JPH0682965B2 - アンテナ装置 - Google Patents
アンテナ装置Info
- Publication number
- JPH0682965B2 JPH0682965B2 JP61165280A JP16528086A JPH0682965B2 JP H0682965 B2 JPH0682965 B2 JP H0682965B2 JP 61165280 A JP61165280 A JP 61165280A JP 16528086 A JP16528086 A JP 16528086A JP H0682965 B2 JPH0682965 B2 JP H0682965B2
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- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase
- phase shifter
- initial value
- antenna
- signal wave
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Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明は、フェーズドアレーレーダのアンテナ装置、
特に各素子アンテナにつながれた移相器を制御すること
により、放射パターンの主ビーム（主ローブ）方向以外
の所望の角度に零点を形成するアンテナ装置に関するも
のである。
特に各素子アンテナにつながれた移相器を制御すること
により、放射パターンの主ビーム（主ローブ）方向以外
の所望の角度に零点を形成するアンテナ装置に関するも
のである。
［従来の技術］ 従来のアンテナ装置は第８図に示す様なものであった。
即ち第８図は、特開昭57-38003号公報に示された従来の
アンテナ装置の構成を示すブロック線図である。図にお
いて、Ea1,Ea2,…,EaNは素子アンテナ、Ps1,Ps2,…,PsN
は夫々前記素子アンテナに対応する移相器、（１）は合
成器、（２）は受信機、（３）は各移相器を制御する移
相器制御装置、（４）は設定位相値を計算する制御プロ
セッサ、（５）は角度指示回路である。
即ち第８図は、特開昭57-38003号公報に示された従来の
アンテナ装置の構成を示すブロック線図である。図にお
いて、Ea1,Ea2,…,EaNは素子アンテナ、Ps1,Ps2,…,PsN
は夫々前記素子アンテナに対応する移相器、（１）は合
成器、（２）は受信機、（３）は各移相器を制御する移
相器制御装置、（４）は設定位相値を計算する制御プロ
セッサ、（５）は角度指示回路である。
次に動作について説明する。ここではこのアンテナ装置
を受信装置として用いる場合を例にして説明することと
する。
を受信装置として用いる場合を例にして説明することと
する。
素子アンテナEa1,Ea2,…,EaNで受信された電波は移相器
Ps1,Ps2,…,PsNによって夫々位相を変えられる。次いで
各移相器の出力信号は合成器（１）で合成される。この
合成されて信号は受信機（２）に伝送される。通常のビ
ーム走査に必要な各移相器の設定量を制御プロセッサ
（４）が計算し、上記制御プロセッサの演算結果に従っ
て、移相器制御装置（３）が各移相器を設定してビーム
走査を行なう。以上に述べた動作は通常のフェーズドア
レーアンテナの動作である。
Ps1,Ps2,…,PsNによって夫々位相を変えられる。次いで
各移相器の出力信号は合成器（１）で合成される。この
合成されて信号は受信機（２）に伝送される。通常のビ
ーム走査に必要な各移相器の設定量を制御プロセッサ
（４）が計算し、上記制御プロセッサの演算結果に従っ
て、移相器制御装置（３）が各移相器を設定してビーム
走査を行なう。以上に述べた動作は通常のフェーズドア
レーアンテナの動作である。
妨害電波やクラッタが存在する場合には、上記の動作に
加えて、不要電波の到来方向に放射パターンの零点を形
成する必要がある。この時には次の動作を行なう。まず
角度指示回路（５）が妨害電波やクラッタ等の不要信号
波の到来方向を制御プロセッサ（４）に指示する。する
と制御プロセッサ（４）は目標のある主ビーム方向のレ
ベルを維持しつつ、不要信号波の到来方向に放射パター
