JPH06224867A - Ｆｍステレオ信号のａｍ変換復調装置 - Google Patents
Ｆｍステレオ信号のａｍ変換復調装置Info
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- JPH06224867A JPH06224867A JP2760093A JP2760093A JPH06224867A JP H06224867 A JPH06224867 A JP H06224867A JP 2760093 A JP2760093 A JP 2760093A JP 2760093 A JP2760093 A JP 2760093A JP H06224867 A JPH06224867 A JP H06224867A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 ＦＭステレオのＦＭ−ＡＭ変換復調装置の改
善、特に、Ｃ／Ｎの向上を目的とする。 【構成】 入力端子１にはサブ信号で変調したＦＭ信号
が入力される。このＦＭ信号を２分岐し、それぞれＢＰ
Ｆ２，３に入力しその出力信号Ｓ２（ｔ），Ｓ３（ｔ）
と発振器６の出力信号Ｓ６（ｔ）をミキサー４，５で乗
算する。変調信号は積分されているため、ＤＳＢＳＣ信
号の上・下側波は振幅が異なっている。そこで、上・下
側波の振幅を揃えるために微分器７，８により補正を行
う。出力Ｓ７（ｔ）とＳ８（ｔ）は位相が反転した関係
であり、出力Ｓ８（ｔ）を反転回路９により位相反転し
て出力Ｓ９（ｔ）を得る。サブキャリア同期信号発生器
１２より出力される３８ＫHz正弦波を制御信号として、
合成出力Ｓ１０(ｔ)をスイッチ１１でスイッチングす
る。そして、ＬＰＦ１３で変調周波数成分Ｓ１３(ｔ)が
取り出され、出力端子１４に復調信号が得られる。
善、特に、Ｃ／Ｎの向上を目的とする。 【構成】 入力端子１にはサブ信号で変調したＦＭ信号
が入力される。このＦＭ信号を２分岐し、それぞれＢＰ
Ｆ２，３に入力しその出力信号Ｓ２（ｔ），Ｓ３（ｔ）
と発振器６の出力信号Ｓ６（ｔ）をミキサー４，５で乗
算する。変調信号は積分されているため、ＤＳＢＳＣ信
号の上・下側波は振幅が異なっている。そこで、上・下
側波の振幅を揃えるために微分器７，８により補正を行
う。出力Ｓ７（ｔ）とＳ８（ｔ）は位相が反転した関係
であり、出力Ｓ８（ｔ）を反転回路９により位相反転し
て出力Ｓ９（ｔ）を得る。サブキャリア同期信号発生器
１２より出力される３８ＫHz正弦波を制御信号として、
合成出力Ｓ１０(ｔ)をスイッチ１１でスイッチングす
る。そして、ＬＰＦ１３で変調周波数成分Ｓ１３(ｔ)が
取り出され、出力端子１４に復調信号が得られる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はＦＭステレオ信号のＡＭ
変換復調装置に関し、特にこの装置のＣ／Ｎの向上のた
めの改良に関する。
変換復調装置に関し、特にこの装置のＣ／Ｎの向上のた
めの改良に関する。
【０００２】
【従来の技術】ＦＭ変調スペクトルは約２００ＫHzの帯
域幅を有するが、従来のＦＭステレオ復調方式ではこの
帯域幅のＦＭ信号をＦＭ復調し、更に、ＤＳＢＳＣ変調
（Double Side Bdnd；両側波帯変調）されているサブ信
号をＡＭ復調して差信号（Ｌ−Ｒ）を得ていた。
域幅を有するが、従来のＦＭステレオ復調方式ではこの
