JPH0787040A - Ｆｍ−ａｍ変換復調装置 - Google Patents
Ｆｍ−ａｍ変換復調装置Info
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- JPH0787040A JPH0787040A JP30231893A JP30231893A JPH0787040A JP H0787040 A JPH0787040 A JP H0787040A JP 30231893 A JP30231893 A JP 30231893A JP 30231893 A JP30231893 A JP 30231893A JP H0787040 A JPH0787040 A JP H0787040A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 ＦＭ−ＡＭ変換復調装置において、両側波の
うち常にレベルの高い方の側波を選択して復調すること
により歪の軽減、Ｓ／Ｎ比の改善を図ることである。 【構成】 ＢＰＦ４，８、ＭＩＸ５，９、ＬＰＦ７，１
１、包絡線検波器１２，１３が夫々第１，第２のレベル
検出手段を構成し、ＯＳＣ６からの信号Ｓ5(t)がＭＩＸ
５に、１８０°移相器１０を介してＭＩＸ７に供給され
ている。第１、第２のレベル検出手段は上、下側波のレ
ベルを検出し、電圧比較器１４がレベルの比較を行い、
その比較結果に応じてスイッチ１５が上または下側波を
選択し、微分器１６を介してＭＩＸ１９に与える。ＭＩ
Ｘ１９にはサブキャリア信号Ｓ20(t)が加えられ、ＬＰ
Ｆ２１を介して変調信号（Ｌ−Ｒ）が得られる。
うち常にレベルの高い方の側波を選択して復調すること
により歪の軽減、Ｓ／Ｎ比の改善を図ることである。 【構成】 ＢＰＦ４，８、ＭＩＸ５，９、ＬＰＦ７，１
１、包絡線検波器１２，１３が夫々第１，第２のレベル
検出手段を構成し、ＯＳＣ６からの信号Ｓ5(t)がＭＩＸ
５に、１８０°移相器１０を介してＭＩＸ７に供給され
ている。第１、第２のレベル検出手段は上、下側波のレ
ベルを検出し、電圧比較器１４がレベルの比較を行い、
その比較結果に応じてスイッチ１５が上または下側波を
選択し、微分器１６を介してＭＩＸ１９に与える。ＭＩ
Ｘ１９にはサブキャリア信号Ｓ20(t)が加えられ、ＬＰ
Ｆ２１を介して変調信号（Ｌ−Ｒ）が得られる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はＦＭステレオのサブ信号
のＦＭ−ＡＭ変換復調装置の改良に関する。
のＦＭ−ＡＭ変換復調装置の改良に関する。
【０００２】
【従来の技術】図５は従来のＦＭステレオのサブ信号の
ＦＭ−ＡＭ変換復調装置の一構成例を示す。同図におい
て、３１は入力端子、３２，３５，４１はミキサ（ＭＩ
Ｘ）、３３は電圧制御発振器（ＶＣＯ）、３４はバンド
パスフィルタ、３６は発振器（ＯＳＣ）、３７，４３は
ローパスフィルタ（ＬＰＦ）、３８は微分器、３９は９
０°移相器、４０は増幅器（ＡＭＰ）、４２はサブキャ
リア同期信号発生器、４４は出力端子である。
ＦＭ−ＡＭ変換復調装置の一構成例を示す。同図におい
て、３１は入力端子、３２，３５，４１はミキサ（ＭＩ
Ｘ）、３３は電圧制御発振器（ＶＣＯ）、３４はバンド
パスフィルタ、３６は発振器（ＯＳＣ）、３７，４３は
ローパスフィルタ（ＬＰＦ）、３８は微分器、３９は９
０°移相器、４０は増幅器（ＡＭＰ）、４２はサブキャ
リア同期信号発生器、４４は出力端子である。
【０００３】入力端子３１には、サブ信号で変調したＦ
Ｍ信号を入力する。このＦＭ信号の変調信号をＢcosωa
ｔとすると、入力ＦＭ信号Ｓ31(t)は、
Ｍ信号を入力する。このＦＭ信号の変調信号をＢcosωa
ｔとすると、入力ＦＭ信号Ｓ31(t)は、
【数１】 Ｓ31(t)＝Ａcos｛ωc1ｔ＋ωd∫(Ｂcosωaｔcosωsｔ)ｄｔ｝ （１） Ａ：入力信号振幅 ωc1：キャリア角周波数
ωd：最大角周波数偏移 Ｂ：サブ変調信号振幅 ωa：サブ変調信号角周波数 ωs：サブキャリア角周波数
ωd：最大角周波数偏移 Ｂ：サブ変調信号振幅 ωa：サブ変調信号角周波数 ωs：サブキャリア角周波数
【０００４】Ｓ31(t)の波形、及びスペクトルを図６
（(ａ−１)，(ａ−２)）に示す。Ｓ31(t)はミキサ３２
に入力されＶＣＯ３３の出力Ｓ32(t)を乗算する。Ｓ
32(t)はωc2を中心角周波数、ｋを定数として次式のよ
うにあらわされる。Ｓ32(t)の波形、及びスペクトルを
図６（(ｂ−１)，(ｂ−２)）に示す。
（(ａ−１)，(ａ−２)）に示す。Ｓ31(t)はミキサ３２
に入力されＶＣＯ３３の出力Ｓ32(t)を乗算する。Ｓ
32(t)はωc2を中心角周波数、ｋを定数として次式のよ
うにあらわされる。Ｓ32(t)の波形、及びスペクトルを
図６（(ｂ−１)，(ｂ−２)）に示す。
【数２】 Ｓ32(t)＝cos｛ωc2ｔ＋ｋωd∫(Ｂcosωaｔcosωsｔ)ｄｔ｝ （２） ＭＩＸ３２の出力Ｓ33(t)は次式のようになる。
【数３】 Ｓ33(t)＝Ｓ31(t)×Ｓ32(t) ＝(A/2)cos｛(ωc1-ωc2)t+(1-k)ωdＢ∫(cosωaｔcosωsｔ)dt｝ +(A/2)cos｛(ωc1+ωc2)t+(1+k)ωdＢ∫(cosωaｔcosωsｔ)dt｝ （３）
【０００５】ここで、(ωc1−ωc2)＝ωcとすると、Ｂ
ＰＦ３４の帯域は(ωc＋ωs±ωa)、または(ωc−ωs±
ωa)であるので、式（３）の第２項の成分は後にＢＰＦ
３４で除去されるので、以下の式では省略する。式
（３）を展開すると、
ＰＦ３４の帯域は(ωc＋ωs±ωa)、または(ωc−ωs±
ωa)であるので、式（３）の第２項の成分は後にＢＰＦ
３４で除去されるので、以下の式では省略する。式
（３）を展開すると、
【数４】 Ｓ33(t)＝(A/2)cosωcｔcos{(1-k)ωdＢ／(2ωs+2ωa)sin(ωs+ωa)ｔ +(1-k)ωdＢ／(2ωs-2ωa)sin(ωs-ωa)ｔ} -(A/2)sinωcｔsin｛(1-k)ωdＢ／(2ωs+2ωa)sin(ωs+ωa)ｔ +(1-k)ωdＢ／(2ωs−2ωa)sin(ωs-ωa)ｔ｝ （４）
【０００６】サブ信号の下側波、及び上側波の変調指数
を、それぞれβ1，β2とおくとβ1＝(1−k)ωdＢ／(２
ωs−２ωa)、β2＝(1−k)ωdＢ／(２ωs+２ωa)と表わ
せる。ここで、ｋの値はβ1，β2≪１を満足させるもの
であるとすると、式（４）は次のように展開できる。
を、それぞれβ1，β2とおくとβ1＝(1−k)ωdＢ／(２
ωs−２ωa)、β2＝(1−k)ωdＢ／(２ωs+２ωa)と表わ
せる。ここで、ｋの値はβ1，β2≪１を満足させるもの
であるとすると、式（４）は次のように展開できる。
【数５】 Ｓ33(t)＝(A/2)cosωct-(Aβ1/4)｛cos(ωc-ωs+ωa)ｔ-cos(ωc+ωs-ωa)t} -(Aβ2/4)｛cos(ωc-ωs-ωa)ｔ-cos(ωc+ωs+ωa)ｔ｝ （５）
【０００７】で表わされ、Ｓ33(t)は図７（(ｃ−１)，
(ｃ−２)）に示される波形、及びスペクトルとなる。こ
れをＢＰＦ３４に通過させる。ＢＰＦ３４の帯域は(ωc
＋ωs±ωa)、または(ωc−ωs±ωa)とする。どちらの
帯域を用いても同様なので、以下の説明ではＢＰＦ３４
の帯域が(ωc＋ωs±ωa)の場合について述べる。ＢＰ
Ｆ３４の出力Ｓ34(t)は
(ｃ−２)）に示される波形、及びスペクトルとなる。こ
れをＢＰＦ３４に通過させる。ＢＰＦ３４の帯域は(ωc
＋ωs±ωa)、または(ωc−ωs±ωa)とする。どちらの
帯域を用いても同様なので、以下の説明ではＢＰＦ３４
の帯域が(ωc＋ωs±ωa)の場合について述べる。ＢＰ
Ｆ３４の出力Ｓ34(t)は
【数６】 Ｓ34(t)＝(Ａβ1/4)cos(ωc+ωs-ωa)t+(Aβ2/4)cos(ωc+ωs+ωa)t （６） となり、変調信号ωaで(ωc＋ωs)をＤＳＢ−ＳＣ変調
した形となる。このＳ34(t)の波形、及びスペクトルを
図７（(ｄ−１)，(ｄ−２)）に示す。このＢＰＦ３４の
出力Ｓ34(t)とＯＳＣ３６の出力信号Ｓ35(t)とをＭＩＸ
３５で乗算する。ここでＳ35(t)はωcと同一角周波数成
分とする。
した形となる。このＳ34(t)の波形、及びスペクトルを
図７（(ｄ−１)，(ｄ−２)）に示す。このＢＰＦ３４の
出力Ｓ34(t)とＯＳＣ３６の出力信号Ｓ35(t)とをＭＩＸ
３５で乗算する。ここでＳ35(t)はωcと同一角周波数成
分とする。
【数７】 Ｓ35(t)＝cosωcｔ （７）
【０００８】ＭＩＸ３５出力Ｓ36(t)は
【数８】 Ｓ36(t)＝Ｓ34(t)×Ｓ35(t) ＝(Aβ1/8)cos(ωs-ωa)ｔ+(Aβ2/8)cos(ωs+ωa)ｔ +(Aβ1/8)cos(2ωc+ωs-ωa)ｔ+(Aβ2/8)cos(2ωc+ωs+ωa)ｔ （８） Ｓ36(t)の高周波成分（２ωc＋ωs成分）をＬＰＦ３７
により除去することによりＳ37(t)が得られる。
により除去することによりＳ37(t)が得られる。
【数９】 Ｓ37(t)＝(Aβ1/8)cos(ωs-ωa)ｔ+(Aβ2/8)cos(ωs+ωa)ｔ （９）
【０００９】ここで、式（１）に示したように変調信号