ンの零点を形成するための移相器Ps1,Ps2,…,PsNの位相
設定量を計算する。この計算方法については、最急降下
法、シーケェンシャル アンコンストレインド ミニマ
イゼーション テクニック（Sequential Unconstrained
Minimization Technique）（SUMT）、共役勾配法等の
非線形最適化手法が用いられる。
加えて、不要電波の到来方向に放射パターンの零点を形
成する必要がある。この時には次の動作を行なう。まず
角度指示回路（５）が妨害電波やクラッタ等の不要信号
波の到来方向を制御プロセッサ（４）に指示する。する
と制御プロセッサ（４）は目標のある主ビーム方向のレ
ベルを維持しつつ、不要信号波の到来方向に放射パター
ンの零点を形成するための移相器Ps1,Ps2,…,PsNの位相
設定量を計算する。この計算方法については、最急降下
法、シーケェンシャル アンコンストレインド ミニマ
イゼーション テクニック（Sequential Unconstrained
Minimization Technique）（SUMT）、共役勾配法等の
非線形最適化手法が用いられる。
上記の非線形最適化手法はいずれも位相の設定量を変化
させ、所望の放射パターンを実現するために繰り返し計
算を行なう方法である。従来のアンテナ装置において
は、全ての素子について、この繰り返し計算を行ってい
た。
させ、所望の放射パターンを実現するために繰り返し計
算を行なう方法である。従来のアンテナ装置において
は、全ての素子について、この繰り返し計算を行ってい
た。
次に上記位相設定量の演算結果に従って、移相器制御装
置（３）が、各移相器Ps1,Ps2,…,PsNを夫々設定し、こ
れによって不要信号の到来方向に零点を形成するという
手順をふんでいたものである。
置（３）が、各移相器Ps1,Ps2,…,PsNを夫々設定し、こ
れによって不要信号の到来方向に零点を形成するという
手順をふんでいたものである。
［発明が解決しようとする問題点］ 従来のフェーズドアレーアンテナ装置は以上に説明した
ように構成されていたので、素子アンテナの素子数が多
い場合（一般に数100から数1000に上る）、繰り返し計
算の回数が著しく多いこととなり、所望の放射パターン
を実現するためには、非常に多くの計算時間を必要とす
ることになり、瞬時に対応する必要のあるレーダとして
は、極めて重大な欠点があると言わねばならない。そも
そもフェーズドアレーレーダを使用するのは最短時間に
全方位にある目標を識別し、計測するのが主眼であるか
らである。
ように構成されていたので、素子アンテナの素子数が多
い場合（一般に数100から数1000に上る）、繰り返し計
算の回数が著しく多いこととなり、所望の放射パターン
を実現するためには、非常に多くの計算時間を必要とす
ることになり、瞬時に対応する必要のあるレーダとして
は、極めて重大な欠点があると言わねばならない。そも
そもフェーズドアレーレーダを使用するのは最短時間に
全方位にある目標を識別し、計測するのが主眼であるか
らである。
この発明は、上記のような問題点を解消するためになさ
れたもので、短い演算時間で所要信号波の方向に主ビー
ムを向け、不要信号波の到来方向に放射パターンの零点
を形成できるアンテナ装置を得ることを目的とするもの
である。
れたもので、短い演算時間で所要信号波の方向に主ビー
ムを向け、不要信号波の到来方向に放射パターンの零点
を形成できるアンテナ装置を得ることを目的とするもの
である。
［問題点を解決するための手段］ この発明に係るアンテナ装置は、妨害波等の不要信号波
の到来する方向に零点を形成するために、非線形最適化
手法を実行するときの初期値設定位相をあらかじめ平面
波合成法等の解析的手法により求める初期値設定位相演
算装置と、これにより演算した初期値設定位相と上記不
要信号波到来方向に零点を形成しないときの各移相器の
設定位相との差が、ある一定値よりも大きくなる移相器
を選択する移相器選択回路を設けたものである。
の到来する方向に零点を形成するために、非線形最適化
手法を実行するときの初期値設定位相をあらかじめ平面
波合成法等の解析的手法により求める初期値設定位相演
算装置と、これにより演算した初期値設定位相と上記不
要信号波到来方向に零点を形成しないときの各移相器の