帯域幅のＦＭ信号をＦＭ復調し、更に、ＤＳＢＳＣ変調
（Double Side Bdnd；両側波帯変調）されているサブ信
号をＡＭ復調して差信号（Ｌ−Ｒ）を得ていた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来技術によるＦＭステレオのＦＭ復調方式では帯域幅が
２００ＫHzと広いため、雑音や妨害信号が混入しやす
く、この混入によって復調された差信号に雑音や歪みが
生じやすいという問題点があった。上記問題点を解決す
るものとして、サブ信号の復調に要する帯域を狭くする
ことによって、雑音や妨害信号の混入する確率を低減し
たＦＭステレオのＦＭ−ＡＭ変換復調装置が提案されて
いる（特願平４−３２２７７８号）。
来技術によるＦＭステレオのＦＭ復調方式では帯域幅が
２００ＫHzと広いため、雑音や妨害信号が混入しやす
く、この混入によって復調された差信号に雑音や歪みが
生じやすいという問題点があった。上記問題点を解決す
るものとして、サブ信号の復調に要する帯域を狭くする
ことによって、雑音や妨害信号の混入する確率を低減し
たＦＭステレオのＦＭ−ＡＭ変換復調装置が提案されて
いる（特願平４−３２２７７８号）。
【０００４】図４は上記提案されたＦＭステレオのＦＭ
−ＡＭ変換復調装置の例であり、ミキサー２でサブ信号
で変調したＦＭ入力信号Ｓ１(ｔ)とＶＣＯ２の出力Ｓ２
(ｔ)を乗算し、出力Ｓ３(ｔ)をＢＰＦ４を通過させる。
ＢＰＦ４の出力Ｓ４(ｔ)は入力信号Ｓ１(ｔ)の帯域の片
側波帯を用いている。出力Ｓ４(ｔ)とＯＳＣ６の出力信
号Ｓ５(ｔ)をミキサー５で乗算し、高周波成分をＬＰＦ
７で除去して出力Ｓ７(ｔ)を得て、上・下側波の振幅を
揃えるために微分器８により補正を行う。微分器８の出
力を移相器９で位相をπ／２変え、この出力Ｓ９(ｔ)を
移相器９の増幅器１０で増幅し得られた出力Ｓ１０
（ｔ）をＶＯＣ３に入力し、ＦＭ変調出力Ｓ１１(ｔ)を
得る。ミキサー１１に入力された方の出力Ｓ８(ｔ)はサ
ブキャリア同期信号発生器１２から出力される角周波数
ωsの正弦波信号Ｓ１２(ｔ)と乗算され、出力Ｓ１４
(ｔ)として入力信号成分が得られる。
−ＡＭ変換復調装置の例であり、ミキサー２でサブ信号
で変調したＦＭ入力信号Ｓ１(ｔ)とＶＣＯ２の出力Ｓ２
(ｔ)を乗算し、出力Ｓ３(ｔ)をＢＰＦ４を通過させる。
ＢＰＦ４の出力Ｓ４(ｔ)は入力信号Ｓ１(ｔ)の帯域の片
側波帯を用いている。出力Ｓ４(ｔ)とＯＳＣ６の出力信
号Ｓ５(ｔ)をミキサー５で乗算し、高周波成分をＬＰＦ
７で除去して出力Ｓ７(ｔ)を得て、上・下側波の振幅を
揃えるために微分器８により補正を行う。微分器８の出
力を移相器９で位相をπ／２変え、この出力Ｓ９(ｔ)を
移相器９の増幅器１０で増幅し得られた出力Ｓ１０
（ｔ）をＶＯＣ３に入力し、ＦＭ変調出力Ｓ１１(ｔ)を
得る。ミキサー１１に入力された方の出力Ｓ８(ｔ)はサ
ブキャリア同期信号発生器１２から出力される角周波数
ωsの正弦波信号Ｓ１２(ｔ)と乗算され、出力Ｓ１４
(ｔ)として入力信号成分が得られる。
【０００５】上記の方式ではＢＰＦで側波成分のみを取
り出すことで狭帯域化が図れるが、上側波または下側波
のみを用いて復調しているので、信号エネルギーの半分
しか用いていないことになり、Ｃ／Ｎ的観点からは不利
な点があるという問題点があった。
り出すことで狭帯域化が図れるが、上側波または下側波