は積分されているため、ＤＳＢ−ＳＣ信号の上・下側波
は振幅が異なってしまう（下側波の方が振幅が大きく、
変調信号ωaの周波数が高くなると、その差は大きくな
る)。上・下側波は振幅を揃えるために微分器３８によ
り補正を行う。微分器３８の出力をＳ38(t)とすると、
は積分されているため、ＤＳＢ−ＳＣ信号の上・下側波
は振幅が異なってしまう（下側波の方が振幅が大きく、
変調信号ωaの周波数が高くなると、その差は大きくな
る)。上・下側波は振幅を揃えるために微分器３８によ
り補正を行う。微分器３８の出力をＳ38(t)とすると、
【数１０】 Ｓ38(t)＝-(1-k)(ABωd/16)｛sin(ωs-ωa)ｔ+sin(ωs+ωa)ｔ} （１０） Ｓ38(t)の波形、及びスペクトルは図７（(ｅ−１)，(ｅ
−２)）に示す。この出力は移相器３９、及びＭＩＸ４
１に入力されるが、まず移相器３９に入力されるものに
ついてみてみる。移相器３９でＳ38(t)の位相を（π／
２）シフトすると、移相器３９の出力Ｓ39(t)は、
−２)）に示す。この出力は移相器３９、及びＭＩＸ４
１に入力されるが、まず移相器３９に入力されるものに
ついてみてみる。移相器３９でＳ38(t)の位相を（π／
２）シフトすると、移相器３９の出力Ｓ39(t)は、
【数１１】 Ｓ39(t)＝（1-k）(ABωd/16){cos(ωs-ωa)ｔ+cos(ωs+ωa)t} （１１）
【００１０】ＡＭＰ４０での増幅率をｋ1とすると、Ａ
ＭＰ４０の出力Ｓ40(t)は
ＭＰ４０の出力Ｓ40(t)は
【数１２】 Ｓ40(t)＝ｋ1(1-k)(ABωd/16)｛cos(ωs-ωa)ｔ+cos(ωs+ωa)ｔ} ＝ｋ1(1-k)(ABωd/8)cosωaｔcosωsｔ （１２） Ｓ40(t)をＶＣＯ３３に入力し、ＦＭ変調出力Ｓ41(t)を
得る。Ｓ41(t)の中心角周波数をωc2、ＶＣＯ３３の変
調利得をｋ2とすると
得る。Ｓ41(t)の中心角周波数をωc2、ＶＣＯ３３の変
調利得をｋ2とすると
【数１３】 Ｓ41(t)＝cos{ωc2ｔ+ｋ1ｋ2(1-k)(ABωd/8)∫(cosωatcosωst)dt （１３）
【００１１】ここで、Ｓ41(t)＝Ｓ32(t)が成り立たなけ
ればならないので、ｋ1，ｋ2の値は以下の式を満足する
ように設定する。 ｋ＝ｋ1ｋ2（1-k）A/8 次にＭＩＸ４１に入力されたほうのＳ38(t)についてみ
てみると、この信号はサブキャリア同期信号発生器４２
より出力される角周波数ωsの正弦波信号Ｓ42(t)と乗算
される（Ｓ42(t)の波形を図７（ｆ−１）に示す）。
ればならないので、ｋ1，ｋ2の値は以下の式を満足する
ように設定する。 ｋ＝ｋ1ｋ2（1-k）A/8 次にＭＩＸ４１に入力されたほうのＳ38(t)についてみ
てみると、この信号はサブキャリア同期信号発生器４２
より出力される角周波数ωsの正弦波信号Ｓ42(t)と乗算
される（Ｓ42(t)の波形を図７（ｆ−１）に示す）。
【数１４】 Ｓ42(t)＝sinωsｔ （１４） ＭＩＸ４１の出力Ｓ43(t)は
【数１５】 Ｓ43(t)＝Ｓ38(t)×Ｓ42(t) ＝-(1-k)(ABωd/16)｛sin(ωs-ωa)ｔ+sin(ωs+ωa)ｔ}sinωst ＝-(1-k)(ABωd/16)cosωaｔ +(1-k)(ABωd/32){cos(2ωs−ωa)ｔ+cos(2ωs+ωa)t｝ （１５）
【００１２】Ｓ43(t)は図７（(ｇ−１)，(ｇ−２)）に
示す波形、スペクトルとなり、これからＬＰＦ４３で高
周波成分を除去することにより、図７（(ｈ−１)，(ｈ
−２)）に波形、及びスペクトルを示すＳ44(t)が得られ
る。
示す波形、スペクトルとなり、これからＬＰＦ４３で高
周波成分を除去することにより、図７（(ｈ−１)，(ｈ
−２)）に波形、及びスペクトルを示すＳ44(t)が得られ
る。
【数１６】 Ｓ44(t)＝-(1-k)（ABωd/16)cosωaｔ （１６） ここでＡを一定とすると−(1-k)(Aωd／16)は定数なの
で、これをｍとおくと、
で、これをｍとおくと、
【数１７】 Ｓ44(t)＝ｍＢcosωaｔ （１７） Ｂcosωaｔはサブ信号の変調信号であるので、Ｓ44(t)
として変調信号（Ｌ−Ｒ信号）成分が出力端子４４に得
られるわけである。
として変調信号（Ｌ−Ｒ信号）成分が出力端子４４に得
られるわけである。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】上述したように従来の
装置では、復調にはどちらか一方の側波を固定して用
い、もう一方の側波を無駄にしていた。従ってマルチパ
スの影響を受け、歪特性、Ｓ／Ｎ比が良くなかった。
装置では、復調にはどちらか一方の側波を固定して用
い、もう一方の側波を無駄にしていた。従ってマルチパ
スの影響を受け、歪特性、Ｓ／Ｎ比が良くなかった。
【００１４】本発明の目的は上下両側波またはその隣接
帯成分のレベル差に応じてレベルの高い方の側波を選択
しまたは両側波を合成して復調に用いることにより、歪
の軽減、Ｓ／Ｎ比の改善等を図ったＦＭ−ＡＭ変換復調
装置を提供することにある。
帯成分のレベル差に応じてレベルの高い方の側波を選択
しまたは両側波を合成して復調に用いることにより、歪
の軽減、Ｓ／Ｎ比の改善等を図ったＦＭ−ＡＭ変換復調
装置を提供することにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、第１の発明のＦＭ−ＡＭ変換復調装置はＦＭステレ
オのサブ信号で変調した入力ＦＭ信号を第１のＦＭ信号
でＡＭ変調する第１のＡＭ変調手段と、第１のＡＭ変調
手段の出力信号から上側波帯成分のレベルをあらわす第
１のレベル信号を得る第１のレベル検出手段と、第１の
ＡＭ変調手段の出力信号から下側波帯成分のレベルをあ
らわす第２のレベル信号を得る第２のレベル検出手段
と、第１のレベル信号と第２のレベル信号を比較するレ
ベル比較手段と、レベル比較手段の出力に応じて上側波
帯成分または下側波帯成分を選択する選択手段と、選択
手段の出力信号をサブキャリア信号でＡＭ変調する第２
のＡＭ変調手段と、選択手段の出力信号に基づいて第１
のＦＭ信号を生成するＦＭ信号発生手段と、第２のＡＭ
変調手段の出力信号からサブ信号の変調信号を抽出する
変調信号抽出手段と、を備えたことを要旨とする。
め、第１の発明のＦＭ−ＡＭ変換復調装置はＦＭステレ
オのサブ信号で変調した入力ＦＭ信号を第１のＦＭ信号
でＡＭ変調する第１のＡＭ変調手段と、第１のＡＭ変調
手段の出力信号から上側波帯成分のレベルをあらわす第
１のレベル信号を得る第１のレベル検出手段と、第１の
ＡＭ変調手段の出力信号から下側波帯成分のレベルをあ
らわす第２のレベル信号を得る第２のレベル検出手段
と、第１のレベル信号と第２のレベル信号を比較するレ
ベル比較手段と、レベル比較手段の出力に応じて上側波
帯成分または下側波帯成分を選択する選択手段と、選択
手段の出力信号をサブキャリア信号でＡＭ変調する第２
のＡＭ変調手段と、選択手段の出力信号に基づいて第１
のＦＭ信号を生成するＦＭ信号発生手段と、第２のＡＭ
変調手段の出力信号からサブ信号の変調信号を抽出する
変調信号抽出手段と、を備えたことを要旨とする。
【００１６】また第２の発明のＦＭ−ＡＭ変換復調装置
は、ＦＭステレオのサブ信号で変調した入力ＦＭ信号を
第１のＦＭ信号でＡＭ変調する第１のＡＭ変調手段と、
第１のＡＭ変調手段の出力信号から上側波帯成分のレベ
ルをあらわす第１のレベル信号を得る第１のレベル検出
手段と、第１のＡＭ変調手段の出力信号から下側波帯成
分のレベルをあらわす第２のレベル信号を得る第２のレ
ベル検出手段と、第１のレベル信号と第２のレベル信号
を比較するレベル比較手段と、レベル比較手段の出力に
応じて上側波帯成分及び下側波帯成分の一方を選択する
か、または両方を合成する選択合成手段と、選択合成手
段の出力信号をサブキャリア信号でＡＭ変調する第２の
ＡＭ変調手段と、選択合成手段の出力信号に基づいて第
１のＦＭ信号を生成するＦＭ信号発生手段と、第２のＡ
Ｍ変調手段の出力信号からサブ信号の変調信号を抽出す
る変調信号抽出手段と、を備えたことを要旨とする。
は、ＦＭステレオのサブ信号で変調した入力ＦＭ信号を
第１のＦＭ信号でＡＭ変調する第１のＡＭ変調手段と、
第１のＡＭ変調手段の出力信号から上側波帯成分のレベ
ルをあらわす第１のレベル信号を得る第１のレベル検出
手段と、第１のＡＭ変調手段の出力信号から下側波帯成
分のレベルをあらわす第２のレベル信号を得る第２のレ
ベル検出手段と、第１のレベル信号と第２のレベル信号
を比較するレベル比較手段と、レベル比較手段の出力に
応じて上側波帯成分及び下側波帯成分の一方を選択する
か、または両方を合成する選択合成手段と、選択合成手
段の出力信号をサブキャリア信号でＡＭ変調する第２の
ＡＭ変調手段と、選択合成手段の出力信号に基づいて第
１のＦＭ信号を生成するＦＭ信号発生手段と、第２のＡ
Ｍ変調手段の出力信号からサブ信号の変調信号を抽出す
る変調信号抽出手段と、を備えたことを要旨とする。
【００１７】更に第３の発明のＦＭ−ＡＭ変換復調装置
は、ＦＭステレオのサブ信号で変調した入力ＦＭ信号を
第１のＦＭ信号でＡＭ変調する第１のＡＭ変調手段と、
第１のＡＭ変調手段の出力信号から上側波帯の隣接帯成