設定位相との差が、ある一定値よりも大きくなる移相器
を選択する移相器選択回路を設けたものである。
［作 用］ この発明によるアンテナ装置は、移相器選択回路により
使用する移相器のビット数に合わせて、繰り返し計算を
行なう素子を限定する。これによって繰り返し計算を行
わねばならぬ素子アンテナの数を制限し、所望の放射パ
ターンを得るための設定位相を計算する演算時間を短縮
する作用がある。
使用する移相器のビット数に合わせて、繰り返し計算を
行なう素子を限定する。これによって繰り返し計算を行
わねばならぬ素子アンテナの数を制限し、所望の放射パ
ターンを得るための設定位相を計算する演算時間を短縮
する作用がある。
［実施例］ 以下、この発明の一実施例を図によって詳しく説明す
る。第１図はこの発明の一実施例を示すブロック線図で
ある。図において、（６）は初期値設定位相を平面波合
成法等の解析的手法により求める初期値設定位相演算装
置、（７）は初期値設定位相演算装置（６）によって計
算された初期値設定位相と不要信号波到来方向に零点を
形成しないときの移相器の設定位相との差が、ある一定
値よりも大きくなる移相器を選択する移相器選択回路で
あり、（１）〜（５）その他の部分はさきに従来の技術
に関し第８図について説明したものと同様のものであ
る。
る。第１図はこの発明の一実施例を示すブロック線図で
ある。図において、（６）は初期値設定位相を平面波合
成法等の解析的手法により求める初期値設定位相演算装
置、（７）は初期値設定位相演算装置（６）によって計
算された初期値設定位相と不要信号波到来方向に零点を
形成しないときの移相器の設定位相との差が、ある一定
値よりも大きくなる移相器を選択する移相器選択回路で
あり、（１）〜（５）その他の部分はさきに従来の技術
に関し第８図について説明したものと同様のものであ
る。
次に第２図〜第７図によってその動作を説明する。ま
ず、上記初期値設定位相演算装置（６）の機能は次のと
おりである。さて、ここで希望信号波の到来方向を
θ０、不要信号波の到来方向をθ1,θ2,…，θｍとし、
θ０の方向に主ビームを形成した放射パターンをE
0（θ）とし、不要波到来方向θ1,θ2,…，θｍの各方
向に主ビームを形成した放射パターンをE1（θ）,E
2（θ），…,Em（θ）とする。例えば、θ０方向に主ビ
ームをもち、θ１方向に零点をもつ放射パターン（ｃ）
は、第２図に示すように電界放射パターン（ａ）にθ１
方向に主ビームをもつ電界放射パターン（ｂ）を重畳す
ることにより得られる。これを数式で表現すると次式と
なる。
ず、上記初期値設定位相演算装置（６）の機能は次のと
おりである。さて、ここで希望信号波の到来方向を
θ０、不要信号波の到来方向をθ1,θ2,…，θｍとし、
θ０の方向に主ビームを形成した放射パターンをE
0（θ）とし、不要波到来方向θ1,θ2,…，θｍの各方
向に主ビームを形成した放射パターンをE1（θ）,E
2（θ），…,Em（θ）とする。例えば、θ０方向に主ビ
ームをもち、θ１方向に零点をもつ放射パターン（ｃ）
は、第２図に示すように電界放射パターン（ａ）にθ１
方向に主ビームをもつ電界放射パターン（ｂ）を重畳す
ることにより得られる。これを数式で表現すると次式と
なる。
Ｅ（θ）＝E0（θ）＋αE1（θ） ……（１） 同様に、ｍ個の零点をもつ電界放射パターンは次式とな
る。
る。
従って、放射パターンとこの放射パターンを得るために
素子アンテナを与える複素励振振幅位相（振幅成分と位
相成分を有するベクトル）との関係は線形性であるの
で、E0（θ）を形成するためにｉ番目の素子に与える複
素励振振幅位相をA0iとし、E1（θ）,E2（θ），…,Em
（θ）を形成するためにｉ番目の素子アンテナに与える
複素励振振幅位相をB1i,B2i,…,Bmiとすると、θ０方向
に主ビームを向け、θ１、θ２、…θｍ方向に零点を形
成するためにｉ番目の素子に与える複素励振振幅位相Ai
は次の第（３）式で表わされる。
素子アンテナを与える複素励振振幅位相（振幅成分と位
相成分を有するベクトル）との関係は線形性であるの
で、E0（θ）を形成するためにｉ番目の素子に与える複
素励振振幅位相をA0iとし、E1（θ）,E2（θ），…,Em
（θ）を形成するためにｉ番目の素子アンテナに与える