のみを用いて復調しているので、信号エネルギーの半分
しか用いていないことになり、Ｃ／Ｎ的観点からは不利
な点があるという問題点があった。
【０００６】本発明は上記問題点に鑑みてなされたもの
であり、上述したＦＭステレオのＦＭ−ＡＭ変換復調装
置の改善、特に、Ｃ／Ｎの向上を目的とする。
であり、上述したＦＭステレオのＦＭ−ＡＭ変換復調装
置の改善、特に、Ｃ／Ｎの向上を目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに本発明のＦＭステレオ信号のＡＭ変換復調装置は、
サブ信号で変調されたＦＭ信号を、所定の中心周波数を
中心に該中心周波数以上の異なる周波数で帯域分割しそ
れぞれの周波数分割信号を得る周波数分割手段と、各周
波数分割信号を所定の変調信号でキャリア変調しＦＭ信
号のキャリアとほぼ同一周波数の信号をそれぞれ得る乗
算処理手段と、キャリア変調された各周波数分割信号の
異なる振幅成分を整合させ対応するそれぞれの振幅整合
信号を得る振幅成分整合手段と、各振幅整合信号を位相
合わせして合成し周波数分割信号に対して振幅成分が増
加する合成信号を得る信号合成手段と、合成信号を、所
定のサブキャリア成分信号に基づいてスイッチング処理
し変調周波数成分の復調信号を得るスイッチング手段
と、を有することを特徴とする。
めに本発明のＦＭステレオ信号のＡＭ変換復調装置は、
サブ信号で変調されたＦＭ信号を、所定の中心周波数を
中心に該中心周波数以上の異なる周波数で帯域分割しそ
れぞれの周波数分割信号を得る周波数分割手段と、各周
波数分割信号を所定の変調信号でキャリア変調しＦＭ信
号のキャリアとほぼ同一周波数の信号をそれぞれ得る乗
算処理手段と、キャリア変調された各周波数分割信号の
異なる振幅成分を整合させ対応するそれぞれの振幅整合
信号を得る振幅成分整合手段と、各振幅整合信号を位相
合わせして合成し周波数分割信号に対して振幅成分が増
加する合成信号を得る信号合成手段と、合成信号を、所
定のサブキャリア成分信号に基づいてスイッチング処理
し変調周波数成分の復調信号を得るスイッチング手段
と、を有することを特徴とする。
【０００８】
【作用】上記の目的を達成するために本発明のＦＭステ
レオ信号のＡＭ変換復調装置は、サブ信号で変調された
ＦＭ信号を、周波数分割信号により所定の中心周波数を
中心に該中心周波数以上の異なる周波数で帯域分割しそ
れぞれの周波数分割信号を得て、乗算処理手段により各
周波数分割信号を所定の変調信号でキャリア変調しＦＭ
信号のキャリアとほぼ同一周波数の信号をそれぞれ得
て、振幅成分整合手段によりキャリア変調された各周波
数分割信号の異なる振幅成分を整合させ対応するそれぞ
れの振幅整合信号を得る。そして、信号合成手段により
各振幅整合信号を位相合わせして合成し周波数分割信号
に対して振幅成分が増加する合成信号を得て、スイッチ
ング手段により合成信号を、所定のサブキャリア成分信
号に基づいてスイッチング処理し変調周波数成分の復調
信号を得る。
レオ信号のＡＭ変換復調装置は、サブ信号で変調された
ＦＭ信号を、周波数分割信号により所定の中心周波数を
中心に該中心周波数以上の異なる周波数で帯域分割しそ
れぞれの周波数分割信号を得て、乗算処理手段により各
周波数分割信号を所定の変調信号でキャリア変調しＦＭ
信号のキャリアとほぼ同一周波数の信号をそれぞれ得
て、振幅成分整合手段によりキャリア変調された各周波
