JPH0335606A - 復調回路 - Google Patents
復調回路Info
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- JPH0335606A JPH0335606A JP17088589A JP17088589A JPH0335606A JP H0335606 A JPH0335606 A JP H0335606A JP 17088589 A JP17088589 A JP 17088589A JP 17088589 A JP17088589 A JP 17088589A JP H0335606 A JPH0335606 A JP H0335606A
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- phase
- mixer
- phase shifter
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Links
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- 238000009499 grossing Methods 0.000 claims 3
- 238000001514 detection method Methods 0.000 abstract description 12
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 12
- 230000005236 sound signal Effects 0.000 description 6
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 description 5
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 2
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
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- 102220029346 rs34541442 Human genes 0.000 description 1
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔概 要〕
本発明は搬送波周波数の上側波帯と下側波帯とが非対称
な振幅変調信号を復調するのに適したダイレクト検波方
式の復調回路であり、放送波と局部発振信号、及び放送
波と局部発振信号の位相を９０°移和した信号をそれぞ
れ混合し、その低域成分の位相が相対的に９０６の位相
差を有するように変換した第１及び第２の移相信号を加
算或いは減算することで上側波帯または下側波帯のみを
復調するものであり、複雑な中間周波フィルタを必要と
せず、構成を簡単にできるものである。
な振幅変調信号を復調するのに適したダイレクト検波方
式の復調回路であり、放送波と局部発振信号、及び放送
波と局部発振信号の位相を９０°移和した信号をそれぞ
れ混合し、その低域成分の位相が相対的に９０６の位相
差を有するように変換した第１及び第２の移相信号を加
算或いは減算することで上側波帯または下側波帯のみを
復調するものであり、複雑な中間周波フィルタを必要と
せず、構成を簡単にできるものである。
本発明は単側波帯変調信号や残留側波帯変調信号等の搬
送波周波数の上側波帯と下側波帯とが非対称な振幅変調
信号を復調するダイレクト検波方式を採用した復調回路
に関する。
送波周波数の上側波帯と下側波帯とが非対称な振幅変調
信号を復調するダイレクト検波方式を採用した復調回路
に関する。
テレビジョン放送を行う場合、映像信号を伝送するには
広い周波数帯域が必要となる。そのような広い周波数帯
域の信号をそのまま振幅変調すると搬送波の両側に変調
信号と同じ周波数幅を持つ側波帯が必要となるため、１
つのチャンネルに対して、変調信号の帯域の２倍以上の
周波数帯域を割り当てなければならない。
広い周波数帯域が必要となる。そのような広い周波数帯
