は第４のＬＰＦ１３を通過した後、
次式の信号ｓ４’（ｔ）となって出力される。 ｓ４’（ｔ）＝Ａ1（ｔ）ｓｉｎ（ωs1ｔ−φ1（ｔ）−ωkｔ）− Ａ2（ｔ）ｓｉｎ（ωs2ｔ＋φ2（ｔ）−ωkｔ） …（１５）
の信号ｓ４（ｔ）が出力される。 ｓ４（ｔ）＝Ａ1（ｔ）ｓｉｎ（ωs1ｔ−φ1（ｔ）＋ωkｔ）＋ Ａ1（ｔ）ｓｉｎ（ωs1ｔ−φ1（ｔ）−ωkｔ）− Ａ2（ｔ）ｓｉｎ（ωs2ｔ＋φ2（ｔ）＋ωkｔ）− Ａ2（ｔ）ｓｉｎ（ωs2ｔ＋φ2（ｔ）−ωkｔ） …（１４） この信号ｓ４（ｔ）は第４のＬＰＦ１３を通過した後、
次式の信号ｓ４’（ｔ）となって出力される。 ｓ４’（ｔ）＝Ａ1（ｔ）ｓｉｎ（ωs1ｔ−φ1（ｔ）−ωkｔ）− Ａ2（ｔ）ｓｉｎ（ωs2ｔ＋φ2（ｔ）−ωkｔ） …（１５）
【００２０】次に、第５の乗算器１４で上式（１３）の
信号ｓ３’（ｔ）に搬送波ｃｏｓωkｔを乗ずると、次
式で示される信号が出力される。 ｓ３”（ｔ）＝Ａ1（ｔ）ｃｏｓ（ωs1ｔ−φ1（ｔ））＋ Ａ1（ｔ）ｃｏｓ（ωs1ｔ−φ1（ｔ）−２ωkｔ）− Ａ2（ｔ）ｃｏｓ（ωs2ｔ＋φ2（ｔ））− Ａ2（ｔ）ｃｏｓ（ωs2ｔ＋φ2（ｔ）−２ωkｔ）…（１６） 同様にして、第６の乗算器１５に上式（１５）の信号ｓ
４’（ｔ）に搬送波ｓｉｎωkｔを乗ずると、次式で示
される信号が出力される。 ｓ４”（ｔ）＝−Ａ1（ｔ）ｃｏｓ（ωs1ｔ−φ1（ｔ））＋ Ａ1（ｔ）ｃｏｓ（ωs1ｔ−φ1（ｔ）−２ωkｔ）＋ Ａ2（ｔ）ｃｏｓ（ωs2ｔ＋φ2（ｔ））− Ａ2（ｔ）ｃｏｓ（ωs2ｔ＋φ2（ｔ）−２ωkｔ）…（１７）
信号ｓ３’（ｔ）に搬送波ｃｏｓωkｔを乗ずると、次
式で示される信号が出力される。 ｓ３”（ｔ）＝Ａ1（ｔ）ｃｏｓ（ωs1ｔ−φ1（ｔ））＋ Ａ1（ｔ）ｃｏｓ（ωs1ｔ−φ1（ｔ）−２ωkｔ）− Ａ2（ｔ）ｃｏｓ（ωs2ｔ＋φ2（ｔ））− Ａ2（ｔ）ｃｏｓ（ωs2ｔ＋φ2（ｔ）−２ωkｔ）…（１６） 同様にして、第６の乗算器１５に上式（１５）の信号ｓ
４’（ｔ）に搬送波ｓｉｎωkｔを乗ずると、次式で示
される信号が出力される。 ｓ４”（ｔ）＝−Ａ1（ｔ）ｃｏｓ（ωs1ｔ−φ1（ｔ））＋ Ａ1（ｔ）ｃｏｓ（ωs1ｔ−φ1（ｔ）−２ωkｔ）＋ Ａ2（ｔ）ｃｏｓ（ωs2ｔ＋φ2（ｔ））− Ａ2（ｔ）ｃｏｓ（ωs2ｔ＋φ2（ｔ）−２ωkｔ）…（１７）
【００２１】続いて、第３の加算器１６で上式（１６）
−（１７）の演算処理を行うと、次式で示される信号が
出力される。 Ａ1（ｔ）ｃｏｓ（ωs1ｔ−φ1（ｔ））− Ａ2（ｔ）ｃｏｓ（ωs2ｔ＋φ2（ｔ）） …（１８） この式（１８）の信号は正に前記した式（９）の信号を
示していることになる。上式（１０）の負の周波数成分
及び上式（１１）の正の周波数成分は、この後復調を行
うために使用される。
−（１７）の演算処理を行うと、次式で示される信号が
出力される。 Ａ1（ｔ）ｃｏｓ（ωs1ｔ−φ1（ｔ））− Ａ2（ｔ）ｃｏｓ（ωs2ｔ＋φ2（ｔ）） …（１８） この式（１８）の信号は正に前記した式（９）の信号を
示していることになる。上式（１０）の負の周波数成分
及び上式（１１）の正の周波数成分は、この後復調を行
うために使用される。
【００２２】復調器Ｄは、上述したように構成されてい
る。ここで、復調器Ｄが搬送波信号を受けると変換手段
が、搬送波信号を周波数０を跨ぐ帯域へ移動させ、この
信号を負の周波数成分と正の周波数成分とに分離して、
これら両成分を使用して復調を行うようにする。従っ
て、このように正の周波数成分と負の周波数成分を簡便
に分離することができるので、実際に処理する周波数帯
域幅は狭くすることができ、半分の周波数帯域の処理で
目的を達成することができる。この結果、ＤＳＰを用い
て処理する際にサンプリング周波数を半分に低下させる
ことが可能になるので、ＤＳＰの処理時間を十分に取る
ことができる。このことは、従来と同一のＤＳＰを使用
したときの信号処理能力を２倍にアップできることを示
しており、従来低コストでは実現不可能であった処理を
実現することができる。逆に、従来の半分の処理能力し
か持たないＤＳＰを使用することを可能にしており、コ
ストダウンを図ることができる。なお、復調器Ｄは、
（π／２）シフト器として、ウエーバー回路を用いて説
明したが、これに代えてヒルベルト（Ｈｉｌｂｅｒｔ）
変換を用いても、同様な作用及び効果を得ることができ
る。
る。ここで、復調器Ｄが搬送波信号を受けると変換手段
が、搬送波信号を周波数０を跨ぐ帯域へ移動させ、この
信号を負の周波数成分と正の周波数成分とに分離して、
これら両成分を使用して復調を行うようにする。従っ
て、このように正の周波数成分と負の周波数成分を簡便
に分離することができるので、実際に処理する周波数帯
域幅は狭くすることができ、半分の周波数帯域の処理で