分のレベルをあらわす第１のレベル信号を得る第１のレ
ベル検出手段と、第１のＡＭ変調手段の出力信号から下
側波帯の隣接帯成分のレベルをあらわす第２のレベル信
号を得る第２のレベル検出手段と、第１のレベル信号と
第２のレベル信号を比較するレベル比較手段と、レベル
比較手段の出力に応じて上側波帯成分または下側波帯成
分を選択する選択手段と、選択手段の出力信号をサブキ
ャリア信号でＡＭ変調する第２のＡＭ変調手段と、選択
手段の出力信号に基づいて第１のＦＭ信号を生成するＦ
Ｍ信号発生手段と、第２のＡＭ変調手段の出力信号から
サブ信号の変調信号を抽出する変調信号抽出手段と、を
備えたことを要旨とする。
は、ＦＭステレオのサブ信号で変調した入力ＦＭ信号を
第１のＦＭ信号でＡＭ変調する第１のＡＭ変調手段と、
第１のＡＭ変調手段の出力信号から上側波帯の隣接帯成
分のレベルをあらわす第１のレベル信号を得る第１のレ
ベル検出手段と、第１のＡＭ変調手段の出力信号から下
側波帯の隣接帯成分のレベルをあらわす第２のレベル信
号を得る第２のレベル検出手段と、第１のレベル信号と
第２のレベル信号を比較するレベル比較手段と、レベル
比較手段の出力に応じて上側波帯成分または下側波帯成
分を選択する選択手段と、選択手段の出力信号をサブキ
ャリア信号でＡＭ変調する第２のＡＭ変調手段と、選択
手段の出力信号に基づいて第１のＦＭ信号を生成するＦ
Ｍ信号発生手段と、第２のＡＭ変調手段の出力信号から
サブ信号の変調信号を抽出する変調信号抽出手段と、を
備えたことを要旨とする。
【００１８】
【作用】第１の発明の装置では、上側波帯成分と、下側
波帯成分のレベル比較を行い、常にレベルの高い方の成
分を選択しＡＭ変換後、ベースバンドの差信号（Ｌ−
Ｒ）を得ている。
波帯成分のレベル比較を行い、常にレベルの高い方の成
分を選択しＡＭ変換後、ベースバンドの差信号（Ｌ−
Ｒ）を得ている。
【００１９】第２の発明の装置では、レベル差が、所定
値以上の場合はレベルの高い方の成分を選択し、また所
定値以下の場合は両成分を合成してＡＭ変換後、ベース
バンドの差信号（Ｌ−Ｒ）を得ている。
値以上の場合はレベルの高い方の成分を選択し、また所
定値以下の場合は両成分を合成してＡＭ変換後、ベース
バンドの差信号（Ｌ−Ｒ）を得ている。
【００２０】第３の発明の装置では、上下側波帯の隣接
帯成分のレベル比較を行い、常にレベルの低い隣接帯成
分をもつ方の上または下側波帯成分を選択しＡＭ変換
後、ベースバンドの差信号（Ｌ−Ｒ）を得ている。
帯成分のレベル比較を行い、常にレベルの低い隣接帯成
分をもつ方の上または下側波帯成分を選択しＡＭ変換
後、ベースバンドの差信号（Ｌ−Ｒ）を得ている。
【００２１】
【実施例】以下図面に示す本発明の実施例を説明する。
図１は第１の発明のＦＭ−ＡＭ変換復調装置の一実施例
である。同図において、１は入力端子、２，５，９及び
１９はミキサ（ＡＭ変調手段）、３は電圧制御発振器
（ＶＣＯ）、４及び８はバンドパスフィルタ（ＢＰ
Ｆ）、６は発振器（ＯＳＣ）、７，１１及び２１はロー
パスフィルタ（ＬＰＦ）、１０は１８０°移相器、１２
及び１３は包絡線検波器、１４は電圧比較器、１５はス
イッチ、１６は微分器、１７は９０°移相器、１８は増
幅器（ＡＭＰ）、２０はサブキャリア同期信号発生回
路、２２は出力端子である。
図１は第１の発明のＦＭ−ＡＭ変換復調装置の一実施例
である。同図において、１は入力端子、２，５，９及び
１９はミキサ（ＡＭ変調手段）、３は電圧制御発振器
（ＶＣＯ）、４及び８はバンドパスフィルタ（ＢＰ
Ｆ）、６は発振器（ＯＳＣ）、７，１１及び２１はロー
パスフィルタ（ＬＰＦ）、１０は１８０°移相器、１２
及び１３は包絡線検波器、１４は電圧比較器、１５はス
イッチ、１６は微分器、１７は９０°移相器、１８は増
幅器（ＡＭＰ）、２０はサブキャリア同期信号発生回
路、２２は出力端子である。
【００２２】入力端子１には、サブ信号で変調したＦＭ
信号を入力する。変調信号をＢcosωaｔとすると、入力
ＦＭ信号Ｓ1(t)は、
信号を入力する。変調信号をＢcosωaｔとすると、入力
ＦＭ信号Ｓ1(t)は、
【数１８】 Ｓ1(t)＝Ａcos｛ωc1t+ωd∫(Ｂcosωaｔcosωsｔ)dt｝ （１８） Ａ：入力信号振幅 ωc1：キャリア角周波数
ωd：最大角周波数偏移 Ｂ：サブ変調信号振幅 ωa：サブ変調信号角周波数 ωs：サブキャリア角周波数
ωd：最大角周波数偏移 Ｂ：サブ変調信号振幅 ωa：サブ変調信号角周波数 ωs：サブキャリア角周波数
【００２３】Ｓ1(t)の波形、及びスペクトルを図２
（(ａ−１)，(ａ−２)）に示す。Ｓ1(t)にＶＣＯ３の出
力Ｓ2(t)を乗算する。Ｓ2(t)はωc2を中心角周波数、ｋ
を定数として次式のようにあらわされる。Ｓ2(t)の波形
及びスペクトルを図２（(ｂ−１)，(ｂ−２)）に示す。
（(ａ−１)，(ａ−２)）に示す。Ｓ1(t)にＶＣＯ３の出
力Ｓ2(t)を乗算する。Ｓ2(t)はωc2を中心角周波数、ｋ
を定数として次式のようにあらわされる。Ｓ2(t)の波形
及びスペクトルを図２（(ｂ−１)，(ｂ−２)）に示す。
【数１９】 Ｓ2(t)＝cos｛ωc2t+ｋωd∫(Ｂcosωaｔcosωsｔ)dt｝ （１９） ＭＩＸ２の出力Ｓ3(t)は次式のようになる。
【数２０】 Ｓ3(t)＝Ｓ1(t)×Ｓ2(t) ＝(A/2)cos｛(ωc1-ωc2)t+(1-k)ωdＢ∫(cosωaｔcosωsｔ)dt｝ +(A/2)cos｛(ωc1+ωc2)ｔ+(1+k)ωdＢ∫(cosωaｔcosωsｔ)dt｝ （２０）
【００２４】ここで、(ωc1−ωc2)＝ωcとすると、Ｂ
ＰＦ４の帯域は(ωc＋ωs±ωa)、ＢＰＦ８の帯域は(ω
c−ωs±ωa)であるので、式（２０）の第２項の成分は
後にＢＰＦ４またはＢＰＦ８で除去されるので以下の式
では省略する。式（２０）を展開すると、
ＰＦ４の帯域は(ωc＋ωs±ωa)、ＢＰＦ８の帯域は(ω
c−ωs±ωa)であるので、式（２０）の第２項の成分は
後にＢＰＦ４またはＢＰＦ８で除去されるので以下の式
では省略する。式（２０）を展開すると、
【数２１】 Ｓ3(t)＝(A/2)cosωcｔcos{(1-k)ωdＢ／(2ωs+2ωa)sin(ωs+ωa)ｔ +(1-k)ωdＢ／(2ωs-2ωa)sin(ωs-ωa)ｔ} -(A/2)sinωcｔsin｛(1-k)ωdＢ／(2ωs+2ωa)sin(ωs+ωa)ｔ +(1-k)ωdＢ／(2ωs−2ωa)sin(ωs-ωa)ｔ｝ （２１）
【００２５】サブ信号の下側波、及び上側波の変調指数
を、それぞれβ1，β2とおくとβ1＝(1−k)ωdＢ／(２
ωs−２ωa)、β2＝(1−k)ωdＢ／(２ωs+２ωa)と表わ
せる。ここで、ｋの値はβ1，β2≪１を満足させるもの
であるとすると、式（２１）は次のように展開できる。
を、それぞれβ1，β2とおくとβ1＝(1−k)ωdＢ／(２
ωs−２ωa)、β2＝(1−k)ωdＢ／(２ωs+２ωa)と表わ
せる。ここで、ｋの値はβ1，β2≪１を満足させるもの
であるとすると、式（２１）は次のように展開できる。
【数２２】 Ｓ3(t)＝(A/2)cosωct-(Aβ1/4)｛cos(ωc-ωs+ωa)ｔ-cos(ωc+ωs-ωa)t} -(Aβ2/4)｛cos(ωc-ωs-ωa)ｔ-cos(ωc+ωs+ωa)ｔ｝ （２２）
【００２６】で表わされ、図３（(ｃ−１)，(ｃ−２)）
に示される波形、及びスペクトルとなる。Ｓ3(t)はＢＰ
Ｆ４とＢＰＦ８に入力されるが、まずＢＰＦ４に入力さ
れるものについてみてみると、ＢＰＦ４の帯域は(ωc＋
ωs±ωa)、なので、ＢＰＦ４の出力Ｓ4(t)は
に示される波形、及びスペクトルとなる。Ｓ3(t)はＢＰ
Ｆ４とＢＰＦ８に入力されるが、まずＢＰＦ４に入力さ
れるものについてみてみると、ＢＰＦ４の帯域は(ωc＋
ωs±ωa)、なので、ＢＰＦ４の出力Ｓ4(t)は
【数２３】 Ｓ4(t)＝(Aβ1/4)cos(ωc+ωs-ωa)t+(Aβ2/4)cos(ωc+ωs+ωa)t （２３） となり、変調信号ωaで(ωc＋ωs)をＤＳＢ−ＳＣ変調
した形となる。この波形、及びスペクトルを図３（(ｄ
−１)，(ｄ−２)）に示す。このＢＰＦ４の出力Ｓ4(t)
とＯＳＣ６の出力信号Ｓ5(t)とをＭＩＸ５で乗算する。
ここでＳ5(t)はωcと同一角周波数成分とする。
した形となる。この波形、及びスペクトルを図３（(ｄ
−１)，(ｄ−２)）に示す。このＢＰＦ４の出力Ｓ4(t)
とＯＳＣ６の出力信号Ｓ5(t)とをＭＩＸ５で乗算する。
ここでＳ5(t)はωcと同一角周波数成分とする。
【数２４】 Ｓ5(t)＝cosωcｔ （２４）
【００２７】ＭＩＸ５出力Ｓ6(t)は
【数２５】 Ｓ6(t)＝Ｓ4(t)×Ｓ5(t) ＝(Aβ1/8)cos(ωs-ωa)ｔ+(Aβ2/8)cos(ωs+ωa)ｔ +(Aβ1/8)cos(2ωc+ωs-ωa)ｔ+(Aβ2/8)cos(2ωc+ωs+ωa)ｔ (２５) Ｓ6(t)の高周波成分（２ωc＋ωs成分）をＬＰＦ７によ
り除去することによりＳ7(t)が得られる。
り除去することによりＳ7(t)が得られる。
【数２６】 Ｓ7(t)＝(Aβ1/8)cos(ωs-ωa)ｔ+(Aβ2/8)cos(ωs+ωa)ｔ （２６）
【００２８】次にＢＰＦ８に入力されるＳ3(t)について