域の信号をそのまま振幅変調すると搬送波の両側に変調
信号と同じ周波数幅を持つ側波帯が必要となるため、１
つのチャンネルに対して、変調信号の帯域の２倍以上の
周波数帯域を割り当てなければならない。
そこで従来よりテレビジョン放送では主に上側波帯に変
調信号を含んだ残留側波帯変調信号等を用いて映像信号
等の伝送を行っている。
調信号を含んだ残留側波帯変調信号等を用いて映像信号
等の伝送を行っている。
第６図はテレビジョン放送信号の周波数分布の一例を示
す図である。
す図である。
映像信号は１０３． ２５ＭＨｚの映像搬送波周波数に
対して、１０２ＭＩＩｚから１０７． ７５ＭＨｚまで
の間に分布している。尚、この帯域内の１０６゜８３Ｍ
）Ｉｚには色情報用の色副搬送波周波数がある。
対して、１０２ＭＩＩｚから１０７． ７５ＭＨｚまで
の間に分布している。尚、この帯域内の１０６゜８３Ｍ
）Ｉｚには色情報用の色副搬送波周波数がある。
一方、音声信号は１０７．７５ＭＨｚを中心として上下
に０．２５ＭＨｚの幅で音声をＦＭ変調したＦＭ変調信
号に記録されている。
に０．２５ＭＨｚの幅で音声をＦＭ変調したＦＭ変調信
号に記録されている。
第７図は従来のテレビジョン受信機の構成を示すブロソ
ク図である。
ク図である。
アンテナ１０１から入来した放送波は高周波アンプ（以
下、ＲＦアンプと称する）１０２で受信希望周波数帯域
のみが増幅され、混合器１０３へ与えられる。混合器１
０３は局部発振器１０４から出力される局部発振信号（
以下、局発信号と称する）とＲＦアンプ１０２からの信
号をｌ昆合して、中間周波数の中間周波数信号に変換し
、その中間周波数信号の内の上側波帯に対応する周波数
成分のみがＩＦフィルタ１０５を通過して、ＩＦアンプ
１０６で増幅される。
下、ＲＦアンプと称する）１０２で受信希望周波数帯域
のみが増幅され、混合器１０３へ与えられる。混合器１
０３は局部発振器１０４から出力される局部発振信号（
以下、局発信号と称する）とＲＦアンプ１０２からの信
号をｌ昆合して、中間周波数の中間周波数信号に変換し
、その中間周波数信号の内の上側波帯に対応する周波数
成分のみがＩＦフィルタ１０５を通過して、ＩＦアンプ
１０６で増幅される。
そして、ＩＦアンプ１０６の出力信号はＡＭＭ調回路１
０７で復調される。
０７で復調される。
その復調された信号には映像信号と音声信号が周波数分
割されて記録されており、その音声帯域に当たる周波数
成分は音声ＩＦフィルタ１０８により抽出され、音声Ｉ
Ｆアンプ１０９により増幅された後ＦＭＭ波器１１０に
よりＦＭ復調されて音声信号に変換される。
割されて記録されており、その音声帯域に当たる周波数
成分は音声ＩＦフィルタ１０８により抽出され、音声Ｉ
Ｆアンプ１０９により増幅された後ＦＭＭ波器１１０に
よりＦＭ復調されて音声信号に変換される。
従来より、多くのＡＭ変調信号を復調する装置が存在す
るが、近年、ダイレクト検波方式によるＡＭＭ調回路が
注目されている。このダイレクト検波方式による振幅変
調信号の復調回路の基本原理は、受信信号の周波数と同
一周波数の局発信号とをミキシングして、変調信号の周
波数帯域をローパスフィルタで通過させて変調信号を直
接取り出すものである。
るが、近年、ダイレクト検波方式によるＡＭＭ調回路が
注目されている。このダイレクト検波方式による振幅変
調信号の復調回路の基本原理は、受信信号の周波数と同
一周波数の局発信号とをミキシングして、変調信号の周
波数帯域をローパスフィルタで通過させて変調信号を直
接取り出すものである。
このようなダイレクト検波方式によれば、回路構成を簡
単にすることができるとともに、調整箇所が少ないこと
により信頼性が向上するなどの利点がある。
単にすることができるとともに、調整箇所が少ないこと
により信頼性が向上するなどの利点がある。
しかしながら、このようなダイレクト検波方式をテレビ
ジョン放送用の受信機に適用する場合、次のような問題
がある。
ジョン放送用の受信機に適用する場合、次のような問題
がある。
９通のＡＭ変調信号や、ＦＭ変調信号は搬送波周波数を
中心として上側波帯と下側波帯に信号が分布するが、テ