数分割信号の異なる振幅成分を整合させ対応するそれぞ
れの振幅整合信号を得る。そして、信号合成手段により
各振幅整合信号を位相合わせして合成し周波数分割信号
に対して振幅成分が増加する合成信号を得て、スイッチ
ング手段により合成信号を、所定のサブキャリア成分信
号に基づいてスイッチング処理し変調周波数成分の復調
信号を得る。
【０００９】
【実施例】図１は本発明に基づくＦＭステレオ信号のＡ
Ｍ変換復調装置の一実施例の構成を示すブロック図であ
り、図２はＦＭサブ信号のスペクトル図であり、図３は
図１の装置の動作説明のための波形図である。図１にお
いて、１は入力端子、２，３はＢＰＦ（バンドパスフィ
ルタ）で周波数分割手段に相当し、４，５はミキサー
（ＭＩＸ）で乗算処理手段に相当し、６は発振器（ＯＳ
Ｃ）、７，８は微分器で振幅整合手段に相当し、９は反
転回路、１０は加算器（ＡＤＤ）、１１はスイッチ（Ｓ
Ｗ）でスイッチング手段に相当し、１２はサブキャリア
同期信号発生器、１３はＬＰＦ（ローパスフィルタ）、
１４は出力端子であり、反転回路９及び加算器１０は信
号合成手段を構成する。
Ｍ変換復調装置の一実施例の構成を示すブロック図であ
り、図２はＦＭサブ信号のスペクトル図であり、図３は
図１の装置の動作説明のための波形図である。図１にお
いて、１は入力端子、２，３はＢＰＦ（バンドパスフィ
ルタ）で周波数分割手段に相当し、４，５はミキサー
（ＭＩＸ）で乗算処理手段に相当し、６は発振器（ＯＳ
Ｃ）、７，８は微分器で振幅整合手段に相当し、９は反
転回路、１０は加算器（ＡＤＤ）、１１はスイッチ（Ｓ
Ｗ）でスイッチング手段に相当し、１２はサブキャリア
同期信号発生器、１３はＬＰＦ（ローパスフィルタ）、
１４は出力端子であり、反転回路９及び加算器１０は信
号合成手段を構成する。
【００１０】入力端子１にはサブ信号で変調したＦＭ信
号が入力される。ここでこのＦＭ信号は予め変調指数β
が０．５以下になるようにＦＭフィードバック等により
変調圧縮しておくことにより、ＦＭ信号は第１側帯波だ
けをもつ。そして、この入力ＦＭ信号Ｓ１(ｔ)は下記数
式（１）で表すことができる。
号が入力される。ここでこのＦＭ信号は予め変調指数β
が０．５以下になるようにＦＭフィードバック等により
変調圧縮しておくことにより、ＦＭ信号は第１側帯波だ
けをもつ。そして、この入力ＦＭ信号Ｓ１(ｔ)は下記数
式（１）で表すことができる。
【００１１】
【数１】 Ｓ１(ｔ)＝Ａcos(ωct＋ωd∫Ｂcosωst・cosωatｄｔ) ＝Ａcosωct＋cos(1/2){β1sin(ωs＋ωa)t＋β2sin(ωs−ωa)t} −Ａsinωct・sin(1/2){β1sin(ωs＋ωa)t+β2sin(ωs−ωa)t} （１） β1≪１、β2≪１ とすると、 Ｓ１(ｔ)＝Ａcosωct−(A/4)β1{cos(ωc-ωs-ωa)t−cos(ωc+ωs+ωa)t} −(A/4)β2{cos(ωc-ωs-ωa)t−cos(ωc+ωs-ωa)t} （１）'
【００１２】ここで、Ａ：ＦＭ信号の振幅、Ｂcosω
sｔ：サブオーディオ変調信号、β：変調振幅（≦
１）、ωc：キャリア角周波数、ωs：サブキャリア角周
波数、β1，β2：変調周波数であり、 β1＝ωd・β／(ωs+ωa)、β2＝ωd・β／(ωs-ωa) このＦＭ信号を２分岐し、それぞれＢＰＦ２，３に入力
する。ＢＰＦ２，３の帯域は（ωc＋ωs）±ωa及び