目的を達成することができる。この結果、ＤＳＰを用い
て処理する際にサンプリング周波数を半分に低下させる
ことが可能になるので、ＤＳＰの処理時間を十分に取る
ことができる。このことは、従来と同一のＤＳＰを使用
したときの信号処理能力を２倍にアップできることを示
しており、従来低コストでは実現不可能であった処理を
実現することができる。逆に、従来の半分の処理能力し
か持たないＤＳＰを使用することを可能にしており、コ
ストダウンを図ることができる。なお、復調器Ｄは、
（π／２）シフト器として、ウエーバー回路を用いて説
明したが、これに代えてヒルベルト（Ｈｉｌｂｅｒｔ）
変換を用いても、同様な作用及び効果を得ることができ
る。
【００２３】
【発明の効果】以上述べたように本発明によれば、搬送
波信号を周波数０を跨ぐ帯域へ移動した後、この信号を
負の周波数成分と正の周波数成分とに分離して、これら
両周波数成分を使用して復調を行うように構成したこと
により、ディジタル技術を用いて搬送波信号の復調を行
うにあたって、サンプリング周波数を低くすることによ
り、演算素子の処理時間を十分に取るようにすることが
できるという効果が得られる。
波信号を周波数０を跨ぐ帯域へ移動した後、この信号を
負の周波数成分と正の周波数成分とに分離して、これら
両周波数成分を使用して復調を行うように構成したこと
により、ディジタル技術を用いて搬送波信号の復調を行
うにあたって、サンプリング周波数を低くすることによ
り、演算素子の処理時間を十分に取るようにすることが
できるという効果が得られる。
【図１】本発明の一実施例を示すブロック図である。
【図２】本実施例の主要部を示すブロック図である。
【図３】本実施例の動作を説明するための信号の周波数
帯域分布図である。
帯域分布図である。
【図４】本実施例によって得られる信号の周波数帯域分
布図である。
布図である。
【図５】従来の技術の動作を説明するための信号の周波
数帯域分布図である。
数帯域分布図である。
【図６】従来の技術によって得られる信号の周波数帯域
分布図である。
分布図である。
Ｄ 復調器 １，９ 局発発振器 ２，３，１０，１１，１４，１５ 乗算器 ４，５，１２，１３ ＬＰＦ（ローパスフィルター） ６ （π／２）シフト器 ７，８，１６ 加算器
Claims (3)
- 【請求項１】 任意の信号で変調された搬送波信号から
元の信号を復調する復調器において、前記変調された搬
送波信号を周波数０を跨ぐ帯域へ移動する変換手段と、
この変換手段から出力された信号を負の周波数成分と正
の周波数成分とに分離する分離手段と、この分離手段か
ら出力された負の周波数成分と正の周波数成分とを使っ
て復調を行う復調手段とを備えたことを特徴とする復調
器。 - 【請求項２】 負の周波数成分と正の周波数成分とに分
離する分離手段としてウエーバー回路を用いたことを特
徴とする請求項１に記載の復調器。 - 【請求項３】 負の周波数成分と正の周波数成分との分
離する分離手段としてヒルベルト変換を用いたことを特
徴とする請求項１に記載の復調器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26776893A JP3253780B2 (ja) | 1993-10-01 | 1993-10-01 | 復調器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26776893A JP3253780B2 (ja) | 1993-10-01 | 1993-10-01 | 復調器 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07107060A true JPH07107060A (ja) | 1995-04-21 |
| JP3253780B2 JP3253780B2 (ja) | 2002-02-04 |
Family
ID=17449322
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP26776893A Expired - Fee Related JP3253780B2 (ja) | 1993-10-01 | 1993-10-01 | 復調器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3253780B2 (ja) |
-
1993
- 1993-10-01 JP JP26776893A patent/JP3253780B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3253780B2 (ja) | 2002-02-04 |
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