複素励振振幅位相をB1i,B2i,…,Bmiとすると、θ０方向
に主ビームを向け、θ１、θ２、…θｍ方向に零点を形
成するためにｉ番目の素子に与える複素励振振幅位相Ai
は次の第（３）式で表わされる。
式（３）中にA0iとBni（B1i,B2i,…,Bmi）はアレーアン
テナと素子アンテナ位置と主ビームの方向から一般に容
易に求まるものである。従って、次に係数であるαni
（α1,α2,…，αｍ）を求めることができれば、式
（３）のAiが求まる。第２図の電界放射パターン（ａ）
のθ＝０方向の放射レベルをE0（θ０）、θ＝θ１方向
の放射レベルをE1（θ１）、同じく、電界放射パターン
（ｂ）の（θ）＝０方向の放射レベルをE1（θ０）、θ
＝θ１方向の放射レベルをE1（θ１）とすれば、第２図
のΔのレベルは次式となる。
テナと素子アンテナ位置と主ビームの方向から一般に容
易に求まるものである。従って、次に係数であるαni
（α1,α2,…，αｍ）を求めることができれば、式
（３）のAiが求まる。第２図の電界放射パターン（ａ）
のθ＝０方向の放射レベルをE0（θ０）、θ＝θ１方向
の放射レベルをE1（θ１）、同じく、電界放射パターン
（ｂ）の（θ）＝０方向の放射レベルをE1（θ０）、θ
＝θ１方向の放射レベルをE1（θ１）とすれば、第２図
のΔのレベルは次式となる。
式（４）の関係と零点のレベルを０とすれば、αは次式
となる。
となる。
従って、θ1,θ2,…，θｍ方向に零点を形成するための は次の関係から得られる。
ここに このようにして求められたα1,α2,…，αｍと、上述の
ようにアレーアンテナと素子アンテナ位置と主ビームの
方向から求まるA0iとB1i,B2i,…,Bmiとにより上記式
（３）から得られる複素励振振幅位相Aiをｉ番目の素子
アンテナEaiに与えると、第３図に示した電力放射パタ
ーン特性図で見られるようにθ０方向に主ビームを持
ち、θ1,θ2,…，θｍの方向に零点を形成した電力放射
パターンが得られる。ここで複素励振振幅位相Aiを与え
る場合、励振振幅、位相共変えなくてはならない。いま
複素励振振幅位相Aiの位相成分ＰＡｉとする。励振振幅
は固定とし、励振位相のみをＰＡｉに設定すると、第４
図に示すように、θ1,θ2,…，θｍ方向では完全に零点
は形成されないが、θ1,θ2,…，θｍ方向の電力レベル
がかなり低減された電力放射パターンが得られる。
ようにアレーアンテナと素子アンテナ位置と主ビームの
方向から求まるA0iとB1i,B2i,…,Bmiとにより上記式
（３）から得られる複素励振振幅位相Aiをｉ番目の素子
アンテナEaiに与えると、第３図に示した電力放射パタ
ーン特性図で見られるようにθ０方向に主ビームを持
ち、θ1,θ2,…，θｍの方向に零点を形成した電力放射
パターンが得られる。ここで複素励振振幅位相Aiを与え
る場合、励振振幅、位相共変えなくてはならない。いま
複素励振振幅位相Aiの位相成分ＰＡｉとする。励振振幅
は固定とし、励振位相のみをＰＡｉに設定すると、第４
図に示すように、θ1,θ2,…，θｍ方向では完全に零点
は形成されないが、θ1,θ2,…，θｍ方向の電力レベル
がかなり低減された電力放射パターンが得られる。
以上のような平面波合成法によって複素励振振幅位相を
求め、それの励振位相ＰＡｉのみを得ることは、角度指
示回路（５）によって不要電波の到来方向が判明してい
れば、初期値設定位相演算装置（６）によって比較的簡
単な演算で容易に行なうことがができる。
求め、それの励振位相ＰＡｉのみを得ることは、角度指
示回路（５）によって不要電波の到来方向が判明してい
れば、初期値設定位相演算装置（６）によって比較的簡
単な演算で容易に行なうことがができる。
この後、上記初期値設定位相ＰＡｉを基にして、非線形
計画法（最適化手段）を実行して、励振位相をＰＡｉ＋
Δｉに調整すれば、第５図に示すように、θ1,θ2,…，
θｍ方向の電力レベルを完全に零にすることができる。
計画法（最適化手段）を実行して、励振位相をＰＡｉ＋
Δｉに調整すれば、第５図に示すように、θ1,θ2,…，
θｍ方向の電力レベルを完全に零にすることができる。
ここで一般にフェーズドアレーアンテナでは移相器とし
てディジタル移相器が使用される。上記ディジタル移相
器の最少の刻み角度をθＢとし、通常のビーム走査を行