レビジョン放送においては上側波帯にのみ信号が分布し
ており、下側波帯にあたる周波数帯域には他のチャンネ
ルの信号が分布しているため、その余分な信号を取り除
かねばならない。
中心として上側波帯と下側波帯に信号が分布するが、テ
レビジョン放送においては上側波帯にのみ信号が分布し
ており、下側波帯にあたる周波数帯域には他のチャンネ
ルの信号が分布しているため、その余分な信号を取り除
かねばならない。
ダイレクト検波方式を使用しない場合には、希望する周
波数帯のみを通過させるＩＦフィルタ１０５によって簡
単に取り除くことができるが、ダイレクト検波の場合は
混合器で局発信号と放送波とを混合した時点で折り返し
により隣接波を受信する可能性があるため、従来技術に
係るダイレクト検波方式の受信機ではアンテナから混合
器の間に不要な信号を取り除くためのフィルタを設ける
必要がある。
波数帯のみを通過させるＩＦフィルタ１０５によって簡
単に取り除くことができるが、ダイレクト検波の場合は
混合器で局発信号と放送波とを混合した時点で折り返し
により隣接波を受信する可能性があるため、従来技術に
係るダイレクト検波方式の受信機ではアンテナから混合
器の間に不要な信号を取り除くためのフィルタを設ける
必要がある。
しかしながら、アンテナから混合器までの間の信号は受
信希望周波数によって大きく変化するため、受信希望周
波数の変更に伴ってフィルタの通過帯域も変化させなけ
ればならない。この場合、数Ｍ Ｈｚの幅を持って且つ
通過帯域を変更可能なフィルタを設けることは構成が複
雑化してコスト的なデメリットが大きく、ダイレクト検
波方式を採用するメリソトが極端に少なくなる。
信希望周波数によって大きく変化するため、受信希望周
波数の変更に伴ってフィルタの通過帯域も変化させなけ
ればならない。この場合、数Ｍ Ｈｚの幅を持って且つ
通過帯域を変更可能なフィルタを設けることは構成が複
雑化してコスト的なデメリットが大きく、ダイレクト検
波方式を採用するメリソトが極端に少なくなる。
本発明はこのような問題を解決するものであり、このよ
うな複雑なフィルタを用いることなく、単側波帯変３Ｊ
ｌ （ｉ号や残留側波帯変調信号等の搬送波周波数の上
側波帯と下側波帯とが非対称な振幅変調信号をダイレク
ト検波方式によって復調する装置を提供することを目的
とするもものである。
うな複雑なフィルタを用いることなく、単側波帯変３Ｊ
ｌ （ｉ号や残留側波帯変調信号等の搬送波周波数の上
側波帯と下側波帯とが非対称な振幅変調信号をダイレク
ト検波方式によって復調する装置を提供することを目的
とするもものである。
上記目的を達成するために本発明は、搬送波周波数の上
側波帯と下側波帯とが非対称な振幅変調信号を復調する
復調回路において、 搬送波周波数と同じ周波数で発振して、局部発振信号を
発生する局部発振器と、 前記振幅変調信号と該局部発振信号とを混合する第１の
混合器と、 ｎ力記局部発振信号の位相を９０°移和した９０゜移相
信号を出力する第１の９０°移相器と、前記振幅変調信
号と該９０’移相信号とを混合する第２の混合器と、 前記第１の混合器の出力を平滑する第１のローパスフィ
ルタと、 前記第２の混合器の出力を平滑する第２のローパスフィ
ルタと、 該第１のローパスフィルタの出力信号と第２のローパス
フィルタとの位相差を相対的に９０’ずらした第１及び
第２の移相信号を出力する第２の９０°移相器と、 前記第１及び第２の移相信号を加算或いは減算する演算
器とを備えたことを特徴とするものである。
側波帯と下側波帯とが非対称な振幅変調信号を復調する
復調回路において、 搬送波周波数と同じ周波数で発振して、局部発振信号を
発生する局部発振器と、 前記振幅変調信号と該局部発振信号とを混合する第１の
混合器と、 ｎ力記局部発振信号の位相を９０°移和した９０゜移相
信号を出力する第１の９０°移相器と、前記振幅変調信
号と該９０’移相信号とを混合する第２の混合器と、 前記第１の混合器の出力を平滑する第１のローパスフィ
ルタと、 前記第２の混合器の出力を平滑する第２のローパスフィ
ルタと、 該第１のローパスフィルタの出力信号と第２のローパス
フィルタとの位相差を相対的に９０’ずらした第１及び