（ωc−ωs）±ωaとする（図２参照）。ここで、ωs／
２π＝３８ＫHz、ωa／２π＝１５ＫHz（ＭＡＸ）であ
る。Ｓ１(ｔ)をこれらのＢＰＦを通過させることによっ
て、次のＳ２(ｔ)，Ｓ３(ｔ)が得られる。
sｔ：サブオーディオ変調信号、β：変調振幅（≦
１）、ωc：キャリア角周波数、ωs：サブキャリア角周
波数、β1，β2：変調周波数であり、 β1＝ωd・β／(ωs+ωa)、β2＝ωd・β／(ωs-ωa) このＦＭ信号を２分岐し、それぞれＢＰＦ２，３に入力
する。ＢＰＦ２，３の帯域は（ωc＋ωs）±ωa及び
（ωc−ωs）±ωaとする（図２参照）。ここで、ωs／
２π＝３８ＫHz、ωa／２π＝１５ＫHz（ＭＡＸ）であ
る。Ｓ１(ｔ)をこれらのＢＰＦを通過させることによっ
て、次のＳ２(ｔ)，Ｓ３(ｔ)が得られる。
【００１３】
【数２】 Ｓ２(ｔ)＝(A/4){β1cos(ωc+ωs+ωa)t＋β2cos(ωc+ωs-ωa)t} （２）
【数３】 Ｓ３(ｔ)＝−(A/4){β1cos(ωc-ωs-ωa)t＋β2cos(ωc-ωs+ωa)t} （３）
【００１４】上記数式（１）〜（３）により、ＢＰＦの
出力は図３（ａ）で示すように変調信号（ωa）でキャ
リア（ωc＋ωs）及び（ωc−ωs）をＤＳＢＳＣ（Doub
le Side Band Suppressed Carrier)変調した形となって
いる。これらＳ２(ｔ)，Ｓ３(ｔ)と発振器６の出力信号
Ｓ６(ｔ)をミキサー４，５で乗算する。発振器６の出力
Ｓ６(ｔ)は入力ＦＭ信号のキャリアωcと同一周波数成
分であり、次の数式（４）で与えられる。
出力は図３（ａ）で示すように変調信号（ωa）でキャ
リア（ωc＋ωs）及び（ωc−ωs）をＤＳＢＳＣ（Doub
le Side Band Suppressed Carrier)変調した形となって
いる。これらＳ２(ｔ)，Ｓ３(ｔ)と発振器６の出力信号
Ｓ６(ｔ)をミキサー４，５で乗算する。発振器６の出力
Ｓ６(ｔ)は入力ＦＭ信号のキャリアωcと同一周波数成
分であり、次の数式（４）で与えられる。
【００１５】
【数４】 Ｓ６(ｔ)＝cosωcｔ （４） ミキサー４の出力Ｓ４(ｔ)は、
【数５】 Ｓ４(ｔ)＝Ｓ２(ｔ)・Ｓ６(ｔ) ＝(A/4){β1cos(ωs+ωa)t＋β2cos(ωs-ωa)t} ＋(A/4){β1cos(2ωc+ωs+ωa)t＋β2cos(2ωc+ωs-ωa)t} （５） また、ミキサー４の出力Ｓ５(ｔ)は、
【００１６】
【数６】 Ｓ５(ｔ)＝Ｓ３(ｔ)・Ｓ６(ｔ) ＝−(A/4){β1cos(ωs+ωa)t＋β2cos(ωs-ωa)t} −(A/4){β1cos(2ωc-ωs-ωa)t＋β2cos(2ωc-ωs+ωa)t} （６） このときの波形を図３（ｂ）に示す。なお、数式
（５），（６）において高周波成分（３，４項）は、後
述のＬＰＦで除去されるので、以下の説明では１，２項
について述べる。
（５），（６）において高周波成分（３，４項）は、後
述のＬＰＦで除去されるので、以下の説明では１，２項
について述べる。
【００１７】ここで、数式（１）で示したように変調信
号は積分されているため、ＤＳＢＳＣ信号の上・下側波
は振幅が異なっている（下側波の方が振幅が大きく、変
調信号ωaの周波数が高くなるとその差が大きくな
る）。そこで、上・下側波の振幅を揃えるために微分器
７，８により補正を行う。微分器７，８の出力をＳ７