なう場合の設定位相をP0iとして、Diを次の（10）式で
定義する。
てディジタル移相器が使用される。上記ディジタル移相
器の最少の刻み角度をθＢとし、通常のビーム走査を行
なう場合の設定位相をP0iとして、Diを次の（10）式で
定義する。
Di＝（ＰＡｉ＋Δｉ）−P0i ……（10） Diは、零点形成前の位相と零点形成後の位相の差を表わ
すものである。
すものである。
第６図には、横軸に素子番号１、２、…Ｎ、縦軸にDiの
値をプロットした実測値のグラフの一例を示す。このと
き|Di|＜θＢ/2となる素子、（例えば、１、３）に関し
ては量子化を行なって位相を設定する場合、通常のビー
ム走査を行なう場合と全く同じ設定位相になる。ここで
Δｉは一般に微小量と考えられるから式（10）は次式と
近似できる。
値をプロットした実測値のグラフの一例を示す。このと
き|Di|＜θＢ/2となる素子、（例えば、１、３）に関し
ては量子化を行なって位相を設定する場合、通常のビー
ム走査を行なう場合と全く同じ設定位相になる。ここで
Δｉは一般に微小量と考えられるから式（10）は次式と
近似できる。
DiＰＡｉ−P0i ……（11） 従って、|Di|≧θＢ/2となる素子につながれた移相器の
みを選択する演算回路である移相器選択回路（６）によ
って選択された素子アンテナについてのみ、制御プロセ
ッサ（４）で非線形最適化手法によって、θ1,θ2,…，
θｍ方向の電界レベルが完全に零となる最終設定位相を
計算すれば、少ない計算時間で到来方向に零点を形成す
る設定位相が計算される。
みを選択する演算回路である移相器選択回路（６）によ
って選択された素子アンテナについてのみ、制御プロセ
ッサ（４）で非線形最適化手法によって、θ1,θ2,…，
θｍ方向の電界レベルが完全に零となる最終設定位相を
計算すれば、少ない計算時間で到来方向に零点を形成す
る設定位相が計算される。
この実施例によるアンテナ装置の制御動作の流れ図を第
７図に示す。
７図に示す。
［発明の効果］ 以上の説明によって明らかにされたように、この発明に
よれば、移相器選択回路で選択された素子アンテナにつ
いてのみを対象として、非線形最適化手法による計算を
行うので、所望の放射パターンを得るための設定位相を
求める演算が速くできるという効果がある。
よれば、移相器選択回路で選択された素子アンテナにつ
いてのみを対象として、非線形最適化手法による計算を
行うので、所望の放射パターンを得るための設定位相を
求める演算が速くできるという効果がある。
第１図はこの発明の一実施例を示すブロック線図、第２
図は２つの電界放射パターンを重畳して、零点を形成す
る原理を示す図、第３図は励振振幅位相共に変化させて
零点を形成したときの放射パターン特性図、第４図は、
励振位相のみを設定し、初期設定したときの放射パター
ン特性図、第５図は、制御プロセッサによって計算され
た設定位相を各移相器に与えた場合の放射パターン特性
図、第６図は移相器選択回路のアルゴリズム（問題解決
のための段階的手段）を示す実測値のプロットグラフ
図、第７図はこの発明によるアンテナ装置の制御動作を
示す流れ図、第８図は従来のアンテナ装置を示すブロッ
ク線図である。各図中、Ea1,Ea2,…,EaNは素子アンテ
ナ、Ps1,Ps2,…,PsNは移相器、（１）は合成器、（２）
は受信機、（３）は移相器制御装置、（４）は制御プロ
セッサ、（５）は角度指示回路、（６）は初期値設定位
相演算装置、（７）は移相器選択回路である。 なお、図中同一符号は同一或は相当部分を示す。
図は２つの電界放射パターンを重畳して、零点を形成す
る原理を示す図、第３図は励振振幅位相共に変化させて
零点を形成したときの放射パターン特性図、第４図は、
励振位相のみを設定し、初期設定したときの放射パター
ン特性図、第５図は、制御プロセッサによって計算され
た設定位相を各移相器に与えた場合の放射パターン特性
図、第６図は移相器選択回路のアルゴリズム（問題解決
のための段階的手段）を示す実測値のプロットグラフ
図、第７図はこの発明によるアンテナ装置の制御動作を
示す流れ図、第８図は従来のアンテナ装置を示すブロッ
ク線図である。各図中、Ea1,Ea2,…,EaNは素子アンテ
ナ、Ps1,Ps2,…,PsNは移相器、（１）は合成器、（２）