第２の移相信号を出力する第２の９０°移相器と、 前記第１及び第２の移相信号を加算或いは減算する演算
器とを備えたことを特徴とするものである。
第１図は本発明の原理説明図である。
アンテナｌは放送波を取り込むものであり、アンテナ１
から入来された放送波はＲＦアンプ２で増幅され、第１
及び第２の混合器３．４へ与えられる。第１の混合器３
は放送波の搬送波周波数と同じ周波数で発振する局部発
振器７からの局発信号と放送波とを混合するものであり
、その出力信号はローパスフィルタ５へ与えられる。
から入来された放送波はＲＦアンプ２で増幅され、第１
及び第２の混合器３．４へ与えられる。第１の混合器３
は放送波の搬送波周波数と同じ周波数で発振する局部発
振器７からの局発信号と放送波とを混合するものであり
、その出力信号はローパスフィルタ５へ与えられる。
ローパスフィルタ５は変調信号の周波数成分を通過させ
て、それ以上の周波数成分を遮断するものであり、その
出力は第２の９０″移相器９へ信号Ｅｎｌとして与えら
れる。
て、それ以上の周波数成分を遮断するものであり、その
出力は第２の９０″移相器９へ信号Ｅｎｌとして与えら
れる。
また第２の７昆合器４は、第１の９０６移相器８によっ
て局発信号の位相を９０’移相した９０”移相信号と放
送波とを混合するものであり、その出力はローパスフィ
ルタ６へ与えられる。
て局発信号の位相を９０’移相した９０”移相信号と放
送波とを混合するものであり、その出力はローパスフィ
ルタ６へ与えられる。
ローパスフィルタ６は、ローパスフィルタ５と同様に変
調信号の周波数成分を通過させて、それ以上の周波数成
分を遮断するものであり、その出力は第２の９０６移相
器９へ信号Ｅｉ２として与えられる。
調信号の周波数成分を通過させて、それ以上の周波数成
分を遮断するものであり、その出力は第２の９０６移相
器９へ信号Ｅｉ２として与えられる。
９０°移相器９は信号Ｅｌｔと信号Ｅｌ’ｌの位相を相
対的に９０″移相させた信号ＥｍｌとＥｍｌに変換する
ものであり、その信号ＥｍｌとＥｍｌは演算器１０へ与
えられる。
対的に９０″移相させた信号ＥｍｌとＥｍｌに変換する
ものであり、その信号ＥｍｌとＥｍｌは演算器１０へ与
えられる。
演算器１０は信号ＥｍｌとＥｍｌを加算或いは減算する
ことで上側波帯又は下側波帯のみの振幅復調信号を出力
する。
ことで上側波帯又は下側波帯のみの振幅復調信号を出力
する。
ここで本発明の動作を式を用いて説明する。
アンテナから入来する放送波の搬送波に対して、上側波
帯に対応する信号を Ｅ；、−５ｉｎ（ω１ｔ＋θ１） とし、また下側波帯に対応する信号を Ｅ；ｚ・ｓ ｉ ｎ （ωｕ２ｔ＋θ２）とし、また局
発信号を Ｅ、−５ｉｎ（ωｏ ｔ） とすると、信号Ｅ１ｔ、ＥＲ２は、 Ｅ ｌ １＝ Ｅｉ ＋・Ｅｏ−ＣＯ３
（ωｉ １ ｔ−（ＩＪ （Ｉｔ十０１）＋
Ｅｚｚ・Ｅｏ・ｃｏｓ（ωｉＺ仁−ω。ｔ＋θｚ）
−（１）Ｅ ｌ！ ２＝ Ｅｔ ＋・Ｅｏ−ｓ
ｉｎ（ωｉ ｌ ｔ−Ｑ） ａｔ＋θＩ）”
Ｅｚｚ・Ｅｏ・５ｉｎ（ωｔｚｔ−ωｏｔ十 θ
ｚ ） ・＝ （２１また、ω、２くω。くω
□であることから、ｓｔｎ、ｃｏｓの括弧の中の値が正
になるように式を整理すると、 Ｅβ１＝ Ｌ＋・Ｅｏ・ｃｏｓ（ω。
帯に対応する信号を Ｅ；、−５ｉｎ（ω１ｔ＋θ１） とし、また下側波帯に対応する信号を Ｅ；ｚ・ｓ ｉ ｎ （ωｕ２ｔ＋θ２）とし、また局
発信号を Ｅ、−５ｉｎ（ωｏ ｔ） とすると、信号Ｅ１ｔ、ＥＲ２は、 Ｅ ｌ １＝ Ｅｉ ＋・Ｅｏ−ＣＯ３
（ωｉ １ ｔ−（ＩＪ （Ｉｔ十０１）＋
Ｅｚｚ・Ｅｏ・ｃｏｓ（ωｉＺ仁−ω。ｔ＋θｚ）
−（１）Ｅ ｌ！ ２＝ Ｅｔ ＋・Ｅｏ−ｓ
ｉｎ（ωｉ ｌ ｔ−Ｑ） ａｔ＋θＩ）”
Ｅｚｚ・Ｅｏ・５ｉｎ（ωｔｚｔ−ωｏｔ十 θ
ｚ ） ・＝ （２１また、ω、２くω。くω
□であることから、ｓｔｎ、ｃｏｓの括弧の中の値が正
になるように式を整理すると、 Ｅβ１＝ Ｌ＋・Ｅｏ・ｃｏｓ（ω。
ωｏｔ＋θ、）
十
Ｅｔｚ・Ｅｏ・ｃｏｓ（ωＯｔ
ωｉＺｊ＋θ２
）
（３）
Ｒ１２＝ Ｅ＋＋・Ｅｏ・５ＩｎＣω＋＋ｔ−
ωａｔ＋θ１）−−Ｅ；、・Ｅ、・５ｉｎ（ω、）ｔ−
（１１Ｂｔ＋θｇ） −（４１ここで、前述の信号Ｅ