みてみると、ＢＰＦ８の帯域は（ωc−ωs±ωa)なの
で、ＢＰＦ８の出力Ｓ8(t)は、
みてみると、ＢＰＦ８の帯域は（ωc−ωs±ωa)なの
で、ＢＰＦ８の出力Ｓ8(t)は、
【数２７】 Ｓ8(t)＝(Aβ1/4)cos(ωc-ωs+ωa)ｔ+(Aβ2/4)cos(ωc-ωs-ωa)ｔ （２７） となり変調信号ωaで(ωc-ωs）をＤＳＢ−ＳＣ変調し
た形となる。この波形、及びスペクトルを図３（(ｅ−
１)，(ｅ−２)）に示す。このＢＰＦ８の出力Ｓ8(t)と
ＭＩＸ９で乗算されるのは移相器１０でＯＳＣ６の出力
Ｓ5(t)の位相をπシフトしたものであり、これをＳ9(t)
とすると、
た形となる。この波形、及びスペクトルを図３（(ｅ−
１)，(ｅ−２)）に示す。このＢＰＦ８の出力Ｓ8(t)と
ＭＩＸ９で乗算されるのは移相器１０でＯＳＣ６の出力
Ｓ5(t)の位相をπシフトしたものであり、これをＳ9(t)
とすると、
【数２８】 Ｓ9(t)＝-cosωct （２８）
【００２９】ＭＩＸ９の出力Ｓ10(t)は
【数２９】 Ｓ10(t)＝Ｓ8(t)×Ｓ9(t) ＝(Aβ1/8)cos(ωs-ωa)ｔ+(Aβ2/8)cos(ωs+ωa)ｔ +(Aβ1/8)cos(2ωc+ωs-ωa)ｔ+(Aβ2/8)cos(2ωc+ωs+ωa)ｔ (２９) Ｓ10(t)の高周波成分（２ωc＋ωs成分）をＬＰＦ１１
により除去することによりＳ11(t)が得られる。
により除去することによりＳ11(t)が得られる。
【数３０】 Ｓ11(t)＝(Aβ1/8)cos(ωs-ωa)ｔ+(Aβ2/8)cos(ωs+ωa)ｔ （３０） Ｓ7(t)とＳ11(t)のレベルを比較するために、それぞれ
を包絡線検波器１２と包絡線検波器１３に入力し、正の
包絡線成分を検出する。包絡線検波器１２の出力をＳ
12(t)、包絡線検波器１３の出力をＳ13(t)とし次式のよ
うに表わす。
を包絡線検波器１２と包絡線検波器１３に入力し、正の
包絡線成分を検出する。包絡線検波器１２の出力をＳ
12(t)、包絡線検波器１３の出力をＳ13(t)とし次式のよ
うに表わす。
【数３１】 Ｓ12(t)＝Ｖ1[U] （３１）
【数３２】 Ｓ13(t)＝Ｖ2[U] （３２）
【００３０】電圧比較器１４ではＳ12(t)とＳ13(t)の比
較により正の電圧Ｖ[U]またはＯ[U]をＳ14(t)として出
力する。また、Ｖ1−Ｖ2≒０のときは不安定に切り替わ
るのを防ぐためＳ14(t)はＶ[U]または０[U]のどちらか
に固定とする。Ｖ1−Ｖ2＞０のときは、
較により正の電圧Ｖ[U]またはＯ[U]をＳ14(t)として出
力する。また、Ｖ1−Ｖ2≒０のときは不安定に切り替わ
るのを防ぐためＳ14(t)はＶ[U]または０[U]のどちらか
に固定とする。Ｖ1−Ｖ2＞０のときは、
【数３３】 Ｓ14(t)＝Ｖ[U] （３３） Ｖ1−Ｖ2＜０のときは、
【数３４】 Ｓ14(t)＝０[U] （３４） Ｖ1−ｖ2≒０のときは、
【数３５】 Ｓ14(t)＝０[U]またはＶ[U] （３５）
【００３１】スイッチ１５は電圧比較器１４からの制御
信号により切り替わるスイッチであり、スイッチ１５の
出力をＳ15(t)とすると、Ｓ14(t)＝Ｖ[U]のときは、
信号により切り替わるスイッチであり、スイッチ１５の
出力をＳ15(t)とすると、Ｓ14(t)＝Ｖ[U]のときは、
【数３６】 Ｓ15(t)＝Ｓ7(t)＝(Aβ1/8)cos(ωs-ωa)t+(Aβ2/8)cos(ωs+ωa)t （３６）
【数３７】Ｓ14(t)＝０[U]のときは、 Ｓ15(t)＝Ｓ11(t)＝(Aβ1/8)cos(ωs-ωa)t+(Aβ2/8)cos(ωs+ωa)t （３７）
【００３２】Ｓ7(t)とＳ11(t)は式の上では等しいが、
実際の放送では伝搬の途中で様々な妨害を受け、それぞ
れのレベルは常に変化している。スイッチ１５は結果と
してＳ7(t)とＳ11(t)のうちレベルが高い方、言い替え
れば上側波成分と下側波成分のうちレベルの高い方をＳ
15(t)として出力する。Ｓ15(t)の波形、及びスペクトル
は図３（(ｆ−１)，(ｆ−２)）に示す。
実際の放送では伝搬の途中で様々な妨害を受け、それぞ
れのレベルは常に変化している。スイッチ１５は結果と
してＳ7(t)とＳ11(t)のうちレベルが高い方、言い替え
れば上側波成分と下側波成分のうちレベルの高い方をＳ
15(t)として出力する。Ｓ15(t)の波形、及びスペクトル
は図３（(ｆ−１)，(ｆ−２)）に示す。
【００３３】ここで、Ｓ15(t)をＤＳＢ−ＳＣ信号とし
てみると、式（１８）に示したように変調信号は積分さ
れているため、図３(ｆ−２)からもわかるようにＤＳＢ
−ＳＣ信号の上・下側波は振幅が異なってしまう（下側
波の方が振幅が大きく、変調信号ωaの周波数が高くな
ると、その差は大きくなる。)上・下側波は振幅を揃え
るために微分器１６により補正を行う。微分器１６の出
力をＳ16(t)とすると、
てみると、式（１８）に示したように変調信号は積分さ
れているため、図３(ｆ−２)からもわかるようにＤＳＢ
−ＳＣ信号の上・下側波は振幅が異なってしまう（下側
波の方が振幅が大きく、変調信号ωaの周波数が高くな
ると、その差は大きくなる。)上・下側波は振幅を揃え
るために微分器１６により補正を行う。微分器１６の出
力をＳ16(t)とすると、
【数３８】 Ｓ16(t)＝-（1-k）(ABωd/16){sin(ωs-ωa)ｔ+sin(ωs+ωa)t} （３８） Ｓ16(t)の波形、及びスペクトルは図３（(ｇ−１)，(ｇ
−２)）に示す。この出力は移相器１７、及びＭＩＸ１
９に入力されるが、まず移相器１７に入力されるものに
ついてみてみる。移相器１７で位相を（π／２）動かす
と、移相器１７の出力Ｓ17(t)は
−２)）に示す。この出力は移相器１７、及びＭＩＸ１
９に入力されるが、まず移相器１７に入力されるものに
ついてみてみる。移相器１７で位相を（π／２）動かす
と、移相器１７の出力Ｓ17(t)は
【数３９】 Ｓ17(t)＝（1-k）(ABωd/16){cos(ωs-ωa)ｔ+cos(ωs+ωa)t} （３９）
【００３４】ＡＭＰ１８での増幅率をｋ1とすると、Ａ
ＭＰ１８の出力Ｓ18(t)は
ＭＰ１８の出力Ｓ18(t)は
【数４０】 Ｓ18(t)＝ｋ1(1-k)(ABωd/16)｛cos(ωs-ωa)ｔ+cos(ωs+ωa)ｔ} ＝ｋ1(1-k)(ABωd/8)cosωaｔcosωsｔ （４０） Ｓ18(t)をＶＣＯ３に入力し、ＦＭ変調出力Ｓ19(t)を得
る。Ｓ19(t)の中心角周波数をωc2、ＶＣＯ３の変調利
得をｋ2とすると
る。Ｓ19(t)の中心角周波数をωc2、ＶＣＯ３の変調利
得をｋ2とすると
【数４１】 Ｓ19(t)＝cos{ωc2t+ｋ1ｋ2(1-k)(ABωd/8)∫(cosωatcosωst)dt} （４１）
【００３５】ここで、Ｓ19(t)＝Ｓ2(t)が成り立たなけ
ればならないので、ｋ1，ｋ2の値は以下の式を満足する
ように設定する。 ｋ＝ｋ1ｋ2（1-k）A/8 次にＭＩＸ１９に入力されたほうのＳ16(t)についてみ
てみると、この信号はサブキャリア同期信号発生器２０
より出力される角周波数ωsの正弦波信号Ｓ20(t)と乗算
される（Ｓ20(t)の波形を図３（ｈ−１）に示す）。
ればならないので、ｋ1，ｋ2の値は以下の式を満足する
ように設定する。 ｋ＝ｋ1ｋ2（1-k）A/8 次にＭＩＸ１９に入力されたほうのＳ16(t)についてみ
てみると、この信号はサブキャリア同期信号発生器２０
より出力される角周波数ωsの正弦波信号Ｓ20(t)と乗算
される（Ｓ20(t)の波形を図３（ｈ−１）に示す）。
【数４２】 Ｓ20(t)＝sinωsｔ （４２） ＭＩＸ１９の出力Ｓ21(t)は
【数４３】 Ｓ21(t)＝Ｓ16(t)×Ｓ20(t) ＝-(1-k)(ABωd/16)｛sin(ωs-ωa)ｔ+sin(ωs+ωa)ｔ}sinωst ＝-(1-k)(ABωd/16)cosωaｔ +(1-k)(ABωd/32){cos(2ωs-ωa)ｔ+cos(2ωs+ωa)t｝ （４３）
【００３６】Ｓ21(t)は図３（(ｉ−１)，(ｉ−２)）に
示す波形、スペクトルとなり、これをＬＰＦ２１で高周
波成分を除去することにより、図４（(ｊ−１)，(ｊ−
２)）に波形、及びスペクトルを示すＳ22(t)が得られ
る。
示す波形、スペクトルとなり、これをＬＰＦ２１で高周
波成分を除去することにより、図４（(ｊ−１)，(ｊ−
２)）に波形、及びスペクトルを示すＳ22(t)が得られ
る。
【数４４】 Ｓ22(t)＝-(1-k)（ABωd/16)cosωaｔ （４４） ここでＡを一定とすると-(1-k)(Aωd/16)は定数なの
で、これをｍとおくと、
で、これをｍとおくと、
【数４５】 Ｓ22(t)＝ｍＢcosωaｔ （４５） Ｂcosωaｔはサブ信号の変調信号であるので、Ｓ22(t)
として変調信号（Ｌ−Ｒ信号）成分が出力端子２２に得
られるわけである。
として変調信号（Ｌ−Ｒ信号）成分が出力端子２２に得
られるわけである。
【００３７】図８は第２の発明のＦＭ−ＡＭ変換復調装
置の一実施例である。同図において、図１と同一符号は
同一または類似の回路をあらわし、２３，２４及び２６
はスイッチ、２５は合成器、２７は増幅器で、スイッチ
２３，２４，２６及び合成器２５は前記選択合成手段を