(ｔ)，Ｓ８(ｔ)とすると、
号は積分されているため、ＤＳＢＳＣ信号の上・下側波
は振幅が異なっている（下側波の方が振幅が大きく、変
調信号ωaの周波数が高くなるとその差が大きくな
る）。そこで、上・下側波の振幅を揃えるために微分器
７，８により補正を行う。微分器７，８の出力をＳ７
(ｔ)，Ｓ８(ｔ)とすると、
【数７】 Ｓ７(ｔ)＝d/dt[A/4{(ωd・B/(ωs+ωa))cos(ωs-ωa)t ＋ωd・B/(ωs-ωa)cos(ωs+ωa)t}] ＝ＡＢωd/4{cos(ωs+ωa)t＋cos(ωs-ωa)t} （７）
【００１８】同様に、
【数８】 Ｓ８(ｔ)＝−ＡＢωd/4{cos(ωs+ωa)t＋cos(ωs-ωa)t} （８） となる。Ｓ７(ｔ)とＳ８(ｔ)は位相が反転した関係であ
り、Ｓ８(ｔ)を反転回路９により位相反転してＳ９(ｔ)
を得る。
り、Ｓ８(ｔ)を反転回路９により位相反転してＳ９(ｔ)
を得る。
【００１９】
【数９】 Ｓ９(ｔ)＝ＡＢωd/4{cos(ωs-ωa)t＋cos(ωs+ωa)t} （９） Ｓ７(ｔ)とＳ９(ｔ)を加算器１０で合成する。合成出力
Ｓ１０(ｔ)は、
Ｓ１０(ｔ)は、
【数１０】 Ｓ１０(ｔ)＝ＡＢωd/2{cos(ωs-ωa)t＋cos(ωs+ωa)t} （１０） となり、図３（ｃ）に示すように元の片側波に対して振
幅が２倍になる。
幅が２倍になる。
【００２０】次に、サブキャリア同期信号発生器１２よ
り出力される３８ＫHz正弦波（パルスでもよい）を制御
信号として、合成出力Ｓ１０(ｔ)をスイッチ１１でスイ
ッチングする。図３（ｄ）に示すような波形のサブキャ
リア同期信号が次の数式（１１）で表わされるとする
と、
り出力される３８ＫHz正弦波（パルスでもよい）を制御
信号として、合成出力Ｓ１０(ｔ)をスイッチ１１でスイ
ッチングする。図３（ｄ）に示すような波形のサブキャ
リア同期信号が次の数式（１１）で表わされるとする
と、
【００２１】
【数１１】 Ｓ１２(ｔ)＝cosωsｔ （１１） スイッチ１１の出力Ｓ１１(ｔ)は下記数式（１２）で表
わされ、図３（ｅ）はその波形図である。
わされ、図３（ｅ）はその波形図である。
【数１２】 Ｓ１１(ｔ)＝Ｓ１０(ｔ)・Ｓ１２(ｔ) ＝ＡＢωdcosωat＋ＡＢωd/2{cos(2ωs-ωa)t+cos(2ωs+ωa)t} （１２）
【００２２】となる。そして、ＬＰＦ１３で変調周波数
成分Ｓ１３(ｔ)が取り出され、出力端子１４に図３
（ｆ）に示すような波形の復調信号が得られる。ここ
で、 Ｓ１３(ｔ)＝ＡＢωdcosωat ＝Ｋ・Ｂcosωat 但し、Ｋ＝Ａ・ωdであり、電界が一定とすればＫは一
定である。従って、変調周波数成分Ｓ１３(ｔ)はサブの
オーディオ変調信号と一致する。
成分Ｓ１３(ｔ)が取り出され、出力端子１４に図３
（ｆ）に示すような波形の復調信号が得られる。ここ
で、 Ｓ１３(ｔ)＝ＡＢωdcosωat ＝Ｋ・Ｂcosωat 但し、Ｋ＝Ａ・ωdであり、電界が一定とすればＫは一
定である。従って、変調周波数成分Ｓ１３(ｔ)はサブの
オーディオ変調信号と一致する。
【００２３】
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、Ｆ
Ｍサブ信号の上・下側波をそれぞれＡＭ変換して復調し
合成することにより、従来方式に対し信号エネルギーを
２倍にすることができる。この場合、上・下側波に含ま