ｍｌをＥｌｌとし、信号Ｅｓ２をＲ１２の位相を９０°
遅らせた信号に対応させると、 Ｅｓ２ − − − Ｅｔ １Ｅｏ・ｃｏｓ（ω ＋
＋ｔ−ωｏｔ＋′ａ ＋）＋Ｅ ｓ ２ ’ Ｅ ｏ
’ ＣＯＳ （Ｏｏ Ｌ −（Ｌ） ｉ ｚ Ｌ＋θ２
）−（５１となる。
ωａｔ＋θ１）−−Ｅ；、・Ｅ、・５ｉｎ（ω、）ｔ−
（１１Ｂｔ＋θｇ） −（４１ここで、前述の信号Ｅ
ｍｌをＥｌｌとし、信号Ｅｓ２をＲ１２の位相を９０°
遅らせた信号に対応させると、 Ｅｓ２ − − − Ｅｔ １Ｅｏ・ｃｏｓ（ω ＋
＋ｔ−ωｏｔ＋′ａ ＋）＋Ｅ ｓ ２ ’ Ｅ ｏ
’ ＣＯＳ （Ｏｏ Ｌ −（Ｌ） ｉ ｚ Ｌ＋θ２
）−（５１となる。
そこで、信号Ｅｍｌから信号Ｅ ｍ ２を減算すると、
Ｅｉｌ−Ｅｓ＋２＝Ｂｉｔ４０・ｃｏｓ（ω１１ｔ−”
Ｏｔ＋θｌ） ・・’ （６）となり、上側波帯の
信号が抽出される。
Ｏｔ＋θｌ） ・・’ （６）となり、上側波帯の
信号が抽出される。
また、信号Ｅｍｌと信号Ｅ ｍ ２を加算すると、Ｅｍ
ｌ＋Ｅｍ２＝Ｅ＝ｚ・Ｅｏ−ｃｏｓ（ωｏｔ−ωｉ２ｊ
＋θ２）−ｆ’ｙ）となり、下側波帯の信号が抽出され
る。
ｌ＋Ｅｍ２＝Ｅ＝ｚ・Ｅｏ−ｃｏｓ（ωｏｔ−ωｉ２ｊ
＋θ２）−ｆ’ｙ）となり、下側波帯の信号が抽出され
る。
以下、図面を用いて本発明の詳細な説明する。
第２図は本発明の実施例を示すブロソク図である。尚、
第１図と同等の部分には同一符号を付しており、詳細な
説明は省略する。
第１図と同等の部分には同一符号を付しており、詳細な
説明は省略する。
第２図においてアンテナ１に入来した放送波は高周波ア
ンプ２を経た後に二分岐され、一方は第１の混合器３、
ローパスフィルタ５、アンプ１１を経た後に信号Ｅｌｌ
として第２の９０°移相器９に入力され、他方は第２の
混合器４、ローパスフィルタ６、アンプ１２を経た後に
信号Ｒ１２として第２の９０″移相器９に与えられる。
ンプ２を経た後に二分岐され、一方は第１の混合器３、
ローパスフィルタ５、アンプ１１を経た後に信号Ｅｌｌ
として第２の９０°移相器９に入力され、他方は第２の
混合器４、ローパスフィルタ６、アンプ１２を経た後に
信号Ｒ１２として第２の９０″移相器９に与えられる。
混合器３には局部発振器７からの局発信号が直接入力さ
れ、混合器４には該局発信号が第１の９０’移相器７を
介して入力される。
れ、混合器４には該局発信号が第１の９０’移相器７を
介して入力される。
第２の９０″移相器９は信号ＥＮＩと信号Ｅｆｆ２とを
９０″の位相差になるように変換して、それぞれ信号Ｅ
ｍｌ、Ｅｍ２として出力する。
９０″の位相差になるように変換して、それぞれ信号Ｅ
ｍｌ、Ｅｍ２として出力する。
演算器１０は、９０＠移相器９から出力される信号Ｅｍ
ｌから信号Ｅｓ２を減算して、放送波の上側波帯を抽出
し、信号Ｅｎとして出力するものである。演算器１０か
ら出力される信号Ｅｎは２分岐され、ノツチフィルタ１
３とバンドパスフィルタ１４へ与えられる。
ｌから信号Ｅｓ２を減算して、放送波の上側波帯を抽出
し、信号Ｅｎとして出力するものである。演算器１０か
ら出力される信号Ｅｎは２分岐され、ノツチフィルタ１
３とバンドパスフィルタ１４へ与えられる。
ノツチフィルタ１３は信号Ｅｎから音声信号に対応する
周波数帯（１０７，５ＭＨｚ〜１０８． ０Ｍ Ｈｚ
）を除去し、映像信号を出力するものである。
周波数帯（１０７，５ＭＨｚ〜１０８． ０Ｍ Ｈｚ
）を除去し、映像信号を出力するものである。
−４、バンドパスフィルタ１４は信号Ｅｎから音声信号
に対応する周波数帯のみを通過させるものであり、バン
ドパスフィルタ１４の出力はリミッタ１５によって振幅
を規制された後、ＦＭ検波器１６によって復調されるこ
とで音声信号に変換される。
に対応する周波数帯のみを通過させるものであり、バン
ドパスフィルタ１４の出力はリミッタ１５によって振幅
を規制された後、ＦＭ検波器１６によって復調されるこ
とで音声信号に変換される。
次に第２の９０°移相器９について詳述する。
第３図は第２の９０°移相器９の具体例を示す構成図で
ある。
ある。
第２の９０″移相器９は移相器９１〜９８からなってい
る。尚、各移相器の基本的な構成は同一であるため、移