構成し、増幅器２７はレベル差補正手段を構成する。ま
た、各信号Ｓ1〜Ｓ13を表わす数式及び各信号の波形及
びスペクトルは図１の実施例の場合と同様なので、それ
らの表示は省略する。図８において、信号Ｓ7(t)とＳ
11(t)のレベルを比較するために、それぞれを包絡線検
波器１２と包絡線検波器１３に入力し正の包絡線を検出
する。包絡線検波器１２の出力をＳ12(t)、包絡線検波
器１３の出力をＳ13(t)とし次式のように表わす。
置の一実施例である。同図において、図１と同一符号は
同一または類似の回路をあらわし、２３，２４及び２６
はスイッチ、２５は合成器、２７は増幅器で、スイッチ
２３，２４，２６及び合成器２５は前記選択合成手段を
構成し、増幅器２７はレベル差補正手段を構成する。ま
た、各信号Ｓ1〜Ｓ13を表わす数式及び各信号の波形及
びスペクトルは図１の実施例の場合と同様なので、それ
らの表示は省略する。図８において、信号Ｓ7(t)とＳ
11(t)のレベルを比較するために、それぞれを包絡線検
波器１２と包絡線検波器１３に入力し正の包絡線を検出
する。包絡線検波器１２の出力をＳ12(t)、包絡線検波
器１３の出力をＳ13(t)とし次式のように表わす。
【数４６】 Ｓ12(t)＝Ｖ1[U] （４６）
【数４７】 Ｓ13(t)＝Ｖ2[U] （４７）
【００３８】電圧比較器１４の出力をＳ23(t)とする
と、Ｓ12(t)とＳ13(t)の差が、任意の一定電圧Ｖ3に対
し、Ｖ2−Ｖ1＞Ｖ3のときは、
と、Ｓ12(t)とＳ13(t)の差が、任意の一定電圧Ｖ3に対
し、Ｖ2−Ｖ1＞Ｖ3のときは、
【数４８】 Ｓ23(t)＝Ｖ[U] （４８） Ｖ2−Ｖ1≦Ｖ3のときは、
【数４９】 Ｓ23(t)＝０[U] （４９） 電圧比較器１４’の出力をＳ24(t)とするとＳ12(t)とＳ
13(t)の差が、任意の一定電圧Ｖ3に対し、Ｖ1−Ｖ2＞Ｖ
3のときは、
13(t)の差が、任意の一定電圧Ｖ3に対し、Ｖ1−Ｖ2＞Ｖ
3のときは、
【数５０】 Ｓ24(t)＝Ｖ[U] （５０） Ｖ1−Ｖ2≦Ｖ3のときは、
【数５１】 Ｓ24(t)＝０[U] （５１）
【００３９】電圧比較器１４の出力Ｓ23(t)はスイッチ
２３及びスイッチ２６に入力される。スイッチ２３はＳ
23(t)＝０[U]のときはオン、Ｓ23(t)＝Ｖ[U]のときはオ
フの動作をする。よってスイッチ２３の出力をＳ25(t)
とすると、Ｖ2−Ｖ1＞Ｖ3のときは、
２３及びスイッチ２６に入力される。スイッチ２３はＳ
23(t)＝０[U]のときはオン、Ｓ23(t)＝Ｖ[U]のときはオ
フの動作をする。よってスイッチ２３の出力をＳ25(t)
とすると、Ｖ2−Ｖ1＞Ｖ3のときは、
【数５２】 Ｓ25(t)＝０[U] （５２） Ｖ2−Ｖ1≦Ｖ3のときは、
【数５３】 Ｓ25(t)＝Ｓ7(t)＝(Aβ1/8)cos(ωs-ωa)t+(Aβ2/8)cos(ωs+ωa)t （５３）
【００４０】電圧比較器１４’の出力Ｓ24(t)はスイッ
チ２４及びスイッチ２６に入力される。スイッチ２４は
Ｓ24(t)＝０[U]のときはオン、Ｓ24(t)＝Ｖ[U]のときは
オフの動作をする。よってスイッチ２４の出力をＳ
26(t)とすると、Ｖ1−Ｖ2＞Ｖ3のときは、
チ２４及びスイッチ２６に入力される。スイッチ２４は
Ｓ24(t)＝０[U]のときはオン、Ｓ24(t)＝Ｖ[U]のときは
オフの動作をする。よってスイッチ２４の出力をＳ
26(t)とすると、Ｖ1−Ｖ2＞Ｖ3のときは、
【数５４】 Ｓ26(t)＝０[U] （５４） Ｖ1−Ｖ2≦Ｖ3のときは、
【数５５】 Ｓ26(t)＝Ｓ11(t)＝(Aβ1/8)cos(ωs-ωa)t+(Aβ2/8)cos(ωs+ωa)t （５５）
【００４１】Ｓ25(t)とＳ26(t)は合成器２５で合成され
る。合成器２５の出力をＳ27(t)とすると、Ｖ1−Ｖ2＞
Ｖ3のときは、
る。合成器２５の出力をＳ27(t)とすると、Ｖ1−Ｖ2＞
Ｖ3のときは、
【数５６】 Ｓ27(t)＝Ｓ7(t)＝(Aβ1/8)cos(ωs-ωa)t+(Aβ2/8)cos(ωs+ωa)t （５６） Ｖ2−Ｖ1＞Ｖ3のときは、
【数５７】 Ｓ27(t)＝Ｓ11(t)＝(Aβ1/8)cos(ωs-ωa)t+(Aβ2/8)cos(ωs+ωa)t （５７） ｜Ｖ1−Ｖ2｜≦Ｖ3のときは、
【数５８】 Ｓ27(t)=Ｓ7(t)+Ｓ11(t)=2(Aβ1/8)cos(ωs-ωa)t+2(Aβ2/8)cos(ωs+ωa)t （５８）
【００４２】ここで、式（５８）についてみてみるとＳ
27(t)の信号振幅が２倍になっていることが分かる。こ
の際、ノイズ成分については相関性が薄いため√２倍に
しかならない。このためＳ／Ｎの改善が図れる。
27(t)の信号振幅が２倍になっていることが分かる。こ
の際、ノイズ成分については相関性が薄いため√２倍に
しかならない。このためＳ／Ｎの改善が図れる。
【００４３】次に合成器２５の出力はスイッチ２６に入
力される。スイッチ２６はＳ23(t)＝Ｖ[U]またはＳ
24(t)＝Ｖ[U]のときにＳ27を増幅器２７に入力、Ｓ
23(t)＝Ｓ24(t)＝０[U]のときにはＳ27を微分器１６に
入力するように動作する。つまり｜Ｖ1−Ｖ2｜＞Ｖ3の
とき、増幅器２７にスイッチ２６の出力Ｓ28(t)が入力
される。増幅器２７の増幅度は２なので増幅器２７の出
力をＳ29(t)とすると、
力される。スイッチ２６はＳ23(t)＝Ｖ[U]またはＳ
24(t)＝Ｖ[U]のときにＳ27を増幅器２７に入力、Ｓ
23(t)＝Ｓ24(t)＝０[U]のときにはＳ27を微分器１６に
入力するように動作する。つまり｜Ｖ1−Ｖ2｜＞Ｖ3の
とき、増幅器２７にスイッチ２６の出力Ｓ28(t)が入力
される。増幅器２７の増幅度は２なので増幅器２７の出
力をＳ29(t)とすると、
【数５９】 Ｓ29(t)＝(Aβ1/4)cos(ωs-ωa)t+(Aβ2/4)cos(ωs+ωa)t （５９） ここで微分器１６に入力される信号についてみてみる
と、｜Ｖ1−Ｖ2｜＞Ｖ3のときの入力信号は、
と、｜Ｖ1−Ｖ2｜＞Ｖ3のときの入力信号は、
【数６０】 Ｓ29(t)＝(Aβ1/4)cos(ωs-ωa)t+(Aβ2/4)cos(ωs+ωa)t （６０） ｜Ｖ1−Ｖ2｜≦Ｖ3のときの入力信号は、
【数６１】 Ｓ28(t)＝(Aβ1/4)cos(ωs-ωa)t+(Aβ2/4)cos(ωs+ωa)t （６１） となり同じ信号が得られていることが分かる。但しＳ
28(t)はＳ／Ｎの改善が図られたものであり、Ｓ29(t)よ
りもＳ／Ｎが良い。
28(t)はＳ／Ｎの改善が図られたものであり、Ｓ29(t)よ
りもＳ／Ｎが良い。
【００４４】ここで、Ｓ28(t)，Ｓ29(t)をＤＳＢ−ＳＣ
信号としてみると、変調信号は積分されているため、Ｄ
ＳＢ−ＳＣ信号の上・下側波は振幅が異なってしまう
（下側波の方が振幅が大きく、変調信号ωaの周波数が
高くなると、その差が大きくなる）。上・下側波は振幅
を揃えるために微分器１６により補正を行う。微分器１
６の出力をＳ'16(t)とすると、
信号としてみると、変調信号は積分されているため、Ｄ
ＳＢ−ＳＣ信号の上・下側波は振幅が異なってしまう
（下側波の方が振幅が大きく、変調信号ωaの周波数が
高くなると、その差が大きくなる）。上・下側波は振幅
を揃えるために微分器１６により補正を行う。微分器１
６の出力をＳ'16(t)とすると、
【数６２】 Ｓ'16(t)＝-（1-k）(ABωd/8){sin(ωs-ωa)ｔ+sin(ωs+ωa)t} （６２）
【００４５】この出力Ｓ'16(t)は移相器１７、及びミキ
サ１９に入力されるが、まず移相器１７に入力されるも
のについてみてみる。移相器１７でＳ'16(t)の位相を
（π／２）動かすと、移相器１７の出力Ｓ'17(t)は、
サ１９に入力されるが、まず移相器１７に入力されるも
のについてみてみる。移相器１７でＳ'16(t)の位相を
（π／２）動かすと、移相器１７の出力Ｓ'17(t)は、
【数６３】 Ｓ'17(t)＝（1-k）(ABωd/8){cos(ωs-ωa)ｔ+cos(ωs+ωa)t} （６３） 増幅器１８の増幅率をｋ1とすると、その出力Ｓ'18(t)
は、
は、
【数６４】 Ｓ'18(t)＝ｋ1(1-k)(ABωd/8)｛cos(ωs-ωa)ｔ+cos(ωs+ωa)ｔ} ＝ｋ1(1-k)(ABωd/4)cosωaｔcosωsｔ （６４） Ｓ'18(t)をＶＣＯ３に入力し、ＦＭ変調出力Ｓ'19(t)を
得る。Ｓ'19(t)の中心角周波数をωc2、ＶＣＯ３の変調
利得をｋ2とすると
得る。Ｓ'19(t)の中心角周波数をωc2、ＶＣＯ３の変調
利得をｋ2とすると
【数６５】 Ｓ'19(t)＝cos{ωc2t+ｋ1ｋ2(1-k)(ABωd/4)∫(cosωatcosωst)dt} （６５）
【００４６】ここで、Ｓ'19(t)＝Ｓ2(t)が成り立たなけ
ればならないので、ｋ1，ｋ2の値は以下の式を満足する
ように設定する。 ｋ＝ｋ1ｋ2（1-k）A/4 次にミキサ１９に入力されたほうのＳ'16(t)についてみ
てみると、この信号はサブキャリア同期信号発生器２０
より出力される角周波数ωsの正弦波信号Ｓ'20(t)と乗
算される。
ればならないので、ｋ1，ｋ2の値は以下の式を満足する
ように設定する。 ｋ＝ｋ1ｋ2（1-k）A/4 次にミキサ１９に入力されたほうのＳ'16(t)についてみ