は受信機、（３）は移相器制御装置、（４）は制御プロ
セッサ、（５）は角度指示回路、（６）は初期値設定位
相演算装置、（７）は移相器選択回路である。 なお、図中同一符号は同一或は相当部分を示す。
Claims (1)
- 【請求項１】素子アンテナ及びこのアンテナに接続され
た移相器からなる複数個のアンテナユニット群と、電力
分配又は合成器と、上記移相器を制御する移相器制御装
置と、所要信号波と不要信号波との到来方向を指示する
角度指示回路と、所要信号波の到来方向に主ビームを指
向すると共に不要信号波到来方向に放射パターンの零点
を形成するために上記各移相器に付与すべき位相値を非
線形最適化手法により計算する制御プロセッサとを備え
たアンテナ装置において、所要信号波の到来方向に主ビ
ームを指向し不要信号波到来方向に零点をもつ上記放射
パターンの励振位相のみを、上記制御プロセッサが上記
設定位相を計算するための初期値として、励振振幅を固
定してあらかじめ平面波合成法等の解析的手法により求
める初期値設定位相演算装置と、これにより演算した初
期値設定位相と上記不要信号波到来方向に零点を形成し
ないときの各移相器の設定位相との差が、ある一定値よ
りも大きくなる移相器を選択する移相器選択回路を設
け、上記移相器選択回路で選択された移相器についての
み、その位相値を上記制御プロセッサにおいて非線形最
適化手法により計算して付与し、他の移相器について
は、上記初期値設定位相演算装置によって演算された初
期値設定位相を付与するようにしたことを特徴とするア
ンテナ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61165280A JPH0682965B2 (ja) | 1986-07-14 | 1986-07-14 | アンテナ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61165280A JPH0682965B2 (ja) | 1986-07-14 | 1986-07-14 | アンテナ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6319901A JPS6319901A (ja) | 1988-01-27 |
| JPH0682965B2 true JPH0682965B2 (ja) | 1994-10-19 |
Family
ID=15809329
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61165280A Expired - Lifetime JPH0682965B2 (ja) | 1986-07-14 | 1986-07-14 | アンテナ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0682965B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2584503B2 (ja) * | 1988-12-01 | 1997-02-26 | 三菱電機株式会社 | アンテナ装置 |
| JP2625009B2 (ja) * | 1988-12-21 | 1997-06-25 | 三菱電機株式会社 | アンテナ・システム |
| JP4877697B2 (ja) * | 2001-02-26 | 2012-02-15 | 三菱電機株式会社 | アンテナ装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5738003A (en) * | 1980-08-19 | 1982-03-02 | Tech Res & Dev Inst Of Japan Def Agency | Adaptive antenna device |
-
1986
- 1986-07-14 JP JP61165280A patent/JPH0682965B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6319901A (ja) | 1988-01-27 |
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