相器９１を例にして構成を説明する。
る。尚、各移相器の基本的な構成は同一であるため、移
相器９１を例にして構成を説明する。
移相器９１は抵抗Ｒ１−Ｒ３、コンデンサＣ、オペアン
プ２０により構成されており、第４図に示すように周波
数ｆ１〜ｆ２の範囲において入力信号の位相を周波数が
高くなるにつれてＯｏから１８０°の範囲で移相するも
のである。
プ２０により構成されており、第４図に示すように周波
数ｆ１〜ｆ２の範囲において入力信号の位相を周波数が
高くなるにつれてＯｏから１８０°の範囲で移相するも
のである。
移相器９１において抵抗Ｒ１とＲ２は同じ値が設定され
、また、抵抗Ｒ３とコンデンサＣの積である値τによっ
て周波数ｒ１．ｒ２等の特性が決定される。
、また、抵抗Ｒ３とコンデンサＣの積である値τによっ
て周波数ｒ１．ｒ２等の特性が決定される。
このような移相器９１〜９４を直列に接続し、且つそれ
ぞれにおける値τを適当な値にすることで、復調すべき
帯域（数Ｈｚ〜数Ｍ Ｈｚ ）において、信号ＥＩＩの
周波数に応じて、位相が変化するようにできる。
ぞれにおける値τを適当な値にすることで、復調すべき
帯域（数Ｈｚ〜数Ｍ Ｈｚ ）において、信号ＥＩＩの
周波数に応じて、位相が変化するようにできる。
また、移相器９５〜９８を直列に接続し、且つそれぞれ
の値τを適当な値にすることで復調すべき帯域（数１１
ｚ〜数Ｍ Ｈｚ ）において、移相器９１〜９４による
移相量よりも９０°遅れた位相にすることができる。
の値τを適当な値にすることで復調すべき帯域（数１１
ｚ〜数Ｍ Ｈｚ ）において、移相器９１〜９４による
移相量よりも９０°遅れた位相にすることができる。
一例として移相器９１〜９８におけるそれぞれの（直τ
をτ１〜τ８として、 τ１＝０．００１２５、τ２＝２５μ、τ３＝０．５μ
、τ４＝０．０１μ、 τ５＝０．０１、τ６＝２００μ、 τ７−４μ、τ８＝０．０８μ に設定した場合の、移相器９１〜９４による移相量及び
移相器９５〜９８による周波数と移相量との関係をそれ
ぞれ第５図のライン（１１，１２にボす。
をτ１〜τ８として、 τ１＝０．００１２５、τ２＝２５μ、τ３＝０．５μ
、τ４＝０．０１μ、 τ５＝０．０１、τ６＝２００μ、 τ７−４μ、τ８＝０．０８μ に設定した場合の、移相器９１〜９４による移相量及び
移相器９５〜９８による周波数と移相量との関係をそれ
ぞれ第５図のライン（１１，１２にボす。
尚、本発明は上記実施例に限定されるものではなく、例
えば第２の９０６移相器９はデジタル信号処理回路によ
り構成されてもよく、この場合、信号Ｅｊｌ！１．Ｅｎ
２をデジタル信号に変換した後に第２の９０°位相器９
に人力し、９０″移相器９の出力である信号Ｅｍｌ、Ｅ
ｍ２を再びアナログ信号に変換して後段の回路に出力す
る。
えば第２の９０６移相器９はデジタル信号処理回路によ
り構成されてもよく、この場合、信号Ｅｊｌ！１．Ｅｎ
２をデジタル信号に変換した後に第２の９０°位相器９
に人力し、９０″移相器９の出力である信号Ｅｍｌ、Ｅ
ｍ２を再びアナログ信号に変換して後段の回路に出力す
る。
このように本発明によれば、単側波帯変調信号や残留側
波帯変調信号等の搬送波周波数の上側波帯と下側波帯と
が非対称な振幅変調信号を、複雑なフィルタを設けるこ
となくダイレクト検波方式により復調することができる
ため、構成を簡単にすることができて、コストダウンが
図れる。
波帯変調信号等の搬送波周波数の上側波帯と下側波帯と
が非対称な振幅変調信号を、複雑なフィルタを設けるこ
となくダイレクト検波方式により復調することができる
ため、構成を簡単にすることができて、コストダウンが
図れる。
第１図は本発明の原理説明図、第２図は本発明の実施例
を示すブロソク図、第３図は第２の９０゜移相器９の具
体例を示す構成図、第４図は移相器９１の周波数−移相
量特性図、第５図は第２の９０°移相器９における周波
数−移相量特性図、第６図はテレビジョン放送信号の周
波数分布を示す図、第７図は従来のテレビジョン受信機
の構成を示すブロソク図である。 図中、３：第１の混合器、４：第２の混合器、５６：ロ
ーバスフィルタ、７：局部発振器、８：第１の９０°移