てみると、この信号はサブキャリア同期信号発生器２０
より出力される角周波数ωsの正弦波信号Ｓ'20(t)と乗
算される。
【数６６】 Ｓ'20(t)＝sinωsｔ （６６） ミキサ１９の出力Ｓ'21(t)は
【数６７】 Ｓ'21(t)＝Ｓ'16(t)×Ｓ'20(t) ＝-(1-k)(ABωd/8)｛sin(ωs-ωa)ｔ+sin(ωs+ωa)ｔ}sinωst ＝-(1-k)(ABωd/8)cosωaｔ +(1-k)(ABωd/16){cos(2ωs-ωa)ｔ+cos(2ωs+ωa)t｝ （６７）
【００４７】Ｓ'21(t)はＬＰＦ２１を通すことによりそ
の高周波成分を除去してＳ'22(t)が得られる。
の高周波成分を除去してＳ'22(t)が得られる。
【数６８】 Ｓ'22(t)＝−(1-k)（ABωd/8)cosωaｔ （６８） ここでＡを一定とすると、−(1-k)(Aωd/8)は定数なの
で、これをｍとおくと、
で、これをｍとおくと、
【数６９】 Ｓ'22(t)＝ｍＢcosωaｔ （６９） 即ち、（４５）式と同様に変調信号成分が出力端子２２
に得られる。
に得られる。
【００４８】図９は第３の発明のＦＭ−ＡＭ変調復調装
置の一実施例で、図１と同一符号は同一または類似の回
路を表わし５０及び５１はＢＰＦ、５２及び５３は包絡
線検波器、５４は電圧比較器、５５はスイッチである。
ＢＰＦ５０及び５１は隣接妨害検出手段の一例で前記式
（２０）で、（ωc1−ωc2）＝ωcとすると、ＢＰＦ４
の通過帯域は（ωc＋ωs±ωb）、ＢＰＦ８の通過帯域
は（ωc−ωs±ωb）、ＢＰＦ５０の通過帯域は、通過
帯域幅をωbとすると（ωc＋ωs＋ωa〜ωc＋ωs＋ωa
＋ωb）、ＢＰＦ５１の通過帯域は（ωc−ωs−ωa〜ω
c−ωs−ωa−ωb）である。ここでωbは、ごく小さい
値でありωc＋ωs＋ωa＋ωb≪ωc1＋ωc2の関係が成り
立つ。
置の一実施例で、図１と同一符号は同一または類似の回
路を表わし５０及び５１はＢＰＦ、５２及び５３は包絡
線検波器、５４は電圧比較器、５５はスイッチである。
ＢＰＦ５０及び５１は隣接妨害検出手段の一例で前記式
（２０）で、（ωc1−ωc2）＝ωcとすると、ＢＰＦ４
の通過帯域は（ωc＋ωs±ωb）、ＢＰＦ８の通過帯域
は（ωc−ωs±ωb）、ＢＰＦ５０の通過帯域は、通過
帯域幅をωbとすると（ωc＋ωs＋ωa〜ωc＋ωs＋ωa
＋ωb）、ＢＰＦ５１の通過帯域は（ωc−ωs−ωa〜ω
c−ωs−ωa−ωb）である。ここでωbは、ごく小さい
値でありωc＋ωs＋ωa＋ωb≪ωc1＋ωc2の関係が成り
立つ。
【００４９】ＦＭ放送において隣接妨害が存在する場
合、希望信号の周波数帯域のすぐ外側に隣接局の信号が
存在するわけである。従って隣接妨害を検出するには、
希望信号通過帯域のすぐ外側の帯域を取り出し、その帯
域の電界強度を調べればよい。ここでは下側波と上側波
のうちどちらが隣接妨害の影響を多く受けているかの情
報が必要なので、上側波の外側の帯域と下側波の外側の
帯域をＢＰＦで取り出し、各々の帯域の電界強度を比較
する。例えば図１０のような状況下ではＢＰＦ５１の帯
域の電界強度に比べＢＰＦ５０の帯域の電界強度が強
く、サブ信号の上側波の帯域（ＢＰＦ４の帯域）が隣接
妨害の影響を受けている可能性が高い。この場合、下側
波（ＢＰＦ８の帯域）を復調に利用する。
合、希望信号の周波数帯域のすぐ外側に隣接局の信号が
存在するわけである。従って隣接妨害を検出するには、
希望信号通過帯域のすぐ外側の帯域を取り出し、その帯
域の電界強度を調べればよい。ここでは下側波と上側波
のうちどちらが隣接妨害の影響を多く受けているかの情
報が必要なので、上側波の外側の帯域と下側波の外側の
帯域をＢＰＦで取り出し、各々の帯域の電界強度を比較
する。例えば図１０のような状況下ではＢＰＦ５１の帯
域の電界強度に比べＢＰＦ５０の帯域の電界強度が強
く、サブ信号の上側波の帯域（ＢＰＦ４の帯域）が隣接
妨害の影響を受けている可能性が高い。この場合、下側
波（ＢＰＦ８の帯域）を復調に利用する。
【００５０】このようなことから、ＢＰＦ５０の通過帯
域は通過帯域幅をωbとすると（ωc＋ωs＋ωa〜ωc＋
ωs＋ωa＋ωb）、ＢＰＦ５１の通過帯域は（ωc−ωs
−ωa〜ωc−ωs−ωa−ωb）であり、通過帯域幅ω
bは、希望波に隣接する帯域の電界強度を検出するのが
目的なので狭くてよい。ＢＰＦ５０の出力をＳ30(t)、
ＢＰＦ５１の出力をＳ31(t)とする。Ｓ30(t)は包絡線検
波器５２に入力される。包絡線検波器５２の出力をＳ
32(t)とする。Ｓ31(t)は包絡線検波器５３に入力され
る。包絡線検波器５３の出力をＳ33(t)とする。Ｓ32(t)
およびＳ33(t)は電圧比較器５４に入力される。電圧比
較器５４はＳ32(t)とＳ33(t)の電圧レベルを比較しＳ
32(t)のレベルが低いときには任意の直流電圧Ｖ［Ｖ］
を、Ｓ33(t)のレベルが低いときには０［Ｖ］を出力す
る。Ｓ32(t)＝Ｓ33(t)のときは不安定に切り替わるのを
防ぐためＶ［Ｖ］、または０［Ｖ］に固定とする。電圧
比較器５４の出力をＳ34(t)とすると、Ｓ32(t)＜Ｓ
33(t)のときには、
域は通過帯域幅をωbとすると（ωc＋ωs＋ωa〜ωc＋
ωs＋ωa＋ωb）、ＢＰＦ５１の通過帯域は（ωc−ωs
−ωa〜ωc−ωs−ωa−ωb）であり、通過帯域幅ω
bは、希望波に隣接する帯域の電界強度を検出するのが
目的なので狭くてよい。ＢＰＦ５０の出力をＳ30(t)、
ＢＰＦ５１の出力をＳ31(t)とする。Ｓ30(t)は包絡線検
波器５２に入力される。包絡線検波器５２の出力をＳ
32(t)とする。Ｓ31(t)は包絡線検波器５３に入力され
る。包絡線検波器５３の出力をＳ33(t)とする。Ｓ32(t)
およびＳ33(t)は電圧比較器５４に入力される。電圧比
較器５４はＳ32(t)とＳ33(t)の電圧レベルを比較しＳ
32(t)のレベルが低いときには任意の直流電圧Ｖ［Ｖ］
を、Ｓ33(t)のレベルが低いときには０［Ｖ］を出力す
る。Ｓ32(t)＝Ｓ33(t)のときは不安定に切り替わるのを
防ぐためＶ［Ｖ］、または０［Ｖ］に固定とする。電圧
比較器５４の出力をＳ34(t)とすると、Ｓ32(t)＜Ｓ
33(t)のときには、
【数７０】 Ｓ34(t)＝Ｖ［Ｖ］ （７０） Ｓ32(t)＞Ｓ33(t)のときには、
【数７１】 Ｓ34(t)＝０［Ｖ］ （７１） Ｓ32(t)＝Ｓ33(t)のときには、
【数７２】 Ｓ34(t)＝Ｖまたは０［Ｖ］ （７２）
【００５１】スイッチ５５はＳ34(t)を制御信号とし、
出力信号としてＳ7(t)とＳ11(t)を切り替える。Ｓ34(t)
＝Ｖ［Ｖ］のときはＳ7(t)を出力し、Ｓ34(t)＝０
［Ｖ］のときはＳ11(t)を出力する。即ちスイッチ５５
の出力をＳ35(t)とすると、Ｓ32(t)＜Ｓ33(t)のときに
は、
出力信号としてＳ7(t)とＳ11(t)を切り替える。Ｓ34(t)
＝Ｖ［Ｖ］のときはＳ7(t)を出力し、Ｓ34(t)＝０
［Ｖ］のときはＳ11(t)を出力する。即ちスイッチ５５
の出力をＳ35(t)とすると、Ｓ32(t)＜Ｓ33(t)のときに
は、
【数７３】 Ｓ35(t)＝Ｓ7(t)＝(Aβ1/8)cos(ωs-ωa)t+(Aβ2/8)cos(ωs+ωa)t （７３） Ｓ32(t)＞Ｓ33(t)のときには、
【数７４】 Ｓ35(t)＝Ｓ11(t)＝(Aβ1/8)cos(ωs-ωa)t+(Aβ2/8)cos(ωs+ωa)t （７４） Ｓ32(t)＝Ｓ33(t)のときには、
【数７５】 Ｓ35(t)＝Ｓ7(t)またはＳ11(t) （７５）
【００５２】Ｓ7(t)とＳ11(t)は同じ形をしているが、
Ｓ7(t)は上側波より得られたものであり、Ｓ11(t)は下
側波より得られたものである。Ｓ32(t)は上側波の外側
の電界強度、Ｓ33(t)は下側波の外側の電界強度であ
り、その値の少ない方が隣接妨害の影響が少ないと考え
られる。つまり、結果として隣接妨害の少ない方の側波
から得られた信号がＳ35(t)として与えられ、これが復
調に用いられる。
Ｓ7(t)は上側波より得られたものであり、Ｓ11(t)は下
側波より得られたものである。Ｓ32(t)は上側波の外側
の電界強度、Ｓ33(t)は下側波の外側の電界強度であ
り、その値の少ない方が隣接妨害の影響が少ないと考え
られる。つまり、結果として隣接妨害の少ない方の側波
から得られた信号がＳ35(t)として与えられ、これが復
調に用いられる。
【００５３】
【発明の効果】以上説明したように従来の方式では上下
両側波のうち取り出す側波を一方に固定し取り出してい
たが、第１の発明によればレベルの高い方の側波をリア
ルタイムで選択し取り出すことにより、マルチパスの影
響が軽減され、歪特性、Ｓ／Ｎ比等が改善される。また
第２の発明によれば、上下側波のレベル差に応じて両者
を合成または高いレベルの方を選択するので、両側波を
無駄無く利用してマルチパス、Ｓ／Ｎ比等の改善を図る
ことができる。更に第３の発明によれば、上下側波夫々
の外側に隣接する帯域の電界強度（レベル）を比較する
ことにより、隣接妨害の有無を検出し、常に隣接妨害の
影響の少ない方の側波を復調しているので、Ｓ／Ｎ比、
歪などを改善することができる。