れる雑音成分も合成されるが、同相で合成される信号に
対し雑音成分は相関性が低いので信号成分ほど増加しな
いため、Ｃ／Ｎを改善できる。
Ｍサブ信号の上・下側波をそれぞれＡＭ変換して復調し
合成することにより、従来方式に対し信号エネルギーを
２倍にすることができる。この場合、上・下側波に含ま
れる雑音成分も合成されるが、同相で合成される信号に
対し雑音成分は相関性が低いので信号成分ほど増加しな
いため、Ｃ／Ｎを改善できる。
【図１】本発明に基づくＦＭステレオ信号のＡＭ変換復
調装置の一実施例の構成を示すブロック図である。
調装置の一実施例の構成を示すブロック図である。
【図２】ＦＭサブ信号のスペクトル図である。
【図３】図１の装置の動作説明のための波形図である。
２，３ ＢＰＦ（周波数分割手段） ４，５ ミキサー（乗算処理手段） ７，８ 微分器（振幅整合手段） １０ 加算器（信号合成手段） １１ スイッチ（スイッチング手段）
Claims (1)
- 【請求項１】 サブ信号で変調されたＦＭ信号を、所定
の中心周波数を中心に該中心周波数以上の異なる周波数
で帯域分割しそれぞれの周波数分割信号を得る周波数分
割手段と、 前記各周波数分割信号を所定の変調信号でキャリア変調
し前記ＦＭ信号のキャリアとほぼ同一周波数の信号をそ
れぞれ得る乗算処理手段と、 前記キャリア変調された各周波数分割信号の異なる振幅
成分を整合させ対応するそれぞれの振幅整合信号を得る
振幅成分整合手段と、 前記各振幅整合信号を位相合わせして合成し前記周波数
分割信号に対して振幅成分が増加する合成信号を得る信
号合成手段と、 前記合成信号を、所定のサブキャリア成分信号に基づい
てスイッチング処理し変調周波数成分の復調信号を得る
スイッチング手段と、 を有することを特徴とするＦＭステレオ信号のＡＭ変換
復調装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2760093A JPH06224867A (ja) | 1993-01-22 | 1993-01-22 | Ｆｍステレオ信号のａｍ変換復調装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2760093A JPH06224867A (ja) | 1993-01-22 | 1993-01-22 | Ｆｍステレオ信号のａｍ変換復調装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06224867A true JPH06224867A (ja) | 1994-08-12 |
Family
ID=12225424
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2760093A Pending JPH06224867A (ja) | 1993-01-22 | 1993-01-22 | Ｆｍステレオ信号のａｍ変換復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06224867A (ja) |
-
1993
- 1993-01-22 JP JP2760093A patent/JPH06224867A/ja active Pending
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