相器、９：第２の９０’移相器、ｌＯ：演算器。
を示すブロソク図、第３図は第２の９０゜移相器９の具
体例を示す構成図、第４図は移相器９１の周波数−移相
量特性図、第５図は第２の９０°移相器９における周波
数−移相量特性図、第６図はテレビジョン放送信号の周
波数分布を示す図、第７図は従来のテレビジョン受信機
の構成を示すブロソク図である。 図中、３：第１の混合器、４：第２の混合器、５６：ロ
ーバスフィルタ、７：局部発振器、８：第１の９０°移
相器、９：第２の９０’移相器、ｌＯ：演算器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 搬送波周波数の上側波帯と下側波帯とが非対称な振幅変
調信号を復調する復調回路において、搬送波周波数と同
じ周波数で発振して、局部発振信号を発生する局部発振
器と、 前記振幅変調信号と該局部発振信号とを混合する第１の
混合器と、 前記局部発振信号の位相を９０°移相した９０°移相信
号を出力する第１の９０°移相器と、前記振幅変調信号
と該９０°移相信号とを混合する第２の混合器と、 前記第１の混合器の出力を平滑する第１のローパスフィ
ルタと、 前記第２の混合器の出力を平滑する第２のローパスフィ
ルタと、 該第１のローパスフィルタの出力信号と第２のローパス
フィルタとの位相差を相対的に９０°ずらした第１及び
第２の移相信号を出力する第２の９０°移相器と、 前記第１及び第２の移相信号を加算或いは減算する演算
器とを備えたことを特徴とする復調回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17088589A JPH0335606A (ja) | 1989-06-30 | 1989-06-30 | 復調回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP17088589A JPH0335606A (ja) | 1989-06-30 | 1989-06-30 | 復調回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0335606A true JPH0335606A (ja) | 1991-02-15 |
Family
ID=15913121
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP17088589A Pending JPH0335606A (ja) | 1989-06-30 | 1989-06-30 | 復調回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0335606A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002056585A1 (fr) * | 2001-01-16 | 2002-07-18 | Sony Corporation | Recepteur |
| US7012738B1 (en) * | 2000-10-16 | 2006-03-14 | Rudolf Schwarte | Method and device for detecting and processing signal waves |
-
1989
- 1989-06-30 JP JP17088589A patent/JPH0335606A/ja active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7012738B1 (en) * | 2000-10-16 | 2006-03-14 | Rudolf Schwarte | Method and device for detecting and processing signal waves |
| WO2002056585A1 (fr) * | 2001-01-16 | 2002-07-18 | Sony Corporation | Recepteur |
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