両側波のうち取り出す側波を一方に固定し取り出してい
たが、第１の発明によればレベルの高い方の側波をリア
ルタイムで選択し取り出すことにより、マルチパスの影
響が軽減され、歪特性、Ｓ／Ｎ比等が改善される。また
第２の発明によれば、上下側波のレベル差に応じて両者
を合成または高いレベルの方を選択するので、両側波を
無駄無く利用してマルチパス、Ｓ／Ｎ比等の改善を図る
ことができる。更に第３の発明によれば、上下側波夫々
の外側に隣接する帯域の電界強度（レベル）を比較する
ことにより、隣接妨害の有無を検出し、常に隣接妨害の
影響の少ない方の側波を復調しているので、Ｓ／Ｎ比、
歪などを改善することができる。
【図１】本発明の一実施例を示すブロック図である。
【図２】上記実施例の動作を説明するための波形及びス
ペクトル図である。
ペクトル図である。
【図３】上記実施例の動作を説明するための波形及びス
ペクトル図である。
ペクトル図である。
【図４】上記実施例の動作を説明するための波形及びス
ペクトル図である。
ペクトル図である。
【図５】従来の装置の構成を示すブロック図である。
【図６】従来の装置の動作を説明するための波形及びス
ペクトル図である。
ペクトル図である。
【図７】従来の装置の動作を説明するための波形及びス
ペクトル図である。
ペクトル図である。
【図８】第２の発明の一実施例を示すブロック図であ
る。
る。
【図９】第３の発明の一実施例を示すブロック図であ
る。
る。
【図１０】図９の実施例の動作説明図である。
１ 入力端子 ２ ＭＩＸ ３ ＶＣＯ ４ ＢＰＦ ５ ＭＩＸ ６ ＯＳＣ（発振器） ７ ＬＰＦ ８ ＢＰＦ ９ ＭＩＸ １０ 移相器 １１ ＬＰＦ １２ 包絡線検波器 １３ 包絡線検波器 １４ 電圧比較器 １５ スイッチ １６ 微分器 １７ 移相器 １８ ＡＭＰ １９ ＭＩＸ ２０ サブキャリア同期信号発生回路 ２１ ＬＰＦ ２２ 出力端子 ２３ スイッチ ２４ スイッチ ２６ スイッチ ２５ 合成器 ２７ 増幅器 ３１ 入力端子 ３２ ＭＩＸ ３３ ＶＣＯ ３４ ＢＰＦ ３５ ＭＩＸ ３６ ＯＳＣ ３７ ＬＰＦ ３８ 微分器 ３９ 移相器 ４０ ＡＭＰ ４１ ＭＩＸ ４２ サブキャリア同期信号発生器 ４３ ＬＰＦ ４４ 出力端子 ５０ ＢＰＦ ５１ ＢＰＦ ５２ 包絡線検出器 ５３ 包絡線検出器 ５４ 電圧比較器 ５５ スイッチ
【手続補正書】
【提出日】平成６年１月２１日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００４８
【補正方法】変更
【補正内容】
【００４８】図９は第３の発明のＦＭ−ＡＭ変調復調装
置の一実施例で、図１と同一符号は同一または類似の回
路を表わし５０及び５１はＢＰＦ、５２及び５３は包絡
線検波器、５４は電圧比較器、５５はスイッチである。
ＢＰＦ５０及び５１は隣接妨害検出手段の一例で前記式
（２０）で、（ωｃ１−ωｃ２）＝ωｃとすると、ＢＰ
Ｆ４の通過帯域は（ωｃ＋ωｓ±ωａ ）、ＢＰＦ８の通
過帯域は（ωｃ−ωｓ±ωａ ）、ＢＰＦ５０の通過帯域
は、通過帯域幅をωｂとすると（ωｃ＋ωｓ＋ωａ〜ω
ｃ＋ωｓ＋ωａ＋ωｂ）、ＢＰＦ５１の通過帯域は（ω
ｃ−ωｓ−ωａ〜ωｃ−ωｓ−ωａ−ωｂ）である。こ
こでωｂは、ごく小さい値でありωｃ＋ωｓ＋ωａ＋ω
ｂ≪ωｃ１＋ωｃ２の関係が成り立つ。
置の一実施例で、図１と同一符号は同一または類似の回
路を表わし５０及び５１はＢＰＦ、５２及び５３は包絡
線検波器、５４は電圧比較器、５５はスイッチである。
ＢＰＦ５０及び５１は隣接妨害検出手段の一例で前記式
（２０）で、（ωｃ１−ωｃ２）＝ωｃとすると、ＢＰ
Ｆ４の通過帯域は（ωｃ＋ωｓ±ωａ ）、ＢＰＦ８の通
過帯域は（ωｃ−ωｓ±ωａ ）、ＢＰＦ５０の通過帯域
は、通過帯域幅をωｂとすると（ωｃ＋ωｓ＋ωａ〜ω
ｃ＋ωｓ＋ωａ＋ωｂ）、ＢＰＦ５１の通過帯域は（ω
ｃ−ωｓ−ωａ〜ωｃ−ωｓ−ωａ−ωｂ）である。こ
こでωｂは、ごく小さい値でありωｃ＋ωｓ＋ωａ＋ω
ｂ≪ωｃ１＋ωｃ２の関係が成り立つ。
【手続補正２】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００５０
【補正方法】変更
【補正内容】
【００５０】このようなことから、ＢＰＦ５０の通過帯
域は通過帯域幅をωｂとすると（ωｃ＋ωｓ＋ωａ〜ω
ｃ＋ωｓ＋ωａ＋ωｂ）、ＢＰＦ５１の通過帯域は（ω
ｃ−ωｓ−ωａ〜ωｃ−ωｓ−ωａ−ωｂ）であり、通
過帯域幅ωｂは、希望波に隣接する帯域の電界強度を検
出するのが目的なので狭くてよい。ＢＰＦ５０の出力を
Ｓ ５０（ｔ） 、ＢＰＦ５１の出力をＳ ５１（ｔ） とす
る。Ｓ ５０（ｔ） は包絡線検波器５２に入力される。包
絡線検波器５２の出力をＳ ５２（ｔ） とする。Ｓ
５１（ｔ） は包絡線検波器５３に入力される。包絡線検
波器５３の出力をＳ ５３（ｔ） とする。Ｓ ５２（ｔ） お
よびＳ ５３（ｔ） は電圧比較器５４に入力される。電圧
比較器５４はＳ ５２（ｔ） とＳ ５３（ｔ） の電圧レベル
を比較しＳ ５２（ｔ） のレベルが低いときには任意の直
流電圧Ｖ［Ｖ］を、Ｓ ５３（ｔ） のレベルが低いときに
は０［Ｖ］を出力する。Ｓ ５２（ｔ） ＝Ｓ ５３（ｔ） の
ときは不安定に切り替わるのを防ぐためＶ［Ｖ］、また
は０［Ｖ］に固定とする。電圧比較器５４の出力をＳ
５４（ｔ） とすると、Ｓ ５２（ｔ） ＜Ｓ ５３（ｔ） のと
きには、
域は通過帯域幅をωｂとすると（ωｃ＋ωｓ＋ωａ〜ω
ｃ＋ωｓ＋ωａ＋ωｂ）、ＢＰＦ５１の通過帯域は（ω
ｃ−ωｓ−ωａ〜ωｃ−ωｓ−ωａ−ωｂ）であり、通
過帯域幅ωｂは、希望波に隣接する帯域の電界強度を検
出するのが目的なので狭くてよい。ＢＰＦ５０の出力を
Ｓ ５０（ｔ） 、ＢＰＦ５１の出力をＳ ５１（ｔ） とす
る。Ｓ ５０（ｔ） は包絡線検波器５２に入力される。包
絡線検波器５２の出力をＳ ５２（ｔ） とする。Ｓ
５１（ｔ） は包絡線検波器５３に入力される。包絡線検
波器５３の出力をＳ ５３（ｔ） とする。Ｓ ５２（ｔ） お
よびＳ ５３（ｔ） は電圧比較器５４に入力される。電圧
比較器５４はＳ ５２（ｔ） とＳ ５３（ｔ） の電圧レベル
を比較しＳ ５２（ｔ） のレベルが低いときには任意の直
流電圧Ｖ［Ｖ］を、Ｓ ５３（ｔ） のレベルが低いときに
は０［Ｖ］を出力する。Ｓ ５２（ｔ） ＝Ｓ ５３（ｔ） の
ときは不安定に切り替わるのを防ぐためＶ［Ｖ］、また
は０［Ｖ］に固定とする。電圧比較器５４の出力をＳ
５４（ｔ） とすると、Ｓ ５２（ｔ） ＜Ｓ ５３（ｔ） のと
きには、
【数７０】
【数７１】
【数７２】
【手続補正３】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００５１
【補正方法】変更
【補正内容】
【００５１】スイッチ５５はＳ ５４（ｔ） を制御信号と
し、出力信号としてＳ７（ｔ）とＳ１１（ｔ）を切り替
える。Ｓ ５４（ｔ） ＝Ｖ［Ｖ］のときはＳ７（ｔ）を出
力し、Ｓ ５４（ｔ） ＝０［Ｖ］のときはＳ１１（ｔ）を
出力する。即ちスイッチ５５の出力をＳ ５５（ｔ） とす
ると、Ｓ ５２（ｔ） ＜Ｓ ５３（ｔ） のときには、
し、出力信号としてＳ７（ｔ）とＳ１１（ｔ）を切り替
える。Ｓ ５４（ｔ） ＝Ｖ［Ｖ］のときはＳ７（ｔ）を出
力し、Ｓ ５４（ｔ） ＝０［Ｖ］のときはＳ１１（ｔ）を
出力する。即ちスイッチ５５の出力をＳ ５５（ｔ） とす
ると、Ｓ ５２（ｔ） ＜Ｓ ５３（ｔ） のときには、
【数７３】
【数７４】
【数７５】
【手続補正４】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００５２
【補正方法】変更
【補正内容】
【００５２】Ｓ７（ｔ）とＳ１１（ｔ）は同じ形をして
いるが、Ｓ７（ｔ）は上側波より得られたものであり、
Ｓ１１（ｔ）は下側波より得られたものである。Ｓ
５２（ｔ） は上側波の外側の電界強度、Ｓ ５３（ｔ） は
下側波の外側の電界強度であり、その値の少ない方が隣
接妨害の影響が少ないと考えられる。つまり、結果とし
て隣接妨害の少ない方の側波から得られた信号がＳ
５５（ｔ） として与えられ、これが復調に用いられる。
いるが、Ｓ７（ｔ）は上側波より得られたものであり、
Ｓ１１（ｔ）は下側波より得られたものである。Ｓ
５２（ｔ） は上側波の外側の電界強度、Ｓ ５３（ｔ） は
下側波の外側の電界強度であり、その値の少ない方が隣
接妨害の影響が少ないと考えられる。つまり、結果とし
て隣接妨害の少ない方の側波から得られた信号がＳ
５５（ｔ） として与えられ、これが復調に用いられる。
【手続補正５】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図９
【補正方法】変更
【補正内容】
【図９】
【手続補正６】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図１０
【補正方法】変更
【補正内容】
【図１０】
Claims (17)
- 【請求項１】 ＦＭステレオのサブ信号で変調した入力
ＦＭ信号を第１のＦＭ信号でＡＭ変調する第１のＡＭ変
調手段と、 第１のＡＭ変調手段の出力信号から上側波帯成分のレベ
ルをあらわす第１のレベル信号を得る第１のレベル検出
手段と、 第１のＡＭ変調手段の出力信号から下側波帯成分のレベ
ルをあらわす第２のレベル信号を得る第２のレベル検出
手段と、 第１のレベル信号と第２のレベル信号を比較するレベル
比較手段と、 レベル比較手段の出力に応じて上側波帯成分または下側
波帯成分を選択する選択手段と、 選択手段の出力信号をサブキャリア信号でＡＭ変調する
第２のＡＭ変調手段と、 選択手段の出力信号に基づいて第１のＦＭ信号を生成す
るＦＭ信号発生手段と、 第２のＡＭ変調手段の出力信号からサブ信号の変調信号
を抽出する変調信号抽出手段と、 を備えたことを特徴とするＦＭ−ＡＭ変換復調装置。 - 【請求項２】 第１のレベル検出手段は、第１のバンド
パスフィルタ、第１のミキサ、第１のローパスフィルタ
及び第１の包絡線検波器を含み、第２のレベル検出手段
は、第２のバンドパスフィルタ、第２のミキサ、第２の
ローパスフィルタ及び第２の包絡線検波器を含み、第２
のミキサには第１のミキサとは１８０°位相の異なる周
波数信号を与えることを特徴とする請求項１に記載のＦ
Ｍ−ＡＭ変換復調装置。 - 【請求項３】 前記第２のＡＭ変調手段は、微分器と、
第３のミキサと、第３のミキサにサブキャリア信号を与
えるサブキャリア同期信号発生器とを含むことを特徴と
する請求項２に記載のＦＭ−ＡＭ変換復調装置。 - 【請求項４】 前記ＦＭ信号発生手段は前記微分器の出
力信号を９０°移相する移相器、該移相器の出力信号に
応答する電圧制御発振器を含むことを特徴とする請求項
３に記載のＦＭ−ＡＭ変換復調装置。 - 【請求項５】 前記第１のＡＭ変調手段は第４のミキサ
を含み、第４のミキサは前記入力ＦＭ信号を電圧制御発
振器から出力される第１のＦＭ信号でＡＭ変調すること
を特徴とする請求項４に記載のＦＭ−ＡＭ変換復調装
置。 - 【請求項６】 ＦＭステレオのサブ信号で変調した入力
ＦＭ信号を第１のＦＭ信号でＡＭ変調する第１のＡＭ変
調手段と、 第１のＡＭ変調手段の出力信号から上側波帯成分のレベ
ルをあらわす第１のレベル信号を得る第１のレベル検出
手段と、 第１のＡＭ変調手段の出力信号から下側波帯成分のレベ
ルをあらわす第２のレベル信号を得る第２のレベル検出
手段と、 第１のレベル信号と第２のレベル信号を比較するレベル
比較手段と、 レベル比較手段の出力に応じて上側波帯成分及び下側波
帯成分の一方を選択するか、または両方を合成する選択
合成手段と、 選択合成手段の出力信号をサブキャリア信号でＡＭ変調
する第２のＡＭ変調手段と、 選択合成手段の出力信号に基づいて第１のＦＭ信号を生
成するＦＭ信号発生手段と、 第２のＡＭ変調手段の出力信号からサブ信号の変調信号
を抽出する変調信号抽出手段と、 を備えたことを特徴とするＦＭ−ＡＭ変換復調装置。 - 【請求項７】 前記選択合成手段は、第１及び第２のレ
ベル信号の差が所定値以上の場合は、高いレベルの側波
帯成分を選択し、所定値以下の場合は両側波帯成分を合
成することを特徴とする請求項６に記載のＦＭ−ＡＭ変
換復調装置。 - 【請求項８】 前記選択合成手段の出力側にレベル差補
正手段を設けたことを特徴とする請求項６に記載のＦＭ
−ＡＭ変換復調装置。 - 【請求項９】 第１のレベル検出手段は、第１のバンド
パスフィルタ、第１のミキサ、第１のローパスフィルタ
及び第１の包絡線検波器を含み、第２のレベル検出手段
は、第２のバンドパスフィルタ、第２のミキサ、第２の
ローパスフィルタ及び第２の包絡線検波器を含み、第２
のミキサには第１のミキサとは１８０°位相の異なる周
波数信号を与えることを特徴とする請求項６に記載のＦ
Ｍ−ＡＭ変換復調装置。 - 【請求項１０】 前記第２のＡＭ変調手段は、微分器
と、第３のミキサと、第３のミキサにサブキャリア信号
を与えるサブキャリア同期信号発生器とを含むことを特
徴とする請求項９に記載のＦＭ−ＡＭ変換復調装置。 - 【請求項１１】 前記ＦＭ信号発生手段は前記微分器の
出力信号を９０°移相する移相器、該移相器の出力信号
に応答する電圧制御発振器を含むことを特徴とする請求
項１０に記載のＦＭ−ＡＭ変換復調装置。 - 【請求項１２】 前記第１のＡＭ変調手段は第４のミキ
サを含み、第４のミキサは前記入力ＦＭ信号を電圧制御
発振器から出力される第１のＦＭ信号でＡＭ変調するこ
とを特徴とする請求項１１に記載のＦＭ−ＡＭ変換復調
装置。 - 【請求項１３】 ＦＭステレオのサブ信号で変調した入
力ＦＭ信号を第１のＦＭ信号でＡＭ変調する第１のＡＭ
変調手段と、 第１のＡＭ変調手段の出力信号から上側波帯の隣接帯成
分のレベルをあらわす第１のレベル信号を得る第１のレ
ベル検出手段と、 第１のＡＭ変調手段の出力信号から下側波帯の隣接帯成
分のレベルをあらわす第２のレベル信号を得る第２のレ
ベル検出手段と、 第１のレベル信号と第２のレベル信号を比較するレベル
比較手段と、 レベル比較手段の出力に応じて上側波帯成分または下側
波帯成分を選択する選択手段と、 選択手段の出力信号をサブキャリア信号でＡＭ変調する
第２のＡＭ変調手段と、 選択手段の出力信号に基づいて第１のＦＭ信号を生成す
るＦＭ信号発生手段と、 第２のＡＭ変調手段の出力信号からサブ信号の変調信号
を抽出する変調信号抽出手段と、 を備えたことを特徴とするＦＭ−ＡＭ変換復調装置。 - 【請求項１４】 第１のレベル検出手段は、第１のバン
ドパスフィルタ、第１のミキサ、第１のローパスフィル
タ及び第１の包絡線検波器を含み、第２のレベル検出手
段は、第２のバンドパスフィルタ、第２のミキサ、第２
のローパスフィルタ及び第２の包絡線検波器を含み、第
２のミキサには第１のミキサとは１８０°位相の異なる
周波数信号を与えることを特徴とする請求項１３に記載
のＦＭ−ＡＭ変換復調装置。 - 【請求項１５】 前記第２のＡＭ変調手段は、微分器
と、第３のミキサと、第３のミキサにサブキャリア信号
を与えるサブキャリア同期信号発生器とを含むことを特
徴とする請求項１４に記載のＦＭ−ＡＭ変換復調装置。 - 【請求項１６】 前記ＦＭ信号発生手段は前記微分器の
出力信号を９０°移相する移相器、該移相器の出力信号
に応答する電圧制御発振器を含むことを特徴とする請求
項１５に記載のＦＭ−ＡＭ変換復調装置。 - 【請求項１７】 前記第１のＡＭ変調手段は第４のミキ
サを含み、第４のミキサは前記入力ＦＭ信号を電圧制御
発振器から出力される第１のＦＭ信号でＡＭ変調するこ
とを特徴とする請求項１６に記載のＦＭ−ＡＭ変換復調
装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30231893A JPH0787040A (ja) | 1993-07-22 | 1993-11-08 | Ｆｍ−ａｍ変換復調装置 |
Applications Claiming Priority (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5-201784 | 1993-07-22 | ||
| JP20178493 | 1993-07-22 | ||
| JP30231893A JPH0787040A (ja) | 1993-07-22 | 1993-11-08 | Ｆｍ−ａｍ変換復調装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0787040A true JPH0787040A (ja) | 1995-03-31 |
Family
ID=26512988
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP30231893A Pending JPH0787040A (ja) | 1993-07-22 | 1993-11-08 | Ｆｍ−ａｍ変換復調装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0787040A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003502977A (ja) * | 1999-06-17 | 2003-01-21 | マルコニ データ システムズ リミテッド | 超再生型ａｍ復調器 |
| CN105356938A (zh) * | 2015-12-07 | 2016-02-24 | 中国科学院上海光学精密机械研究所 | 幅频调制信号的检测装置 |
-
1993
- 1993-11-08 JP JP30231893A patent/JPH0787040A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003502977A (ja) * | 1999-06-17 | 2003-01-21 | マルコニ データ システムズ リミテッド | 超再生型ａｍ復調器 |
| CN105356938A (zh) * | 2015-12-07 | 2016-02-24 | 中国科学院上海光学精密机械研究所 | 幅频调制信号的检测装置 |
| CN105356938B (zh) * | 2015-12-07 | 2017-09-12 | 中国科学院上海光学精密机械研究所 | 幅频调制信号的检测装置 |
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